CA2150339C

CA2150339C - Convertisseur continu continu a rendement eleve

Info

Publication number: CA2150339C
Application number: CA002150339A
Authority: CA
Inventors: Philippe Alfred Perol
Original assignee: Agence Spatiale Europeenne
Current assignee: Agence Spatiale Europeenne
Priority date: 1994-05-27
Filing date: 1995-05-26
Publication date: 2005-08-23
Anticipated expiration: 2015-05-26
Also published as: CA2150339A1; US5729444A; FR2720567B1; JPH08196074A; JP3514552B2; FR2720567A1

Abstract

L'invention concerne un convertisseur continu-continu du type comprenant un transformateur (T1) avec deux enroulements primaires (L10, L20 ) montés en opposition de part et d'autre d'un point milieu (Ct) et au moins u n enroulement secondaire (SE1, SE2) relié à une charge (SW1, SW2) présentant u ne capacité donnée, une source de tension de référence (Vin) couplée au point milieu (Ct) du transformateur (T1) à travers une self (L1) de façon à alimenter le transformateur par une source de courant, deux éléments de commutation (S1, S2) montés chacun dans le retour de la tension de référence (Vin) et en série av ec un enroulement primaire respectif (L10, L20) et un moyen de commande pour relie r alternativement et périodiquement le retour de la tension de référence (Vin) à l'un ou l'autre des enroulements primaires (L10, L20). Selon l'invention, le moyen de commande est un oscillateur (OSC) générant des signaux carrés et ayant deux sorties complémentaires (Q,~) qui sont connectées directement à une borne de commande (B1, B2) d'un élément de commutation respectif (S1, S2), et l'oscillateur (OSC) pressente une fréquen ce sensiblement égale à la fréquence de résonance du circuit constitué par l'inductance du secondaire du transformateur (T1) et ladite capacité donnée de la charge.

Description

zr s~~ 3~
CONVERTISSEUR CONTI,~1U~ONTINU A REND NT
E VE
La présente invention a pour objet un convertisseur continu-continu du type comprenant un transformateur avec deux enroulements primaires montés en opposition de part et d'autre d'un point milieu et au moins un enroulement secondaire relié à une charge présentant une capacité donnée, une source de tension de référence couplée au point milieu du transformateur à travers une self de façon à
alimenter le transformateur par une source de courant, deux éléments de commutation montés chacun dans le retour de la tension de référence et en série avec un enroulement primaire respectif et un moyen de commande pour relier alternativement et périodiquement le retour de la tension de référence à l'un ou l'autre des enroulements primaires.
Un tel convertisseur est connu d'une part de la demande de brevet français déposée par la Demanderesse le 20 février 1990 et publiée le 23 août sous le n° FR 2 658 674. Dans celui-ci, il est prévu des moyens d'ajustement automatiques du temps mort pendant lequel les deux commutateurs sont tous deux à
l'état ouvert. Ceci nécessite une opération de comparaison de tension de chacun des enroulements primaires à un potentiel de référence et la mise en oeuvre de moyens inhibiteurs pour empêcher, après l'ouverture de l'un des commutateurs, la fermeture de l'autre commutateur tant que la tension de l'enroulement primaire correspondant à ce dernier n'est pas devenue inférieure au potentiel de réfërence. En outre, les tensions aux bornes 11 et 1 l' de l'enroulement primaire présentent la forme de signaux trapézoïdaux qui n'est pas optimale pour le bilan énergétique global du convertisseur.
Un tel convertisseur est d'autre part connu de la demande de brevet français déposée par la Demanderesse le 24 février 1988 et publiée le 25 août sous le n° FR 2 627 644. Dans celui-ci, un condensateur C forme une maille résonnante avec une inductance série L lorsque les moyens d'interruption sont en position fermée. Le courant qui traverse l'interrupteur fermé a la forme d'une demi-sinusoïde. La tension aux bornes du condensateur décroît sinusoïdalement.
Lorsque le courant précité retourne à zéro, une diode de passage passe à l'état bloqué
et maintient le courant à une valeur nulle. L,'interrupteur peut alors étre ouvert sans perte de commutation. Lorsque l'interrupteur est ouvert, la source de tension recharge le condensateur parallèle d'entrée précitë, la valeur élevée de l'inductance d'entrée précitée imitant le courant d'appel chargeant le condensateur de façon à

