CA1129506A - Circuit de recuperation de la porteuse d'un signal numerique synchrone transmis par modulation d'amplitude - Google Patents
Circuit de recuperation de la porteuse d'un signal numerique synchrone transmis par modulation d'amplitudeInfo
- Publication number
- CA1129506A CA1129506A CA323,009A CA323009A CA1129506A CA 1129506 A CA1129506 A CA 1129506A CA 323009 A CA323009 A CA 323009A CA 1129506 A CA1129506 A CA 1129506A
- Authority
- CA
- Canada
- Prior art keywords
- signal
- output
- carrier
- phase
- input
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 title claims abstract description 39
- 238000011084 recovery Methods 0.000 claims abstract description 22
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 claims description 16
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 claims description 4
- 239000008267 milk Substances 0.000 claims 2
- 210000004080 milk Anatomy 0.000 claims 2
- 235000013336 milk Nutrition 0.000 claims 2
- 230000011664 signaling Effects 0.000 claims 2
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 16
- 230000006870 function Effects 0.000 description 10
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000004044 response Effects 0.000 description 3
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 2
- 241000287828 Gallus gallus Species 0.000 description 1
- 241000219422 Urtica Species 0.000 description 1
- 235000009108 Urtica dioica Nutrition 0.000 description 1
- RDYMFSUJUZBWLH-UHFFFAOYSA-N endosulfan Chemical compound C12COS(=O)OCC2C2(Cl)C(Cl)=C(Cl)C1(Cl)C2(Cl)Cl RDYMFSUJUZBWLH-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 238000000605 extraction Methods 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
- 230000000717 retained effect Effects 0.000 description 1
- 235000002020 sage Nutrition 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/02—Amplitude-modulated carrier systems, e.g. using on-off keying; Single sideband or vestigial sideband modulation
- H04L27/06—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/066—Carrier recovery circuits
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
PRECIS DE LA DIVULGATION
Circuit de récupération de la porteuse d'un si-gnal numérique synchrone transmis par modulation d'amplitu-de comportant un oscillateur à fréquence et phase réglables engendrant une porteuse locale, un circuit de démodulation recevant en entrée la porteuse locale éventuellement dé-phasée et le signal numérique synchrone transmis en modu-lation d'amplitude, et un asservissement contrôlant la phase et la fréquence de l'oscillateur à partir des signaux délivres par le circuit de démodulation et comportant au moins un autocorrélateur à coïncidence de signe.
Circuit de récupération de la porteuse d'un si-gnal numérique synchrone transmis par modulation d'amplitu-de comportant un oscillateur à fréquence et phase réglables engendrant une porteuse locale, un circuit de démodulation recevant en entrée la porteuse locale éventuellement dé-phasée et le signal numérique synchrone transmis en modu-lation d'amplitude, et un asservissement contrôlant la phase et la fréquence de l'oscillateur à partir des signaux délivres par le circuit de démodulation et comportant au moins un autocorrélateur à coïncidence de signe.
Description
3L~Z95~6 La presente invention est relative à la transmis-sion numerique. Elle concerne la demodulation d'un signal numérique synchrone transmis en modulation d'amplitude et plus particulièrement la recupération de la porteuse de modulation.
On connait des circuits de recuperation de la porteuse d'un signal numérique synchrone transmis en modu-lation d'amplitude qui utilisent, pour récupérer la fré-quence et la phase de cette porteuse, la présence, dans le signal reçu, de la porteuse lorsque celle-ci est transmise, ou bien simplement d'un reste de porteuse ou bien encore de fréquences pilotes particulières. De tels circuits ne per-mettent pas generalement une récupération de phase très satisfaisante.
Plus recemment, ont éte proposes des circuits dans lesquels la récupération de la phase de la porteuse s'effec-tue à partir de certaines caracteristiques du signal nume-rique synchrone reçu et demodule. De tels circuits de re-cupération comportent en géneral soit, lorsque la frequence porteuse est présente dans le signal reçu, un filtre d'ex- -traction de cette fréquence suivi d'un déphaseur variable asservi à partir du signal numerique synchrone reçu et demodule, soit, ce qui est plus simple et ne necessite pas la présence de la fréquence porteuse dans le signal recu, un oscillateur commandable asservi en phase ~ partir du signal numérique synchrone reçu et demodule. On connalt des circuits de récupération de ce type dans le cas où le signal numerique synchrone est code en bipolaire avant d~être transmis en modulation d'amplitude.- Certains de ces circuits utilisent un asservissement tendant à annuler la ~valeur moyenne du signal reçu et démodule entre deux tran-sitions de niveau consecutives de même sens de ce signal.
D'autres utilisent un asservissement qui tend à rendre maxi-male une composante, au double de la frequence des symboles du signal numerique synchrone, qui est tirée de l'élevation au carré du signal reçu et démodulé.
!e~ ' ~ ' , .. ..
: , . :
, ~ , .
~Z~5~6 La présente invention a pour but un circuit de ré-cupération dans lequel, comme dans les precedents, la recu-peration de phase s'effectue à partir des.signaux numeriques synchrones reçus et demodules mais qui presente, par rap-port a eux, des caracteristiques ameliorees grace à un asservissement d'un nouveau genre, et qui, de plus, n'est pas limite au cas de signaux numeriques synchrones codes en bipolaire.
Elle a pour objet un circuit de récupération de la porteuse d'un signal numérique synchrone transmis par modulation d'amplitude comportant un circuit d'elaboration d'une porteuse locale, muni d'un moyen de réglage de phase de cette porteuse locale, un circuit de demodulation cons-titue d'un modulateur lineaire recevant en entree la por-teuse locale eventuellement dephasee et le signal numeri-que synchrone transmis en modulation d'amplitude, d'un filtre passe-bas dispose à la suite. Le ci.rcuit comporte egalement un autocorrelateur à coincidence de signe connec-te a la suite du filtre passe-bas effectuant la correlation ::
des polarites de deux versions d'un sig.nal fourni par le circuit de démodulation et commandant le moyen de réglage de phase. Lesdites versions sont retardées entre elles d'un multiple entier d'un intervalle de temps unitaire du.signal : .
numérique synchrone consideré.
- Selon un mode préfére de réalisation le circuit : .
de demodulation comporte deux modulateurs lineaires qui recoivent d'une part le stgnal numérique synchrone transmis .
en modulation d'amplitude et d'autre part la porteuse locale déphasée différemment pour l'un et l'autre, et deux filtres passe-bas connectés chacun à la suite d'un modula-teur linéaire. L'asservissement comporte deux autocorréla-teurs de signe dont les entrees sont connectées aux sorties :
des deux filtres passe-bas respectivement et dont les sor-ties sont couplées par l'intermédiaire d'un amplificateur :
différentiel.
D'autres caractéristiques et avantages de l'in-vention ressortiront des revendications jointes et de la :
:: . . :. :
.: : : . ~ : : :
-:
~z~s~
description ci-apr~s de plusieurs modes de réalisation donnés à titre d'exemples. Cette description.sera faite en regard du dessin dans lequel: .
- les figures 1, 2 et 3.sont des.schémas de démo-dulateurs pour la reception d'un signal numerique.synchrone codé en bipolaire et transmis par modulation d'amplitude en bande latérale unique comportant un circuit de recupération de porteuse selon~l'invention, . .
- et les figures 4, 5 et 6.sont des diagrammes illustrant les caracteristiques des démodulateurs repré-sentés aux figures 1, 2 et 3.
Dans la suite de la description on se limite a.un.
signal.numérique synchrone codé en bipolaire et transmis par une modulation d'amplitude en bande latérale unique, mais il est ~ noter que l'invention s.'applique à des.si-gnaux numériques synchrones codés autrement qu'en bipolaire et transmis par d'autres types de modulation d'amplitude.
. Les démodulateurs représentés aux figures l.et 2 comportent chacun un circuit de récupération de porteuse 10, 10' selon l'invention associé à un modulateur lineaire 11, 11' et un fil.tre passe bas 12, 12' assurant la démodu-lation proprement dite du signal reçu.
Soit e(t) le.signal reçu, résultant d'une modu-lation d'amplitude en bande latérale unique d'une porteuse en cos Q t par un signal numérique synchrone Ylt). Il est de la forme, dans le cas o~ l'on consid~re ~ue la bande laterale conservee est la bande inferieure: . :
elt) - y(t) cos Q t ~ y(t).sin.~ t y(t) etant la transformée de Hilbert du:s.ignal y(t . .
5~6 En supposant que le modulateur linéaire 11,11' reçoive une porteuse locale g(t) de même fréquence que la porteuse d'émission et déphasée d'un angle ~ par rapport à cette dernière et que le filtre passe_bas 12,12' élimine le battement supérieur produit par le modulateur linéaire 11,11' on obtient en sortie un signal z~t) de la forme :
z(t) = y(t) cos ~ + y(t) sin ~ (1) Ce signal z(t) représentera le signal d'émission y(t) ou son opposé -y(t) si l'angle ~ est nul à K~ près.
Les circuits de récupération de porteuse 10,10' permettent un tel résultat. Ils comportent chacun :
- un oscillateur à ~réquence et phase réglables 15,15';
- un modulateur linéaire 16,16' qui reçoit, sur une première entrée, le sigPal numérique synchrone transmis par modulation d'amplitude en bande latérale unique e(t) et, sur une deuxième entrée, le signal de sortie de l'oscillateur 15,15', - un filtre passe-bas 17,17' connecté à la sortie du modulateur linéaire 16,16', - un déphaseur fixe 18,18' connecté à la sortie de l'oscillateur 15,15' et délivrant le signal de sortie du circuit de récupération~
- et un autocorrélateur à coincidence de signe 19,19' dont l'entrée est connectée à la sortie du filtre passe_bas 17,17' et dont la sortie est connectée à une entrée de réglage de la fréquence et de la phase de l'oscilla-teur 15,15'.
