Procédé de signalisation électrique par ondes porteuses modulées et installation pour la mise en aeuvre de ce procédé. Cette invention se rapporte à un procédé de signalisation électrique par ondes porteuses modulées et une installation pour la mise en aeuvre de ce procédé.
Dans le procédé suivant cette invention, une onde de fréquence porteuse et une onde de signalisation sont imprimées conjointement ù un dispositif de déformation, et au moins une des bandes d'ondes latérales résultantes d'un ordre supérieur-au deuxième est utilisée.
L'installation pour la mise en oeuvre du- dit procédé comprend un dispositif de défor mation auquel une onde porteuse et une onde modulante sont imprimées et lequel fournit des ondes latérales d'un ordre supérieur au deuxième, des moyens étant prévus de ma nière à ce que la courbe caractéristique de ce dispositif entre les quantités d'énergie reçues et fournies offre une courbure prononcée.
On sait que quand une onde porteuse est modulée par une onde de signalisation, l'onde résultante peut être considérée comme formée de trois composantes principales, à savoir l'onde latérale supérieure dont la fréquence est égale à la somme des fréquences de l'onde porteuse et de l'onde modulante, l'onde por teuse elle-même et l'onde latérale inférieure dont la fréquence est égale à la différence des fréquences de l'onde porteuse et de l'onde modulante. On a trouvé qu'on peut utiliser d'autres ondes latérales dans les fréquences desquelles entrent des harmoniques des fré quences porteuse ou modulante, au lieu des fréquences principales.
Ces diverses combi naisons de fréquences ou d'ondes latérales provenant de la modulation d'une onde por teuse par des ondes de signalisation peuvent se distinguer l'une de l'autre par la somme des multiples des fréquences porteuses et modulantes qui interviennent. Cette distinc tion peut se baser sur l'ordre de modulation qui produit ces composantes. Par exemple une modulation de deuxième ordre produit les bandes d'ondes latérales ordinaires, dans les quelles les fréquences porteuses et modulan tes n'entrent chacune qu'une fois; la modula tion de troisième ordre produit des bandes d'ondes latérales dans lesquelles entrent la première harmonique d'ordre paire de l'une des fréquences, porteuse ou modulante, et ainsi de suite.
Si des courants de différentes fréquences p et q sont fournis à un dispositif de défor- mation (modulation) il en résulte un courant complexe, dans lequel les fréquences ont lai forme générale<I>m p </I> n q, dans laquelle <I>m</I> e1, <B>ii</B> peuvent avoir n'importe quelle valeur en tière ou zéro, et dans laquelle le symbole i- indique que la somme, la différence, ou la somme et la différence des deux quantités peuvent être présentes.
Ceci sera démontré plus tard lorsque l'expression complète don nant le courant modulé sera étudiée.
Si l'un des coefficients<I>m</I> ou<I>n</I> est zéro, le courant défini par cette expression est un courant continu si l'autre coefficient est zéro. Si l'autre coefficient n'est pas zéro, le cou rant aura des composantes de fréquence p ou q, suivant le cas, ou des multiples de ces fré quences. .Si aucun des coefficients n'a la va leur zéro, on obtient des composantes de fré quence combinée, c'est-à-dire des bandes la térales.
L'ordre de modulation peut être dé fini comme la somme de<I>m</I> et<I>n.</I> Si chacun des coefficients<I>m</I> et<I>n</I> est égal à un, on a le cas bien connu d'une modulation de deuxième ordre, dans lequel les fréquences latérales sont p q. La modulation de troi sième ordre peut être représentée par<I>2p q</I> ou p 2q. Par conséquent, il y a la possi bilité de quatre fréquences latérales de troi sième ordre.
- Si r est un nombre exprimant l'ordre de modulation, il est évident qu'il y â, (r-1) combinaisons de deux nombres dont la somme est égale à r, de sorte que, considé rant les fréquences formées des sommes et des différences, il peut y avoir un maximum de 2-(r-l-) fréquences latérales différentes pour chacun des -ordres respectifs de modu lation.
Ci-dessous, on suppose que q représente une bande de fréquence, comme par exemple celle donnée par un courant téléphonique, considéré -comme courant modulant, et que p représente une fréquence porteuse déterminée dont la valeur est plus grande que celle de n. L'expression "bande latérale" sera employée au lieu de "fréquence latérale".
Aussi, on ne considérera que les bandes latérales dans les quelles q se présente une fois, c'est-à-dire cel les ayant des fréquences<I>p </I> q, <I>2p</I> - <I>8p </I> q, etc., par ce qu'évidemment seulement par la transmission de bandes latérales de ce genre la composante modulée peut être repro duite a;u récepteur en modulant ces bandes latérales avec l'onde porteuse ou une harmo nique de l'onde porteuse.
Afin de prouver que ces diverses bandes d'ordre multiple se présentent et afin de dé terminer jusqu'à quel point elles se présen tent, on se servira de la théorie donnée dans le brevet américain ne 1449$82 du 27 mars 1928.
Suivant cette théorie, on obtient le cou rant, ou potentiel, résultant d'une modulation en substituant dans l'équation générale y = ax + bx2 -[- bx3 + . . des courants, ou Po tentiels, appliqués simultanément au circuit d'entrée du dispositif de modulation.
En sup posant que les courants d'arrivée soient P cos plt et Q cos qjt, où p, et q, sont égaux respectivement aux<I>2</I> -c <I>p</I> et<I>2</I> n q, on ob tient<I>x = P</I> cos plt -i- Q cos qlt. Il n'y au rait point de changement essentiel si l'on sup posait un angle de phase initiale entre les deux ondes appliquées.
Cette valeur de x doit être substituée dans l'équation générale. Le premier terme ax ne donne que les ondes amplifiées des courants de fréquence<I>p</I> et q. Le terme bx' donne des ondes de fréquences 2p, 2q, et<I>p </I> q, de la manière bien connue.
Les bandes latérales de deuxième ordre<I>p </I> q résultent du dé veloppement trigonométrique du produit <I>b P</I> Q cos plt cos qlt. Les fréquences harmo niques 2p et 2q résultent des développe ments trigonométriques respectivement de b PZ cos' plt et de b Q' <B><I>cos'</I></B> q't.
Si les termes suivants de l'équation géné rale sont développés algébriquement suivant la loi du binôme, on voit que l'équation déve loppée comprend des termes renfermant des puissances de cos plt et cos qlt, et des termes contenant cos plt cos qxt comme facteur. Les premiers évidemment donnent des ondes dont les fréquences sont, respectivement, des har moniques de<I>p</I> et de<I>I.</I> Les derniers évidem- ment-donnent des ondes de fréquence combi née, c'est-à-dire des bandes latérales.
En particulier, on trouve que des termes alternants dans le développement des termes de puissance paires de l'équation générale sont caractérisés en ce que les exposants de cos p,t et cos q,t sont chacun impairs. Ces termes dans leur ordre régulier, jusqu'au et inclusivement le développement des termes de la sixième puissance de l'équation générale, sont les suivants, seuls les parties principales des coefficients dans cette discussion étant retenus
EMI0003.0005
PQ <SEP> cos <SEP> <I>p,t</I> <SEP> cos <SEP> <I>q,t</I>
<tb> P3Q <SEP> cos <SEP> 3 <SEP> <I>p,t</I> <SEP> cos <SEP> <I>q,t</I>
<tb> PQ3 <SEP> cos <SEP> <I>p,t</I> <SEP> cos' <SEP> <I>qlt</I>
<tb> P5Q <SEP> cos' <SEP> <I>plt</I> <SEP> cos <SEP> <I>qlt <SEP> (1)
</I>
<tb> <I>P'Q3</I> <SEP> cos' <SEP> <I>plu</I> <SEP> cos' <SEP> qlt
<tb> PQ5 <SEP> cos <SEP> plu <SEP> cos' <SEP> <I>q,t.</I> Les quantités déterminant la fréquence sont le produit de cos p,t cos q,t par une quantité présentant des puissances paires de cosinus. Puisque cos'<I>a =</I> i/ -{- 1/-, cos<I>2 a</I> le développement de ces quantités contient cha cun un terme de la forme de 1/-, cos<I>plu</I> cos qlt. Ceci montre que chacun des termes de l'expression (1) donne une paire de bandes latérales de deuxième ordre.
Les bandes la- t4rales de ces différents termes sont super posées afin de produire les bandes latérales résultantes.
L'amplitude de chacune des bandes laté- ni.les résultantes supérieure et inférieure peut, par conséquent, être exprimée par une série dont les termes sont proportionnels à PQ, P3Q, P5Q, PQ3, PQ', P'3Q3, . . ., ces facteurs étant tous des produits d'ordre pair..
Ces termes sont multipliés par les coeffi- tients <I>b,</I> d, <I>f,</I> etc. de l'équation générale. G-éné- ralement la. grandeur de ces coefficients di minue lorsque la puissance des termes de l'équation générale augmente, c'est-à-dire lorsque l'ordre des produits nominés ci-dessus augmente. En effet, on peut modifier la courbe caractéristique de manière qu'il n'y a, que le terme PQ, linéaire en Q, qui soit pré- sent.
Dans d'autres cas, il y a relativement peu d'autres termes présents qui produisent quelque déformation et la non-linéarité de cer tains des coefficients en Q. Cependant un cer tain nombre des termes comme PQ, P'Q, P'Q, etc., ont leur somme linéaire en Q dès main tenant. La grandeur des termes de déforma tion, c'est-à-dire PQ3, PQ', P'Q3, etc. peut être réduite au ininimum en rendant P grand par rapport à Q, de sorte qu'on puisse obtenir une linéarité approximative, ce qui est néces saire pour la transmission non déformée.
On peut montrer, d'une manière sembla ble à la précédente, que d'autres bandes laté rales d'un ordre pair différent peuvent être obtenues par des autres termes que ceux in diqués dans l'expression (1), dans le dévelop pement des termes de puissance égale de l'é quation générale. Cependant, comme on le voit plus tard, seulement ceux de la forme <I>m p </I> q ont des coefficients linéaires en<I>Q,</I> et sont utiles pour cette raison.
On peut obtenir de manière semblable les bandes latérales d'oadre impair par des ter mes de puissance impaires de l'équation géné rale. On montrera ceci pour le cas des ban des latérales de troisième ordre.
