JPH11356044A - 共振型スイッチング電源 - Google Patents
共振型スイッチング電源Info
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- JPH11356044A JPH11356044A JP10204770A JP20477098A JPH11356044A JP H11356044 A JPH11356044 A JP H11356044A JP 10204770 A JP10204770 A JP 10204770A JP 20477098 A JP20477098 A JP 20477098A JP H11356044 A JPH11356044 A JP H11356044A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 電流共振型スイッチング電源の効率を改善す
る。 【解決手段】 スイッチング電源はＭＯＳトランジスタ
Ｑ１、Ｑ２が交互にオンとなることによって、トランス
の１次巻線Ｌ１にスイッチング電流が流れ、２次側に交
番電力が転送される。そして、２次巻線Ｌ２に発生した
交番電圧はダイオードＤ１、Ｄ２によって全波整流され
る。絶縁トランスＴに結合されている３次巻線Ｌ３に共
振素子Ｃｒ、Ｌｒを接続することによって、１次側を共
振状態にすることができ、電流共振型のスイッチング電
源とすることができる。トランスのリーケージインダク
タンスを共振素子としていないため、絶縁トランスの巻
線間を密結合とすることができると共に、共振電流を直
接断続していないので、１次電流のピーク値が低下しス
イッチングロス、及びオン抵抗による損失を低減するこ
とができる。
る。 【解決手段】 スイッチング電源はＭＯＳトランジスタ
Ｑ１、Ｑ２が交互にオンとなることによって、トランス
の１次巻線Ｌ１にスイッチング電流が流れ、２次側に交
番電力が転送される。そして、２次巻線Ｌ２に発生した
交番電圧はダイオードＤ１、Ｄ２によって全波整流され
る。絶縁トランスＴに結合されている３次巻線Ｌ３に共
振素子Ｃｒ、Ｌｒを接続することによって、１次側を共
振状態にすることができ、電流共振型のスイッチング電
源とすることができる。トランスのリーケージインダク
タンスを共振素子としていないため、絶縁トランスの巻
線間を密結合とすることができると共に、共振電流を直
接断続していないので、１次電流のピーク値が低下しス
イッチングロス、及びオン抵抗による損失を低減するこ
とができる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はスイッチング電源回
路に係わり、特に電流共振型スイッチング電源において
電力損失を軽減する際に有用なスイッチング電源に関す
るものである。
路に係わり、特に電流共振型スイッチング電源において
電力損失を軽減する際に有用なスイッチング電源に関す
るものである。
【０００２】
【従来の技術】図４はハーフブリッジ回路によって構成
されているスイッチング電源回路の原理図を示したもの
で、Ｑ１、Ｑ２は直列接続されているＭＯＳＦＥＴから
なるスイッチング素子、Ｔは１次側のスイッチング電力
を２次側に転送する絶縁トランスである。ＩＣは前記ス
イッチング素子Ｑ１，Ｑ１を交互に開閉するための電源
コントロール回路を示し、通常は図示されていない電圧
検出手段によって出力電圧Ｖ０と基準電圧を比較しなが
ら、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング周波数
を可変できるように構成し、出力電圧Ｖ０を定電圧化す
ることができるように制御するものである。
されているスイッチング電源回路の原理図を示したもの
で、Ｑ１、Ｑ２は直列接続されているＭＯＳＦＥＴから
なるスイッチング素子、Ｔは１次側のスイッチング電力
を２次側に転送する絶縁トランスである。ＩＣは前記ス
イッチング素子Ｑ１，Ｑ１を交互に開閉するための電源
コントロール回路を示し、通常は図示されていない電圧