Les deux circuits de récupération de porteuse 10,10' des démodulateurs représentés aux figures 1 et 2 différent par la structure de leurs autocorré-lateur~ à co~ncidence de signe 19 et 19' qui dellvrent néanmoins le même signal de sortie.
L'autocorrélateur à coïncidence de signe 1~ du démodulateur représente à la figure 1 comporte :
- un limiteur absolu 2?, - un multiplicateur 23 à deux entrées chacune connectée à la sortie du limiteur absolu 22 l'une directement, l'autre par l'intermédiaire d'un -circuit à retard 24, - le circuit à retard 24 - et un intégrateur 25 connecté en sortie du multiplicateur 23 et délivrant le signal de sortie de l'autocorrélateur.
Un signal s(t) appliqué à l'entrée de l'autocorrélateur à colncidence de signe 19 est reçu par le limiteur absolu 22 qui délivre en sortie un signal u2(t). Ce signal est, par définition, un signal binaire égal à ~1 40 si s(t) est positif et à -1 dans le cas contraire. Le signal u2(t) est appliqué
.
, . . . . .
~L~Z~5Di~
san~ délai sur une entrée du multiplicateur Z3 et avec un délai I sur l'autre.
Le multiplicateur 23 délivre en réponse un signal p(t) appliqué à l'intégra-teur 25. Ce dernier a une constante d'intégration t1 et un signal de sortie P(t) qui peut être exprimé par la formule :
to~t Ptt) = 1 p(t)dt (p(t) - +1) o L'autocorrélateur à coincidence de signe 19l du démodulateur représenté
à la figure 2 comporte :
un limiteur ab~olu 32, - un additionneur 33 à deux entrées chacune connectée à la sortie du limiteur ab~olu 32, l'une directement, l'autre par l'intermédiaire d'un oircuit à retard 34, - le circuit à retard 34, - deux intégrateurs 35 et 36 connectés à la sortie de l'additionneur 33, l'un directement, l'autre par l'intermédiaire d'un circuit logique inverseur 37, - le circuit logique inverseur 37 ~-- et un amplificateur différentiel 38 dont le~ entrées sont connectées aux sorties des intégrateurs 35 et 36 et qui délivre le signal de sortie de l'autocorrélateur.
Un signal s(t) appliqué à l'entrée de l'autocorrélateur à co~ncidence de signe 19' est reçu par le limiteur absolu 32 qui délivre en réponse un si~al logique u1(t). Le signal logique u1(t) est, par définition, au niveau 1 lor~que le signal d'entrée s(t) esS positif et au niveau o dans le cas contraire.
L'additionneur 33 réalise la fonction loglque "ou exclusif". Il reçoit sur une entrée le signal u1(t) issu du lim1teur absolu 32 et sur l'autre le même signal retardé d'un temps ~ par le circuit à retard 34. Il déliYre un signal q(t) qui est lié à celui p(t) du multiplicateur 23 (figure 1) par la formule :
p(t) = 1 - 2q~t) (2) L'intégrateur 35 a un tenps d'intégration tl et délivre un signal Q(t) qui peut s'exprimer par la formule :
1 ~to+t1 (q(t) = 0 ou 1 1 to Le slgnal q(t) est également appliqué, après avoir été complémenté, à l'intégrateur 36. Celui ci a également un temps d'intégration t1~ Il délivre . ~
:, :' : , : ::
~2~5~!~
un signal Q(t) de la forme :
-( ) 1 ~ 1 q(t)dt . Les signaux Q(t) et Q(t) sont liés entre eux, comme les signaux q(t) et q(t), par la formule :
~(t) = 1 - Q(t) L1amplificateur différentiel 38 fournit en sortie un signal r(t) égal à :
r(t) = Q(t) - Q(t) = 1 - 2 Q(t) Comme les signaux P(t) et Q(t) sont liés entre eux par la même relation (2) que p(t) et q(t) on a également :
P(t) - 1 - 2 Q(t~
On en déduit que les autocorrélateurs à coïncidence de signe 19 et 19' représentés aux ~igures 1 et 2 ont le même signal de sortie qui sera désigné uniquement par P(t) dans la suite de la description.
Les circuits à retard 24 et 34 qui ne traitent que des signaux binaires peuvent être réalise~ à l'aide de registres à décalage comportant n bascules fonctionnant à la fréquence n/t , n étant un nombre entier choisi de manière à réaliser un compromis acceptable entre le prix des registres à décalage et la précision des autocorrélateurs.
On connait des circuits de recuperation de la porteuse d'un signal numérique synchrone transmis en modu-lation d'amplitude qui utilisent, pour récupérer la fré-quence et la phase de cette porteuse, la présence, dans le signal reçu, de la porteuse lorsque celle-ci est transmise, ou bien simplement d'un reste de porteuse ou bien encore de fréquences pilotes particulières. De tels circuits ne per-mettent pas generalement une récupération de phase très satisfaisante.
Plus recemment, ont éte proposes des circuits dans lesquels la récupération de la phase de la porteuse s'effec-tue à partir de certaines caracteristiques du signal nume-rique synchrone reçu et demodule. De tels circuits de re-cupération comportent en géneral soit, lorsque la frequence porteuse est présente dans le signal reçu, un filtre d'ex- -traction de cette fréquence suivi d'un déphaseur variable asservi à partir du signal numerique synchrone reçu et demodule, soit, ce qui est plus simple et ne necessite pas la présence de la fréquence porteuse dans le signal recu, un oscillateur commandable asservi en phase ~ partir du signal numérique synchrone reçu et demodule. On connalt des circuits de récupération de ce type dans le cas où le signal numerique synchrone est code en bipolaire avant d~être transmis en modulation d'amplitude.- Certains de ces circuits utilisent un asservissement tendant à annuler la ~valeur moyenne du signal reçu et démodule entre deux tran-sitions de niveau consecutives de même sens de ce signal.
D'autres utilisent un asservissement qui tend à rendre maxi-male une composante, au double de la frequence des symboles du signal numerique synchrone, qui est tirée de l'élevation au carré du signal reçu et démodulé.
!e~ ' ~ ' , .. ..
: , . :
, ~ , .
~Z~5~6 La présente invention a pour but un circuit de ré-cupération dans lequel, comme dans les precedents, la recu-peration de phase s'effectue à partir des.signaux numeriques synchrones reçus et demodules mais qui presente, par rap-port a eux, des caracteristiques ameliorees grace à un asservissement d'un nouveau genre, et qui, de plus, n'est pas limite au cas de signaux numeriques synchrones codes en bipolaire.
Elle a pour objet un circuit de récupération de la porteuse d'un signal numérique synchrone transmis par modulation d'amplitude comportant un circuit d'elaboration d'une porteuse locale, muni d'un moyen de réglage de phase de cette porteuse locale, un circuit de demodulation cons-titue d'un modulateur lineaire recevant en entree la por-teuse locale eventuellement dephasee et le signal numeri-que synchrone transmis en modulation d'amplitude, d'un filtre passe-bas dispose à la suite. Le ci.rcuit comporte egalement un autocorrelateur à coincidence de signe connec-te a la suite du filtre passe-bas effectuant la correlation ::
des polarites de deux versions d'un sig.nal fourni par le circuit de démodulation et commandant le moyen de réglage de phase. Lesdites versions sont retardées entre elles d'un multiple entier d'un intervalle de temps unitaire du.signal : .
numérique synchrone consideré.
- Selon un mode préfére de réalisation le circuit : .
de demodulation comporte deux modulateurs lineaires qui recoivent d'une part le stgnal numérique synchrone transmis .
en modulation d'amplitude et d'autre part la porteuse locale déphasée différemment pour l'un et l'autre, et deux filtres passe-bas connectés chacun à la suite d'un modula-teur linéaire. L'asservissement comporte deux autocorréla-teurs de signe dont les entrees sont connectées aux sorties :
des deux filtres passe-bas respectivement et dont les sor-ties sont couplées par l'intermédiaire d'un amplificateur :
différentiel.
D'autres caractéristiques et avantages de l'in-vention ressortiront des revendications jointes et de la :
:: . . :. :
.: : : . ~ : : :
-:
~z~s~
description ci-apr~s de plusieurs modes de réalisation donnés à titre d'exemples. Cette description.sera faite en regard du dessin dans lequel: .
- les figures 1, 2 et 3.sont des.schémas de démo-dulateurs pour la reception d'un signal numerique.synchrone codé en bipolaire et transmis par modulation d'amplitude en bande latérale unique comportant un circuit de recupération de porteuse selon~l'invention, . .
- et les figures 4, 5 et 6.sont des diagrammes illustrant les caracteristiques des démodulateurs repré-sentés aux figures 1, 2 et 3.
Dans la suite de la description on se limite a.un.
signal.numérique synchrone codé en bipolaire et transmis par une modulation d'amplitude en bande latérale unique, mais il est ~ noter que l'invention s.'applique à des.si-gnaux numériques synchrones codés autrement qu'en bipolaire et transmis par d'autres types de modulation d'amplitude.
. Les démodulateurs représentés aux figures l.et 2 comportent chacun un circuit de récupération de porteuse 10, 10' selon l'invention associé à un modulateur lineaire 11, 11' et un fil.tre passe bas 12, 12' assurant la démodu-lation proprement dite du signal reçu.
Soit e(t) le.signal reçu, résultant d'une modu-lation d'amplitude en bande latérale unique d'une porteuse en cos Q t par un signal numérique synchrone Ylt). Il est de la forme, dans le cas o~ l'on consid~re ~ue la bande laterale conservee est la bande inferieure: . :
elt) - y(t) cos Q t ~ y(t).sin.~ t y(t) etant la transformée de Hilbert du:s.ignal y(t . .