On voit par le développement de ces ter mes de puissance impaires, excepté le terme linéaire, que des termes alternants ont des puissances paires de cos p,t et des puissances impaires de<I>cos</I> q,t. Ces termes dans leur ordre régulier, jusque et inclusivement ceux donnés par le septième terme de puissance de l'équation générale, sont les suivants, en ne retenant que les parties principales des coef ficients:
EMI0003.0046
P'Q <SEP> cos' <SEP> <I>plu</I> <SEP> cos <SEP> <I>a,,t</I>
<tb> P4Q <SEP> COS4 <SEP> <I>p't <SEP> cos <SEP> q't</I>
<tb> P2Q3 <SEP> cos <SEP> 4 <SEP> <I>plu</I> <SEP> cos' <SEP> <I>çIlt <SEP> @2)</I>
<tb> P'Q <SEP> <B><I>cos'</I></B><I> <SEP> p't</I> <SEP> cos <SEP> <I>rJ't</I>
<tb> <I>PIQI</I> <SEP> COS4 <SEP> <I>plu</I> <SEP> cos' <SEP> <I>qlt</I>
<tb> PIQS <SEP> COS2 <SEP> <I>p,t</I> <SEP> cos' <SEP> <I>q,t.</I> Les quantités déterminant la fréquence sont le produit de cos' p,t cos q,t par une quantité présentant des puissances paires de cosinus. Puisque ces u ='I/? + 1/2 ces<I>2 a,
</I> le dé veloppement de la partie cos' plt ces qlt con tient le terme 1/2 ces 2plt ces qlt. Le produit de ce terme par le développement des carrés des cosinus donne un terme résultant formé du produit de ce terme par 1/2. Par suite du développement de chacun des termes dans (2) contient un terme de la forme ces 2plt ces qlt. Cette forme est pareille à la forme ces plt ces qlt et donne d'une manière analo gue des bandes supérieures et inférieures de 2p.
Ceci montre que les termes de l'expres sion (2) donnent chacun une bande latérale de troisième ordre du type<I>2p q.</I>
Les amplitudes de chacune des bandes la térales supérieure et inférieure résultantes, peuvent être exprimées par une série dont les termes sont proportionnels<I>à</I> P'Q, P'Q, P'Q, P2Q3, P4Q3, P2Q', . . . La somme de ces ter mes est linéaire sous les conditions men tionnées ci-dessus pour la modulation de deuxième ordre.
C'est-à-dire s'il n'y a que le terme de troisième puissance dans l'équation générale, seulement le premier terme de la sé rie se présente et les bandes latérales sont strictement linéaires en Q, et s'il y a des ter mes additionnels, il y a une légère déforma tion qui peut être réduite en proportionnant convenablement les valeurs de P et Q.
De manière semblable, on peut montrer que des bandes latérales de troisième ordre du type p 2q peuvent être obtenues par des autres termes que ceux indiqués dans l'ex pression (2), du développement des termes de puissance impairs de l'équation générale. Les quantités exprimant l'amplitude de ces ban des latérales sont exprimées par des termes dont aucun n'est linéaire en Q, de sorte que la somme n'est pas linéaire et ne peut pas être rendue linéaire en Q. Ceci prouve que la modulation de troisième ordre de ce genre ne peut donner une bonne reproduction du si gnal.- Ceci est également le. cas pour d'autres ordres plus élevés de modulation, pairs ou im pairs, dans lesquels n est plus grand que un.
Cependant ces bandes latérales peuvent être utilisées pour la signalisation où la reproduc- tion exacte de l'onde modulante n'est pas l'es sentiel.
On peut également obtenir des bandes la t6rales d'un ordre impair plus élevé que le troisième du type<I>an p</I> -!- q par les termes de puissances impaires de l'équation générale. On peut rendre ces bandes latérales, ainsi que les bandes latérales d'ordre pair plus élevé du même type, approximativement linéaires en Q.
Malgré que les installations téléphoniques utilisées à présent dépendent de la modula tion ou décomposition de deuxième ordre, l'expérience a prouvé que certains ordres plus élevés, surtout le troisième, conviennent tout aussi bien pour la production de bandes laté rales et pour la reproduction de la parole.
Afin de montrer qu'il est avantageux et pra ticable d'employer les ordres élevés de modu lation, on a récemment trouvé que, dans une installation téléphonique à courant porteur disposée pour des conditions les plus favora bles de modulation de deuxième ordre et pour la transmission de l'onde porteuse, on pour rait doubler l'amplitude des bandes latérales de troisième ordre par rapport à celles du deuxième ordre par des modifications n'affec tant aucunement les conditions de modula tion de deuxième ordre.
Il est évident que le terme "fréquence porteuse" doit être défini de nouveau pour la description de dispositifs de modulation d'un ordre plus élevé que le deuxième. Par exem ple, une bande latérale de troisième ordre ayant des fréquences 2p q peut être décom posée afin de reproduire un signal par la dé composition de deuxième ou de troisième or dre, selon que le courant utile est de fréquence p ou 2p. Par conséquent, d'après l'ordre de décomposition, l'une de ces deux fréquences peut être la fréquence porteuse dans une ins tallation. utilisant la modulation de deuxième ordre, et conséquemment la décomposition de deuxième ordre.
Dans la description les ex pressions "courant porteur" et "onde por teuse" sont utilisées pour chaque courant ou onde pouvant être combiné dans un disposi tif de déformation avec la bande latérale ou les bandes latérales transmises afin de pro- duire un signal et, par conséquent, la fré quence de tel courant ou de telle onde est dé signée par fréquence porteuse. Une onde mo dulée d'ordre élevé peut en conséquence avoir comme fréquences porteuses la fréquence fon damentale de l'onde porteuse à haute fré quence ou certaines harmoniques de celle-ci. L'onde à haute fréquence est nommée l'onde porteuse "appliquée", "originale" ou "non- modulée".
Le dessin ci-joint montre, à titre d'exem ple, plusieurs formes d'exécution de l'instal lation suivant l'invention, permettant des mises en oeuvre du procédé données à titre d'exemple. La fig. 1 est un diagramme ser vant à exposer certains principes théoriques sur lesquels est basée l'invention; la fig. 2 est le schéma d'un circuit pour l'obtention par modulation soit de bandes d'ondes latérales prononcées d'ordres impairs avec élimination des bandes d'ondes latérales d'ordres pairs et des harmoniques d'ordres pairs de l'onde por teuse, ou soit inversement de bandes d'ondes latérales prononcées d'ordres pairs avec élimi nation des bandes d'ondes latérales d'ordres impairs et des harmoniques d'ordres impairs de l'onde porteuse;
les fig. 3, 4, 5, 6 sont des diagrammes servant à expliquer les principes sur lesquels se base le fonctionnement des installations des fig. 2 et 7; la fig. 7 montre un modulateur qui peut être utilisé dans le même but que celui de la fig. 2; la fig. 8 re présente une installation pour une transmis sion dans un seul sens de signaux par cou rants porteurs, utilisant une modulation d'or dre élevé produite par un modulateur à noyau magnétique; la fig. 9 montre au moyen d'un diagramme certains principes théoriques se rapportant au fonctionnement du modulateur de la fig. 8;
les fig. 10, 11, 12, 13, 14 indi quent d'autres formes de modulateurs < i noyaux magnétiques.
Les fig. 15 et 16 se rapportent à des ins tallations pouvant remplacer celle de la fig. 8. Bien que les installations téléphoniques, actuellement en usage, utilisent des modula tions et des décompositions d'ondes combinées de second ordre, l'expérience a démontré que des modulations et des décompositions d'or dres plus élevés, et particulièrement de troi sième ordre, conviennent très bien pour la pro duction de bandes latérales de fréquences ainsi que pour la transmission de la parole.
Comme exemple des avantages qu'offre une modulation d'ordre élevé, on a observé que dans une installation téléphonique par cou rants porteurs, disposée pour offrir les meil leures conditions possibles de modulation de second ordre et de transmission des ondes por teuses, l'amplitude des bandes d'ondes laté rales provenant d'une modulation de troisième ordre peut être rendue deux fois aussi grande que celle des bandes d'ondes latérales prove nant d'une modulation de deuxième ordre, et cela sans affecter les conditions de la modu lation de deuxième ordre. Le terme "fréquence porteuse" doit d'a bord être défini dans le cas d'une modulation d'ordre supérieur au deuxième.
Par exemple, une bande d'ondes latérales de troisième ordre ayant des fréquences<I>2p q</I> peut être détec tée pour reproduire un signal, par une décom position de deuxième ou troisième ordre, sui vant qu'un courant de fréquence<I>p</I> ou<I>2p</I> est utilisé. Par suite, d'après l'ordre de décom position, l'une ou l'autre de ces deux fréquen ces peut jouer le rôle de fréquence porteuse dans une installation utilisant une modula tion de deuxième ordre, et par suite une dé composition de même ordre.
C'est-à-dire, une bande latérale de l'ordre n peut être démodu- lée en combinant cette bande dans un disposi tif de déformation avec une onde dont la fré quence est un multiple de la fréquence de l'onde porteuse originale ou fondamentale. Les conditions favorables à la production de bandes latérales de second ordre ne sont pas nécessairement favorables à la production de bandes latérales de troisième ordre, ou généralement les conditions favorables à une modulation d'ordre pair ne sont pas néces sairement favorables à une modulation d'or dre impair, et vice-versa.
Cela est représenté sur la fig. 1 dans laquelle<I>A</I> et<I>B</I> -sont res- pectivement la courbe caractéristique du cou rant I. de plaque en fonction du potentiel de grille E,# , et une des courbes du courant de départ d'une bande latérale de deuxième or dre provenant d'un modulateur particulier. Le point important est que quand la grille est à un potentiel de polarisation de -18 volts, le courant de la bande latérale de deuxième or dre devient pratiquement nul. Cette valeur du potentiel de grille marque un point de sy métrie dans la courbe caractéristique.
Cette condition qui est difficile à obtenir avec des filaments recouverts d'oxydes est rendue pos sible par un choix judicieux de la matière constituant le filament, et par des valeurs spécifiques des constantes utilisées. Les cou rants des autres bandes latérales d'ordres pairs peuvent ainsi être amenés à une valeur nulle, si la modulation a lieu vers le même point. Bien que la courbe du courant de la bande latérale d'ordre impair ne soit pas mon trée sur le diagramme, elle n'a pas un mini mum en ce point.
Bien qu'il ne soit pas nécessaire pour pro duire les bandes d'ondes latérales d'ordres im pairs, d'opérer vers un point de symétrie, cette méthode d'opération permet une modu lation d'ordre impair avec suppression des harmoniques pairs de la fréquence porteuse et des bandes d'ondes latérales d'ordres pairs, puisque ces composantes résultent des termes de l'équation générale ayant les mêmes expo sants que les nombres indiquant le multiple des fréquences. Toutefois cette méthode offre les avantages suivants: économie d'énergie, absence d'interférences pouvant se créer par suite de la présence au récepteur des bandes d'ondes latérales d'ordres pairs, et secret.
En effet, une telle installation est relativement secrète puisqu'une personne essayant d'inter cepter le message ne peut effectuer la détec tion par une décomposition de deuxième ordre entre la bande d'ondes latérales d'ordre im pair et l'onde porteuse de fréquences multi ples d'ordres pairs. Dans des installations pour communications multiples, utilisant des bandes d'ondes latérales de différents ordres pour les circuits de signalisation respectifs et dont un exemple est montré fig. 15, ce moyen assure une plus grande séparation entre les diverses bandes latérales.
L'économie et le secret sont favorisés dans une modulation d'ordre impair par suite de la suppression complète de l'onde porteuse, c'est- à-dire par suite de la suppression de l'onde porteuse fournie aussi bien que de ses har moniques d'ordres pairs. Par exemple, cela peut être réalisé en supprimant les harmoni ques pairs comme précédemment, et en sup primant l'onde porteuse fournie par un filtre. Puisque les bandes latérales d'ordres impair sont très éloignées de l'onde porteuse fournie, cette séparation peut être facilement réalisée par le filtre. La suppression des fréquences porteuses peut s'accomplir de cette manière sans avoir recours à des arrangements équi librés de tubes.