検出手段によって出力電圧Ｖ０と基準電圧を比較しなが
ら、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング周波数
を可変できるように構成し、出力電圧Ｖ０を定電圧化す
ることができるように制御するものである。
【０００３】スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の出力は絶縁
トランスＴの１次巻線Ｌ１と共振コンデンサＣ１に供給
されている。そして、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２が交
互に開閉すると、トランスＴのリーケージインダクタン
スと共振する共振コンデンサＣ１を充放電する電流によ
って、トランスの１次巻線Ｌ１がドライブされる。そし
て、この共振電流によってスイッチング素子に流れる電
流が零となるタイミングでスイッチング素子の切り換え
が行われるようにすると、スイッチング素子の損失電力
を少なくすることができる。なお、絶縁トランスＴの２
次巻線Ｌ２に全波整流のダイオードＤ１、Ｄ２と、平滑
コンデンサＣ０が接続され、直流出力電圧Ｖ０が得られ
る。
トランスＴの１次巻線Ｌ１と共振コンデンサＣ１に供給
されている。そして、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２が交
互に開閉すると、トランスＴのリーケージインダクタン
スと共振する共振コンデンサＣ１を充放電する電流によ
って、トランスの１次巻線Ｌ１がドライブされる。そし
て、この共振電流によってスイッチング素子に流れる電
流が零となるタイミングでスイッチング素子の切り換え
が行われるようにすると、スイッチング素子の損失電力
を少なくすることができる。なお、絶縁トランスＴの２
次巻線Ｌ２に全波整流のダイオードＤ１、Ｄ２と、平滑
コンデンサＣ０が接続され、直流出力電圧Ｖ０が得られ
る。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】ところで、このような
スイッチング電源回路は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２
による開閉によって図５に示すような電圧Ｖ１と電流Ｉ
が流れ、スイッチング素子Ｑ１のターンオン時には、ト
ランジスタに流れる電流はマイナス方向から共振条件に
より決まる傾きで流れはじめ、零クロスを実現するが、
流れる電流Ｉには、図５に示すように電力伝送分の電流
Ｉ１に対して共振回路分の共振電流ＩＲが重畳されてい
るので、そのピーク電流値が増加する。このため、スイ
ッチング素子Ｑ１、Ｑ２での飽和電圧と電流の積の電力
損失が増加するという問題があった。
スイッチング電源回路は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２
による開閉によって図５に示すような電圧Ｖ１と電流Ｉ
が流れ、スイッチング素子Ｑ１のターンオン時には、ト
ランジスタに流れる電流はマイナス方向から共振条件に
より決まる傾きで流れはじめ、零クロスを実現するが、
流れる電流Ｉには、図５に示すように電力伝送分の電流
Ｉ１に対して共振回路分の共振電流ＩＲが重畳されてい
るので、そのピーク電流値が増加する。このため、スイ
ッチング素子Ｑ１、Ｑ２での飽和電圧と電流の積の電力
損失が増加するという問題があった。
【０００５】また、特に従来の電流共振型スイッチング
電源は、共振電流を形成するために絶縁トランスＴのリ
ーケージインダクタンスを利用し、このリーケージイン
ダクタンスと共振コンデンサＣ１によって共振周波数が
設定されようにしているので、絶縁トランスＴの設計が
難しいという問題が生じると共に、絶縁トランスＴにわ
ざわざリーケージ磁束が生じるように、例えば１次巻線
Ｌ１と２次巻線Ｌ２を粗結合となるように設計するた
め、電力の変換効率が低下し、漏洩磁界の発生が問題と
なる。