5~6 En supposant que le modulateur linéaire 11,11' reçoive une porteuse locale g(t) de même fréquence que la porteuse d'émission et déphasée d'un angle ~ par rapport à cette dernière et que le filtre passe_bas 12,12' élimine le battement supérieur produit par le modulateur linéaire 11,11' on obtient en sortie un signal z~t) de la forme :
z(t) = y(t) cos ~ + y(t) sin ~ (1) Ce signal z(t) représentera le signal d'émission y(t) ou son opposé -y(t) si l'angle ~ est nul à K~ près.
Les circuits de récupération de porteuse 10,10' permettent un tel résultat. Ils comportent chacun :
- un oscillateur à ~réquence et phase réglables 15,15';
- un modulateur linéaire 16,16' qui reçoit, sur une première entrée, le sigPal numérique synchrone transmis par modulation d'amplitude en bande latérale unique e(t) et, sur une deuxième entrée, le signal de sortie de l'oscillateur 15,15', - un filtre passe-bas 17,17' connecté à la sortie du modulateur linéaire 16,16', - un déphaseur fixe 18,18' connecté à la sortie de l'oscillateur 15,15' et délivrant le signal de sortie du circuit de récupération~
- et un autocorrélateur à coincidence de signe 19,19' dont l'entrée est connectée à la sortie du filtre passe_bas 17,17' et dont la sortie est connectée à une entrée de réglage de la fréquence et de la phase de l'oscilla-teur 15,15'.
Les deux circuits de récupération de porteuse 10,10' des démodulateurs représentés aux figures 1 et 2 différent par la structure de leurs autocorré-lateur~ à co~ncidence de signe 19 et 19' qui dellvrent néanmoins le même signal de sortie.
L'autocorrélateur à coïncidence de signe 1~ du démodulateur représente à la figure 1 comporte :
- un limiteur absolu 2?, - un multiplicateur 23 à deux entrées chacune connectée à la sortie du limiteur absolu 22 l'une directement, l'autre par l'intermédiaire d'un -circuit à retard 24, - le circuit à retard 24 - et un intégrateur 25 connecté en sortie du multiplicateur 23 et délivrant le signal de sortie de l'autocorrélateur.
Un signal s(t) appliqué à l'entrée de l'autocorrélateur à colncidence de signe 19 est reçu par le limiteur absolu 22 qui délivre en sortie un signal u2(t). Ce signal est, par définition, un signal binaire égal à ~1 40 si s(t) est positif et à -1 dans le cas contraire. Le signal u2(t) est appliqué
.
, . . . . .
~L~Z~5Di~
san~ délai sur une entrée du multiplicateur Z3 et avec un délai I sur l'autre.
Le multiplicateur 23 délivre en réponse un signal p(t) appliqué à l'intégra-teur 25. Ce dernier a une constante d'intégration t1 et un signal de sortie P(t) qui peut être exprimé par la formule :
to~t Ptt) = 1 p(t)dt (p(t) - +1) o L'autocorrélateur à coincidence de signe 19l du démodulateur représenté
à la figure 2 comporte :
un limiteur ab~olu 32, - un additionneur 33 à deux entrées chacune connectée à la sortie du limiteur ab~olu 32, l'une directement, l'autre par l'intermédiaire d'un oircuit à retard 34, - le circuit à retard 34, - deux intégrateurs 35 et 36 connectés à la sortie de l'additionneur 33, l'un directement, l'autre par l'intermédiaire d'un circuit logique inverseur 37, - le circuit logique inverseur 37 ~-- et un amplificateur différentiel 38 dont le~ entrées sont connectées aux sorties des intégrateurs 35 et 36 et qui délivre le signal de sortie de l'autocorrélateur.
Un signal s(t) appliqué à l'entrée de l'autocorrélateur à co~ncidence de signe 19' est reçu par le limiteur absolu 32 qui délivre en réponse un si~al logique u1(t). Le signal logique u1(t) est, par définition, au niveau 1 lor~que le signal d'entrée s(t) esS positif et au niveau o dans le cas contraire.
L'additionneur 33 réalise la fonction loglque "ou exclusif". Il reçoit sur une entrée le signal u1(t) issu du lim1teur absolu 32 et sur l'autre le même signal retardé d'un temps ~ par le circuit à retard 34. Il déliYre un signal q(t) qui est lié à celui p(t) du multiplicateur 23 (figure 1) par la formule :
p(t) = 1 - 2q~t) (2) L'intégrateur 35 a un tenps d'intégration tl et délivre un signal Q(t) qui peut s'exprimer par la formule :
1 ~to+t1 (q(t) = 0 ou 1 1 to Le slgnal q(t) est également appliqué, après avoir été complémenté, à l'intégrateur 36. Celui ci a également un temps d'intégration t1~ Il délivre . ~
:, :' : , : ::
~2~5~!~
un signal Q(t) de la forme :
-( ) 1 ~ 1 q(t)dt . Les signaux Q(t) et Q(t) sont liés entre eux, comme les signaux q(t) et q(t), par la formule :
~(t) = 1 - Q(t) L1amplificateur différentiel 38 fournit en sortie un signal r(t) égal à :
r(t) = Q(t) - Q(t) = 1 - 2 Q(t) Comme les signaux P(t) et Q(t) sont liés entre eux par la même relation (2) que p(t) et q(t) on a également :
P(t) - 1 - 2 Q(t~
On en déduit que les autocorrélateurs à coïncidence de signe 19 et 19' représentés aux ~igures 1 et 2 ont le même signal de sortie qui sera désigné uniquement par P(t) dans la suite de la description.
Les circuits à retard 24 et 34 qui ne traitent que des signaux binaires peuvent être réalise~ à l'aide de registres à décalage comportant n bascules fonctionnant à la fréquence n/t , n étant un nombre entier choisi de manière à réaliser un compromis acceptable entre le prix des registres à décalage et la précision des autocorrélateurs.
2~ Les intégrateurs 25, 35, 36 peuvent être réalisés à l'aide de filtres paqse-bas de constante de temps t1~ .
Il a été constaté expérimentalement que le signal de sortie P(t) de~
autocorrélateurs à coincidence de signe 19,19' variait en ~onction de l'angle -de déphasag~ existant entre la porteuse d'émis~ion et la porteuse locale 25 appliquée au modulateur linéaire 16,16' lorsque le retard t des circuits ~:
à retard 2~,34 était choisi égal à UD multiple entier de l'intervalle de temps unitaire T du ~ignal numérique synchrone considéré et qu'il convenait particulièrenent bien pour l'asservissement de la phase et de la fréquence de l'oscillateur 15,15'. . .
Pour expliquer cette propriété, on Ya montrer que le signal de sortie Ptt~
des autooorrélateurs à colncidence de signe 19,19' est fonction du décalage .entre les zéros d'ordre pair et ceux d'ordre impair d'un signal appliqué
à leur entrée et présentant des zéros consécutifs espacés d'un intervalle de temps égal en moyenne à un intervalle de temps unitaire T puis, grâce '"''t à un exemple simple, qu'un déphasage entre la porteuse locale appliquée au modulateur linéaire 16,16' et la porteuse d'emission produit ~n tel décalage sur les æéros du sigpal.numérique synchrone démodulé issu du filtre passe - :
baq 17-,-~' , ' , , ' - ~ . .. . .
-:-. ~ .:
~LZ~5~6 Soit un signal s(t) présentant des zéros d'ordre pair décalés par rapport aux zéros d'ordre impair et un lntervalle de temps moyen entre deux zéros consécukifs égal à l!intervalle de temps unitaire T. Un signal de ce genre peut être défini par la formule :
s(t) - A I sin ~ T
A étant une constante inférieure à 1 en module ou encore, en posant :
A = sin ~ -s(t) = sin ~ + sin ~ -T (3) Le signal u~(t) en sortie du limiteur absolu 22 ~'exprime par :
u2(t) = sgn.s(t) = sgn (sin ~ + sin ~ t) Les deux signaux entrant dans le multiplicateur 23 sont alors :
sgn (sin ~ ~ sin ~ Tt) et sgn (sin ~ -I sin ~ tTT ) Il en résulte, en sortie du multiplicateur 23, un signal ptt) de la forme :
p(t) - sgn (sin ~ + sin ~T) sgn (sin ~ ~ sin ~tTT ) p(t) = sgn (cos 2Tt _ cos 2 ~) L'étude de l'expression précédente montre que la parenthèse est toujours négative lorsque ~ est nul ou égal à ~, sauf en des instants isolés où elle est nulle. Dans tous les autres cas la parenthèse est positive une partie 2~ du temps. Si on suppose que la constante d'intégration t1 est grande par rapport à l'intervalle de temps unitaire T, on en déduit que la valeur moyenne P(t) n'atteint son minimum -1 que lorsque les intervalles de temps entre les zéros consécutifs du signal s(t) sont tous égaux à l'intervalle de temps unltaire T. On peut montrer que la valeur moyenne P(t) varie linéairement de -1 à ~1 lorsque le décalage ~ entre les zéros d'ordre pair et ceux d'ordre impair varie de O à12~ et de ~ à 1~
La Pigure 4 est une courbe montrant les variations de la valeur moyenne P(t) en fonction du décalage. Elle présente une forme triangulaire de période~
~ Le décalage ~ représente en fait le déphasage~existant entre la porteuse
Il a été constaté expérimentalement que le signal de sortie P(t) de~
autocorrélateurs à coincidence de signe 19,19' variait en ~onction de l'angle -de déphasag~ existant entre la porteuse d'émis~ion et la porteuse locale 25 appliquée au modulateur linéaire 16,16' lorsque le retard t des circuits ~:
à retard 2~,34 était choisi égal à UD multiple entier de l'intervalle de temps unitaire T du ~ignal numérique synchrone considéré et qu'il convenait particulièrenent bien pour l'asservissement de la phase et de la fréquence de l'oscillateur 15,15'. . .