zrs~~3~~
assurer une charge à courant constant. Ceci permet d'assurer l'absence de perte de commutation tant à l'instant de coupure qu'à l'instant de fermeture.
Cependant, étant donné que le courant est de forme pratiquement sinusoïdale, ceci a une influence directe sur le facteur de forme du courant et sur les pertes de conduction. En particulier, si l'on met en oeuvre des transistors à effet de champ MOS en tant qu'élément de commutation, ceux-ci, à l'état passant, sont équivalents à une résistance, laquelle est sensible à la valeur moyenne du courant. Le rendement d'un tel circuit n'est pas optimal en raison des pertes de commande ("driving fosses").
La présente invention a pour objet un convertisseur continu-continu qui ne présente pas les inconvénients précités, et qui en particulier permet d'obtenir un rendement élevë en réduisant notablement les pertes de commande d'un convertisseur du type décrit dans la demande de brevet n° FR 2 627 644 ou d'un type similaire. En général, tout convertisseur résonant a forme de courant pseudosinusoïdale.
L'idée de base est de mettre en oeuvre un Circuit de commande présentant un minimum de composants, étant essentiellement de caractère magnétique et présentant une isolation galvanique intrïnsëque, et de générer sur la charge un signal sinusoïdal.
Le convertisseur selon l'invention comprenant un moyen de commande.
2o constitué par un oscillateur générant des signaux carrés et ayant deux sorties complémentaires qui sont connectées directement à une borne de commande d'un élément de commutation respectif; est caractérisé en ce que l'oscillateur présente une fréquence sensiblement égale à la fréquence de résonance d'un circuit constitué
par l'inductance du secondaire du transformateur et ladite capacité donnée de la charge.
On notera qu'il est connu de l'article "A NOVEL LOSSLESS
RESONANT MOSFET DRIVER" de S.M. WEINBERG (IEEE 1992 - P 1003 -1010) un convertisseur mettant en oeuvre non pas un mais deux circuits résonants séparés pour charger et décharger les grilles d'un transistor NIOS du secondaire, le transistor MOS n'étant pas par ailleurs commandé par un signal sinusoïdal. Ce circuit comporte également des diodes générant des pertes supplémentaires n'apparaissant pas dans la présente invention.

._ 3 zrs~~3~~
Selon l'invention, les éléments de commutation peuvent être des transistors à effet de champ MOS, la capacité équivalente drain-source desdits transistors à effet de champ constituant une capacité de stockage de l'énergie dans la self d'entrée L1 pendant les instants de commutation.
Les éléments de commutation peuvent être des transistors bipolaires ayant un condensateur connecté entre leur collecteur et leur émetteur, et constituant une capacité de stockage de l'énergie dans la self d'entrée L 1 pendant les instants de commutation.
La capacité de stockage des éléments de commutation permet de maintenir une circulation de courant méme lorsqu'ils sont en position d'ouverture, ce qui est favorable puisque le point milieu du transformateur est alimenté en courant par l'élément selfique.
Avantageusement, la charge est capacitive et est par exemple la capacité
grille-source d'un transistor MOSFET de puissance.
> > Ladite charge peut comporter un condensateur de résonance en parallèle avec l'enroulement secondaire et, pour certaines applications de l'invention, un condensateur de sortie connecté aux bornes du condensateur de résonance à
travers une diode en direct.
2U L'invention concerne également un module convertisseur continu-continu comprenant un transforniateur avec un enroulement primaire présentant une première et une deuxième bornes, et au moins un enroulement secondaire relié à
une charge présentant une capacité donnée. une source de tension de référence dont une première borne est couplée à la première borne de l'enroulement primaire à
travers 25 une inductance L 1 pour alimenter le transformateur par une source de courant. un élément de commutation monté en série entre une deuxième borne de la source de tension de référence et la deuxième borne de l'enroulement primaire et un moyen de commande pour relier périodiquement la deuxième borne de la source de tension de référence à la deuxième borne de l'enroulement primaire, constitué par un 30 oscillateur ayant une sortie générant des signaux carrés, ladite sortie étant connectée directement à une borne de commande de l'élément de commutation, caractérisé
en ce que l'oscillateur présente une fréquence sensiblement égale à la fréquence de 4 Zfso33~
résonance d'un circuit constitué par l'inductance de l'enroulement secondaire et ladite capacité donnée de la charge.
D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront mieux à la lecture de la description qui va suivre, donnée à titre d'exemple non limitatif, en liaison avec les dessins qui représentent - la figure 1, un convertisseur continu-continu selon la demande de brevet français n° FR 2 658 674 précitée, - les figures 2a et 2b, respectivement un schéma et un chronogramme correspondant au convertisseur continu-continu selon la demande de brevet français n° FR 2 627 644 précitée, - la figure 3, un mode de réalisation de l'invention, - la figure 4, une modélisation du circuit de la figure 3 pour un fonctionnement selon une demi-période, - les figures Sa à Sf, des chronogrammes de l'invention correspondant respectivement à la tension Vct, au courant I1, au courant Ip, à la tension Vd, au courant Is et à la tension Vs tel qu'indïqué à la figure 4, - la figure 6, un convertisseur selon la demande de brevet français n°
FR