Cela est important daus les cas où la modulation de deuxième ordre est employée en même temps que la suppression de l'onde porteuse, et où cette fréquence.por- teuse est trop élevée pour permettre la sépa ration des bandes latérales de deuxième or dre sans avoir recours à des arrangements équilibrés.
La fig. 2 représente un dispositif pour la modulation ou la décomposition des ondes nommées ci-dessus, dans lequel, suivant l'a justement des éléments constitutifs, des ban des latérales prononcées d'ordres pairs ou im pairs peuvent être obtenues. On suppose d'abord que le commutateur qui court-cir cuite le transformateur 6a est fermé, de sorte que ce transformateur est inefficace. L'en roulement 5 est connecté directement à la source de courants devant être modulés ou démodulés et est relié inductivement par le transformateur 6 aux appareils 7 et 8. Le premier de ceux-ci peut être un modulateur quelconque à décharge d'électrons, tandis que le deuxième est un redresseur, par exemple du type à deux électrodes.
Un impédance 9, en dérivation sur la grille du tube i, empêche une trop grande accumulation de charge né gative sur cette grille. Cette impédance, qui consiste en une résistance dans le cas repré senté au dessin, est de préférence grande, par exemple de l'ordre d'un mégohm. Le courant fourni peut être utilisé dans un cir cuit de travail 10.
Le fonctionnement du dispositif envisagé est mieux compris en se rapportant aux fig. 3, 4, à. La courbe<I>abc</I> de la fig. 4 est la courbe caractéristique du tube 7 tracée en fonction des potentiels de grille par rapport au fila ment et du courant plaque.
Si le tube re dresseur n'est pas présent, de sorte que les variations de potentiels des courants reçus s'exercent directement entre la grille et le filament du tube 7, ces variations de poten tiels sont comprises sur la. partie<I>bc</I> de la courbe, de la manière ordinaire, puisque cette partie de la courbe présente seulement de faibles variations d'impédance, et le courant plaque-filament est une reproduction exacte des courants fournis.
Quand le tube redresseur est en circuit, la courbe caractéristique est modifiée et prend la forme montrée en<I>bd</I> pour sa partie supérieure. Le courant plaque-filament, tracé par rapport à l'axe des temps, est tel qu'il est indiqué sur la fig. 3 si les ondes reçues sont de forme sinusoïdale. Sûr cette figure les périodes de temps représentées par les in tervalles 1, 2, 3, 4, . . ., sont égales. Si la partie non horizontale de la courbe caracté ristique était redressée, la partie non hori zontale de la courbe de la fig. 3 aurait la forme d'une onde sinusoïdale. Suivant les remarques faites précédemment, ces condi tions sont favorables à la production de ban des latérales d'ordre pair.
Cette modifica tion de la caractéristique normale s'explique facilement quand on considère que le tube redresseur est un élément d'impédance va riant entre de grandes limites avec un fac teur très élevé pour lequel on a trouvé dans certains cas la valeur 100, lorsque les pola- rités des potentiels appliqués sont inversées. Quand des demi-ondes positives sont appli quées sur les tubes, c'est-à-dire quand la grille du tube 7 est à un potentiel positif par rapport à l'anode du tube 8, un courant de grille passe à travers le tube 7, puisque sa grille est positive par rapport à son fila- ment. L'impédance du circuit d'arrivée dé croît donc.
Le potentiel total se divise con formément aux impédances respectives de ce circuit d'arrivée et du redresseur. Il en ré sulte que réellement tout le potentiel appli qué exerce ses effets sur le redresseur et le potentiel s'exerçant à travers le circuit d'ar rivée du tube 7 est très petit ou nul. Le courant de plaque aura pendant la durée d'un demi-cycle continuellement la valeur corres pondant au potentiel de grille zéro.
Pour les demi-ondes négatives appliquées aux deux tubes, les conditions sont inversées. Le redresseur a pratiquement une impédance nulle, et le circuit d'arrivée du tube 7 a une impédance pratiquement infinie. Les poten tiels se répartissent encore conformément à ces impédances. Cette condition correspond à la condition normale du fonctionnement des tubes modulateurs avec un potentiel de grille négatif, et ce fonctionnement a donc lieu pour la position normale b de la courbe ca ractéristique.
Si les variations de potentiels sont suffi santes pour provoquer le fonctionnement au delà de la base de la courbe caractéristique, de manière que la caractéristique modifiée prend la forme<I>e a b d,</I> les conditions sont favorables à la production des bandes laté rales d'ordres impairs. La fig. 5 indique la courbe correspondante du courant de plaque, tracée par rapport aux temps. Dans cette courbe les intervalles représentés entre les points 1, 2, ,3, 4,<B>...</B> sont égaux comme dans la fig. 3.
Il est évident que la courbe caractéristi- que modifiée sera changée si l'amplitude maximum des courants fournis varie, puis qu'il s'ensuivra que le fonctionnement du tube s'effectuera sur une partie plus ou moins grande des parties horizontales de la courbe <I>e a b</I> d, ou autrement dit puisqu'il s'ensui vra que la partie inclinée de la courbe carac téristique devient relativement plus grande ou plus petite.
L'effet résultant pour la courbe du courant par rapport au temps est de changer l'inclinaison des parties latérales de cette courbe. Un accroissement dans l'ampli- tuile maximum tend à donner à la courbe une configuration rectangulaire qui sera ca ractérisée par la symétrie entre les demi- ondes consécutives, puisque les périodes de temps correspondent aux intervalles entre les points la, 2a, 6a, 4a,<B>...</B> etc. et 1, 2, 3, 4 .. . deviennent égaux.
Cette r'ondition limite, qui correspond à l'application d'un potentiel maximum égal à l'infini, définit une situa tion dans laquelle il y a absence complète d'harmoniques d'ordres pairs et, si une onde modulante est superposée à l'onde porteuse sur le modulateur, absence complète de ban des latérales d'ordres pairs.
La symétrie complète dans la courbe caractéristique défi nissant cette condition, est celle qui est at teinte quand la partie inclinée devient rela tivement nulle comparativement à la partie horizontale qui s'étend indéfiniment. En utilisant une amplitude d'une grandeur mo dérée du potentiel de l'onde porteuse, cette condition limite peut être approchée très for tement.
Une telle symétrie ne dépendant pas des amplitudes des potentiels fournis, peut être obtenue en ajoutant les circuits des deux tu bes inférieurs de la fig. 2 montrés entre 5 et 10, et en ouvrant le commutateur qui court= circuite le transformateur 6a. Il n'y a au cune inductance mutuelle entre les deux en sembles des enroulements des transformateurs 5, 6 et 6a, de sorte que l'ouverture ou la fer meture du commutateur n'affecte pas le fonc tionnement du transformateur 6. Les enrou lements primaire et secondaire du transfor mateur 6a sont en relation opposée compara tivement avec les enroulements correspon dants du transformateur 6.
Cela peut être réalisé en renversant le sens de l'enroulement de l'une des bobines du transformateur,6a par rapport à la bobine correspondante du trans formateur 6. L'utilisation de l'ensemble in férieur de circuits produit un courant indi qué en e' a'<I>b' d'</I> sur la fig. 4 dans la moitié la plus basse de l'enroulement primaire du transformateur de départ, et cela pendant le temps durant lequel le courant dans la moi tié supérieure est tel qu'il est montré par la\ courbe<I>e a b d.</I> La courbe du courant résul tant dans l'enroulement primaire et par suite;
la forme de l'onde du courant dans l'enroule ment secondaire du transformateur de dé part, par rapport aux potentiels appliqués aux enroulements primaires combinés des transformateurs 6 et 6a, est la somme de ces courbes. Afin de ne pas compliquer inutile ment la figure, cette courbe n'a pas été repré sentée. Cependant il est évident qu'elle sera redressée près de l'origine et qu'elle offrira une courbure prononcée aux extrémités qui correspond aux courbures des courbes com posantes. A cause du plus haut degré de sy métrie obtenu, et à cause d'une utilisation plus effective des ondes de courant alterna tif, le dispositif envisagé est souvent préféré à celui n'utilisant qu'un seul tube modula teur.
Suivant le dispositif de la fig. 2, les deux enroulements du primaire du transformateur de départ sont dans une relation telle que leurs effets s'ajoutent. S'-ils étaient enroulés en opposition, ou si la relation des enroule ments d'arrivée est changée semblablement, les bandes latérales de modulation d'ordres pairs peuvent être produites à l'exclusion des bandes latérales d'ordres impairs et des har- - rnoniques d'ordres impairs de l'onde porteuse.
Un résultat semblable à celui obtenu par les deux ensembles de tubes de la fig. 2 peut être réalisé en substituant au redresseur de la fig. 2 une résistance dans le conducteur connecté à la grille d'un seul tube à trois électrodes, telle que la résistance 11 montrée dans le dispositif de la fig. 7. Si les varia tions de potentiel à travers l'enroulement se condaire du transformateur 6 de la fig. 7 tendent à rendre positif le potentiel de la grille, la chute de potentiel dans la résistance 11 modifie cette partie de la caractéristique de manière à provoquer une courbure brus que semblable à celle indiquée entre<I>b</I> et<I>d</I> sur la fig. 4.
Bien que des dispositifs à décharge élec tronique aient été envisagés jusqu'ici, tous les types de dispositifs pouvant produire des modulations ou des décompositions d'ordres, élevés peuvent être employés. Le procédé (lui consiste à, effectuer la modulation en fai sant varier l'inductance d'une bobine par suite de la variation de la saturation de son noyau magnétique est surtout applicable si l'on veut supprimer l'onde porteuse et les ondes d'ordres impairs. La fig. 8 montre une installation employant un dispositif modula teur de ce genre par lequel des bandes laté rales d'un ordre supérieur au deuxième peu vent être obtenues.
Suivant cette fig. 8, le modulateur 12 est formé d'un noyau toroïdal recouvert d'une seule bobine. L'emploi du condensateur montré est facultatif et son action sera en visagée plus loin en se rapportant à la fig. 12. Le modulateur 12 déforme les courants pas sant Ù. travers son enroulement de manière à produire les bandes latérales voulues.
Les courants de signalisation et les courants por teurs provenant respectivement des sources 13 et 1d sont transmis sur le modulateur à travers le filtre à limite supérieure FI,, et le filtre pour courants porteurs FC. Toute réac tion entre ces courants est ainsi évitée, ex cepté évidemment dans le modulateur. L'am plitude du courant porteur peut être réglée par le shunt 15, ou par quelqu'autre moyen, à une valeur maximum convenant pour une bande latérale particulière. Le modulateur 12 supprime les harmoniques d'ordres pairs du courant porteur, ainsi que les bandes la- Mrales d'ordres pairs.