Pour expliquer cette propriété, on Ya montrer que le signal de sortie Ptt~
des autooorrélateurs à colncidence de signe 19,19' est fonction du décalage .entre les zéros d'ordre pair et ceux d'ordre impair d'un signal appliqué
à leur entrée et présentant des zéros consécutifs espacés d'un intervalle de temps égal en moyenne à un intervalle de temps unitaire T puis, grâce '"''t à un exemple simple, qu'un déphasage entre la porteuse locale appliquée au modulateur linéaire 16,16' et la porteuse d'emission produit ~n tel décalage sur les æéros du sigpal.numérique synchrone démodulé issu du filtre passe - :
baq 17-,-~' , ' , , ' - ~ . .. . .
-:-. ~ .:
~LZ~5~6 Soit un signal s(t) présentant des zéros d'ordre pair décalés par rapport aux zéros d'ordre impair et un lntervalle de temps moyen entre deux zéros consécukifs égal à l!intervalle de temps unitaire T. Un signal de ce genre peut être défini par la formule :
s(t) - A I sin ~ T
A étant une constante inférieure à 1 en module ou encore, en posant :
A = sin ~ -s(t) = sin ~ + sin ~ -T (3) Le signal u~(t) en sortie du limiteur absolu 22 ~'exprime par :
u2(t) = sgn.s(t) = sgn (sin ~ + sin ~ t) Les deux signaux entrant dans le multiplicateur 23 sont alors :
sgn (sin ~ ~ sin ~ Tt) et sgn (sin ~ -I sin ~ tTT ) Il en résulte, en sortie du multiplicateur 23, un signal ptt) de la forme :
p(t) - sgn (sin ~ + sin ~T) sgn (sin ~ ~ sin ~tTT ) p(t) = sgn (cos 2Tt _ cos 2 ~) L'étude de l'expression précédente montre que la parenthèse est toujours négative lorsque ~ est nul ou égal à ~, sauf en des instants isolés où elle est nulle. Dans tous les autres cas la parenthèse est positive une partie 2~ du temps. Si on suppose que la constante d'intégration t1 est grande par rapport à l'intervalle de temps unitaire T, on en déduit que la valeur moyenne P(t) n'atteint son minimum -1 que lorsque les intervalles de temps entre les zéros consécutifs du signal s(t) sont tous égaux à l'intervalle de temps unltaire T. On peut montrer que la valeur moyenne P(t) varie linéairement de -1 à ~1 lorsque le décalage ~ entre les zéros d'ordre pair et ceux d'ordre impair varie de O à12~ et de ~ à 1~
La Pigure 4 est une courbe montrant les variations de la valeur moyenne P(t) en fonction du décalage. Elle présente une forme triangulaire de période~
~ Le décalage ~ représente en fait le déphasage~existant entre la porteuse
3 d'émission et la porteuse locale appliquée au modulateur linéaire 16,16'.
` ` On peut le montrer, par le calcul, dans l'hypothèse simplifiée où l'on fait abstraction des distorsions de la voie de transmission et où l'on suppose que le signal d'émission est une impulsion isolée à spectre rectangulaire de largeur 1/2T,T étant l'intervalle de temps unitaire du signal numérique synchrone considéré.
Co~me on l'a vu précédemment, le signal reçu e~t) résultant d'une modulation d'amplitude en bande latérale unique d'une porteuse en cos Qt .
, , . : i. ... ,. :
~ ' I I ! ' ' ~ , 7 ~L~295~
~r un signal numérique synchrone y~t) est de la ~orme :
e(t) _ y(t) cosQ t ~ g(t) sin Qt y(t) étant la transformée de Hilbert du signal y(t) :
y(t) = ¦ ~ d~ :
--oo : :
et e(t) la bande latérale inPérieure.
En supposant que le modulateur linéaire 16,16' reçoit une porteuse locale de même fréquence que la porteuse d'émission ma~ déphasée par rapport à cette dernière d'un angle~ et que le Piltre passe-bas 17,17' élimine le battement supérieur produit par le modulateur linéaire 16116' le signal s(t) e~t de la Porme :
~(t) = y(t) cos ~ ~ g(t) sin ~ -En reprenant l'hypothèse selon laquelle le signal y(t) est une impulsion isolée à spectre rectangulaire de largeur 1/2T : -~
sin 1f t y(t) = K1 t T K1 constante , on a :
- cos 1~ T
y(t) = K1 t : -. .
Le signal s(t) est de la Porme : ,~
Qin(~t -~ in ~ , s(t) = K1 t .
Cette fonction présente, à l'exception de l'prigine des temps, la meme suite de zéros que la fonction s(t) (relation 3) adoptée lorq de ltétude du comportement des autocorrélateurs à coïncidence de signe 19,19'0 On en ;
déduit donc que le diagramme de la figure 4 représente également la réponse P(t) ;;~ -~-des autocorrélateurs 19,19' en fonction du déphasage ~ existant entre la , , 25, porteuse d'émission et la porteuse locale ~ournie au modulateur lin~aire 16,16'.
L'expérience et la ~imulation sur ordinateur montre que ce résultat ::
re~te valable lorsque le signal d'émission est un sign~l numérique synchrone :-d'intervalle de temps unitaire T, constitué par une succession aléatoir,e d'impulsions élémentaires ayant une forme quelconque.
3 Le déphaseur fixe 18, 18' connecté en sortie du circuit de récupération de porteuse 10, 10' évite la di~iculté de s'as~ervir sur un extremum du ~:
signal P(t). Si on choisit un oscillateur à phase et fréquence réglables 15, 151 ,~
, ~, ' ' '' ' ' ' , ' :
:
- , ~L~295~6 ayant la fréquence de la porteuse d'émission pour un signal P(t) nul et présentant des variations de phase proportionnelles au signal de commande et de signe opposé, l'asservissement aura un point d1équilibre stable pour un déphasage de l'oscillateur 15, 159 de ~ r à ~r près par rapport à la porteuse d'émission et le déphasage ~ixe apporté par le déphaseur 18, 18' ~era cholsi égal à _~r à~r près.
En raison de l'incertitude de ~r sur la phase du signal de sortie de l'oscillateur 15, 15' lorsque l~asservissement est dans une position d'équilibre stable, la porteuse locale g(t) obtenue en sortie du déphaseur 10 fixe 18, 18' sera soit en phase, soit en opposition de phase avec la porteused'émission. Il en résuLte, comme on peut le déduire de la relation 1, que le signal démodulé z(t) disponible à la sortie du filtre passe-bas 12, 12' sera égal soit au signal numérique synchrone émi~ y(t) soit à son opposé
-y(t). Cette ambiguité n'est pas gênante dans certains cas, nota~ment lorsque le signal numérique synchrone en bande de base est codé en bipolaire. Elle sera levée dans les autres cas par des moyens appropriés qui sont du domaine de l'homme de l'art, par exemple, à titre non limitatif, en utilisant au début de la transmission une séquence d'apprentissage connue du récepteur et qu'il suffira d'amener à avoir un signe correct, soit par un dispositif inverseur de signe agisQant à ia sortie du décodaur, soit par une rotation de ~ de la phase de la porteuse de démodulation.
La ~igure 3 représente le schéma d'un démodulateur comportant un mode de récili~ation préféré du circuit de récupération de porteuse .selon l'inven-~ion. Ce démodulateur e~t également prevu pour ùn signal numérique synchrone 25 transmig par modulation d'amplitude en bande latérale unique. Il a une struc-ture parfaitement symétrique et comporte un circuit de récupération de por-teuse 40 3UiVi d'un additionneur 60 délivrant le signal démodulé.
Le circuit de récupération de porteuse 40 a une structure symétrique et comporte :
30 - un oscillateur à ~réquence et phase réglables 41, - un premier modulateur linéaire 42 qui reçoit sur une entrée le signal numérique synchrone transmis par modulation d'amplitude en bande latérale unique e(t) et sur une autre entrée le signal de sortie de l'oscillateur 41 préalablement déphasé d'un angle fixe ~ par un premier déphaseur fixe 43, 35 - le premier déphaseur fixe 43 intercalé entre la sortie de ltoscillateur 41 et une entrée du premier modulateur binaire 42, - un premier filtre passe-bas 46 connecté à la sortie du premier modulateur -.
. ..... ~, , . . .
, : '' ' ~ :
l~Z5~ 6 linéaire 42 et délivrant en sortie un signal s1(t)~
. - un deuxième modulateur linéaire 44 qui reçoit sur une entrée le signal numérique synchrone transmis par modulation d'amplitude en bande latérale unique e(t) et sur une autre entrée le signal de sortie de l'oscillateur 41 5 préalablement déphasé d'un angle fixe - ~ par un deuxième déphaseur fixe 45, - le deuxième déphaseur fixe 45 intercalé entre la sortie de l'osoillateur 41 et une entrée du deuxième modulateur linéaire 44, - un deuxième filtre passe_bas 47 connecté à la sortie du deuxième modulateur linéaire 44 et délivrant en sortie un signal ~2(t), 10 - un pr.emier autocorrélateur à colncidence de signe 48 dont l'entrée est connectée à la sortie du premier filtre passe~bas 46 et qui ~ournit un si-gnal Ql(t), - un deuxième autocorrélateur à colncidence de signe 49 dont l'entrée est connectée à la sortie du deuxième filtre passe_bas 47 et qui fournit un 15 qignal Q2(t), - et un am.plificateur différertiel 50 connecté par ses entrées aux sorties des premier et deuxième autocorrélateurs à colncidence de signe 48 et 49 et par sa sortie à une entrée de commande de la fréquence et de la phase de l'oscillateur 41.
Le~ sorties des premier et deuxième ~iltres passe_bas 46 et 47 sont également connectées aux entrées de l'additlonneur 60 qui délivre le signal démodulé z(t).