2 627 644 pour lequel l'invention est particulièrement bien adaptée à la commande des transistors, et ' - la figure 7, une variante de charge secondaire du transformateur du convertisseur de la figure 3 selon l'invention.
Sur la fïgure 1, un convertisseur, selon la demande de brevet français n°
FR 2 658 674 comporte un transformateur avec, au primaire, deux enroulements 1 I, 1 l' montés en opposition de part et d'autre d'un point milieu 12, et au secondaire, un ou plusieurs enroulements permettant de recueillir la tension alternative produite.
Dans l'exemple de la f gare, le transformateur comporte deux enroulements secondaires 13, 15, débitant sur des moyens de redressement et de filtrage respectifs 14, 16 de maniére à produire une tension de sortie respective VOUT1 et VOUT2.

2 r S' ~.3 .~ ~
Les enroulements primaires 1 l, 1 l' coopèrent chacun avec un organe de commutation respectif 20, 20' qui peut être, comme illustré sur la figure, un transistor à effet de champ MOS. En traits interrompus ont été représentées, en 17, une inductance de magnétisation du transformateur, et en 18 les capacités parasites 5 entre spires de ce même transforniateur, et en 21, 21' la capacité parasite entre drain et source des commutateurs 20, 20' que présentent ceux-ci lorsqu'ils sont à
l'état ouvert.
Le point milieu 12 est relié à une source de tension continue VIN
d'alimentation du convertisseur, l'autre borne (borne discale) de chacun des lo enroulements primaires 11, 11', étant reliée sélectivement à la masse par l'intermédiaire du commutateur respectif 20, 20'.
Les deux commutateurs 20, 20' sont pilotés par application sur leur grille de signaux de commande respectifs Vg, Vg' de manière à les faire fonctionner en push pull, c'est-à-dire que, pour pouvoir fermer l'un des commutateurs, l'autre doit être nécessairement ouvert.
Pour réaliser ce fonctionnement en push-pull, il est prévu, de façon symétrique, pour chaque moitié du montage push-pull. une diode respective 30, 30' dont la cathode est reliée à la borne- distale de l'enroulement 1 l, 1 l' correspondant, l'anode est reliée à un potentiel de référence Vref par l'intermédiaire d'un ensemble 2o série de la résistance 31, 32, et 31', 32'. Le point commun de cea deux résistances est relié à l'une des entrées d'une porte NON OL1 respectivement 40, 40' sur laquelle est appliquée un signal A, A', l'autre entrée recevant un signal parmi deux signaux complémentaires Q,, _Q' produïts par un diviseur de fréquence 50 reçevant le signal d'horloge externe CK.
Ce montage permet d'obtenir aux bornes 11 et 11' du primaire, la tension Vp de forme trapézoïdale pour la commande du transformateur.
Ainsi qu'il a été dit ci-dessus, ce circuit ne permet pas un rendement optimal en raison de la consommation de puissance de ce circuit de commande.
Si on se reporte maïntenant à la figure 2a, laquelle correspond au 3o convertisseur selon la demande de brevet français n° FR 2 627 644 précitée, celui-ci comprend un transformateur d'isolation 30 dont le bobinage primaire et le bobinage secondaire présentent chacun un point milieu 31, 32 respectivement.