電源は、共振電流を形成するために絶縁トランスＴのリ
ーケージインダクタンスを利用し、このリーケージイン
ダクタンスと共振コンデンサＣ１によって共振周波数が
設定されようにしているので、絶縁トランスＴの設計が
難しいという問題が生じると共に、絶縁トランスＴにわ
ざわざリーケージ磁束が生じるように、例えば１次巻線
Ｌ１と２次巻線Ｌ２を粗結合となるように設計するた
め、電力の変換効率が低下し、漏洩磁界の発生が問題と
なる。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明はかかる問題点を
解消するために、電源電圧を所定のスイッチング周波数
でスイッチングすると共に、このスイッチング動作によ
って生じる交番電力をトランスを介して出力するような
スイッチング電源回路において、前記トランスの巻線に
所定の周波数で共振する共振素子からなる第３の巻線を
施し、この共振素子によってスイッチング電源の共振周
波数を定めるようにしたものである。
解消するために、電源電圧を所定のスイッチング周波数
でスイッチングすると共に、このスイッチング動作によ
って生じる交番電力をトランスを介して出力するような
スイッチング電源回路において、前記トランスの巻線に
所定の周波数で共振する共振素子からなる第３の巻線を
施し、この共振素子によってスイッチング電源の共振周
波数を定めるようにしたものである。
【０００７】トランスはハーフブリッジタイプのスイッ
チング電源の場合、通常１次巻線と２次巻線によって構
成され、第３の巻線が３次巻線とされる。そしてこの３
次巻線に共振素子を接続することによって、電流共振型
のスイッチング電源を構成するようにしている。
チング電源の場合、通常１次巻線と２次巻線によって構
成され、第３の巻線が３次巻線とされる。そしてこの３
次巻線に共振素子を接続することによって、電流共振型
のスイッチング電源を構成するようにしている。
【０００８】電流共振回路をトランスの第３の巻線に付
加してスイッチング電源の共振周波数を定めるようにし
たので、スイッチング素子によって直接共振電流を断続
することがなくなり、その分スイッチング損失を低減す
ることができる。また、絶縁トランスの場合は１次巻線
と２次巻線を密結合とすることができるので、伝送する
電力の変換効率を従来の電流共振型スイッチング電源に
比較して向上させることができる。さらに、巻数比に応
じて任意に共振回路の印加電圧を設定でき、共振回路の
最適設計（低損失化）が行える。
加してスイッチング電源の共振周波数を定めるようにし
たので、スイッチング素子によって直接共振電流を断続
することがなくなり、その分スイッチング損失を低減す
ることができる。また、絶縁トランスの場合は１次巻線
と２次巻線を密結合とすることができるので、伝送する
電力の変換効率を従来の電流共振型スイッチング電源に
比較して向上させることができる。さらに、巻数比に応
じて任意に共振回路の印加電圧を設定でき、共振回路の
最適設計（低損失化）が行える。
【０００９】
【発明の実施の形態】図１は本発明の実施例を示すハー
フブリッジタイプの電流共振型スイッチング電源回路で
あって、前記した図４に示すように、Ｅは供給電源、Ｑ
１、Ｑ２はハーフブリッジ接続のスイッチング回路を形
成するスイッチング素子であり、ＭＯＳトランジスタに
よって構成されている。そして、その出力は絶縁トラン
スＴの１次巻線Ｌ１を介してハーフブリッジ構成とする
ための二つの転流用のコンデンサＣ１、Ｃ２の中点に接
続されている。
フブリッジタイプの電流共振型スイッチング電源回路で
あって、前記した図４に示すように、Ｅは供給電源、Ｑ
１、Ｑ２はハーフブリッジ接続のスイッチング回路を形
成するスイッチング素子であり、ＭＯＳトランジスタに
よって構成されている。そして、その出力は絶縁トラン
スＴの１次巻線Ｌ１を介してハーフブリッジ構成とする
ための二つの転流用のコンデンサＣ１、Ｃ２の中点に接
続されている。
【００１０】また、絶縁トランスＴの２次巻線Ｌ２に誘