Les premier et deuxième autocorrélateurs à coincidence de signe 48 et 49 sont identiques et comportent chacun :
25 - un limiteur absolu 51, 52 connecté en entrée et délivrant un si~lal logiqueau niveau + 1 9i son signal est pOsitir et au niveau.0 dans le cas contraire, ;`
- une porte loglque "ou exclusif" 53, 54 à deux entrées chacune connectée à la sortie du limiteur absolu 51, 52, l'une directement, l'autre par l'inter-médiaire d'un circuit a retard 55, 56, 30 - le circuit à retard 55j 56 introduisant un retard 1~ égal à un intervalle ~de temps unitaire du sigpal numérique synchrone considéré~
.. - et un intégrateur 57, 58 connecté à la sortie de la porte logique l'ou exclusif" 53, 54.
Avec le démodulateur représenté à la figure 3, on obtient une démodula-35 tion correcte du signal d'entrée e(t) lorsque le déphasage ~ du signalde ~ortie de l'oscillateur 41 par rapport à la porteuse d'émission est nul.
En ef~et, comme on l'a vu précédemment, le signal e(t) qui est le résultat d'une modulation d'amplitude à bande latérale unique d'une porteuse en coss~ t par un signal numérique synchrone y(t) est de la forme, en supposant que 40 la bande conservée soit la bande latéralè inférieure :
1o 9Sg~
e(t) = y(t)cos n t ~ y(t)sinS~t Le premier modulateur linéaire 42 reçoit une porteuse locale de la forme :
cos(Q t + ~ + ~) Le premier filtre passe-bas 46 élimine le battement supérieur produit par le premier modulatel~ linéaire 42 et fournit en sortie un signal sl(t) de la forme :
s1(t) - y(t)cos(cp * 4~) + y(t)sin(~p ~ ~y) Le deuxième modulateur linéaire 44 reçoit une porteuse locale de la ~orme :
cos(S~t ~
Le deuxième ~iltre pasYe~bas 47 élimine le battement supérieur produit par le deuxième modulateur linéaire 44 et fournit en sortie un signal s2(t) de la forme .
~ s2(t) = y(t)cos( ~ ) + y(t)sin(~ y ) Lorsque le déphasage ~ entre le signal de sortie de l'oscillateur 41 et la porteuse d'émis~ion ~'annule, les signaux s1(t) et s2(t) deviennent :
sl(t) ~ y(t)cos~ ~ y(t)sin s2(t) = y(t)coq ~ - y(t)sin ~
Le signal dëlivré par l'amplificateur sommateur 60 vaut alors :
2y(t)cos ~ _ K y(t) et représente effectivement le signal numérique synchrone ~(t) utilisé à
l'émission.
Le signal d'asservissement n(t) disponible à la sortie de l'ampli~ica-teur différentiel 50 est constitué, à une constante multiplicative près, de la dif~érence entre le signal de sortie Q2(t) du dèuxième autocorrélateur à colncidence de signe 49 et du signal de 90rtie Q1(t) du premier autocorré-lateur à co~ncidence de signè 48 :
n(t) - K'(Q2(t) - Q1(t)) Les autocorrélateurs à co~ncidence de signe 48 et 49 ont une structure voisine de celle de l'autocorrélateur à coïncidence de signe 19' ~igure 2) et délivrent le meme signal que celui Q(t) disponible en sortie de l'intégra-teur 35 de cet autocorrélateur à colncidence de signe 19'. Les lois de variationdes signaux Q1(t) et ~2(t) en Ponction du déphasage~ peuvent donc être déduites de celles du signal P(t) er. fonction de l'angle de déphasageo~ en utilisant la relation : ~
~ P(t) _ 1 ~2 Q(t) et en remplasant l'angle de déphasage ~ par l'angle de déphasage ~ + ~ pour ~ .
-- --9~ 6 Q1(t) et par l'angle de déphasage ~ - ~ pour Q2(t).
La ~igure 5 est un diagramme de courbeq représentant les variations des signaux Q1(t), Q2(t) et Q2(t) ~ Q1(t) en fonction de l'angle de déphasage et pour un angle de déphasage ~ quelconque. La courbe A représente le signal Q1(tj B le signal Q2(t) et C le signal Q2(t) - Q1(t). Les courbes A et B évoluent entre les niveaux O et 1. Elles présentent des formes triangulaires identiques. Elles sont de période ~r , décalées entre elles d'un angle 2 ~
et symétriques l'une de l'autre par rapport à l'axe des ordonnées. La courbe C
représentant le signal Q2(t) - Q1(t) et9 par conséquent le signal d'asser-~issement n(t), éYolue entre deux niveaux - a et ~ a, a étant inférieur ou égal à 1 en module et fonction de ~; elle est de période ~r , et est symé-trique par rapport à l'origine.
Le signal d'asservissement n(t~ est fonction de l'angle de déphasage ~p et présente des variations de même sens lorsque ce dernier évolue dans une certaine plage centrée sur zéro. Il permet donc d'asservir autour de la position ~ nul un oscillateur commandé présentant une fréquence égale à
celle de la porteuse d'émission pour un signal de commande nul et des varia-tions de phase proportionnelles au signal de commande et de signe opposé.
La ~igure 6 représente les mêmes courbes que la figure 5 maiq pour 2.0 une valeur particulière de ~ égale à~ . Po~ cette valeur la courbe C
représentant le signal Q2(t~ - Q1(t) est de forme triangulaire pure et le signal d'asservissement n(t) a une plage de capture maximale aveo un dépha-sage ~ pouvant être compris entre + 1r~4.
Ici encore se présente une inoertitude de S~' sur la phase du point d!équilibre de l'asservi9sement. Elle 9e traduit par une incertitude sur le signe du signal détecté qui n'est pas gênante dans le cas où le signal numérique synchrone en bande de base utilisé à l'émission est codé en bipo-laire, et quiJ de toute manière, peut être levée par les méthodes indiquées ' précéde~nentO
Les di~férents modulateurq linéaires utilisés peuvent être par exemple des modulateurs équilibré~.
. On peut, ~ans sortir du cadre de l'invention modifier certaines disposi-- tions ou remplacer certains moyens par des moyens équivalents~ Notamment,et bien qu'en pratique ce soit moins intéressant, on pourrait utiliser pour l'élaboration de la porteuse locale, lorsque le signal reçu contient une composante à la fréquence porteuse, un ~iltre d'extraction de cette composante ou bien encore un oscillateur verrouillé sur cette composante, suivi dtun déphaseur variable commandé par l'asservissement particulier de l'invention.
` ` On peut le montrer, par le calcul, dans l'hypothèse simplifiée où l'on fait abstraction des distorsions de la voie de transmission et où l'on suppose que le signal d'émission est une impulsion isolée à spectre rectangulaire de largeur 1/2T,T étant l'intervalle de temps unitaire du signal numérique synchrone considéré.
Co~me on l'a vu précédemment, le signal reçu e~t) résultant d'une modulation d'amplitude en bande latérale unique d'une porteuse en cos Qt .
, , . : i. ... ,. :
~ ' I I ! ' ' ~ , 7 ~L~295~
~r un signal numérique synchrone y~t) est de la ~orme :
e(t) _ y(t) cosQ t ~ g(t) sin Qt y(t) étant la transformée de Hilbert du signal y(t) :
y(t) = ¦ ~ d~ :
--oo : :
et e(t) la bande latérale inPérieure.
En supposant que le modulateur linéaire 16,16' reçoit une porteuse locale de même fréquence que la porteuse d'émission ma~ déphasée par rapport à cette dernière d'un angle~ et que le Piltre passe-bas 17,17' élimine le battement supérieur produit par le modulateur linéaire 16116' le signal s(t) e~t de la Porme :
~(t) = y(t) cos ~ ~ g(t) sin ~ -En reprenant l'hypothèse selon laquelle le signal y(t) est une impulsion isolée à spectre rectangulaire de largeur 1/2T : -~
sin 1f t y(t) = K1 t T K1 constante , on a :
- cos 1~ T
y(t) = K1 t : -. .
Le signal s(t) est de la Porme : ,~
Qin(~t -~ in ~ , s(t) = K1 t .
Cette fonction présente, à l'exception de l'prigine des temps, la meme suite de zéros que la fonction s(t) (relation 3) adoptée lorq de ltétude du comportement des autocorrélateurs à coïncidence de signe 19,19'0 On en ;
déduit donc que le diagramme de la figure 4 représente également la réponse P(t) ;;~ -~-des autocorrélateurs 19,19' en fonction du déphasage ~ existant entre la , , 25, porteuse d'émission et la porteuse locale ~ournie au modulateur lin~aire 16,16'.
L'expérience et la ~imulation sur ordinateur montre que ce résultat ::
re~te valable lorsque le signal d'émission est un sign~l numérique synchrone :-d'intervalle de temps unitaire T, constitué par une succession aléatoir,e d'impulsions élémentaires ayant une forme quelconque.
3 Le déphaseur fixe 18, 18' connecté en sortie du circuit de récupération de porteuse 10, 10' évite la di~iculté de s'as~ervir sur un extremum du ~:
signal P(t). Si on choisit un oscillateur à phase et fréquence réglables 15, 151 ,~
, ~, ' ' '' ' ' ' , ' :
:
- , ~L~295~6 ayant la fréquence de la porteuse d'émission pour un signal P(t) nul et présentant des variations de phase proportionnelles au signal de commande et de signe opposé, l'asservissement aura un point d1équilibre stable pour un déphasage de l'oscillateur 15, 159 de ~ r à ~r près par rapport à la porteuse d'émission et le déphasage ~ixe apporté par le déphaseur 18, 18' ~era cholsi égal à _~r à~r près.
