Amplificateur à tube à décharge électronique pour oscillations électriques d'une pluralité de fréquences. L'invention se rapporte à des amplifica teurs à tube à décharge électronique pour os cillations électriques d'une pluralité de fré quences.
On sait que l'impédance entre les bor nes d'entrée d'un appareil amplificateur à décharge électronique offre la variation ca ractéristique d'une capacitance, et que même aux basses fréquences elle n'est pas si grande que son effet de shunt peut être négligé.
Le procédé ordinaire qui consiste à accroître le voltage des ondes reçues avant qu'elles ne parviennent aux bornes de l'appareil ampli ficateur est limité par suite de la propriété des tubes à décharge électronique, d'après laquelle le rapport de voltage le plus grand que l'on puisse obtenir est complètement dé- terminé par les grandeurs relatives de l'im pédance du circuit d'entrée .de l'amplifi cateur et de l'impédance de la source d'ondes.
La diminution de l'impédance du circuit d'entrée avec l'accroissement des fré quences provoque une valeur réduite du rap port de voltage maximum qui peut être ob tenu. Par conséquent, un transformateur adapté pour amplifier le voltage plus effica cement à une certaine fréquence ne peut maintenir le même degré d'amplification pour de plus grandes fréquences, et en fait ne peut même pas fournir le rapport plus faible qui est déterminé par les impédances aux fréquences plus élevées. La diminution .du voltage par rapport au maximum pouvant être obtenu est -due aux pertes par réflexion résultant du défaut d'équilibre des impédan ces du transformateur.
A mesure que la fré quence s'accroît, elles peuvent devenir si grandes qu'elles contrebalancent complète ment le gain d'amplification.
Dans les installations de communication, il est souvent nécessaire de transmettre des ondes couvrant une très grande rangée de fréquences. Par exemple, la reproduction exacte des ondes musicales transmises par des circuits téléphoniques exige la transmission avec une efficacité uniforme de toutes les fréquences comprises entre 100 cycles et 5000 cycles par seconde, c'est-à-dire un rap port de 1 à 50. De même une transmission d'ondes par courants porteurs peut exiger l'emploi d'amplificateurs amplifiant unifor mément des courants de toutes les fréquen ces allant de 8000 à 80.000 cycles par seconde.
Pour permettre de telles transmissions, il est généralement nécessaire d'utiliser des trans formateurs ayant un haut rapport de trans formation adapté à une transmission efficace des fréquences envisagées près de leur limite supérieure, l'amplification des fréquences plus basses étant par suite sacrifiée.
Un autre inconvénient, dû à la variation de l'impédance du circuit d'entrée de l'am plificateur, se présente quand des circuits sélecteurs, tels que des filtres ou des égali- seurs de transmission, sont placés dans ce circuit d'entrée. En effet, des circuits de ce genre doivent se terminer par des résisances constantes et non-réactives afin que leurs pro priétés sélectives puissent être utilisées avec la plus grande précision possible.
Si aucun trans formateur d'entrée n'est utilisé, l'action de l'impédance du circuit d'entrée du tube à dé charge électronique est faible et négligea ble, mais si un transformateur survolteur est prévu, l'effet devient plus grand et est ac- crû considérablement si le rapport d'amplifi cation est augmenté. Cela est dû à la pro priété bien connue des transformateurs, par laquelle l'impédance de charge du secondaire apparaît transformée dans l'enroulement pri maire suivant le carré du rapport de trans formation du voltage.
Suivant l'invention, l'amplificateur à tube à décharge électronique pour oscillations électriques d'une pluralité de fréquences est caractérisé par des moyens pour appliquer uxélectrodes d'entrée dudit tube une tension a<B>a</B> ayant une telle relation d'amplitude et de phase avec la tension existant entre lesdites électrodes et provenant de la source des oscil lations à amplifier, que la variation de l'im pédance entre lesdites électrodes d'entrée avec la fréquence soit pratiquement neutra lisée.
Le dessin ci-joint représente, à titre d'exemple, les schémas de plusieurs foimes d'exécution de l'objet de l'invention. La fig. 1 montre un arrangement amplificateur conforme à l'invention. La fig. 2 indique une forme modifiée du circuit d'alimentation en retour pouvant s'appliquer à l'arrangement de la fig. 1. La fig. 3 montre un autre ar rangement, dans lequel un degré plus grand de variation est permis dans la proportion nalité du circuit d'alimentation en retour. Les fig. 4 et 5 montrent d'autres moyens pour fournir le courant aux circuits d'entrée. Les fig. 6 et 7 se rapportent à des arrangements amplificateurs du type dit #push-pull". La fig. 8 est un schéma, servant à l'exposé des principes sur lesquels repose l'invention.