6 ~ ~ 5 a33~
Une inductance d'entrée Lin débite dans le primaire au niveau du point milieu 31. A la sortie de l'inductance d'entrée Lin est connecté un condensateur parallèle d'entrée Cin. Ce condensateur Cin forme une maille résonnante avec inductance série Lm lorsque les moyens d'interruption S sont en position fermée.
Ces moyens d'internrption S sont interposés entre le condensateur d'entrée Cin et l'inductance série Lm et sont asservis à un circuit de commande d'interruption périodique. Lors de la fermeture d'un interrupteur, la capacité Cin se décharge dans la capacité Co du secondaire avec une forme d'onde sinusoïdale grâce au fait que la capacité Cin et l'inductance Lm forment un circuit résonant série.
lo Dans le fonctionnement du type push-pull, les périodes 33, 34 (figure 2b) où les deux interrupteurs S1, S2 sont en positïon ouverte, permettent le rechargement de la capacité parallèle d'entrée C'in par la source Vin, le transformateur 30 inversant sa polarité du fait de l'énergie accumulée dans l'inductance de magnétisation Lm. Cette inversion de tension est commandée par la ~5 résonance parallèle de l'inductance magnétique Lm et de la capacité de fuite Cs du transformateur 30. Ainsi qu'il a été dit ci-dessus, cette topologie présente un courant pseudo-sinusoïdal dans le commutateur (représenté à la tïgure 2b) ce qui a pour inconvénient de présenter des pertes de conduction importantes. Pour diminuer ces pertes de conduction, on peut mettre de gros transistors ou plusieurs en parallèle, 2o mais alors le circuit de commande consomme une énergie non négligeable. On peut remédier à cela avec le circuit selon l'invention décrit ci-dessous utilisé
pour la commande des transistors.
Le circuit selon l'invention et représenté à la figure 3. On notera que ce circuit peut convenir pour une application en push-pull ou emdemi-pont~eer~parte 25 un transformateur T 1 dont le primaire P 1 comporte deux enroulements L I 0 et L20 montés en opposition de part et d'autre d'un point milieu CT', les extrémités I et 2 de ces deux enroulements en opposition étant connectées à des commutateurs respectivement S 1 et S2 commandés sur leurs bornes B 1 et I32 par un oscillateur OSC délivrant des signaux carrés et complémentaires Q et ~. L'autre borne des 3o commutateurs S 1 et S? est reliée au pôle de mode commun (masse). Le point milieu (.'.T est alimenté par une source de tension d'alimentation Vin, par exemple de 12 V
à travers une self L.l. L,e secondaire du transformateur présente dans l'exemple représenté, deux enroulements SE 1 et SE2 commandant deux transïstors à effet de champ SW1 et SW2, ces transistors étant des transistors MUS de puissance, par 3s exemple IRF 150, qm comportent une capacité grille-source Cgs formant une ~ ( s o33~
charge capacitive. Les commutateurs S 1 et S2 peuvent être constitués par des petits transistors MOSFET, par exemple IRF110, dont les portes G constituent les bornes B 1 et B2. Dans ce cas, les transistors présentent une capacité drain-source Cds constituant une capacité d'entrée des commutateurs. Dans le cas où les commutateurs ne sont pas des transïstors à effet de champ présentant de telles capacités intrinsèques, on dispose en parallèle, avec le s commutateurs, des condensateurs C1 et C2 de faible valeur {100 pF). Les oscillateurs commandent les commutateurs S 1 et S2 avec un rapport cyclique de 50'% (signaux carrés). On peut utiliser à cet effet un multivibrateur CMOS 4047 en aval duquel est disposé un to circuit interface du type CMOS 4049 ou 4050. La fréquence de commutation de l'oscillateur est celle dui est choisie pour le convertisseur dont les transistors SVv'1 et SW2 constituent les commutateurs. Les transistors SW1 et SW2 sont vus comme des condensateurs Cgs par le circuit de commande. Your les transistors SW1 et SW2, la capacité grille-source Cgs est la capacité dominante. La capacité
grille-drain Cgd, qui est également appelée capacité Miller, vient en parallèle avec celle-ci et présente une valeur beaucoup plus faible qui en général est de l'ordre de 10°~ô de Cgs. Toutes ces capacités sont non linéaires par nature mais ceci n'a pas grande importance lorsqu'on les utilise dans un circuit résonant étant donné
notamment que Cgs varie lentement avec la tension. Nous devons considérer que pour un transistor 2o donné, les valeurs de ces capacités sont connues et bien fïxées.
Le circuit de commande est un circuit résonant dans lequel la résonance est obtenue entre l'inductance magnétisante des enroulements du secondaire du transformateur Tl et les capacités des transistors de puissance SW1 et SW2 vus en parallèle. Chaque capacité de chaque transistor à effet de champ MOS, SW1 et SW2,~ est chargée et déchargée alternativement de manière résonante. Il en résulte une tension sinusoïdale sur la grille des transistors SWl et SW2. Ce circuit ne présente pas de perte étant donné due tout le courant circule toujours dans le secondaire du transformateur et que seul un faible courant est apporté par la self I~ 1 pour compenser les pertes d'amortissement de l'oscillateur constitué par la self Lm2 3o du transformateur et les Cgs des transistors SW1 et SW2. L'amortissement est dîi.
entre autres, à la résistance série de l'enroulement d'inductance Lm2. I1 n'y a pratiquement aucun courant qui circule dans les commutateurs S1 et S2 et de plus.
ils sont commutés sous 0 V. Ils ne présentent donc pas de pertes de commutation.
Les transistors de commutation S W 1 et S W2 sont vus comme dew capacités en parallèle. IJtant donné qu'il n'y a pas de diode d'isolation, la tension sur g z. t 5~ ~3 '3 ~
ces capacités est toujours présente aux bornes du secondaire du transformateur.
Cette tension est vue par le primaire et est imposée à celui-ci. Ceci est rendu possible par le fait que le transformateur n'est pas alimenté en tension mais en courant en raison de la présence de la self L 1 qui doit avoir à cet effet une valeur suffisamment élevée (par exemple L 1 - 10 mI-i). L 1 doit être de valeur suftïsamment élevée pour transformer la source de tension en source de courant.
Il en résulte que la tension, et par conséquent le courant magnétisant dans le transformateur est commandé par le secondaire et au même moment l'énergie magnétisant le transformateur peut seulement circuler dans la charge du secondaire étant donné que, sur le primaire, l'ïnductance L 1 isole la source de tension. Il en résulte que l'ensemble fonctionne comme un résonateur qui est excité
en générant la synchronisation correcte du transformateur grâce aux éléments de commutation S 1 et S2.
Les courants qui circulent dans le secondaire pour charger et décharger ~5 les capacités d'entrée des commutateurs SW1 et SW? peuvent être de plusieurs ordres de grandeur plus élevés que ceux-ci qui sont fournis â l:ravers Ll et à
travers les éléments de commutation S 1 et S2.
L'instant de commutation est toujours l'instant où l'énergie est maximale dans l'inductance magnétisante et l'instant où un état stationnaire est obtenu, c'est-à-dire l'instant où la tension aux bornes de capacités est égale à. 0 à
condition que la fréquence du secondaire et la fréquence de commutation soient sensiblement égales.
Dans ce cas, la tension primaire sur les commutateurs S 1 et S2 est égale à 0 au moment de la commutation, et une commutation sans perte d'éyergie est obtenue.
Le convertisseur est ainsi un convertisseur du type à accumulation qui accumule de l'énergie magnétisante dans le primaire et la restitue sur le secondaire au moment de la commutation de S 1 et S?. 11 présente sur les convertisseurs standards l'avantage que la tension de sortie est commandée. En effet, la forme d'onde sur le point milieu CT est une sinusoïde redressëe qui reflète la sinusoïde aux bornes du secondaire et son amplitude maximale est telle que son amplitude 3o moyenne est égale à la tension d'entrée Vin en statique. four ajuster la tension sur le secondaire, on joue sur le rapport de transformation du transformateur. Par exemple, pour une tension d'alimentation de 12 V, un rapport de transformation de 6/4 apporte une tension crête de l3 V sur la grille des transistors SW 1, SW2 et qui est tout à fait adéquate pour les commander.