En raison de l'incertitude de ~r sur la phase du signal de sortie de l'oscillateur 15, 15' lorsque l~asservissement est dans une position d'équilibre stable, la porteuse locale g(t) obtenue en sortie du déphaseur 10 fixe 18, 18' sera soit en phase, soit en opposition de phase avec la porteused'émission. Il en résuLte, comme on peut le déduire de la relation 1, que le signal démodulé z(t) disponible à la sortie du filtre passe-bas 12, 12' sera égal soit au signal numérique synchrone émi~ y(t) soit à son opposé
-y(t). Cette ambiguité n'est pas gênante dans certains cas, nota~ment lorsque le signal numérique synchrone en bande de base est codé en bipolaire. Elle sera levée dans les autres cas par des moyens appropriés qui sont du domaine de l'homme de l'art, par exemple, à titre non limitatif, en utilisant au début de la transmission une séquence d'apprentissage connue du récepteur et qu'il suffira d'amener à avoir un signe correct, soit par un dispositif inverseur de signe agisQant à ia sortie du décodaur, soit par une rotation de ~ de la phase de la porteuse de démodulation.
La ~igure 3 représente le schéma d'un démodulateur comportant un mode de récili~ation préféré du circuit de récupération de porteuse .selon l'inven-~ion. Ce démodulateur e~t également prevu pour ùn signal numérique synchrone 25 transmig par modulation d'amplitude en bande latérale unique. Il a une struc-ture parfaitement symétrique et comporte un circuit de récupération de por-teuse 40 3UiVi d'un additionneur 60 délivrant le signal démodulé.
Le circuit de récupération de porteuse 40 a une structure symétrique et comporte :
30 - un oscillateur à ~réquence et phase réglables 41, - un premier modulateur linéaire 42 qui reçoit sur une entrée le signal numérique synchrone transmis par modulation d'amplitude en bande latérale unique e(t) et sur une autre entrée le signal de sortie de l'oscillateur 41 préalablement déphasé d'un angle fixe ~ par un premier déphaseur fixe 43, 35 - le premier déphaseur fixe 43 intercalé entre la sortie de ltoscillateur 41 et une entrée du premier modulateur binaire 42, - un premier filtre passe-bas 46 connecté à la sortie du premier modulateur -.
. ..... ~, , . . .
, : '' ' ~ :
l~Z5~ 6 linéaire 42 et délivrant en sortie un signal s1(t)~
. - un deuxième modulateur linéaire 44 qui reçoit sur une entrée le signal numérique synchrone transmis par modulation d'amplitude en bande latérale unique e(t) et sur une autre entrée le signal de sortie de l'oscillateur 41 5 préalablement déphasé d'un angle fixe - ~ par un deuxième déphaseur fixe 45, - le deuxième déphaseur fixe 45 intercalé entre la sortie de l'osoillateur 41 et une entrée du deuxième modulateur linéaire 44, - un deuxième filtre passe_bas 47 connecté à la sortie du deuxième modulateur linéaire 44 et délivrant en sortie un signal ~2(t), 10 - un pr.emier autocorrélateur à colncidence de signe 48 dont l'entrée est connectée à la sortie du premier filtre passe~bas 46 et qui ~ournit un si-gnal Ql(t), - un deuxième autocorrélateur à colncidence de signe 49 dont l'entrée est connectée à la sortie du deuxième filtre passe_bas 47 et qui fournit un 15 qignal Q2(t), - et un am.plificateur différertiel 50 connecté par ses entrées aux sorties des premier et deuxième autocorrélateurs à colncidence de signe 48 et 49 et par sa sortie à une entrée de commande de la fréquence et de la phase de l'oscillateur 41.
Le~ sorties des premier et deuxième ~iltres passe_bas 46 et 47 sont également connectées aux entrées de l'additlonneur 60 qui délivre le signal démodulé z(t).
Les premier et deuxième autocorrélateurs à coincidence de signe 48 et 49 sont identiques et comportent chacun :
25 - un limiteur absolu 51, 52 connecté en entrée et délivrant un si~lal logiqueau niveau + 1 9i son signal est pOsitir et au niveau.0 dans le cas contraire, ;`
- une porte loglque "ou exclusif" 53, 54 à deux entrées chacune connectée à la sortie du limiteur absolu 51, 52, l'une directement, l'autre par l'inter-médiaire d'un circuit a retard 55, 56, 30 - le circuit à retard 55j 56 introduisant un retard 1~ égal à un intervalle ~de temps unitaire du sigpal numérique synchrone considéré~
.. - et un intégrateur 57, 58 connecté à la sortie de la porte logique l'ou exclusif" 53, 54.
Avec le démodulateur représenté à la figure 3, on obtient une démodula-35 tion correcte du signal d'entrée e(t) lorsque le déphasage ~ du signalde ~ortie de l'oscillateur 41 par rapport à la porteuse d'émission est nul.
En ef~et, comme on l'a vu précédemment, le signal e(t) qui est le résultat d'une modulation d'amplitude à bande latérale unique d'une porteuse en coss~ t par un signal numérique synchrone y(t) est de la forme, en supposant que 40 la bande conservée soit la bande latéralè inférieure :
1o 9Sg~
e(t) = y(t)cos n t ~ y(t)sinS~t Le premier modulateur linéaire 42 reçoit une porteuse locale de la forme :
cos(Q t + ~ + ~) Le premier filtre passe-bas 46 élimine le battement supérieur produit par le premier modulatel~ linéaire 42 et fournit en sortie un signal sl(t) de la forme :
s1(t) - y(t)cos(cp * 4~) + y(t)sin(~p ~ ~y) Le deuxième modulateur linéaire 44 reçoit une porteuse locale de la ~orme :
cos(S~t ~
Le deuxième ~iltre pasYe~bas 47 élimine le battement supérieur produit par le deuxième modulateur linéaire 44 et fournit en sortie un signal s2(t) de la forme .
~ s2(t) = y(t)cos( ~ ) + y(t)sin(~ y ) Lorsque le déphasage ~ entre le signal de sortie de l'oscillateur 41 et la porteuse d'émis~ion ~'annule, les signaux s1(t) et s2(t) deviennent :
sl(t) ~ y(t)cos~ ~ y(t)sin s2(t) = y(t)coq ~ - y(t)sin ~
Le signal dëlivré par l'amplificateur sommateur 60 vaut alors :
2y(t)cos ~ _ K y(t) et représente effectivement le signal numérique synchrone ~(t) utilisé à
l'émission.
Le signal d'asservissement n(t) disponible à la sortie de l'ampli~ica-teur différentiel 50 est constitué, à une constante multiplicative près, de la dif~érence entre le signal de sortie Q2(t) du dèuxième autocorrélateur à colncidence de signe 49 et du signal de 90rtie Q1(t) du premier autocorré-lateur à co~ncidence de signè 48 :
n(t) - K'(Q2(t) - Q1(t)) Les autocorrélateurs à co~ncidence de signe 48 et 49 ont une structure voisine de celle de l'autocorrélateur à coïncidence de signe 19' ~igure 2) et délivrent le meme signal que celui Q(t) disponible en sortie de l'intégra-teur 35 de cet autocorrélateur à colncidence de signe 19'. Les lois de variationdes signaux Q1(t) et ~2(t) en Ponction du déphasage~ peuvent donc être déduites de celles du signal P(t) er. fonction de l'angle de déphasageo~ en utilisant la relation : ~
~ P(t) _ 1 ~2 Q(t) et en remplasant l'angle de déphasage ~ par l'angle de déphasage ~ + ~ pour ~ .
-- --9~ 6 Q1(t) et par l'angle de déphasage ~ - ~ pour Q2(t).
La ~igure 5 est un diagramme de courbeq représentant les variations des signaux Q1(t), Q2(t) et Q2(t) ~ Q1(t) en fonction de l'angle de déphasage et pour un angle de déphasage ~ quelconque. La courbe A représente le signal Q1(tj B le signal Q2(t) et C le signal Q2(t) - Q1(t). Les courbes A et B évoluent entre les niveaux O et 1. Elles présentent des formes triangulaires identiques. Elles sont de période ~r , décalées entre elles d'un angle 2 ~
et symétriques l'une de l'autre par rapport à l'axe des ordonnées. La courbe C
représentant le signal Q2(t) - Q1(t) et9 par conséquent le signal d'asser-~issement n(t), éYolue entre deux niveaux - a et ~ a, a étant inférieur ou égal à 1 en module et fonction de ~; elle est de période ~r , et est symé-trique par rapport à l'origine.
Le signal d'asservissement n(t~ est fonction de l'angle de déphasage ~p et présente des variations de même sens lorsque ce dernier évolue dans une certaine plage centrée sur zéro. Il permet donc d'asservir autour de la position ~ nul un oscillateur commandé présentant une fréquence égale à
celle de la porteuse d'émission pour un signal de commande nul et des varia-tions de phase proportionnelles au signal de commande et de signe opposé.
La ~igure 6 représente les mêmes courbes que la figure 5 maiq pour 2.0 une valeur particulière de ~ égale à~ . Po~ cette valeur la courbe C
représentant le signal Q2(t~ - Q1(t) est de forme triangulaire pure et le signal d'asservissement n(t) a une plage de capture maximale aveo un dépha-sage ~ pouvant être compris entre + 1r~4.
Ici encore se présente une inoertitude de S~' sur la phase du point d!équilibre de l'asservi9sement. Elle 9e traduit par une incertitude sur le signe du signal détecté qui n'est pas gênante dans le cas où le signal numérique synchrone en bande de base utilisé à l'émission est codé en bipo-laire, et quiJ de toute manière, peut être levée par les méthodes indiquées ' précéde~nentO
Les di~férents modulateurq linéaires utilisés peuvent être par exemple des modulateurs équilibré~.
. On peut, ~ans sortir du cadre de l'invention modifier certaines disposi-- tions ou remplacer certains moyens par des moyens équivalents~ Notamment,et bien qu'en pratique ce soit moins intéressant, on pourrait utiliser pour l'élaboration de la porteuse locale, lorsque le signal reçu contient une composante à la fréquence porteuse, un ~iltre d'extraction de cette composante ou bien encore un oscillateur verrouillé sur cette composante, suivi dtun déphaseur variable commandé par l'asservissement particulier de l'invention.