Afin de faciliter l'explication des fig. J. à 7, on considère d'abord le circuit montré fig. 8. Sur cette figure, les principales im pédances et forces électromotrices d'un ar rangement conforme à l'invention ont été seulement indiquées sous une forme conven tionnelle.
Des ondes d'une source G, fournissant une force électromotrice E,,, sont transmises à travers une ligne d'impédance Zl à une im pédance Zh ayant la grandeur et la forint voulue pour terminer le circuit. En paral lèle sur Z4 est une impédance Z., dont l'ac tion sur les ondes provenant de la source G doit être neutralisée.
Pour effectuer cette neu- ., ren- tralisation, un circuit d'impédance Zi, fermant une source F de force électromotrice E-. est connectée aux bornes de Z, La force électromotriee Er provenant de la source F est supposée avoir la même fré quence que celle provenant de la source G et être de même phase, de sorte que les cou rants des deux sources sont en opposition l'un avec l'autre dans la, section :de la, ligne comprise entre les points C et D.
La condi tion que l'impédance Z., ne reçoive aucun courant de la source F est la même que celle pour laquelle le courant I dans la, branche <I>CD</I> sera nul indépendamment des valeurs des deux forces électromotrices. On peut. voir que cette. condition est définie par l'équation
EMI0002.0037
dans laquelle Z6 est l'impédance interne de la source F, et E1 est la partie de E0 qui est ap pliquée aux bornes de Z4. Les deux forces électromotrices étant de même fréquence et de même phase, le facteur multiplicateur de Z3 dans la partie droite de l'équation (1) est un simple facteur numérique.
Si alors la force électromotrice E2 est amenée à être en rapport constant vis-à-vis de E1, la neutrali sation peut être accomplie en donnant à l'im pédance Z2 une valeur telle que ajoutée à Z5, elle soit un simple multiple de l'impé dance Z3 pour toutes les fréquences.
Puisque l'impédance Z5 est généralement fixée par d'autres conditions, il est impossi ble dans certains cas d'établir l'impédance Z2 de manière à remplir rigoureusement<B>là</B> con dition imposée. Par exemple Z3 peut consister en une simple capacité et Z5 en une résis tance. On ne peut dans ce cas trouver une forme pour Z2 qui prévoit pour toutes les fré quences un simple rapport numérique de l'impédance Z2 + Z5 à l'impédance Z3. Si ce pendant Z3 est grand et si E2 est au moins deux fois aussi grand que E1, on trouve gé néralement que l'impédance Zs est de valeur négligeable.
On doit noter que l'impédance Z3 n'a pas besoin d'être un simple élément d'impédance, mais peut consister en un réseau d'éléments d'un type quelconque, l'impédance Z2 étant formée d 'un réseau analogue dans lequel chaque élément est proportionné en amplitude à l'élément correspondant de Z3 suivant un rapport constant.
Dans un arrangement amplificateur à décharge électronique, la force électro motrice appliquée au circuit d'alimen tation en retour correspond à E2, et comme elle est dérivée de l'énergie du cir cuit de sortie de l'amplificateur, elle est main tenue facilement dans la relation voulue de phase et d'amplitude avec la force électro motrice du circuit d'entrée.
Comme il n'y a pratiquement aucun transfert d'énergie à tra vers l'amplificateur, cette force électromo trice peut, excepté quand à son contrôle au point de vue de la phase et de l'amplitude, être considérée comme provenant d'une source séparée dont l'impédance interne est princi palement celle de la charge normale et du chemin intérieur de l'amplificateur réunis en parallèle.
Suivant l'arrangement montré fig. 1, des ondes provenant de la source G sont trans mises, à travers une ligne ou autre réseau d'impédance 1, à un potentiomètre 2, régula teur du voltage et à un transformateur d'en trée 3 qui amplifie leur voltage avant de le transmettre aux bornes B, C -du circuit d'en trée d'un amplificateur 4. Ce dernier est du type ordinaire à décharge électronique et comprend, dans un tube vide d'air, une ca thode 5, une anode 7 et une électrode de con trôle 6. Dans le circuit de sortie -de l'ampli ficateur, les ondes sont transformées et in versées en phase dans le transformateur 8, puis elles passent de l'enroulement secondaire 9 à un circuit d'impédance 10.