.__ 9 ~2 I S d33 ~
On notera enfin que, par rapport au convertisseur selon la demande de brevet français n° FR 2 658 674 précitée, le point milieu CT' est, selon l'invention, alimenté en courant et non en tension, (grâce à la self Ll), et en outre la forme d'onde, en ce point milieu CT, est une sinusoïde redressée (tension Vct figure Sa) alors que dans l'antériorité précitée cette tension se présente sous la forme d'une onde trapézoïdale.
Le convertisseur selon l'invention se distingue également do la demande de brevet français n° FR 2 627 644 précitée, par le fait que la tension Vd aux bornes de S 1 et S2 se présente sous la forme d'une demi-sinusoïde redressée (figure Sb), soit une forme d'onde très différente de celle représentée à la figure 2b. Le convertisseur selon la demande n° FR 2 627 644 fonctionne en effet en quasi-résonance. Le circuit selon l'art antérieur présente une consommation importante dans le circuit de commande, cette consommation étant due à l'énergie qu'il faut mobiliser pour faire commuter les portes des transistors MOS.
~ s La figure 4 représente une modélisation de la figure 3 pour une demi-alternance, c'est-à-dire pour un module présentant un seul commutateur. Cds désigne la capacité drain-source du transistor S ou bien un condensateur additionnel C disposé en parallèle avec celui-ci et d'une valeur de 100 picofarad par exemple dans le cas où ce commutateur est un transistor bipolaïre. Ip désigne le courant à
2o travers l'élément de commutation S, et Vd désigne la tension aux bornes de celui-ci.
Vct désigne la tension au point milieu CT. I 1 désigne le courant à travers la self L 1.
Is désigne le courant dans le secondaire et Vgs, la tension aux bornes de la capacité
grille-source Cgs du transistor du secondaire. Lm l, Lm? et L 1 désignent des selfs équivalentes du transformateur T, le circuit résonant étant constitué-par l'irrduCtarice 25 magnétisante Lm? du secondaire du transformateur et la capacité de la charge, essentiellement la capacité Cgs des transistors MOSFET S W 1 et S W2.
Les chronogrammes de signaux, respectivement Vct, Il, Ip, Vd, Is et Vs sont représentés aux figures Sa à Sf.
On remarquera qu'en pratique, on observe dû une petite quantité de 3o courant secondaire revient au primaire au moment de la commutation. Ceci arrive lorsqu'il y a un léger recouvrement sur la commande des éléments de commutation S 1 et S2 et qû à ce moment le primaire de T 1 est court-circuité. Dans ce cas, toute l'énergie magnétisante tend à recirculer dans le primaire là où l'impédance est la plus faible à cet instant donné (court-circuit). L,e courant est alors négatif dans un io 2~ 5~33i transistor et positif dans l'autre. Ce courant est en tout état de cause limité au courant de magnétisation maximum qui circulait dans le résonateur du secondaire.
(Le résonateur est formé de L,m2 du secondaire et des capacités Cgs en parallèle).
Le résonateur, dans le secondaire du transformateur T1, recueille le courant magnétisant additionnel qui est accumulé dans le primaire durant un demi-cycle qui suit la commutation d'un élément de commutation à l'autre. C'est à
cela qu'est dû le petit échelon dans le courant sinusoïdal ls du secondaire que l'on observe à la figure Se.
Etant donné que le transformateur T1 est alimenté en courant par la self lo Ll, le primaire doit toujours présenter une branche de circulation pour ce courant même au moment de la commutation entre S 1 et S2. Dans le cas de transistors de type MOS, la capacité parasite Cds de ces transistors fournit ce chemin de courant.
Dans le cas d'utilisation de transistors bipolaires, on ajoutera une capacité
en parallèle d'une valeur de l'ordre de 100 pF (C.'.1 et C 2 ).
La figure 6 montre un convertisseur, selon la demande de brevet n°
FR
2 627 644, qui permet d'obtenir, à partir d'une entrée à faible tension (entre