Claims (7)
1. Circuit de récupération de la porteuse d'un signal numérique synchrone transmis par modulation d'ampli-tude caractérise en ce qu'il comporte:
- un circuit d'élaboration d'une porteuse locale, muni d'un moyen de réglage de phase de cette porteuse locale;
- un circuit de démodulation constitué d'un modulateur linéaire recevant en entrée la porteuse locale éventuellement déphasée et le signal numérique synchrone transmis en modulation d'amplitude, et d'un filtre passe-bas dispose à la suite;
- et un autocorrélateur à coïncidence de signe connecté à la suite du filtre passe-bas effectuant la cor-rélation des polarités de deux versions d'un signal fourni par le circuit de démodulation, lesdites versions étant retardées entre elles d'un multiple entier d'un intervalle de temps unitaire du signal numérique synchrone considéré, et commandant ledit moyen de réglage de phase.
- un circuit d'élaboration d'une porteuse locale, muni d'un moyen de réglage de phase de cette porteuse locale;
- un circuit de démodulation constitué d'un modulateur linéaire recevant en entrée la porteuse locale éventuellement déphasée et le signal numérique synchrone transmis en modulation d'amplitude, et d'un filtre passe-bas dispose à la suite;
- et un autocorrélateur à coïncidence de signe connecté à la suite du filtre passe-bas effectuant la cor-rélation des polarités de deux versions d'un signal fourni par le circuit de démodulation, lesdites versions étant retardées entre elles d'un multiple entier d'un intervalle de temps unitaire du signal numérique synchrone considéré, et commandant ledit moyen de réglage de phase.
2. Circuit de récupération selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'autocorrélateur à coïncidence de signe comporte:
- un limiteur absolu connecté en entrée, déli-vrant sur sa sortie un signal binaire au niveau + 1 si son signal d'entrée est positif et au niveau -1 dans le cas contraire;
- un multiplicateur à deux entrées chacune con-nectée à la sortie du limiteur absolu l'une directement, l'autre par l'intermédiaire d'un circuit à retard;
- ledit circuit à retard introduisant un retard égal à un multiple entier de l'intervalle de temps unitaire;
- et un integrateur connecte en sortie du multi-plicateur et délivrant le signal de sortie de l'autocorréla-teur.
- un limiteur absolu connecté en entrée, déli-vrant sur sa sortie un signal binaire au niveau + 1 si son signal d'entrée est positif et au niveau -1 dans le cas contraire;
- un multiplicateur à deux entrées chacune con-nectée à la sortie du limiteur absolu l'une directement, l'autre par l'intermédiaire d'un circuit à retard;
- ledit circuit à retard introduisant un retard égal à un multiple entier de l'intervalle de temps unitaire;
- et un integrateur connecte en sortie du multi-plicateur et délivrant le signal de sortie de l'autocorréla-teur.
3. Circuit de récupération selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'autocorrélateur à coïncidence de signe comporte:
- un limiteur absolu connecte en entrée, déli-vrant sur sa sortie un signal logique au niveau + 1 si son signal d'entrée est positif et au niveau 0 dans le cas con-traire;
- une porte logique ?ou exclusif? à deux entrées chacune connectée à la sortie du limiteur absolu, l'une directement, l'autre par l'intermédiaire d'un circuit à
retard;
- ledit circuit à retard introduisant un retard égal à un multiple entier d'un intervalle de temps unitaire;
- deux intégrateurs connectes à la sortie de la porte logique ?ou exclusif? l'une directement, l'autre par l'intermédiaire d'un circuit logique inverseur;
- ledit circuit logique inverseur;
- et un amplificateur différentiel connecte par ses entrées aux sorties des intégrateurs et délivrant le signal de sortie de l'autocorrélateur.
- un limiteur absolu connecte en entrée, déli-vrant sur sa sortie un signal logique au niveau + 1 si son signal d'entrée est positif et au niveau 0 dans le cas con-traire;
- une porte logique ?ou exclusif? à deux entrées chacune connectée à la sortie du limiteur absolu, l'une directement, l'autre par l'intermédiaire d'un circuit à
retard;
- ledit circuit à retard introduisant un retard égal à un multiple entier d'un intervalle de temps unitaire;
- deux intégrateurs connectes à la sortie de la porte logique ?ou exclusif? l'une directement, l'autre par l'intermédiaire d'un circuit logique inverseur;
- ledit circuit logique inverseur;
- et un amplificateur différentiel connecte par ses entrées aux sorties des intégrateurs et délivrant le signal de sortie de l'autocorrélateur.
4. Circuit de récupération de la porteuse d'un signal numérique synchrone transmis par modulation d'ampli-tude caractérise en ce qu'il comporte:
- un circuit d'élaboration d'une porteuse locale muni d'un moyen de réglage de phase de cette porteuse locale;
- un circuit de démodulation comprenant deux mo-dulateurs linéaires recevant d'une part le signal numéri-que synchrone transmis en modulation d'amplitude et d'autre part la porteuse locale, cette dernière étant déphasée différemment pour l'un et l'autre et deux filtres passe-bas connectes en entrée chacun à la suite de l'un des mo-dulateurs;
- deux corrélateurs à coïncidence de signe connectes en entrée chacun à la sortie de l'un des filtres passe-bas et couples en sortie par un amplificateur différentiel, les-dits corrélateurs effectuant la corrélation des polarités de deux versions de leur signal d'entrée lesdites versions étant retardées entre elles d'un multiple entier d'un in-tervalle de temps unitaire du signal numérique synchrone considéré;
- et ledit amplificateur différentiel qui com-mande ledit moyen de réglage de phase.
- un circuit d'élaboration d'une porteuse locale muni d'un moyen de réglage de phase de cette porteuse locale;
- un circuit de démodulation comprenant deux mo-dulateurs linéaires recevant d'une part le signal numéri-que synchrone transmis en modulation d'amplitude et d'autre part la porteuse locale, cette dernière étant déphasée différemment pour l'un et l'autre et deux filtres passe-bas connectes en entrée chacun à la suite de l'un des mo-dulateurs;
- deux corrélateurs à coïncidence de signe connectes en entrée chacun à la sortie de l'un des filtres passe-bas et couples en sortie par un amplificateur différentiel, les-dits corrélateurs effectuant la corrélation des polarités de deux versions de leur signal d'entrée lesdites versions étant retardées entre elles d'un multiple entier d'un in-tervalle de temps unitaire du signal numérique synchrone considéré;
- et ledit amplificateur différentiel qui com-mande ledit moyen de réglage de phase.
5. Circuit de récupération selon la revendica-tion 4, caractérisé en ce que les deux autocorrélateurs à coïncidence de signe ont une constitution identique et comportent chacun:
- un limiteur absolu connecte en entrée, déli-vrant sur sa sortie un signal logique au niveau + 1 si son signal d'entrée est positif et au niveau 0 dans le cas con-traire;
- une porte logique ?ou exclusif? à deux entrées, chacune connectée à la sortie du limiteur absolu, l'une directement, l'autre par l'intermédiaire d'un circuit à
retard;
- ledit circuit à retard introduisant un retard égal à un multiple entier d'un intervalle de temps unitaire;
- et un intégrateur connecté à la sortie de la porte logique ?ou exclusif? et délivrant le signal de sor-tie.
- un limiteur absolu connecte en entrée, déli-vrant sur sa sortie un signal logique au niveau + 1 si son signal d'entrée est positif et au niveau 0 dans le cas con-traire;
- une porte logique ?ou exclusif? à deux entrées, chacune connectée à la sortie du limiteur absolu, l'une directement, l'autre par l'intermédiaire d'un circuit à
retard;
- ledit circuit à retard introduisant un retard égal à un multiple entier d'un intervalle de temps unitaire;
- et un intégrateur connecté à la sortie de la porte logique ?ou exclusif? et délivrant le signal de sor-tie.
6. Circuit de récupération selon la revendication 4, caractérisé en ce que deux déphaseurs introduisant des déphasages fixes, égaux et de signes contraires, sont inter-calés entre un oscillateur connecté en entrée à la sortie de l'amplificateur différentiel et les deux modulateurs linéaires.
7. Circuit de récupération selon la revendication 6, caractérisé en ce que les deux déphaseurs déphasent la porteuse locale de + ? pour l'un et de - ? pour l'autre.