L'onde modulée est transmise par le transformateur 16 au filtre FB qui laisse passer les bandes latérales de l'ordre voulu, ou une seule bande latérale de cet ordre. Les courants transmis sont ensuite envoyés sur la ligne 18 à travers un trans formateur à trois enroulements 19. Le dis positif 17, qui peut être semblable au dis positif 15, est employé si on le désire pour régulariser l'amplitude des ondes de la bande latérale transmise; mais il peut aussi bien être placé à la station réceptrice. La ligne 18 relie entre elles deux stations éloignées ou des antennes placées respectivement à la sta tion transmettrice et à la station réceptrice.
Le courant porteur appliqué à la décom- position des ondes est fourni à travers le cir cuit 20 en des points du transformateur 19, qui sont équilibrés par rapport au circuit d'arrivée de l'onde modulée, quand le com mutateur 23 est fermé. Un réseau artificiel 21 équilibre la ligne 18. La valeur de l'éner gie du courant porteur requise pour la con dition particulière de modulation et de dé composition mentionnée peut être réglée con venablement par le dispositif 22. L'emploi du transformateur à trois enroulements per met la transmission indépendante d'autant de courants porteurs qu'il est désirable, sans que des réactions avec les bandes latérales de modulation n'aient lieu à la station transmet trice.
Les dispositifs DlI, FL, et 23, placés aux stations distantes, servent à recevoir et à utiliser l'onde transmise sur le conduc teur 18.
Soit le cas où les commutateurs 25 et 26 sont ouverts. Dans l'installation particulière jusqu'ici décrite, puisque l'onde porteuse est transmise, le dispositif prévu pour la dé composition DlVl est disposé pour fonctionner dans le même ordre que celui observé pour la modulation à la station transmettrice. L'un quelconque des types de modulateurs ou de dispositifs de décomposition décrits ci- dessus, ou leurs équivalents, peuvent être uti lisés. La composante de signalisation est sé parée par le filtre à limite supérieure FL, et transmise aux récepteurs téléphoniques 23.
Les filtres montrés dans les diverses parties de l'installation peuvent être d'un type quel conque capable de remplir les fonctions in diquées.
Le fonctionnement du modulateur à noyau magnétique de la fig. 8 s'explique fa cilement en se rapportant à la fig. 9. Les courbes<I>f</I> et<I>g</I> de cette dernière figure sont les courbes ordinaires de magnétisation qui expriment la relation entre la force magné- tisante <I>H</I> et l'induction magnétique<I>B.</I> La courbe f est la courbe de magnétisation pour des variations positives de H.
Elle est ob tenue si un noyau magnétique, tel que par exemple le noyau toroïdal du modulateur en visagé, n'offre pas de magnétisme rémanent initial, et est soumis à une magnétisation va riable par des valeurs positives du courant. La courbe g est de même obtenue si des va leurs négatives de force magnétomotrice sont employées. Les courbes f et g, considérées ensemble offrent une symétrie parfaite par rapport à l'origine des axes. La perméabilité du corps est mesurée par le rapport de B à $, c'est-à-dire par l'inclinaison de la corde de la partie de la courbe de magnétisation com prise entre l'origine et le point considéré.
Les courbes qui représentent les valeurs ab solues de la perméabilité correspondant aux courbes<I>f</I> et<I>g</I> ont approximativement la forme des courbes la et i, qui évidemment doi vent être symétriques par rapport à l'axe des ordonnées. Puisque la perméabilité est un facteur entrant dans l'équation qui exprime l'inductance dans l'enroulement magnétisant, cette inductance varie en concordance avec ces courbes.
Si la saturation variable du noyau toroïdal, par suite des valeurs posi tives et négatives variables des potentiels ap pliqués, est réalisée conformément à cette courbe, la courbe caractéristique entre les po tentiels reçus et les courants passant à tra vers les bobines, sera obtenue en divisant ces valeurs positives et négatives par les ordon nées de<I>h</I> et<I>i.</I> La courbe caractéristique ré sultante correspondra par exemple à la courbe caractéristique de la fig. 4, et déterminera les propriétés de modulation du circuit. La courbe aura évidemment la même forme que les courbes f et g jointes ensemble.
Par con séquent, sous les conditions supposées, une modulation d'ordre impair aura lieu avec suppression des bandes latérales d'ordres pairs et les harmoniques d'ordres pairs des courants porteurs, même s'il y avait de l'hys- térésis.
Les variations de B, sous les conditions supposées de H variable, suivent, à -partir du sommet de la courbe de magnétisation posi tive, la forme bien connue j, <I>7c, 1, m</I> de la courbe d'hystérésis dans laquelle les bran ches ascendante 'et descendante<I>m</I> et 7e,' ainsi que les branches correspondantes jet 1, sont symétriques l'une de l'autre. Quoique la pré- sence du magnétisme rémanent affecte la forme des courbes correspondantes de per méabilité, elles sont de la même forme générale que<I>h</I> et<I>i,</I> et la symétrie de la courbe fermée assure celle de ces courbes de perméabilité.
Par conséquent, le fonctionnement du modulateur à noyau ma gnétique même quand il y a de l'hystérésis, assure la modulation des bandes latérales d'ordres impairs avec suppression de celles d'ordres pairs.
Evidemment, la courbe d'hystérésis envi sagée ici n'a lieu que si le courant magnéti sant ne présente pas plus d'un seul minimum et d'un seul maximum par cycle, comme par exemple un courant d'onde sinusoïdale. Dans le cas actuel le courant magnétisant se com pose des courants porteurs et modulants su perposés, et la forme de l'onde résultante présente évidemment plusieurs irrégularités et changements d'inclinaisons. Dans ce cas, la courbe d'hystérésis montrée représente seulement la courbe uniformément périodique correspondant au courant porteur.
Les irré gularités dues aux courants modulants peu vent être représentées comme de grandes et de petites courbes d'hystérésis ayant leur ori gine dans la courbe montrée.
Il est désirable d'utiliser un noyau qui se sature périodiquement pour des directions op posées du flux pour de petites valeurs du courant magnétisant, de manière que la courbe caractéristique offre des. pointes très prononcées .à ses deux extrémités, ce qui as sure des effets de modulation d'ordres élevés beaucoup plus efficaces. A: un autre point de vue, l'emploi d'un corps saturé rend possible la production d'effets d'ordres supérieurs avec des petites valeurs du potentiel fourni, et qui, pour des raisons pratiques, doivent sou vent être utilisées.
Bien que dans ce qui précède, les effets de la variation de l'inductance aient été seuls envisagés, les variations correspondantes de la résistance effective contribuent, quoiqu'à un degré beaucoup moindre, au résultat, de sorte que l'effet peut être considéré, d'une manière générale, comme une variation de l'impédance.
En pratique, on a trouvé que les noyaux faits d'un alliage métallique connu sous le nom de permalloy, améliorent le fonctionne ment du dispositif. Cette alliage comprend environ 80 % de nickel et 20 % de fer. Ses propriétés magnétiques dépendent avant tout du traitement à chaud qu'il subit. Il se dis tingue par la valeur remarquablement basse de la force magnétomotrice requise pour pro duire la saturation.
Par exemple, si dans l'installation de la fig. 8 on utilise un mo dulateur à noyau magnétique, sur lequel est enroulé un ruban en permalloy, la bobine en tière ayant approximativement le diamètre d'une bague ordinaire et le diamètre moyen du noyau toroïdal d'une section perpendicu laire à l'axe du toroïd étant de l'ordre de 30 millimètres, on a trouvé que ce modulateur opère avec la même efficacité et offre une aussi bonne reproduction de la parole qu'une installation ordinaire par courants porteurs utilisant des tubes à vide et assurant une modulation de deuxième ordre. Une descrip tion détaillée de cet alliage et de ses proprié tés est donnée dans un article de MM.
Arnold et Elmen paru dans le "Journal of thé Frank lin Institute" du mois de mai<B>1923.</B>
Bien que dans la fig. 8, les courants soient montrés comme appliqués en série sur le mo dulateur, il est évident qu'ils peuvent être appliqués en parallèle, la disposition particu lière à choisir dépendant de l'impédance des filtres pour les courants non compris dans les bandes transmises, et par suite le choix est déterminé par les lois qui régissent d'une manière générale les connexions des circuits. En général, les filtres ayant une basse im pédance au delà de la bande transmise, sont connectés en série, tandis que si ces impé dances sont grandes, ils doivent être connec tés en parallèle. Le transformateur inséré entre le circuit modulateur et le filtre<I>FB</I> peut être remplacé par une connexion directe par fils métalliques.
Les fig. 10 et 11 repré sentent des installations dans lesquelles on emploie un dispositif modulateur contenant un noyau toroïdal et produisant au moins une des bandes d'ondes latérales d'un ordre supérieur au deuxième. Dans ces installa tions des connexions directes sont employées et les dispositifs sont respectivement en série et en parallèle.
Ces installations peuvent servir pour une modulation ou une décomposition des ondes imprimées ou bien à la fois pour ces deux opérations. Dans ce dernier cas, il peut être préférable d'utiliser des bobines séparées pour ces deux fonctions, l'une servant à la modulation et étant établie pour des ondes de signalisation de grande amplitude et de haute fréquence.
On peut employer deux enroulements mo dulateurs au lieu d'un seul, ainsi qu'il est montré fig. 12. La modulation est ici effec tuée par suite de la variation de la self-induc-, tance et de la résistance de l'enroulement pri maire, comme dans les installations décrites précédemment, en même temps que par suite de la variation de l'inductance mutuelle. De plus, la charge capacitive de l'enroulement secondaire, en réduisant l'effet démagnéti sant du courant secondaire, peut être utilisée pour accroître la densité de flux pour une force magnétomotrice voulue.
Cette charge capacitive favorise aussi le fonctionnement efficace du modulateur à cause de la qualité sélective du circuit secondaire par rapport au primaire, si le secondaire est accordé pour être .en résonance avec la fréquence porteuse. La qualité sélective assure qu'il y aura une variation relativement grande de l'inductance si la fréquence est changée effectivement par une modulation dans laquelle la fréquence de l'onde porteuse est égale à la fréquence de résonance du circuit secondaire. Cet effet se présente aussi dans le cas d'un modulateur avec simple enroulement. Le condensateur indiqué sur la fig. 8 est employé dans le cas on un modulateur tel que 12 est utilisé.
Les courants modulants, porteurs et mo dulés, ou certains d'entre eux, peuvent passer à travers des bobines séparées prévues sur le noyau, ainsi qu'il est montré sur les fig. 13 et 14. Les modulateurs à noyaux magnétiques envisagés ci-dessus. peuvent être dénommés modulateurs à magnétisation longitudinale puisque les flux résultant des deux forces magnétomotrices suivent des chemins paral lèles, c'est-à-dire des chemins semblables. On a trouvé qu'un effet analogue peut être pro duit au moyen de modulateurs à magnétisa tion transversale et dans lesquels les enroule ments sont disposés de manière que les deux flux tendent à être perpendiculaires l'un à l'autre.
Les trois circuits pour les courants modulants, porteurs et modulés peuvent être d'ailleurs établis de l'une des manières ci-des sus mentionnées. L'emploi d'une magnétisa tion transversale présente l'avantage que l'in duction mutuelle entre les courants modu- lants et porteurs peut être pratiquement nulle, ce qui évite la nécessité d'employer des filtres dans ces circuits.
