Installation de radiocommunication. On sait qu'en appliquant la décomposition en série de Tourier à de la parole ou à de la musique, on peut assimiler celle-ci à un spectre ou à une bande de fréquences simples et la représenter sous la forme symbolique par l'ex- pression
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a" désignant l'amplitude de la composante de pulsation 2" et de déphasage cpn. La modulation téléphonique normale par un émetteur de pulsation w et d'amplitude.A a pour expression
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Ion étant alors le degré de la profondeur de modulation exprimé en <RTI
ID="0001.0011"> 11/o de la pulsation d2". On sait également que cette expression est identique à
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le premier terme représente ce que l'on ap pelle l'onde porteuse; le deuxième terme le spectre ou la bande supérieur, le troisième terme le spectre ou la bande inférieur.
Il est intéressant, et cela a déjà été fait pour de la téléphonie commerciale (ne deman dant pas la même qualité de reproduction que la musique ou le chant) de supprimer de la transmission, soit l'onde porteuse et l'une des bandes latérales, soit seulement une bande latérale. Cette opération s'est effectuée jusqu'ici exclusivement au moyen de filtres à bandes.
Si l'on remarque que, pour les composantes de fréquence grave de la parole, les deux bandes sont très rapprochées l'une de l'autre, on conçoit qu'avec des "filtres" il est impos sible d'effectuer la séparation pour ces fré quences graves.
Pour remédier à ces inconvénients, l'auteur de la présente invention, en se basant sur l'identité cos w <I>t</I> cos dl <I>t</I> sin<I>m t</I> sin Q <I>t =</I> cos (w -f- Q) <I>t,</I> en déduit une méthode qui consiste à dispo ser de deux courants haute fréquence de pul sation co en quadrature et à les moduler respectivement par des spectres de courant étendus jusqu'aux plus basses fréquences et de la forme:
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Pour l'application de la méthode, une pre mière grosse difficulté à résoudre consiste, étant donné un spectre de courants
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à produire en partant de ce spectre un autre spectre
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identique au premier quant aux amplitudes respectives an mais présentant des courants déphasés de 90 , ceci restant vrai même pour des fréquences très graves.
La présente invention apporte une solu tion à ce problème, solution qui ne peut être qu'approchée mais qui peut l'être autant qu'on le désire. Elle a pour objet une installation de radio - communication dans laquelle, à partir (Pun courant oscillant donné, on obtient un courant déphasé d'un quart de période. Cette installation est caractérisée par un pont de quatre éléments dont deux, adjacents, sont constitués respectivement par une inductance et par une capacité et dont deux autres sont des résistances égales, la valeur de ces résis tances étant très différente de chacune des impédances desdites inductance et capacité, le courant donné étant appliqué à deux som mets opposés du pont et le courant déphasé recueilli à deux autres sommets.
Le dessin ci - annexé représente, à titre d'exemple et partiellement, des schémas de formes d'exécution de l'objet de l'invention.
Les fig. 1, 2 et 3 représentent chacune un élément d'une forme d'exécution de l'objet, ramené à ses parties essentielles.
La fig. 4 est un schéma plus détaillé de l'installation représentée en fig. 3, et la fig. 5 en est une variante.
Les fig. 6 et 7 concernent des formes d'exécution spéciales. Le circuit de la fig. 1 comporte, montés en circuit fermé, une inductance L, une ca pacité C une résistance r et une seconde ré sistance r'. La tension d'arrivée E est appli quée par les conducteurs 1 et 1' entre L et C, d'une part, et entre r et r' d'autre part;
la tension e de sortie est recueillie entre les conducteurs 2 et 2' connectés respectivement entre<I>L</I> et<I>r,</I> d'une part, et entre C et r' d'autre part; dans ce circuit, pour les fré quences envisagées, les résistances<I>r</I> et r' sont faibles devant les impédances de self et ca pacité. Si le circuit L C résonne sur la pul sation o)o et si r = r', la tension recueillie entre 2 et 2' est
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Cette tension varie peu quand - varie de aOo part et d'autre de l'unité et est d'autre part en .quadrature exacte avec E à un infiniment petit près du second ordre quand la variation de e est considérée comme un infiniment petit du premier ordre.