3 et ~
V), une sortie à haute tension (de 50 à 100 V) avec un courant d'entrée pouvant atteindre 20 A à faible tension et pour lequel un cïrcuit de commande selon l'invention (Fig 3) permet d'obtenir des pertes de commande minimales des 2o transistors IRF 054. La chute de tension dans le commutateur d'entrée est d'importance capitale pour le rendement du convertisseur. Pour obtenir une faible chute de tension, on utilise un ou plusieurs transistors MOS en parallèle pour chaque commutateur SWl et SW2, à savoir dans le cas d'espèce trois transistors .
MOS de type IRF U54 qui présentent une résistance série de 9 mS2 chacun. La fréquence de commutation est élevée (250 kHz), ce qui permet d'avoir un petit transforniateur avec seulement un enroulement au primaire. Ceci minimise les pertes résistives dans le cuivre de l'enroulement du primaire. On arrive ainsi à
obtenir une résistance de primaire de 1 milliohm pour chacun des deux enroulements en opposition.
3o Sur le secondaire, avec un rapport de transformation de 15, on utilise un pont complet tel que représenté présentant quatre transistors de type MOS qui fonctionnent comme un redresseur synchrone. Dans l'application représentée.
chaque transistor MOS de type IRF 150 représente une capacité d'entrée de 12 nF.