L'effet d'une magné tisation transversale sur la perméabilité, ainsi que les dispositifs permettant de réaliser cette magnétisation, sont décrits dans un ar ticle de Mr. Goldschmidt de la revue "Dlek- trotechnische Zeitschrift" du mois de mars 1910, page 218.
L'installation montrée fig. 8 peut être modifiée. Par exemple, l'onde porteuse non- modulée peut être produite à la station ré ceptrice au lieu d'être transmise de la sta tion transmettrice, cette onde provenant de la source de courant 27 quand le commuta teur 25 est fermé. L'onde porteuse peut évi demment être transmise de la station trans mettrice par un circuit indépendant.
Quand il n'est pas important de transmettre un cou rant modulé d'une caractéristique de fré quence particulière, le filtre FB peut être omis ou établi de manière à transmettre une série suffisamment grande de fréquences com prenant l'onde porteuse qui passe alors à tra vers le transformateur 16 et la ligne 18. Si une modulation d'ordre pair est utilisée, des harmoniques correspondants d'ordres pairs de l'onde non modulée peuvent être de même transmis ou produits localement à la station réceptrice.. Par exemple, le signal peut être reproduit par une décomposition des ondes imprimées de deuxième ordre si la fréquence porteuse 2p est utilisée.
Cette double fré quence porteuse peut provenir de la source 14 en ouvrant le commutateur 23, de sorte que le courant du circuit 20 est fourni par la source 14 à travers le générateur d'harmo niques GH. Toutefois cette fréquence por teuse peut être obtenue d'une source 24 pré vue à la station réceptrice, quand le commu tateur 26 est fermé.
Le secret peut être obtenu à un degré sa tisfaisant par l'installation de la fig. 8, en produisant une bande latérale inférieure de troisième ordre, en supprimant la double fré quence porteuse, et en transmettant la bande latérale et l'onde porteuse originale qui sera approximativement égale à la plus haute fré quence de la parole. La décomposition par la méthode ordinaire, c'est-à-dire une décompo sition de deuxième ordre, donnera une com posante de fréquence audible représentée par (2p-q)-p qui est pratiquement l'onde pho nique inversée. Un signal quelconque obtenu par une modulation de troisième ordre sera ef fectivement dissimulé par cette onde inversée.
Au contraire en utilisant un dispositif de dé composition qui ne donne aucune bande la térale de deuxième ordre, comme par exem ple en utilisant le dispositif de décomposition du type montré fig. 8, les ondes phoniques non déformées peuvent être obtenues. Le même principe peut être appliqué si d'autres ordres de modulation ou de décomposition sont employés.
Un service de signalisation multiplex peut être réalisé par l'installation de la fig. 15 en utilisant différents ordres de modulation pour les différents circuits de signalisation. Puis que les divers éléments ont déjà été décrits dans les autres figures, et que la disposition générale des circuits mentionnés est celle or dinairement adoptée pour les transmissions d'ondes de signalisation par courant porteurs, l'on a seulement représenté schématiquement au dessin ces divers éléments. Deux circuits transmetteurs sont indiqués -en 24 et 25, tan dis que les circuits récepteurs correspondant sont indiqués en 26 et 27, les stations récep- trice et transmettrice étant reliées par la ligne 28.
Les ondes de signalisation à basses fré quences provenant des lignes 29 et 30 servent à moduler les courants de fréquence porteuse fournis par la source 31 aux modulateurs<B>N,</B> et .1l,. Le premier de ces appareils produit des bandes latérales de deuxième ordre, tan dis que le second de ces appareils produit des bandes latérales de troisième ordre, ces di verses bandes étant transmises respectivement par les filtres TF, et TF2.
Ces bandes latérales sont reçues et choi sies par les filtres RF, et RF2, puis la décom position est effectuée par les appareils<B>DM,</B> et D312, le premier de ceux-ci effectuant une démodulation de deuxième ordre, tandis que le second effectue une démodulation de troi sième ordre.
Si l'onde porteuse non modulée est transmise, elle peut être utilisée de la ma nière ordinaire pour la décomposition. Toute- l'ois elle peut être fournie aux deux disposi tifs de décomposition ou à l'un quelconque d'entre eux, par une source locale séparée 31, ou bien l'onde porteuse amplifiée provenant du dispositif de décomposition DM, peut être fournie au dispositif<I>DM,</I> à travers le filtre F,. Naturellement d'autres ordres de modulation peuvent être employés pour les deux circuits de signalisation envisagés.
Des circuits de signalisation additionnels utili sant d'autres ordres de modulation et de dé composition peuvent aussi être ajoutés. En particulier, une modulation d'ordre pair peut être utilisée pour tous les circuits de signali sation. Si les fréquences harmoniques des ondes porteuses sont transmises, une décom position de deuxième ordre peut avoir lieu qui prévoit un moyen simple pour dériver d'une seule source de courant porteur les di verses fréquences utilisées dans les disposi tifs produisant des fréquences harmoniques. Puisque les fréquences porteuses sont des multiples d'ordres impairs de la fréquence de l'onde porteuse fondamentale, elles ne peu vent produire d'interférence par réaction en tre leurs harmoniques, comme cela aurait lieu si des multiples d'ordres pairs étaient utilisés.
Le résultat atteint est semblable à celui d'une installation de transmission multiple employant des harmoniques et une modula tion de deuxième ordre. Cependant à côté des avantages qui proviennent d'une modula tion d'un ordre élevé, ainsi que cela a été ex posé précédemment, l'installation dans son ensemble montre une simplicité qu'on ne pourrait pas atteindre dans d'autres installa tions par fréquences harmoniques. En parti culier elle permet la suppression des généra teurs d'harmoniques.
La fig. 16 représente schématiquement une installation pour la transmission d'ondes de signalisation dans les deux sens, et dans laquelle les courants porteurs de fréquences différents pour ces deux directions provien nent d'une seule source. Les deux circuits de signalisation transmettant à sens unique, pla cés à chaque station, peuvent être reliés en une seule ligne par des connexions conju guées ainsi qu'il est montré. Le circuit de signalisation renfermant les appareils M,,, TFl, 28, RF, et DM,<B>,</B> peut être identique à celui montré par les mêmes chiffres et let tres de référence sur la fig. 15.
Un. circuit de signalisation analogue renfermant les ap pareils M2, TF2, 28, RF2 et DDIZ peut être identifié avec l'autre circuit de signalisation de la fig. 15, excepté que la transmission a lieu en direction opposée. La source 31 four nit le courant pour le premier circuit de si gnalisation, et le courant permettant la dé composition pour l'appareil<B>DM,</B> peut être choisi par le filtre RF2 qui le fournit au deuxième circuit de signalisation de la fig, 16.
On voit donc que l'installation de la fig. 16 est double de celle de la fig. 15 et a tous les avantages de cette première instal lation.
,Si dans cette description on a choisi de préférence les modulations d'ordres impairs plutôt que les modulations d'ordres pairs, cela provient du fait que les premières de ces modulations renferment celles d'ordres les plus bas, l'amplitude des bandes latérales des divers ordres variant en général inversement par rapport à l'ordre. Il résulte de cela qu'une modulation de troisième ordre est pré- férable. Une autre raison en faveur des mo dulations d'ordres impairs réside eu ce que cette modulation peut être accomplie à l'ex clusion de toute modulation d'ordre pair, ce qui est fréquemment désirable.- L'inverse, c'est-à-dire la modulation d'ordre pair à l'ex clusion de la modulation d'ordre impair, n'est pas facilement accomplie.
Method of electrical signaling by modulated carrier waves and installation for the implementation of this method. This invention relates to a method of electrical signaling by modulated carrier waves and an installation for implementing this method.
In the method according to this invention, a carrier frequency wave and a signaling wave are printed together with a warping device, and at least one of the resulting side wavebands of an order higher than the second is used.
The installation for carrying out the said method comprises a deformation device on which a carrier wave and a modulating wave are printed and which provides lateral waves of an order greater than the second, means being provided in such a way as to: that the characteristic curve of this device between the quantities of energy received and supplied offers a pronounced curvature.
We know that when a carrier wave is modulated by a signaling wave, the resulting wave can be considered as formed of three main components, namely the upper lateral wave whose frequency is equal to the sum of the frequencies of the wave. carrier and modulating wave, the carrier wave itself and the lower lateral wave whose frequency is equal to the difference between the frequencies of the carrier wave and the modulating wave. It has been found that other side waves can be used in the frequencies of which harmonics of the carrier or modulating frequencies enter, instead of the main frequencies.
These various combinations of frequencies or side waves resulting from the modulation of a carrier wave by signal waves can be distinguished from each other by the sum of the multiples of the carrier and modulating frequencies involved. This distinction can be based on the order of modulation which produces these components. For example a second order modulation produces the ordinary side wave bands, in which the carrier and modulating frequencies each enter only once; third order modulation produces side wave bands in which enter the first even order harmonic of one of the frequencies, carrier or modulating, and so on.
If currents of different frequencies p and q are supplied to a deformation (modulation) device, a complex current results, in which the frequencies have the general form <I> mp </I> nq, in which <I > m </I> e1, <B> ii </B> can have any value in whole or zero, and in which the symbol i- indicates that the sum, the difference, or the sum and the difference of two quantities can be present.
This will be demonstrated later when the full expression giving the modulated current is studied.
If one of the coefficients <I> m </I> or <I> n </I> is zero, the current defined by this expression is direct current if the other coefficient is zero. If the other coefficient is not zero, the current will have components of frequency p or q, as the case may be, or multiples of these frequencies. .If none of the coefficients has the value zero, one obtains components of combined frequency, that is to say the bands.
The order of modulation can be defined as the sum of <I> m </I> and <I> n. </I> If each of the coefficients <I> m </I> and <I> n </ I> is equal to one, we have the well-known case of a second order modulation, in which the side frequencies are p q. Third order modulation can be represented by <I> 2p q </I> or p 2q. Therefore, there is the possibility of four third order side frequencies.
- If r is a number expressing the order of modulation, it is obvious that there are â, (r-1) combinations of two numbers whose sum is equal to r, so that, considering the frequencies formed by the sums and differences, there may be a maximum of 2- (rl-) different side frequencies for each of the respective modulation orders.
Below, it is assumed that q represents a frequency band, such as for example that given by a telephone current, considered -as modulating current, and that p represents a determined carrier frequency whose value is greater than that of n. The expression "sideband" will be used instead of "side frequency".
Also, we will consider only the sidebands in which q occurs once, that is to say those having frequencies <I> p </I> q, <I> 2p </I> - < I> 8p </I> q, etc., because obviously only by the transmission of sidebands of this kind the modulated component can be reproduced at the receiver by modulating these sidebands with the carrier wave or a harmonic of the carrier wave.
In order to prove that these various multiple-order bands occur and in order to determine to what extent they occur, we will use the theory given in U.S. Patent No. 144982 of March 27, 1928.
According to this theory, we obtain the current, or potential, resulting from a modulation by substituting in the general equation y = ax + bx2 - [- bx3 +. . currents, or Potentials, applied simultaneously to the input circuit of the modulation device.