Dans la forme d'exécution représentée par la fig. 2, on a un circuit, dans lequel les im pédances sont faibles vis-à-vis des résistances R, ce qui constitue une variante aboutissant aux mêmes résultats.
Néanmoins, les schémas des fig. 1 et 2 donnent une solution beaucoup trop grossière de la réalisation de la méthode.
La forme d'exécution représentée par la fig. 3 fournit une meilleure solution. Dans ce schéma, Q.i, P, Q2 sont des dispositifs dépha- seurs du genre de ceux des fig. 1 et 2, T un transformateur à deux secondaires, 1, l' les conducteurs d'entrée du montage, 2, 2' une ligne de sortie pour la tension en quadrature, 3, 3' une ligne de sortie pour la tension en phase.
Les courants téléphoniques étant appliqués en 1, 1', on recueille en ca <I>b</I> une tension en quadrature avec E d'amplitude
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u étant un certain coefficient, grâce au dis positif<B>QI.</B>
On prend d'autre part directement en<I>cd,</I> grâce à un potentiomètre une portion en phase de la tension E. On ajoute ensuite à cette tension en phase une autre tension fournie par le transformateur T. Cette tension est produite par la tension<I>ab</I> ayant traversé un dispositif Pi identique ou semblable à Qi. Elle est de la forme:
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et en phase avec E, car elle a subi un double déphasage en quadrature. Le transformateur T fournit également une tension que l'on ap plique à un dispositif Q2 semblable à Pi et Qi et qui redonne en<I>e f</I> une tension de la forme: .
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et en quadrature avec E, car elle a subi trois déphasages successifs.
On aura donc en définitive en 2, 2' une tension en quadrature de la forme
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et en 3, 3' une tension en phase de la forme
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Par un choix convenable des paramètres <I>a</I> f3 <I>r,</I> on peut rendre ces deux tensions très égales entre elles dans une grande gamme de fréquences. Ainsi par exemple si a = 0,82, ,Q = 0,19, r _-_ 0,00125, la différence des tensions vis-à-vis de leur somme est inférieure à 2,5 0% pour une gamme de fréquence allant de
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à 10 coo, c'est-à-dire pour un spectre de fréquence allant de 1 à 100.
On se rend compte du reste que la mé thode d'obtention des termes correctifs par l'introduction dans le montage de dispositifs correcteurs successifs est générale et que l'on pourrait réintroduire dans les lignes 2, 2' et 3, 3' respectivement un troisième terme cor rectif de tension, puis un quatrième, etc.
On remarquera néanmoins que, si les amplitudes relatives ainsi que les relations de phase sont conservées, l'amplitude en valeur absolue croît quand on s'éloigne de la moyenne géométrique. On pourra remédier à ce défaut en plaçant à l'entrée un circuit correctif qui, dans sa forme la plus simple, peut être un simple circuit résonnant convenablement amorti tel que représenté en C.
Pratiquement, le montage devra être réa lisé de façon à éviter tout débit de la sortie des circuits déphaseurs et par exemple au moyen de lampes relais comme l'indique la fig.4; cette figure se comprend d'elle-même, les mêmes lettres et chiffres de référence dé signant les mêmes organes ou bornes.
Une variante de la fig. 4 est donnée par la fig. 5. Cette variante a pour but d'éviter les déphasages pouvant être introduits par les transformateurs si ceux-ci ne sont pas cor rectement construits.
Ayant produit les deux systèmes de cou rants:
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un moyen pour appliquer la méthode de modu lation mentionnée ci-dessus est fourni par le montage de la fig. 6 donnée à titre d'exemple.
Deux tensions de haute fréquence en qua drature sont dérivées de la ligne 1, 1' au moyen de deux circuits accordés<I>I</I> et<I>II,</I> le circuit<I>II</I> recevant son induction du circuit<I>I.</I> Ces tensions sont appliquées respectivement à deux montages symétriques<I>III</I> et<I>IV</I> d'un type connu, comportant chacun des lampes ou groupes de lampes, montés en opposition.