De la borne D de l'enroulement secondaire 9, la force élec tromotrice inversée, qui par suite est main tenue dans la même phase .que la force élec tromotrice reçue, est renvoyée vers la borne B de l'électrode de contrôle à travers le conden sateur 11 @de faible capacité afin de fournir le courant requis par l'impédance du circuit d'entrée de l'amplificateur.
Les facteurs entrant dans l'expression de l'impédance du circuit d'entrée -d'un amplifi cateur à ,décharge électronique sont principa lement les capacités entre les électrodes et le facteur d'amplification effective.. En plus de ces facteurs on peut envisager les capa cités externes entre les bornes du circuit d'entrée, par exemple celle,des conducteurs et la capacité shunt des enroulements -du trans formateur d'entrée.
Les capacités du circuit d'entrée sont in diquées en traits pointillés en 12 et 13, 12 re présentant la capacité entre l'électrode de con trôle et l'anode, tandis que 13 représente la capacité directe totale entre les bornes du circuit d'entrée. On peut démontrer que la capacité effective du circuit d'entrée a une valëar' Ce donnée par l'équation:
C0 = Cis + C2 (1+ (e.) (2) dans laquelle Cl2 et Cl3 représentent respec tivement les valeurs des capacités 12 et 13, et @ représente l'amplification effective me- urée par le rapport entre le voltage de l'oncle aux bornes du circuit de sortie et le voltage aux bornes du circuit d'entrée B, C.
Il est évident d'après l'équation (1) que le condensateur 11 est le type parfait de l'im pédance pour neutraliser l'effet de la capa cité du circuit d'entrée du tube. Une connais sance des divers facteurs indiqués ci-dessus permet de déterminer facilement la, valeur voulue. A titre d'exemple, les valeurs d'un arrangement semblable à celui montré fig. 1, et utilisant un amplificateur à décharge élec tronique du type ordinaire, sont déterminées ci-aprés.
Pour cet amplificateur, la partie de la capacité 13 comprise dans le tube lui- même a une valeur de 12,5 micro-micro- farads, et la partie due aux conducteurs ex térieurs est généralement d'environ 50 micro- microfarads dans les arrangements désigné pour fonctionner à des fréquences allant jus qu'à 50.000 cycles par seconde. La capacité 12 a une valeur de 6 micro-microfarads. La constante d'amplification est 6 et le chemin intérieur du tube a une résistance effective d5 5000 ohms.
On suppose que le transfor mateur 9 offre un rapport de transforma tion de un à un, et que l'impédance 10 offre une résistance égale à celle du chemin inté rieur du tube. Les parties, intérieure et ex térieure, de l'impédance du circuit de sortie ruant égales, l'amplification effective est égale à la moitié de la contante d'amplifi cation. En substituant ces valeurs dans l'é quation (?) on obtient une valeur pour CI, de 86,5 micro-microfarads. A la fréquence de 50.f)00 cycles par seconde, l'impédance correspondant à cette capacité est de 27.000 ohms, et pour des fréquences plus basses, elle augmente en raison inverse du rapport des fréquences.
La partie du circuit d'ali mentation en retour entre le point D et la cathode, comprend en réalité deux chemins en parallèle, à savoir le chemin intérieur du tube où est produite la force électromo trice et l'impédance de charge 10. Le trans- formateur 9, en plus d'avoir un rapport de transformation égal à l'unité, est supposé avoir des enroulements do très hautes im pédances suffisamment bien accouplés pour que leurs impédances propres puissent être négligées. Suivant une méthode bien connue, cette partie du circuit peut, par rapport à la partie restante 11, être remplacée par un simple branchement ayant une impédance égale à celle de deux branchements réels en parallèles, et contenant une force électro motrice égale à la force électromotrice réelle aux bornes de jonction des deux branchements.
Appliquant cette méthode l'exemple considéré, l'impédance cor respondant à 73 de l'équation (1) est égale à la moitié de lit résistance du chemin in térieur, soit 2500 ohms, et la valeur effec tive de la force électromotrice dans le cir cuit d'alimentation en retour est égale à trois fois celle du circuit d'entrée. L'impédance totale du circuit d'alimentation en retour doit donc être double de celle du circuit d'entrée de l'amplificateur, qui même aux plus hautes fréquences considérées est très grande comparativement à la résistance in terne de la source du circuit d'alimentation en retour. Ignorant l'effet de Z5, on voit que la capacité 11 doit avoir une valeur égale à une demi-fois celle de C ou environ 43 micro-microfarads.