Assuming that the incoming currents are P cos plt and Q cos qjt, where p, and q, are respectively equal to <I> 2 </I> -c <I> p </I> and <I> 2 </I> nq, we get <I> x = P </I> cos plt -i- Q cos qlt. There would be no essential change if one supposes an initial phase angle between the two applied waves.
This value of x should be substituted into the general equation. The first term ax gives only the amplified waves of the currents of frequency <I> p </I> and q. The term bx 'gives waves of frequencies 2p, 2q, and <I> p </I> q, as is well known.
The second order lateral bands <I> p </I> q result from the trigonometric expansion of the product <I> b P </I> Q cos plt cos qlt. The harmonic frequencies 2p and 2q result from the trigonometric expansions respectively of b PZ cos 'plt and of b Q' <B><I>cos'</I> </B> q't.
If the following terms of the general equation are developed algebraically according to the binomial law, we see that the developed equation includes terms containing powers of cos plt and cos qlt, and terms containing cos plt cos qxt as factor . The former obviously give waves whose frequencies are, respectively, harmonics of <I> p </I> and <I> I. </I> The latter obviously give waves of combined frequency, that is, side bands.
In particular, it is found that alternating terms in the expansion of the even power terms of the general equation are characterized in that the exponents of cos p, t and cos q, t are each odd. These terms in their regular order, up to and including the expansion of the terms of the sixth power of the general equation, are as follows, only the main parts of the coefficients in this discussion being retained
EMI0003.0005
PQ <SEP> cos <SEP> <I> p, t </I> <SEP> cos <SEP> <I> q, t </I>
<tb> P3Q <SEP> cos <SEP> 3 <SEP> <I> p, t </I> <SEP> cos <SEP> <I> q, t </I>
<tb> PQ3 <SEP> cos <SEP> <I> p, t </I> <SEP> cos' <SEP> <I> qlt </I>
<tb> P5Q <SEP> cos' <SEP> <I> plt </I> <SEP> cos <SEP> <I> qlt <SEP> (1)
</I>
<tb> <I> P'Q3 </I> <SEP> cos '<SEP> <I> plu </I> <SEP> cos' <SEP> qlt
<tb> PQ5 <SEP> cos <SEP> plu <SEP> cos' <SEP> <I> q, t. </I> The quantities determining the frequency are the product of cos p, t cos q, t by a quantity with even powers of cosines. Since cos' <I> a = </I> i / - {- 1 / -, cos <I> 2 a </I> the expansion of these quantities each contains a term of the form of 1 / -, cos <I> more </I> cos qlt. This shows that each of the terms of expression (1) gives a pair of second order sidebands.
The side bands of these different terms are superposed to produce the resulting side bands.
The amplitude of each of the resulting upper and lower sidebands can, therefore, be expressed as a series whose terms are proportional to PQ, P3Q, P5Q, PQ3, PQ ', P'3Q3,. . ., these factors are all even-order products.
These terms are multiplied by the coefficients <I> b, </I> d, <I> f, </I> etc. of the general equation. Usually there. magnitude of these coefficients decreases when the power of the terms of the general equation increases, that is to say when the order of the products named above increases. Indeed, we can modify the characteristic curve so that there is only the term PQ, linear in Q, which is present.
In other cases, there are relatively few other terms present which produce some distortion and non-linearity of some of the Q coefficients. However, some of the terms like PQ, P'Q, P'Q , etc., have their linear sum in Q right now. The magnitude of the deformation terms, i.e. PQ3, PQ ', P'Q3, etc. can be minimized by making P large with respect to Q, so that approximate linearity can be obtained, which is necessary for undeformed transmission.
It can be shown, in a manner similar to the previous one, that other sidebands of a different even order can be obtained by terms other than those given in expression (1), in the development terms of equal power of the general equation. However, as we see later, only those of the form <I> m p </I> q have linear coefficients in <I> Q, </I> and are useful for this reason.
The odd adder sidebands can similarly be obtained by odd power terms of the general equation. We will show this for the case of third order lateral bans.
We see by the development of these odd power terms, except the linear term, that alternating terms have even powers of cos p, t and odd powers of <I> cos </I> q, t. These terms in their regular order, up to and including those given by the seventh power term of the general equation, are as follows, retaining only the main parts of the coefficients:
EMI0003.0046
P'Q <SEP> cos' <SEP> <I> plu </I> <SEP> cos <SEP> <I> a ,, t </I>
<tb> P4Q <SEP> COS4 <SEP> <I> p't <SEP> cos <SEP> q't </I>
<tb> P2Q3 <SEP> cos <SEP> 4 <SEP> <I> plu </I> <SEP> cos' <SEP> <I> çIlt <SEP> @ 2) </I>
<tb> P'Q <SEP> <B><I>cos'</I></B> <I> <SEP> p't </I> <SEP> cos <SEP> <I> rJ ' t </I>
<tb> <I> PIQI </I> <SEP> COS4 <SEP> <I> plu </I> <SEP> cos' <SEP> <I> qlt </I>
<tb> PIQS <SEP> COS2 <SEP> <I> p, t </I> <SEP> cos' <SEP> <I> q, t. </I> The quantities determining the frequency are the product of cos 'p, t cos q, t by a quantity having even powers of cosines. Since these u = 'I /? + 1/2 these <I> 2 a,
</I> the development of the cos' plt ces qlt part contains the term 1/2 ces 2plt ces qlt. The product of this term by the development of the squares of the cosines gives a resulting term formed by the product of this term by 1/2. As a result of the expansion of each of the terms in (2) contains a term of the form these 2plt ces qlt. This form is similar to the form these plt ces qlt and analogously gives upper and lower bands of 2p.
This shows that the terms of expression (2) each give a third order sideband of the type <I> 2p q. </I>
The amplitudes of each of the resulting upper and lower lateral bands can be expressed by a series whose terms are proportional <I> to </I> P'Q, P'Q, P'Q, P2Q3, P4Q3, P2Q ' ,. . . The sum of these terms is linear under the conditions mentioned above for second order modulation.
That is, if there is only the third power term in the general equation, only the first term in the series occurs and the sidebands are strictly linear in Q, and if There are additional terms, there is a slight deformation which can be reduced by properly proportioning the values of P and Q.
Similarly, it can be shown that third order sidebands of the p 2q type can be obtained by terms other than those indicated in expression (2), from the development of the odd power terms of the general equation. The quantities expressing the amplitude of these lateral bans are expressed by terms none of which is linear in Q, so that the sum is not linear and cannot be made linear in Q. This proves that the modulation third order of this kind cannot give a good reproduction of the signal.- This is also the. case for other higher orders of modulation, even or im even, in which n is greater than one.
However, these sidebands can be used for signaling where exact reproduction of the modulating wave is not essential.
It is also possible to obtain bands of an odd order higher than the third of the type <I> an p </I> -! - q by the terms of odd powers of the general equation. These sidebands, as well as higher even order sidebands of the same type, can be made approximately Q linear.
Although the telephone installations in use today depend on second-order modulation or decomposition, experience has shown that certain higher orders, especially the third, are equally suitable for the production of sidebands and for the reproduction of the speech.
In order to show that it is advantageous and practical to employ the high orders of modulation, it has recently been found that in a carrier current telephone installation arranged for the most favorable conditions of second order modulation and for the transmission of the carrier wave, one could double the amplitude of the sidebands of the third order compared to those of the second order by modifications which in no way affect the conditions of second order modulation.
It is obvious that the term "carrier frequency" should be defined again for the description of modulating devices of a higher order than the second. For example, a third order sideband having frequencies 2p q can be decomposed in order to reproduce a signal by the second or third order decomposition, depending on whether the useful current is of frequency p or 2p. Therefore, depending on the order of decomposition, one of these two frequencies may be the carrier frequency in an installation. using second-order modulation, and consequently second-order decomposition.
In the description the expressions "carrier current" and "carrier wave" are used for each current or wave that can be combined in a deformation device with the sideband or sidebands transmitted in order to produce a signal and, therefore, the frequency of such current or such wave is referred to as carrier frequency. A high-order modulated wave may therefore have as carrier frequencies the fundamental frequency of the high-frequency carrier wave or certain harmonics thereof. The high frequency wave is called the "applied", "original" or "unmodulated" carrier wave.
The accompanying drawing shows, by way of example, several embodiments of the installation according to the invention, allowing implementation of the method given by way of example. Fig. 1 is a diagram serving to show certain theoretical principles on which the invention is based; fig. 2 is the diagram of a circuit for obtaining by modulation either pronounced side wave bands of odd orders with elimination of side wave bands of even orders and even order harmonics of the por wave teuse, or either conversely of pronounced side wave bands of even orders with elimination of the side wave bands of odd orders and of the harmonics of odd orders of the carrier wave;
figs. 3, 4, 5, 6 are diagrams used to explain the principles on which the operation of the installations of FIGS. 2 and 7; fig. 7 shows a modulator which can be used for the same purpose as that of FIG. 2; fig. 8 re shows an installation for one-way transmission of signals by carrier currents, using high gold modulation produced by a magnetic core modulator; fig. 9 shows by means of a diagram certain theoretical principles relating to the operation of the modulator of FIG. 8;
figs. 10, 11, 12, 13, 14 indicate other forms of magnetic core modulators.
Figs. 15 and 16 relate to installations which can replace that of FIG. 8. Although telephone installations now in use use second order modulations and decompositions of combined waves, experience has shown that higher modulations and decompositions of gold, and particularly of third order. orderly, are very suitable for the production of frequency sidebands as well as for the transmission of speech.
As an example of the advantages offered by high order modulation, it has been observed that in a telephone installation by carrier currents, arranged to provide the best possible conditions for second order modulation and transmission of carrier waves, the amplitude of the side wavebands from third order modulation can be made twice as large as that of the side wavebands from second order modulation, and this without affecting the conditions of the modulation. second-order relationship. The term "carrier frequency" must first be defined in the case of modulation of a higher order than the second.
For example, a third order side waveband having frequencies <I> 2p q </I> can be detected to reproduce a signal, by a second or third order decomposition, following a current of frequency <I> p </I> or <I> 2p </I> is used. Consequently, according to the order of decomposition, one or the other of these two frequencies can play the role of carrier frequency in an installation using a second order modulation, and consequently a decomposition of same order.
That is, a sideband of the order n can be demodulated by combining this band in a deformation device with a wave whose frequency is a multiple of the frequency of the original carrier wave. or fundamental. Conditions favorable to the production of second order sidebands are not necessarily favorable to the production of third order sidebands, or generally the conditions favorable to even-order modulation are not necessarily favorable to modulation of odd order, and vice versa.
This is shown in fig. 1 in which <I> A </I> and <I> B </I> -are respectively the characteristic curve of the plate current I. as a function of the gate potential E, #, and one of the curves of the second order sideband starting current from a particular modulator. The important point is that when the gate is at a bias potential of -18 volts, the second order sideband current becomes practically zero. This value of the gate potential marks a point of symmetry in the characteristic curve.
This condition, which is difficult to obtain with filaments covered with oxides, is made possible by a judicious choice of the material constituting the filament, and by specific values of the constants used. The currents of the other sidebands of even orders can thus be brought to a zero value, if the modulation takes place towards the same point. Although the odd-order sideband current curve is not shown in the diagram, it does not have a minimum at this point.