Les grilles du montage symétrique<I>III</I> sont alimentées au moyen des conducteurs 7, 7' reliés d'autre part aux deux armatures du con densateur 11 du circuit accordé I pourvu de deux self-inductances, l'une 9 servant au cou plage avec la self-inductance 13, reliée direc tement à la ligne 1, 1', l'autre 9' servant au couplage avec la self-inductance 10 du circuit accordé<I>II</I> flux armatures de la capacité 12 de ce deuxième circuit accordé sont branchés les deux conducteurs 8, 8' d'alimentation des grilles du montage symétrique<I>IV.</I> Les cir cuits grille-cathode des montages symétriques se ferment à travers des prises médianes sur les self-inductances 9, 10, lesdites prises étant reliées à la masse 15 à travers des batteries de polarisation 14,
19' et les cathodes des lampes étant également reliées à la masse 15. Les tensions appliquées aux montages<I>III</I> et IV sont modulées, par exemple, suivant le système dit en contrôle d'anode ou à courant constant par les débits provenant des lignes 2, 2' et 3, 3' des fig. 4 ou 5.
Si les montages symétriques sont équili brés de fagon que l'onde de pulsation c) ne passe pas, on recueillera dans le circuit V de sortie, par la ligne 4, 4'
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<B>@n <SEP> A</B> <SEP> <I> & </I> <SEP> <B>cos</B> <SEP> [(co <SEP> <B><I>+ <SEP> On)</I></B><I> <SEP> t <SEP> - <SEP> <B>Spn]</B></I>
<tb> 0 ou
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o <SEP> <B>A <SEP> Kn <SEP> cos</B> <SEP> <I>C(w <SEP> - <SEP> <B>SZn) <SEP> t</B> <SEP> -F- <SEP> <B>l@n@</B></I> suivant les sens des connexions Si l'un des montages symétriques est dés équilibré partiellement ou complètement en supprimant une de ses lampes,
on recueillera en plus une onde porteuse l9. cos m <I>t</I> ou 9. sin w t suivant que le déséquilibre portera sur<I>I11</I> ou bien sur IV.
Dans l'un et l'autre cas, on aura un sys tème de transmission répondant aux condi tions indiquées au début du présent brevet.
Une application particulièrement intéres sante des méthodes et dispositifs suivant l'in vention réside dans la radiodiffusion. La sup pression d'une des bandes latérales permet toutes choses égales d'ailleurs de loger dans une même bande de fréquence deux fois plus d'émissions. Elle permet, en outre; de réduire de moitié la bande passante des récepteurs et par suite grâce à une syntonie plus poussée de réduire l'importance des parasites atmosphé riques. Dans le cas d'un émetteur de radio diffusion fonctionnant suivant le principe dit de l'amplification en haute fréquence modulée, le montage de la fig. 6 s'intercalera simple ment entre deux étages de l'amplification haute fréquence, sans autre complication.
Pour les mêmes raisons l'antenne pourra être plus syntonisée puisque le spectre de fré quence sera réduit de moitié. Dans ce cas du reste le fait que les amplitudes aient tendance à croître (malgré le circuit correctif) pour les notes graves et pour les notes aiguës est plu tôt une chose avantageuse vu la difficulté de bien transmettre les extrémités du spectre des fréquences acoustiques. L'invention peut encore trouver de nom breuses applications en ondes courtes, en par ticulier dans le cas des transmissions multi plex télégraphiques et téléphoniques secrètes ou non. On fournira, à titre d'exemple, un cas particulier d'application se rapportant à la réalisation de transmissions téléphoniques simultanées.
Les fréquences de la première transmission téléphonique P pourront s'écrire symbolique ment à un instant donné Y1 P; de même les fréquences de la seconde E Q. Les spectres sont les mêmes bien entendu; ce sont ceux de la voix.