起される誘起電圧がダイオードＤ１、Ｄ２を介して平滑
コンデンサＣ０を充電するように全波整流回路を構成し
ている。さらに本発明の実施例では絶縁トランスＴに第
３の巻線として３次巻線Ｌ３を設け、この３次巻線Ｌ３
に対して共振用のコンデンサＣｒと共振用のコイルＬｒ
が接続され、共振回路を付加するようにしている。
起される誘起電圧がダイオードＤ１、Ｄ２を介して平滑
コンデンサＣ０を充電するように全波整流回路を構成し
ている。さらに本発明の実施例では絶縁トランスＴに第
３の巻線として３次巻線Ｌ３を設け、この３次巻線Ｌ３
に対して共振用のコンデンサＣｒと共振用のコイルＬｒ
が接続され、共振回路を付加するようにしている。
【００１１】つまり、この３次巻線Ｌ３に結合されてい
る共振素子（Ｃｒ、Ｌｒ）は図３に示すように等価的に
は絶縁トランスＴを介して１次側のスイッチング回路に
巻線比Ｎ１／Ｎ３＝ａを介して接続されたものになる。
この場合、Ｒ１と（１ーｋ）Ｌ１は１次巻線の抵抗成分
と、リーケージインダクタンス分を示し、Ｋは１次巻線
と３次巻線の結合係数を示している。密結合によってＫ
＝１と見なせるときは、共振素子Ｃｒ、Ｌｒのインピー
ダンスは巻線比をａとするとき、良く知られているよう
にａ2倍されたものになる。
る共振素子（Ｃｒ、Ｌｒ）は図３に示すように等価的に
は絶縁トランスＴを介して１次側のスイッチング回路に
巻線比Ｎ１／Ｎ３＝ａを介して接続されたものになる。
この場合、Ｒ１と（１ーｋ）Ｌ１は１次巻線の抵抗成分
と、リーケージインダクタンス分を示し、Ｋは１次巻線
と３次巻線の結合係数を示している。密結合によってＫ
＝１と見なせるときは、共振素子Ｃｒ、Ｌｒのインピー
ダンスは巻線比をａとするとき、良く知られているよう
にａ2倍されたものになる。
【００１２】そしてこの等価的な共振素子のインピーダ
ンスによって設定された共振周波数が、スイッチング素
子Ｑ１、Ｑ２を開閉したときに共振波形となる電流ＩＲ
を３次巻線に誘起する。なお、ＩＣはスイッチング素子
Ｑ１、Ｑ２をドライブするための制御用ＩＣ回路であ
り、このＩＣ回路は通常は出力電圧Ｖ０を一定の電圧に
維持するようにスイッチング周波数を制御すると共に、
スイッチング電源の異常な温度上昇等を検知してスイッ
チング動作を停止させる保護機能を持つことができるよ
うにしている。
ンスによって設定された共振周波数が、スイッチング素
子Ｑ１、Ｑ２を開閉したときに共振波形となる電流ＩＲ
を３次巻線に誘起する。なお、ＩＣはスイッチング素子
Ｑ１、Ｑ２をドライブするための制御用ＩＣ回路であ
り、このＩＣ回路は通常は出力電圧Ｖ０を一定の電圧に
維持するようにスイッチング周波数を制御すると共に、
スイッチング電源の異常な温度上昇等を検知してスイッ
チング動作を停止させる保護機能を持つことができるよ
うにしている。
【００１３】以下、本発明のスイッチング電源の動作を
説明する。例えばＭＯＳトランジスタＱ１がオン、ＭＯ
ＳトランジスタＱ２がオフとなるように駆動されると、
電圧Ｖ１が電源ＥからＭＯＳトランジスタＱ１、トラン
スの１次巻線Ｌ１を介して転流コンデンサＣ１に電流が
流れ、転流コンデンサＣ１が充電されると同時にトラン
スの１次巻線Ｌ１に図２に示すような電流Ｉ１が流れ
る。次に、共振周期に対応してＭＯＳトランジスタＱ１
がオフ、ＭＯＳトランジスタＱ２がオンとなるように駆
動することにより、電圧Ｖ１がトランジスタの飽和電圧
となり、転流コンデンサＣ２、トランスの１次巻線Ｌ１
を介して逆方向の電流Ｉ１が絶縁トランスＴの１次巻線
Ｌ１に供給され、２次巻線Ｌ２に交番電圧が誘起され
る。
説明する。例えばＭＯＳトランジスタＱ１がオン、ＭＯ
ＳトランジスタＱ２がオフとなるように駆動されると、
電圧Ｖ１が電源ＥからＭＯＳトランジスタＱ１、トラン
スの１次巻線Ｌ１を介して転流コンデンサＣ１に電流が
流れ、転流コンデンサＣ１が充電されると同時にトラン
スの１次巻線Ｌ１に図２に示すような電流Ｉ１が流れ
る。次に、共振周期に対応してＭＯＳトランジスタＱ１
がオフ、ＭＯＳトランジスタＱ２がオンとなるように駆