Although it is not necessary to produce the side wavebands of uneven orders to operate towards a point of symmetry, this method of operation allows for odd-order modulation with suppression of even harmonics. carrier frequency and side wave bands of even orders, since these components result from terms of the general equation having the same exponents as the numbers indicating the multiple of the frequencies. However, this method offers the following advantages: energy saving, absence of interference that may be created as a result of the presence at the receiver of side wave bands of even orders, and secrecy.
Indeed, such an installation is relatively secret since a person trying to intercept the message cannot detect by a second order decomposition between the side waveband of im even order and the carrier wave of the same order. multiple frequencies of even orders. In installations for multiple communications, using side wavebands of different orders for the respective signaling circuits and an example of which is shown in fig. 15, this means ensures greater separation between the various side bands.
Economy and secrecy are favored in odd-order modulation as a result of the complete suppression of the carrier wave, i.e. as a result of the suppression of the supplied carrier wave as well as of its har monics of even orders. For example, this can be achieved by removing even harmonics as before, and removing the carrier wave provided by a filter. Since the sidebands of odd orders are very far from the supplied carrier wave, this separation can be easily achieved by the filter. Carrier frequency suppression can be accomplished in this manner without resorting to balanced tube arrangements.
This is important in cases where the second order modulation is employed simultaneously with the suppression of the carrier wave, and where this carrier frequency is too high to allow the separation of the second order sidebands without have recourse to balanced arrangements.
Fig. 2 represents a device for the modulation or the decomposition of the waves named above, in which, according to the constituent elements, pronounced lateral bans of even or im even orders can be obtained. It is first assumed that the switch which bypasses transformer 6a is closed, so that this transformer is inefficient. The bearing 5 is connected directly to the source of currents to be modulated or demodulated and is inductively connected by the transformer 6 to the devices 7 and 8. The first of these can be any modulator with electron discharge, while that the second is a rectifier, for example of the type with two electrodes.
An impedance 9, bypassing the grid of tube i, prevents too great an accumulation of negative charge on this grid. This impedance, which consists of a resistance in the case shown in the drawing, is preferably large, for example of the order of one megohm. The current supplied can be used in a working circuit 10.
The operation of the envisaged device is better understood by referring to FIGS. 3, 4, to. The curve <I> abc </I> of fig. 4 is the characteristic curve of the tube 7 plotted as a function of the gate potentials with respect to the filament and of the plate current.
If the re-straightening tube is not present, so that the variations in potentials of the currents received are exerted directly between the grid and the filament of the tube 7, these variations in potential are included in the. <I> bc </I> part of the curve, in the ordinary way, since this part of the curve shows only small variations in impedance, and the plate-filament current is an exact reproduction of the currents supplied.
When the rectifier tube is switched on, the characteristic curve is modified and takes the form shown in <I> bd </I> for its upper part. The plate-filament current, plotted against the time axis, is as indicated in fig. 3 if the received waves are sinusoidal. On this figure the time periods represented by the intervals 1, 2, 3, 4,. . ., are equal. If the non-horizontal part of the characteristic curve was straightened, the non-horizontal part of the curve in fig. 3 would have the shape of a sine wave. According to the remarks made previously, these conditions are favorable to the production of even-order lateral bends.
This modification of the normal characteristic is easily explained when we consider that the rectifier tube is an element of impedance varying between large limits with a very high factor for which the value 100 has been found in certain cases, when the polarity of the applied potentials are reversed. When positive half waves are applied to the tubes, i.e. when the grid of tube 7 is at a positive potential with respect to the anode of tube 8, a grid current passes through the tube 7, since its grid is positive with respect to its filament. The impedance of the incoming circuit therefore increases.
The total potential is divided according to the respective impedances of this incoming circuit and of the rectifier. The result is that really all the applied potential exerts its effects on the rectifier and the potential exerted through the inlet circuit of the tube 7 is very small or zero. The plate current will have for the duration of a half cycle continuously the value corresponding to the zero gate potential.
For the negative half waves applied to the two tubes, the conditions are reversed. The rectifier has practically zero impedance, and the inlet circuit of tube 7 has practically infinite impedance. The potentials are still distributed in accordance with these impedances. This condition corresponds to the normal condition for the operation of the modulator tubes with a negative gate potential, and this operation therefore takes place for the normal position b of the characteristic curve.
If the variations in potentials are sufficient to cause operation beyond the base of the characteristic curve, such that the modified characteristic takes the form <I> eabd, </I> the conditions are favorable for the production of the side bands. odd order rales. Fig. 5 indicates the corresponding curve of the plate current, plotted against the times. In this curve the intervals represented between points 1, 2,, 3, 4, <B> ... </B> are equal as in fig. 3.
It is obvious that the modified characteristic curve will be changed if the maximum amplitude of the currents supplied varies, then it will follow that the operation of the tube will take place over a more or less large part of the horizontal parts of the curve. <I> eab </I> d, or in other words since it follows that the inclined part of the characteristic curve becomes relatively larger or smaller.
The resulting effect for the current versus time curve is to change the inclination of the side portions of this curve. An increase in the maximum amplitude tends to give the curve a rectangular configuration which will be characterized by the symmetry between consecutive half waves, since the time periods correspond to the intervals between the points 1a, 2a, 6a, 4a , <B> ... </B> etc. and 1, 2, 3, 4 ... become equal.
This limiting r'ondition, which corresponds to the application of a maximum potential equal to infinity, defines a situation in which there is a complete absence of harmonics of even orders and, if a modulating wave is superimposed on the carrier wave on the modulator, complete absence of even-order lateral ban.
The complete symmetry in the characteristic curve defining this condition is that which is reached when the inclined part becomes relatively zero compared to the horizontal part which extends indefinitely. By using an amplitude of a magnitude moderated from the potential of the carrier wave, this limit condition can be approached very strongly.
Such symmetry does not depend on the amplitudes of the potentials supplied, can be obtained by adding the circuits of the two lower tubes of fig. 2 shown between 5 and 10, and by opening the switch which bypasses the transformer 6a. There is no mutual inductance between the two seemingly of the windings of transformers 5, 6 and 6a, so that opening or closing of the switch does not affect the operation of transformer 6. The windings primary and secondary of transformer 6a are in an opposite relation comparatively with the corresponding windings of transformer 6.
This can be achieved by reversing the winding direction of one of the transformer coils, 6a with respect to the corresponding coil of transformer 6. Using the lower set of circuits produces a current indicated by e 'a' <I> b 'd' </I> in fig. 4 in the lower half of the primary winding of the starting transformer, and this during the time during which the current in the upper half is as shown by the \ curve <I> eab d. </ I> The curve of the current resulting both in the primary winding and subsequently;
the waveform of the current in the secondary winding of the starting transformer, with respect to the potentials applied to the combined primary windings of transformers 6 and 6a, is the sum of these curves. In order not to complicate the figure unnecessarily, this curve has not been shown. However, it is obvious that it will be straightened near the origin and that it will offer a pronounced curvature at the ends which corresponds to the curvatures of the component curves. Because of the higher degree of symmetry obtained, and because of a more effective use of alternating current waves, the device envisaged is often preferred to that using only a single modulator tube.
According to the device of FIG. 2, the two windings of the primary of the starting transformer are in such a relationship that their effects are added. If they were wound in opposition, or if the relation of the incoming windings is changed similarly, even-order modulation sidebands can be produced excluding odd-order sidebands and har- - odd-order rnonics of the carrier wave.
A result similar to that obtained by the two sets of tubes of FIG. 2 can be achieved by substituting the rectifier of FIG. 2 a resistor in the conductor connected to the grid of a single tube with three electrodes, such as the resistor 11 shown in the device of FIG. 7. If the variations in potential across the winding occur in transformer 6 of fig. 7 tend to make the grid potential positive, the drop in potential in resistor 11 modifies this part of the characteristic so as to cause a sharp curvature similar to that indicated between <I> b </I> and <I> d </I> in fig. 4.
Although electronic discharge devices have heretofore been considered, all types of devices capable of producing high modulations or decompositions of orders can be employed. The process (he consists in, effecting the modulation by varying the inductance of a coil as a result of the variation in the saturation of its magnetic core is especially applicable if we want to eliminate the carrier wave and the waves of Odd orders Fig. 8 shows an installation employing such a modulator device whereby side bands of an order higher than the second can be obtained.
According to this fig. 8, the modulator 12 is formed of a toroidal core covered with a single coil. The use of the capacitor shown is optional and its action will be considered later with reference to fig. 12. The modulator 12 deforms the passing currents Ù. through its winding so as to produce the desired side bands.
The signaling currents and the carrier currents originating respectively from the sources 13 and 1d are transmitted to the modulator through the upper limit filter FI ,, and the carrier current filter FC. Any reaction between these currents is thus avoided, except of course in the modulator. The amplitude of the carrier current can be adjusted by shunt 15, or by some other means, to a maximum value suitable for a particular sideband. The modulator 12 removes the harmonics of even orders from the carrier current, as well as the lateral bands of even orders.
The modulated wave is transmitted by the transformer 16 to the filter FB which allows the side bands of the desired order to pass, or a single side band of this order. The transmitted currents are then sent on line 18 through a three-winding transformer 19. The positive device 17, which can be similar to the positive device 15, is used if desired to regulate the amplitude of the waves in the band. lateral transmitted; but it can also be placed at the receiving station. Line 18 interconnects two distant stations or antennas placed respectively at the transmitting station and at the receiving station.
The carrier current applied to the decomposition of the waves is supplied through the circuit 20 to points of the transformer 19, which are balanced with respect to the incoming circuit of the modulated wave, when the switch 23 is closed. An artificial network 21 balances line 18. The value of the carrier current energy required for the particular modulation and decomposition condition mentioned can be adjusted appropriately by device 22. The use of the three-winding transformer allows the independent transmission of as many carrier currents as is desirable, without reactions with the modulation sidebands taking place at the transmitting station.
The devices DII, FL, and 23, placed at the remote stations, serve to receive and use the wave transmitted on the conductor 18.
Either the case where switches 25 and 26 are open. In the particular installation described so far, since the carrier wave is transmitted, the device provided for the decomposition DlVl is arranged to operate in the same order as that observed for the modulation at the transmitting station. Any of the types of modulators or decomposition devices described above, or their equivalents, can be used. The signaling component is separated by the upper limit filter FL, and transmitted to telephone receivers 23.
The filters shown in the various parts of the installation can be of any type capable of fulfilling the functions indicated.
The operation of the magnetic core modulator of FIG. 8 is easily explained by referring to FIG. 9. The curves <I> f </I> and <I> g </I> of the latter figure are the ordinary magnetization curves which express the relation between the magnetizing force <I> H </I> and magnetic induction <I> B. </I> Curve f is the magnetization curve for positive variations of H.
It is obtained if a magnetic core, such as for example the toroidal core of the modulator in face, does not offer initial remanent magnetism, and is subjected to a variable magnetization by positive values of the current. The curve g is also obtained if negative values of magnetomotive force are used. The curves f and g, taken together, offer perfect symmetry with respect to the origin of the axes. The permeability of the body is measured by the ratio of B to $, that is to say by the inclination of the chord of the part of the magnetization curve comprised between the origin and the point considered.