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR7806954A FR2419614A1 (fr) | 1978-03-10 | 1978-03-10 | Circuit de recuperation de la porteuse d'un signal numerique synchrone transmis par modulation d'amplitude |
| FR7806954 | 1978-03-10 | ||
| US06/019,246 US4253189A (en) | 1978-03-10 | 1979-03-09 | Circuit for recovering the carrier of an amplitude modulated synchronous digital signal |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CA1129506A true CA1129506A (fr) | 1982-08-10 |
Family
ID=26220478
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CA323,009A Expired CA1129506A (fr) | 1978-03-10 | 1979-03-08 | Circuit de recuperation de la porteuse d'un signal numerique synchrone transmis par modulation d'amplitude |
Country Status (9)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4253189A (fr) |
| JP (1) | JPS54127266A (fr) |
| BE (1) | BE874263A (fr) |
| CA (1) | CA1129506A (fr) |
| DE (1) | DE2908589A1 (fr) |
| FR (1) | FR2419614A1 (fr) |
| GB (1) | GB2017436B (fr) |
| LU (1) | LU81020A1 (fr) |
| NL (1) | NL7901891A (fr) |
Families Citing this family (26)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2466146B1 (fr) * | 1979-09-19 | 1987-06-12 | Cit Alcatel | Circuit d'asservissement de la phase d'un oscillateur local pour recepteur de signaux de donnees transmis par une modulation d'amplitude en bande laterale unique |
| JPS596101B2 (ja) * | 1979-12-18 | 1984-02-09 | 富士ゼロックス株式会社 | 搬送波再生回路 |
| US4416017A (en) * | 1981-01-05 | 1983-11-15 | Motorola, Inc. | Apparatus and method for attenuating interfering signals |
| US4445223A (en) * | 1981-01-05 | 1984-04-24 | Motorola, Inc. | Apparatus and method for determining the presence and frequency of a periodic signal |
| FR2510331A1 (fr) * | 1981-07-23 | 1983-01-28 | Leclert Alain | Circuit de regeneration d'une onde porteuse |
| US4430611A (en) | 1981-07-29 | 1984-02-07 | The United States Of America As Represented By The United States Department Of Energy | Frequency spectrum analyzer with phase-lock |
| US4561067A (en) * | 1982-06-23 | 1985-12-24 | British Telecommunications | Multi-channel cross-talk interference reduction circuit using modulation-multiplying-demodulation correlator |
| US4510611A (en) * | 1982-11-19 | 1985-04-09 | General Electric Company | Transceiver circuit for interfacing between a power line communication system and a data processor |
| GB8300076D0 (en) * | 1983-01-04 | 2010-03-10 | Secr Defence | Electronic detector circuit |
| IT1212806B (it) * | 1983-12-30 | 1989-11-30 | Ates Componenti Elettron | Demodulatore sincrono per segnali modulati in ampiezza. |
| FR2562351B1 (fr) * | 1984-03-30 | 1986-06-20 | Labo Electronique Physique | Comparateur de phase a fonctionnement linearise et boucle a verrouillage de phase comprenant un tel comparateur de phase |
| US4680778A (en) * | 1985-10-02 | 1987-07-14 | Motorola, Inc. | Fast acquisition circuit for synchronous digital receiver operating in wideband noise |
| US4726043A (en) * | 1986-11-28 | 1988-02-16 | American Telephone And Telegraph Company | Data decision-directed timing and carrier recovery circuits |
| DE3886107T2 (de) * | 1987-06-23 | 1994-05-26 | Nippon Electric Co | Träger/Rausch-Detektor für digitale Übertragungssysteme. |
| FR2621188B1 (fr) * | 1987-09-25 | 1989-12-29 | Labo Electronique Physique | Circuit de recuperation de l'onde porteuse de systemes de transmissions numeriques |
| GB2237480A (en) * | 1989-10-06 | 1991-05-01 | Secr Defence | Carrier regeneration |
| JP2513331B2 (ja) * | 1989-11-10 | 1996-07-03 | 日本電気株式会社 | 搬送波再生器 |
| DE4325713A1 (de) * | 1993-07-30 | 1995-02-02 | Siemens Ag | Verfahren und Schaltungsanordnung zur Demodulation und Schwellenwertdiskrimination von getasteten CW-Signalen |
| GB2287144B (en) * | 1994-02-23 | 1998-11-18 | Motorola Israel Ltd | A radio device and a single-frequency radio transponder |
| DE4431522A1 (de) * | 1994-09-03 | 1996-03-07 | Philips Patentverwaltung | Verfahren und Schaltungsanordnung zum Demodulieren eines digital amplitudenmodulierten Trägersignals |
| US5675284A (en) * | 1996-05-13 | 1997-10-07 | Zenith Electronics Corporation | Frequency lock indicator for FPLL demodulated signal having a pilot |
| JP2910695B2 (ja) * | 1996-08-30 | 1999-06-23 | 日本電気株式会社 | コスタスループ搬送波再生回路 |
| US6707863B1 (en) | 1999-05-04 | 2004-03-16 | Northrop Grumman Corporation | Baseband signal carrier recovery of a suppressed carrier modulation signal |
| JP2003008354A (ja) * | 2001-06-26 | 2003-01-10 | Mitsubishi Electric Corp | Ａｍ復調器 |
| JP4024069B2 (ja) * | 2002-04-05 | 2007-12-19 | 株式会社ルネサステクノロジ | Ａｍ復調回路 |
| EP1623571A1 (fr) * | 2003-05-05 | 2006-02-08 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Modulation fondee sur la recuperation de porteuse |
Family Cites Families (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE2049059C3 (de) * | 1970-10-06 | 1978-11-02 | Siemens Ag, 1000 Berlin Und 8000 Muenchen | Verfahren zur Ausregelung von Phasenfehlern beim Empfang phasengetasteter Signale |
| JPS4918256A (fr) * | 1972-06-09 | 1974-02-18 | ||
| LU68026A1 (fr) * | 1972-07-19 | 1974-01-21 | ||
| US3806815A (en) * | 1973-03-06 | 1974-04-23 | Nasa | Decision feedback loop for tracking a polyphase modulated carrier |
| FR2226778B1 (fr) * | 1973-04-20 | 1976-05-28 | Lannionnais Electronique | |
| FR2241162B1 (fr) * | 1973-08-16 | 1976-09-17 | Cit Alcatel | |
| DE2354718C3 (de) * | 1973-11-02 | 1981-12-17 | Licentia Patent-Verwaltungs-Gmbh, 6000 Frankfurt | Demodulationsverfahren für phasenumgetastete Schwingungen und Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens |
| US3984778A (en) * | 1974-11-13 | 1976-10-05 | Rixon Inc. | Carrier recovery scheme for a SSB-SC signal |
| US3993956A (en) * | 1975-11-03 | 1976-11-23 | Motorola, Inc. | Digital detection system for differential phase shift keyed signals |
| FR2368184A1 (fr) * | 1976-10-18 | 1978-05-12 | Ibm France | Systeme de synchronisation de porteuse pour demodulateur de phase coherent |
-
1978
- 1978-03-10 FR FR7806954A patent/FR2419614A1/fr active Granted
-
1979
- 1979-02-19 BE BE1/9282A patent/BE874263A/fr not_active IP Right Cessation
- 1979-03-05 GB GB7907682A patent/GB2017436B/en not_active Expired
- 1979-03-05 DE DE19792908589 patent/DE2908589A1/de not_active Ceased
- 1979-03-08 LU LU81020A patent/LU81020A1/fr unknown
- 1979-03-08 NL NL7901891A patent/NL7901891A/xx not_active Application Discontinuation
- 1979-03-08 CA CA323,009A patent/CA1129506A/fr not_active Expired
- 1979-03-09 JP JP2681779A patent/JPS54127266A/ja active Pending
- 1979-03-09 US US06/019,246 patent/US4253189A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE2908589A1 (de) | 1979-09-20 |
| JPS54127266A (en) | 1979-10-03 |
| FR2419614B1 (fr) | 1983-02-04 |
| BE874263A (fr) | 1979-08-20 |
| GB2017436B (en) | 1982-04-07 |
| US4253189A (en) | 1981-02-24 |
| GB2017436A (en) | 1979-10-03 |
| NL7901891A (nl) | 1979-09-12 |
| LU81020A1 (fr) | 1979-10-30 |
| FR2419614A1 (fr) | 1979-10-05 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CA1129506A (fr) | Circuit de recuperation de la porteuse d'un signal numerique synchrone transmis par modulation d'amplitude | |
| EP0624959B1 (fr) | Récepteur radio FM comprenant un circuit de suréchantillonnage | |
| EP0530107B1 (fr) | Démodulation PSK avec correction en bande de base d'erreurs de phase ou de fréquence | |
| EP0177963A2 (fr) | Décodeur pour des signaux à spectre étalé | |
| FR2523388A1 (fr) | Dispositif a seuil adaptatif | |
| US5212825A (en) | Synthetic heterodyne demodulator circuit | |
| US4887280A (en) | System for detecting the presence of a signal of a particular data rate | |
| FR2546001A1 (fr) | Demodulateur de signaux, a enveloppe constante et phase continue, modules angulairement par un train de symboles binaires | |
| EP0533525A1 (fr) | Système de mesure de distance entre deux stations mobiles l'une par rapport à l'autre | |
| FR2503496A1 (fr) | Circuit detecteur de bruit et recepteur de signal pour un recepteur a modulation de frequence | |
| EP0863408B1 (fr) | Dispositif de réduction de bruit dans un récepteur radar | |
| EP0209928A1 (fr) | Démodulateur de signal numérique modulé en fréquence | |
| EP0055670B1 (fr) | Circuit de réglage du rapport cyclique d'un signal périodique impulsionnel et dispositif multiplicateur de fréquence par 2n, incluant ce circuit de réglage | |
| CA1038460A (fr) | Correcteur automatique de frequence pour demodulateur de phase differentielle | |
| CA1312657C (fr) | Dispositif de synchronisation en modulation de phase a quatre etats decalee | |
| EP0455140B1 (fr) | Dispositif d'évaluation d'écart de fréquence | |
| EP0607063A1 (fr) | Dispositif de correction d'erreurs de phase, pour signaux modulés en sant de phase et transmis en paquets | |
| EP0723354A1 (fr) | Génération de porteuses pour démodulation en quadrature | |
| EP0035434B1 (fr) | Dispositif émetteur et dispositif récepteur pour la transmission de signaux numériques | |
| EP0026372B1 (fr) | Circuit d'asservissement de la phase d'un oscillateur local pour récepteur de signaux de données transmis par une modulation d'amplitude en bande latérale unique | |
| FR2462816A1 (fr) | Dispositif de generation d'une onde modulee et prefiltree et modulateur de phase comportant un tel dispositif | |
| JPH0583314A (ja) | 復調回路 | |
| FR2624674A1 (fr) | Procede et dispositif de modulation-demodulation d'amplitude coherente | |
| KR930022777A (ko) | 중첩변조신호의 차 최적수신장치 | |
| FR2626122A1 (fr) | Dispositif de detection de perte de synchronisation dans une transmission numerique |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| MKEX | Expiry |