動することにより、電圧Ｖ１がトランジスタの飽和電圧
となり、転流コンデンサＣ２、トランスの１次巻線Ｌ１
を介して逆方向の電流Ｉ１が絶縁トランスＴの１次巻線
Ｌ１に供給され、２次巻線Ｌ２に交番電圧が誘起され
る。
【００１４】スイッチング周期のデューティが５０パー
セントであれば転流コンデンサＣ１、Ｃ２には電源電圧
の１／２が定常状態でそれぞれ充電される。ところで、
この絶縁トランスＴに印加された交番電圧は、３次巻線
Ｌ３にも誘起されるが、３次巻線は共振素子（Ｌｒ、Ｃ
ｒ）によって直列共振を起こすように形成されているた
め、図２の電流波形ＩＲに示すように、この共振素子の
影響を受けて１次側の電流Ｉも共振波形となる。
セントであれば転流コンデンサＣ１、Ｃ２には電源電圧
の１／２が定常状態でそれぞれ充電される。ところで、
この絶縁トランスＴに印加された交番電圧は、３次巻線
Ｌ３にも誘起されるが、３次巻線は共振素子（Ｌｒ、Ｃ
ｒ）によって直列共振を起こすように形成されているた
め、図２の電流波形ＩＲに示すように、この共振素子の
影響を受けて１次側の電流Ｉも共振波形となる。
【００１５】すなわち、図３に示した絶縁トランスＴの
１次、３次間の等価的な回路から、共振素子のインピー
ダンスωＬ１／ωＣの共振インピーダンスを巻線比ａ2
倍したものが１次側回路に挿入されていることと等価に
なり、従来の電流共振型回路と同様にスイッチング周期
を適宜定めることによってターンオン及びターンオフ時
のスイッチング損失を低減できる。そして、本発明の場
合はＭＯＳトランジスタがオンの時にも、この共振電流
成分がスイッチング素子によって直接断続されることが
ないため、ＦＥＴのオン抵抗による損失を少なくするこ
とができる。
１次、３次間の等価的な回路から、共振素子のインピー
ダンスωＬ１／ωＣの共振インピーダンスを巻線比ａ2
倍したものが１次側回路に挿入されていることと等価に
なり、従来の電流共振型回路と同様にスイッチング周期
を適宜定めることによってターンオン及びターンオフ時
のスイッチング損失を低減できる。そして、本発明の場
合はＭＯＳトランジスタがオンの時にも、この共振電流
成分がスイッチング素子によって直接断続されることが
ないため、ＦＥＴのオン抵抗による損失を少なくするこ
とができる。
【００１６】また、共振周波数の設定はトランスのリー
ケージインダクタンスを使用していないので、絶縁トラ
ンスの１次巻線と２次巻線、および３次巻線の結合をで
きるだけ密結合となるように巻線を施すことができ、絶
縁トランスの設計を容易にすると共に、特に２次巻線に
対する電力の伝送効率を高くすることができる。
ケージインダクタンスを使用していないので、絶縁トラ
ンスの１次巻線と２次巻線、および３次巻線の結合をで
きるだけ密結合となるように巻線を施すことができ、絶
縁トランスの設計を容易にすると共に、特に２次巻線に
対する電力の伝送効率を高くすることができる。
【００１７】なお、１次巻線Ｌ１に対して３次巻線Ｌ３
を少し粗結合となるように設計すると、１次、３次巻線
間のみリーケージフラックスが生じ、このリーケージフ
ラックスをリーケージインダクタンスとして利用するこ
とにより、図１の共振コイルＬｒを省略して、コンデン
サＣｒとで共振周波数を設定するようにしても良い。
を少し粗結合となるように設計すると、１次、３次巻線
間のみリーケージフラックスが生じ、このリーケージフ
ラックスをリーケージインダクタンスとして利用するこ
とにより、図１の共振コイルＬｒを省略して、コンデン
サＣｒとで共振周波数を設定するようにしても良い。
【００１８】上記実施例はハーフブリッジタイプの電流
共振型コンバータを例として説明したが、本発明はトラ
ンスの巻線を通過する電流を断続し、そのスッチング動
作によって交番電圧を発生すると共に、スイッチング電
流を共振波形を利用して断続する共振型電力変換装置に
おいて、共振回路のみを接続する巻線を備えることによ
って共振型スイッチング電源を形成する他の方式の共振
型電力変換装置にも応用できることはいうまでもない。