The curves which represent the absolute values of the permeability corresponding to the curves <I> f </I> and <I> g </I> have approximately the shape of the curves la and i, which obviously must be symmetrical with respect to the y-axis. Since the permeability is a factor entering into the equation which expresses the inductance in the magnetizing winding, this inductance varies in accordance with these curves.
If the varying saturation of the toroidal core, as a result of the varying positive and negative values of the applied potentials, is achieved in accordance with this curve, the characteristic curve between the received potentials and the currents flowing through the coils will be obtained by dividing these positive and negative values by the ordinates of <I> h </I> and <I> i. </I> The resulting characteristic curve will correspond, for example, to the characteristic curve of fig. 4, and will determine the modulation properties of the circuit. The curve will obviously have the same shape as the curves f and g joined together.
Consequently, under the assumed conditions, an odd-order modulation will take place with suppression of the even-order sidebands and the even-order harmonics of the carrier currents, even if there was hysteresis.
The variations of B, under the assumed conditions of variable H, follow, from the top of the positive magnetization curve, the well-known form j, <I> 7c, 1, m </I> of the curve d 'hysteresis in which the ascending' and descending branches <I> m </I> and 7th, 'as well as the corresponding branches jet 1, are symmetrical to each other. Although the presence of remanent magnetism affects the shape of the corresponding permeability curves, they are of the same general shape as <I> h </I> and <I> i, </I> and the symmetry of the curve closed ensures that of these permeability curves.
Therefore, the operation of the magnetic core modulator even when there is hysteresis, ensures the modulation of the sidebands of odd orders with suppression of those of even orders.
Obviously, the hysteresis curve envisioned here only takes place if the magnetizing current does not exhibit more than a single minimum and a single maximum per cycle, such as for example a sine wave current. In the present case, the magnetizing current is made up of the carrier and modulating currents which are superposed, and the shape of the resulting wave obviously presents several irregularities and changes of inclination. In this case, the hysteresis curve shown represents only the uniformly periodic curve corresponding to the carrier current.
Irregularities due to modulating currents can be represented as large and small hysteresis curves having their origin in the curve shown.
It is desirable to use a core which periodically saturates for opposite directions of flux for small values of the magnetizing current, so that the characteristic curve provides. very pronounced spikes at both ends, which ensures much more effective high order modulation effects. A: Another point of view, the use of a saturated body makes possible the production of higher order effects with small values of the supplied potential, and which, for practical reasons, must often be used.
Although in the foregoing only the effects of the variation of inductance have been considered, the corresponding variations of the effective resistance contribute, albeit to a much lesser degree, to the result, so that the effect can be considered , generally, as a change in impedance.
In practice, it has been found that cores made of a metal alloy known as permalloy improve the operation of the device. This alloy contains about 80% nickel and 20% iron. Its magnetic properties depend above all on the heat treatment it undergoes. It is distinguished by the remarkably low value of the magnetomotive force required to produce saturation.
For example, if in the installation of fig. 8 a magnetic core modulator is used, on which is wound a permalloy tape, the core coil having approximately the diameter of an ordinary ring and the average diameter of the toroidal core of a section perpendicular to the axis of the ring. toroid being of the order of 30 millimeters, it has been found that this modulator operates with the same efficiency and offers as good speech reproduction as an ordinary powerline installation using vacuum tubes and ensuring second order modulation . A detailed description of this alloy and its properties is given in an article by MM.
Arnold and Elmen appeared in the "Journal of the Frank Lin Institute" for the month of May <B> 1923. </B>
Although in fig. 8, the currents are shown as applied in series on the modulator, it is obvious that they can be applied in parallel, the particular arrangement to be chosen depending on the impedance of the filters for the currents not included in the transmitted bands, and consequently the choice is determined by the laws which generally govern the connections of the circuits. In general, filters having a low impedance beyond the transmitted band, are connected in series, while if these impedances are large, they must be connected in parallel. The transformer inserted between the modulator circuit and the <I> FB </I> filter can be replaced by a direct connection by metal wires.
Figs. 10 and 11 represent installations in which a modulator device containing a toroidal core and producing at least one of the side wavebands of an order greater than the second is employed. In these installations direct connections are used and the devices are respectively in series and in parallel.
These installations can be used for a modulation or a decomposition of the printed waves or else for both of these two operations. In the latter case, it may be preferable to use separate coils for these two functions, one being used for modulation and being set up for high amplitude and high frequency signal waves.
Two motor windings can be used instead of one, as shown in fig. 12. The modulation is here effected as a result of the variation of the self-inductance and of the resistance of the primary winding, as in the installations described above, at the same time as following the variation of the mutual inductance. In addition, the capacitive load of the secondary winding, by reducing the demagnetizing effect of the secondary current, can be used to increase the flux density for a desired magnetomotive force.
This capacitive load also promotes the efficient operation of the modulator because of the selective quality of the secondary circuit with respect to the primary, if the secondary is tuned to resonate with the carrier frequency. The selective quality ensures that there will be a relatively large variation in inductance if the frequency is effectively changed by modulation in which the frequency of the carrier wave is equal to the resonant frequency of the secondary circuit. This effect is also present in the case of a modulator with a single winding. The capacitor shown in fig. 8 is used in case a modulator such as 12 is used.
The modulating, carrier and modulated currents, or some of them, can pass through separate coils provided on the core, as shown in Figs. 13 and 14. The magnetic core modulators considered above. can be called longitudinal magnetization modulators since the fluxes resulting from the two magnetomotive forces follow parallel paths, that is to say similar paths. It has been found that a similar effect can be produced by means of modulators which are transversely magnetized and in which the windings are arranged so that the two flows tend to be perpendicular to each other.
The three circuits for modulating, carrier and modulated currents can moreover be established in one of the aforementioned ways. The use of transverse magnetization has the advantage that the mutual induction between modulating and carrier currents can be practically zero, which obviates the need to employ filters in these circuits.
The effect of transverse magnetization on the permeability, as well as the devices making it possible to achieve this magnetization, are described in an article by Mr. Goldschmidt of the review "Dlektrotechnische Zeitschrift" of March 1910, page 218 .
The installation shown in fig. 8 can be changed. For example, the unmodulated carrier wave may be produced at the receiving station instead of being transmitted from the transmitting station, this wave coming from the current source 27 when the switch 25 is closed. The carrier wave can of course be transmitted from the transmitting station by an independent circuit.
When it is not important to transmit a modulated current of a particular frequency characteristic, the FB filter may be omitted or set so as to transmit a sufficiently large series of frequencies comprising the carrier wave which then passes through. tra to transformer 16 and line 18. If even-order modulation is used, corresponding even-order harmonics of the unmodulated wave can also be transmitted or produced locally at the receiving station. For example, the signal can be reproduced by a decomposition of the printed waves of the second order if the carrier frequency 2p is used.
This double carrier frequency can come from the source 14 by opening the switch 23, so that the current of the circuit 20 is supplied by the source 14 through the harmonic generator GH. However, this carrier frequency can be obtained from a source 24 provided to the receiving station, when the switch 26 is closed.
The secrecy can be obtained to a satisfactory degree by the installation of fig. 8, producing a lower third order sideband, removing the dual carrier frequency, and transmitting the sideband and the original carrier wave which will be approximately equal to the highest frequency of the speech. The decomposition by the ordinary method, that is, a second order decomposition, will give an audible frequency component represented by (2p-q) -p which is practically the inverted sound wave. Any signal obtained by a third order modulation will be effectively concealed by this inverted wave.
On the contrary, by using a decomposition device which does not give any second order teral band, as for example by using the decomposition device of the type shown in FIG. 8, undeformed sound waves can be obtained. The same principle can be applied if other modulation or decomposition orders are used.
A multiplex signaling service can be realized by the installation of fig. 15 using different modulation orders for the different signaling circuits. Since the various elements have already been described in the other figures, and the general arrangement of the circuits mentioned is that ordinarily adopted for the transmission of signaling waves by carrier current, only these various elements have been shown schematically in the drawing. elements. Two transmitter circuits are indicated - at 24 and 25, while the corresponding receiver circuits are indicated at 26 and 27, the receiving and transmitting stations being connected by line 28.
The low frequency signal waves from lines 29 and 30 serve to modulate the carrier frequency currents supplied by source 31 to modulators <B> N, </B> and .1l ,. The first of these devices produces second order sidebands, whereas the second of these devices produces third order sidebands, these various bands being transmitted respectively by the filters TF and TF2.
These sidebands are received and chosen by the filters RF, and RF2, then the decomposition is performed by the devices <B> DM, </B> and D312, the first of these performing a second order demodulation, while the second performs a third order demodulation.
If the unmodulated carrier wave is transmitted, it can be used in the ordinary way for decomposition. However, it can be supplied to the two decomposing devices or to any of them, by a separate local source 31, or the amplified carrier wave from the decomposition device DM, can be supplied. to the <I> DM, </I> device through the filter F ,. Of course, other modulation orders can be used for the two signaling circuits envisaged.
Additional signaling circuits using other modulation and decomposition commands can also be added. In particular, even-order modulation can be used for all signaling circuits. If the harmonic frequencies of the carrier waves are transmitted, a second order decomposition can take place which provides a simple means of deriving from a single carrier current source the various frequencies used in devices producing harmonic frequencies. Since carrier frequencies are odd-order multiples of the fundamental carrier wave frequency, they cannot interfere with feedback between their harmonics, as would occur if even-order multiples were used.
The result is similar to that of a multiple transmission installation employing second order harmonics and modulation. However, besides the advantages which derive from a high-order modula tion, as has been explained previously, the installation as a whole shows a simplicity that could not be achieved in other installations by harmonic frequencies. In particular, it allows the suppression of harmonic generators.
Fig. 16 schematically shows an installation for the transmission of signaling waves in both directions, and in which the carrier currents of different frequencies for these two directions come from a single source. The two one-way transmitting signaling circuits, placed at each station, can be linked in a single line by conjunct connections as shown. The signaling circuit enclosing the devices M ,,, TFl, 28, RF, and DM, <B>, </B> may be identical to that shown by the same numbers and reference letters in fig. 15.
An analogous signaling circuit including the devices M2, TF2, 28, RF2 and DDIZ can be identified with the other signaling circuit of fig. 15, except that the transmission takes place in the opposite direction. The source 31 supplies the current for the first signaling circuit, and the current allowing the decomposition for the device <B> DM, </B> can be chosen by the filter RF2 which supplies it to the second signaling circuit of fig, 16.
It can therefore be seen that the installation of FIG. 16 is double that of FIG. 15 and has all the advantages of this first installation.
If in this description we have preferably chosen the modulations of odd orders rather than the modulations of even orders, this is due to the fact that the first of these modulations contain those of the lowest orders, the amplitude of the sidebands various orders generally varying inversely with respect to the order. As a result, third order modulation is preferable. Another reason in favor of odd-order modulations is that this modulation can be accomplished to the exclusion of any even-order modulation, which is frequently desirable. - Saying even order modulation excluding odd order modulation is not easily accomplished.