En appliquant les montages des fig. 3, 4 ou 5 et 6, on pourra transposer le spectre -Y P dans le spectre (F + P) ou bien encore dans le spectre (.F - P), F étant une fréquence de l'ordre de quelques milliers de périodes par seconde, de façon à séparer le nouveau spectre<I>1</I> (F -f- <I>P)</I> ou X (F- P) du spectre -Y Q. On pourra alors moduler toujours suivant les montages des fig. 3,
4 ou 5 et 6 l'émetteur à ondes courtes par un spectre de fréquences ou bande de fréquences d çr, le spectre d cp comprenant: 1 le spectre 1 Q 2 le spectre -Y (P+P) ou<I>1</I> (F <I>-P)</I> 3<B>0</B> une fréquence Fi. A la sortie du montage équilibré de la fig. 6, on aura f0 -j- d #o, <I>f0</I> étant la haute fréquence;
soit f 0 -@- <B>1</B> Q bande latérale f0 + -Y (F+ P) bande latérale f 0 + <I>FI</I> onde porteuse.
A la réception, la fréquence<I>(f0</I> -[- Fi) agira comme une onde porteuse et après dé tection, on trouvera des courants <I>1</I> (F, <I>-</I> Q) X[(Fi-F)-Pl=@[(F-Fi)+Pl qui seront de la parole transposée, ou trans posée et inversée.
Si par exemple Fi = 4000 périodes par seconde F = 9000 périodes par seconde après détection le spectre de la communica tion Q sera Y (4000 - Q) et le spectre de la première communication -Y (5000 -(- P).
Ces communications pourront être sépa rées par des filtres et rendues intelligibles après démodulation par des hétérodynes à 4000 et 5000 périodes par seconde.
De plus, elles seront toutes les deux inin telligibles pour tout observateur ne possédant pas le matériel nécessaire à la reconstitution.
Si au lieu de faire F= 9000 périodes par seconde, on faisait F = 4000 périodes par se conde, la communication Q serait toujours après détection dans le spectre 1 (4000 - Q), donc inintelligible, mais la transmission P serait directement intelligible, car son spectre serait<I>1 [(F- Fi)</I> -f- <I>P] =</I> -Y <I>P.</I>
Si inversement on faisait Fi = 0 et qu'on déséquilibre le modulateur de façon à laisser passer f0, la communication Q serait direc tement intelligible (onde porteuse maintenue) et la communication P serait transposée dans le spectre -Y (F + P). Naturellement les exemples peuvent varier à l'infini et ne sont donnés qu'à titre d'illustration.
Dans le cas où les transpositions à effec tuer ne sont que de quelques milliers de pé riodes, comme il vient d'être dit à propos des exemples de communications multiplex, le schéma de la fig. 6 peut être remplacé par un schéma plus simple (fig. 7).
Soient<I>I, II, III, IV</I> des condensateurs rotatifs variables tels que les capacités puis sent s'écrire C+ c cos<B><I>O) t</I></B> pour I <I>C - c</I> cos W t pour IZ C -[- c sin co <I>t</I> pour<I>III</I> <I>C- c</I> sin c) <I>t</I> pour<I>IV,</I> et soient V des condensateurs égaux et de capacité r importante devant C + c.
Appliquant d'autre part en 2, 2' et 3, 3' de la fig. 7 les spectres fournis par le mon tage suivant les fig. 4 ou 5, représentés par les expressions
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<tb> r On pourra donc effectuer soit les transpo sitions téléphoniques en faisant suivre le montage des fig. 4 ou 5 par exemple du mon tage de la fig. 7, et soit la suppression de l'onde porteuse de haute fréquence et d'une des bandes latérales en appliquant le spectre précédemment obtenu à un nouveau montage conforme aux schémas des fig. 4 ou 5 suivi du montage de 1a, fig. 6.
L'invention est, bien entendu, susceptible de nombreuses variantes de réalisation ou d'application autres que celles données à titre d'exemple non limitatif pour en faciliter la compréhension.