共振型コンバータを例として説明したが、本発明はトラ
ンスの巻線を通過する電流を断続し、そのスッチング動
作によって交番電圧を発生すると共に、スイッチング電
流を共振波形を利用して断続する共振型電力変換装置に
おいて、共振回路のみを接続する巻線を備えることによ
って共振型スイッチング電源を形成する他の方式の共振
型電力変換装置にも応用できることはいうまでもない。
【００１９】
【発明の効果】以上説明したように、本発明はトランス
のリーケージインダクタンスを使用して共振型のコンバ
ータを形成するような電力変換装置において、所定の共
振周波数で共振する共振回路のみを形成する第３の巻線
をトランスに設けているので、共振電流をスイッチング
したときのスイッチングロスをなくすることができ、変
換装置の効率を高くすることができるという効果があ
る。また特に絶縁型の電力変換装置の場合は、１次巻線
と、２次巻線の結合を密にすることができるため、トラ
ンスの設計が容易になると共に、電力の転送効率を向上
することができるという効果がある。
のリーケージインダクタンスを使用して共振型のコンバ
ータを形成するような電力変換装置において、所定の共
振周波数で共振する共振回路のみを形成する第３の巻線
をトランスに設けているので、共振電流をスイッチング
したときのスイッチングロスをなくすることができ、変
換装置の効率を高くすることができるという効果があ
る。また特に絶縁型の電力変換装置の場合は、１次巻線
と、２次巻線の結合を密にすることができるため、トラ
ンスの設計が容易になると共に、電力の転送効率を向上
することができるという効果がある。
【図１】本発明のスイッチング電源回路の実施の形態を
示す回路図である。
示す回路図である。
【図２】図１においてスイッチング動作時の各部の信号
を示す波形図である。
を示す波形図である。
【図３】３次巻線に設けた共振インピーダンスの等価的
な回路図である。
な回路図である。
【図４】電流共振型スイッチング電源の概要を示す回路
図である。
図である。
【図５】スイッチング電圧と共振電流の波形図である。
Ｑ１、Ｑ２ スイッチング素子、Ｔ 絶縁トランス、Ｃ
ｒ 共振コンデンサ、Ｌｒ 共振コイル、Ｌ１ １次巻
線、Ｌ２ ２次巻線、 Ｌ３ ３次巻線
ｒ 共振コンデンサ、Ｌｒ 共振コイル、Ｌ１ １次巻
線、Ｌ２ ２次巻線、 Ｌ３ ３次巻線
Claims (6)
- 【請求項１】 電源電圧を所定のスイッチング周波数で
スイッチング素子により断続するスイッチング動作を行
うと共に、該スイッチング動作によって生じる交番電力
をトランスを介して出力するようなスイッチング電源に
おいて、 前記トランスの巻線に所定の周波数で共振する共振素子
が接続されている第３の巻線を施し、前記共振素子によ
ってスイッチング電源の共振周波数を定めるようにした
ことを特徴とする共振型スイッチング電源。 - 【請求項２】 上記トランスは１次巻線と２次巻線によ
って構成され、上記第３の巻線が３次巻線として結合と
されていることを特徴とする請求項１に記載の共振型ス
イッチング電源。 - 【請求項３】 上記スイッチング素子はハーフブリッジ
接続された二つのＭＯＳトランジスタで構成されている
ことを特徴とする請求項１に記載の共振型スイッチング
電源。 - 【請求項４】 上記１次巻線と２次巻線は密結合されて
いることを特徴とする請求項２に記載の共振型スイッチ
ング電源。 - 【請求項５】 上記第３の巻線に形成されている共振回
路は、共振コイルと共振コンデンサの直列接続回路によ
って構成されていることを特徴とする請求項２に記載の
共振型スイッチング電源。 - 【請求項６】 上記第３の巻線と第１の巻線を粗結合と
し、第３の巻線に接続されているコンデンサと第１の巻
線及び第３の巻線間のリーケージインダクタンスによっ
て共振周波数を定めることを特徴とする請求項２に記載
の共振型スイッチング電源。
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