~~5~3~~
La figure 7 montre i.me variante de l'invention mettant à protït le fait que la tension sur le secondaire est toujours contrôlée. Le secondaire du transformateur T présente un enroulement Lms chargé par un condensateur Ct, Lms et Ct formant le circuit résonant du secondaire, et l'énergie est transférée à un condensateur de sortie C' à travers une diode en direct D. Llne charge C'H est connectée aux bornes du condensateur de sortie C'. Ce schéma est en particulier appliquable aux convertisseurs de type indirect ("fly-back")

Claims

1. ~Convertisseur continu-continu du type comprenant un transformateur (T1) avec deux enroulements primaires (L10, L20) montés en opposition de part et d'autre d'un point milieu (Ct) et au moins un enroulement secondaire (SE1, SE2) relié à une charge (SW1, SW2) présentant une capacité
donnée, une source de tension de référence (Vin) couplée au point milieu (Ct) du transformateur (T1) à travers une self (L1) de façon à alimenter le transformateur par une source de courant, deux éléments de commutation (S1, S2) montés chacun dans le retour de la tension de référence (Vin) et en série avec un enroulement primaire respectif (L10, L20) et un moyen de commande pour relier alternativement et périodiquement le retour de la tension de référence (Vin) à l'un ou l'autre des enroulements primaires (L10, L20), constitué par un oscillateur (OSC) générant des signaux carrés et ayant deux sorties complémentaires (Q, Q) qui sont connectées directement à une borne de commande (B1, B2) d'un élément de commutation respectif (S1, S2), caractérisé en ce que l'oscillateur (OSC) présente une fréquence sensiblement égale à la fréquence de résonance d'un circuit constitué par une inductance (Lm2) du secondaire du transformateur (T1) et ladite capacité
donnée de la charge.

2. ~Convertisseur selon la revendication 1, caractérisé en ce que les éléments de commutation sont des transistors à effet de champ MOS et en ce que la capacité équivalente drain-source desdits transistors à effet de champ constitue une capacité de stockage de l'énergie dans la self d'entrée (L1) pendant les instants de commutation.

3. ~Convertisseur selon la revendication 1 caractérisé en ce que les éléments de commutation sont des transistors bipolaires ayant un condensateur connecté entre leur collecteur et leur émetteur qui constitue une capacité de stockage de l'énergie dans la self d'entrée (L1) pendant les instants de commutation.

4. Convertisseur selon une des revendications 1 à 3 caractérisé en ce que la charge est capacitive.

5. Convertisseur selon une des revendications précitées, caractérisé en ce que ladite charge comporte un condensateur de résonance (Ct) en parallèle avec l'enroulement secondaire (Lm).

6. Module convertisseur continu-continu comprenant un transformateur avec un enroulement primaire présentant une première et une deuxième bornes, et au moins un enroulement secondaire relié à une charge présentant une capacité donnée, une source de tension de référence dont une première borne est couplée à la première borne de l'enroulement primaire à
travers une inductance (L1) pour alimenter le transformateur par une source de courant, un élément de commutation monté en série entre une deuxième borne de la source de tension de référence et la deuxième borne de l'enroulement primaire et un moyen de commande pour relier périodiquement la deuxième borne de la source de tension de référence à la deuxième borne de l'enroulement primaire, constitué par un oscillateur (OSC) ayant une sortie (Q) générant des signaux carrés, ladite sortie (Q) étant connectée directement à une borne de commande (B1) de l'élément de commutation (S1), caractérisé en ce que l'oscillateur (OSC) présente une fréquence sensiblement égale à la fréquence de résonance du circuit constitué par une inductance (Lm) de l'enroulement secondaire et ladite capacité donnée (Cgs) de la charge.

7. Convertisseur selon une des revendications 1 à 4 caractérisé en ce que la charge est constituée par la capacité grille-source d'un transistor MOSFET de puissance (SW1, SW2).

8. Convertisseur selon une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que ladite charge comporte un condensateur de résonance (Ct) en parallèle avec l'enroulement secondaire (Lm) et un condensateur de sortie (C') connecté aux bornes du condensateur de résonance (Ct) à travers une diode en direct (D).