Comme cela a déjà été observé, le circuit de sortie de l'amplificateur peut fournir le courant à d'autres impédances shuntant le circuit d'entrée. Suivant la fig. 2 qui montre une forme modifiée de la partie de la fig. 1, qui se trouve au-dessus de la ligne AA', une inductance Il est placée en parallèle sur la capacité, le but de cet arrangement étant de fournir le courant magnétisant du transfor mateur d'entré(-. Celui-ci est en effet une in ductance en parallèle avec la capacité de l'amplificateur, et la composante du eourant d'entrée prise par lui est.
donc fournie àtra- vers l'inductance 14 en parallèle avec la ca pacité qui compense la capacité de l'ampli ficateur.
L'arrangement montré fig. 3 est analogue à celui indiqué fig. 1, excepté que l'impé dance du circuit d'alimentation en retour, ou impédance neutralisante 16, dont la forme n'est pas limitée à un genre donné, est con nectée à un troisième enroulement 15 du transformateur 8. Le but de cette disposition est que le rapport de transformation requis pour la transmission de l'énergie maximum au circuit de charge 10 n'est pas en général le même que celui par lequel on peut obtenir le plus grand rapport de l'impédance 16 à l'impédance interne de la source du circuit d'alimentation en retour. La théorie analy tique suivante indique la meilleure valeur de ce dernier rapport de transformation.
On suppose que l'impédance 16 est tèlle qu'elle constitue une charge inappréciable pour l'am plification. Soit R la résistance du chemin intérieur du tube et soit MR l'impédance transformée de 10 considérée ramenée aux bornes du circuit de sortie de l'amplifica teur. Si l'impédance de 10 contient une com posante réactive, M sera un terme imginaire ou une quantité complexe. De plus, soit la constante d'amplification du tube à dé charge électronique et soit N le rapport de transformation du transformateur 8 de l'en roulement primaire à l'enroulement 15.
En concordance avec le principe déjà énoncé, l'impédance effective de la source de force électromotrice dans le circuit d'alimentation en retour est égal à
EMI0005.0001
et la force électromotrice dans ce circuit, correspondant à une force électromotrice E, appliquée sur les bornes B et C du circuit d'entrée de l'amplificateur, est
EMI0005.0002
La première de ces quantités peut être substituée dans l'équation (1) à l'impédance Z5, tandis que la seconde de ces quantités peut être substituée à la force électromotrice E2. On trouve alors l'expression suivante pour le rapport de Z2 à Z5.
EMI0005.0003
En partant de l'équation (5) on trouve comme valeur maximum du rapport de trans formation
EMI0005.0004
Cette valeur peut évidemment différer considérablement de celle requise pour la transmission de l'énergie maximum à l'impé dance de charge. Il résulte de l'équation (6) que la force électromotrice dans le circuit d'alimentation en retour doit être double de celle appliquée aux bornes du circuit d'en trée de l'amplificateur, et que l'impédance comprise dans le circuit d'alimentation en retour doit être égale à l'impédance qui doit être neutralisée.
Au lieu de déterminer la valeur exacte de l'impédance du circuit d'alimentation en retour en la calculant en partant des coeffi cients des autres éléments du circuit, sa va leur peut être déterminée par essais. Cette méthode est particulièrement avantageuse pour déterminer la petite capacité requise pour neutraliser la capacité du circuit d'en trée du tube à décharge électronique.
Pour permettre de faire cet ajustement, le condensateur 11 (fig. 1) doit être un con densateur variable, et un dispositif de mesure du courant, très sensible, doit être inséré en série avec l'enroulement secondaire du trans formateur 3. Une onde, de préférence de fré quence relativement haute dans la rangée :des fréquences transmises par l'amplificateur, est envoyée sur le circuit d'entrée de la source 1, créant ainsi une force électromotrice -dans le circuit d'alimentation en retour. Le condensateur 11 est alors ajusté jusqu'à ce que le courant du circuit d'entrée mesuré par le -dispositif sensible ait une valeur mini mum qui est pratiquement nulle.
Si on veut introduire dans l'impédance neutralisée la ca pacité des enroulements du transformateur d'entrée, l'ajustement doit être répété avec le dispositif de mesure connecté directement en série avec l'enroulement primaire du trans- formateur. En plus l'onde transmise doit être de la fréquence la plus haute qu'il est désirable de transmettre. Pour réduire le courant à une valeur minimum dans cette branche du circuit, il est en général néces saire d'accroître la capacité du condensateur 11. Suivant l'arrangement montré fig. 4, la force électromotrice inversée est produite par un dispositif amplificateur auxiliaire au lieu de provenir d'un transformateur.
Une partie de l'énergie de l'onde à 1a sortie de l'ampli ficateur 4 est transmise à travers le conden sateur 17 et est appliquée aux bornes du cir cuit d'entrée de l'amplificateur 18 du genre à décharge électronique. La capacité du con densateur 17 doit être assez grande pour rendre son impédance pratiquement négli geable. Le circuit de sortie de l'amplifica teur 18 comprend un potentiomètre 10 dont le contact ajustable est connecté par la capa cité de neutralisation 11, à la borne B du circuit d'entrée de l'amplificateur l. Une haute résistance 20, connectée entre les bornes d'entrée de l'amplificateur, sert de chemin dérivé pour les charges qui peuvent s'accu muler sur l'électrode de contrôle de cet am plificateur.
L'ajustement du circuit d'alimen tation en retour dans le cas envisagé peut être réalisé en agissant sur le potentiomètre, ce qui règle le voltage du courant d'alimen tation en retour à la valeur voulue pour la neutralisation.
Les arrangements montrés sur les fig. 1, 3 et 4 n'envisagent que le cas où un seul amplificateur fournit de l'énergie à un cir cuit de charge. Il ressort de la discussion précédente que le déphasage de la force élec tromotrice est d'une valeur déterminée par l'angle de phase de l'impédance du circuit de charge. Afin d'assurer la neutralisation la plus complète, il est donc désirable que cette impédance soit autant que possible non réac tive, ou bien qu'elle soit grande comparative ment à l'impédance du circuit intérieur de l'amplificateur.
Suivant l'arrangement montré fig. 5, les impédances des circuits d'entrée des ampli- ficateurs connectés l'un après l'autre sont neutralisées, la force électromotrice du cou rant en retour étant produite en connectant le circuit d'alimentation en retour entre l'anode d'un amplificateur et l'électrode de contrôle de l'amplificateur précédent. L'ac couplement entre les amplificateurs succes sifs comprend des bobines 23 à haute impé dance dans le chemin fournissant le courant intérieur aux tubes, des condensateurs de blo cage 24 et des résistances 25 en dérivation.
Le circuit d'alimentation en retour reliant l'anode du deuxième amplificateur 21 à la borne du circuit d'entrée du premier amplifi cateur 4 comprend l'impédance de neutrali sation 16 et un condensateur 17 à grande ca pacité afin d'isoler le potentiel d'excitation de l'amplificateur 21. Le circuit d'alimenta tion en retour entre les amplificateurs 22 et 21 est du même genre. Le type d'accouple ment utilisé dans cet arrangement entre les étages successifs d'amplification est tel que l'impédance externe de chaque circuit de sor tie est très grande comparativement à l'im pédance du chemin intérieur du tube, de ma nière que cette impédance externe a. un très petit effet sur l'angle le déphasage dans le circuit d'alimentation en retour.
L'arrangement montré fig. 6 comprend deux tubes à décharge électronique 26 et 27 dont les circuits d'entrée et de sortie sont connectés entre eux de la manière connue sous le nom de ,.push-pull". Les ondes pro venant de la. source 1 sont transmises aux bornes -des circuits d'entrée à travers le trans formateur à. trois enroulements 28. Les en- roulements secondaires de ce transformateur sont exactement équilibrés afin de fournir des voltages égaux. Les courants de sortie des deux amplificateurs étant en opposition, cha cun d'eux peut être utilisé comme source de force électromotrice pour neutraliser l'impé dance du circuit d'entrée de l'autre.
Deux chemins d'alimentation en retour sont pré vus, chacun d'eux s'étendant de l'anode de l'un des tubes à. l'électrode de contrôle de l'autre tube et il renferme l'impédance nëu- tralisante 16, ainsi que le condensateur de blocage 17.
Dans l'arrangement de la fig. 7, une dis position analogue à celle de l'arrangement de la fig. 6 a été adoptée, excepté que la force électromotrice d'alimentation en retour est transformée par les autotransformateurs 29 et 30 dans le rapport voulu, afin d'obtenir la force électromotrice d'alimentation en re tour voulue pour l'enroulement secondaire du transformateur d'entrée. Le fonctionne ment des arrangements des fig. 6 et 7 est analogue à celui des arrangements déjà envi sagés, et la discussion exposée pour les ar rangements précédents peut s'appliquer aux deux derniers arrangements.