Verfahren und Anordnung zum Betrieb von elastischen Umrichtern. Es sind Umrichter bekannt geworden., die sich auf eine natürliche Kommutierung beschränken. Allen diesen Anordnungen ist die starre oder nur sprunghaft veränderliche Phasenlage der erzeugten Umrichteraus- gangsspannung gemeinsam.
Um einen elasti schen Betrieb verwirklichen zu können, wurde deshalb neben der natürlichen Kom- mutierung auch noch eine zwangsweise Kom- mutierung durch eine besondere zusätzliche Kommutierungseinrichtung =. Kondensator oder Schwingkreis - vorgesehen,
wobei zur besseren Ausnutzung beim Mehrfachumrich- tern eine einzige zusätzliche Kommutierungs- einrichtung mehreren oder auch sämtlichen Teilumrichtern zur Kommutierung diente. Durch die kombinierte natürliche und zwangsweise Kommutierung wird die Gitter steuerungseinrichtung des Umrichters ausser ordentlich kompliziert. Die so erzeugten Umrichterspannungen besitzen angenähert Rechteck- oder Trapezform mit dazwischen liegenden Nullstücken.
Bei allen bisher bekannten Umrichterver- fahren wurde die einseitige Forderung auf gestellt, die sekundäre Verzerrungsleistung so klein wie irgend möglich zu halten und eine möglichst gute Annäherung der erzeug ten Kurvenform an die Sinusform zu er reichen. Keinerlei Rücksicht wurde hierbei auf die Rückwirkung auf das Primärnetz und auf die primäre Verzerrungsleistung genom men.
Nach der Erfindung werden nun sämt liche vorkommenden Kommutierungen - z. B. mittels eines Kondensators oder eines Schwingkreises - als Zwangskommutierun- gen durchgeführt und die Kommutierungs- punkte der einzelnen Entladungsstrecken durch die Schnittpunkte der inversen Span nungshalbwellen der Primärspannung mit der Sekundärspannung bestimmt,
wodurch sich bereits ohne Verwendung von Glättungs- mitteln die primäre oder die sekundäre Ver zerrungsleistung dem optimal erreichbaren Minimum (Scheinlast// 2) nähert. Steuert man gemäss dem angegebenen Verfahren. aus, so wird bei einer geringen Oberwelligkeit der Ausgangsspannung das mehrphasige Primär netz unabhängig von der sekundär geforder ten Blindlast vollkommen symmetrisch be lastet. Gleichzeitig bleibt der Verschiebungs faktor des Primärnetzes wegen der witten symmetrischen Aussteuerung der einzelnen primären Phasenspannungen dauernd gleich eins und ist ebenfalls unabhängig vom sekun dären Leistungsfaktor.
Da alle Kommutie- rungen als Zwangskommutierungen durch geführt werden, wird die durch die zwei ver schiedenen Arten bedingte komplizierte Git tersteuerung vermieden. Die Durchführung des Verfahrens nach der Erfindung, das heisst die Schnittpunktsbildung der inversen Primärspannung mit der Sekundärspannung erfolgt mittels Hilfsentladungsstrecken, die in mehreren Stufen zur Steuerung der Gitter der Hauptentladungsstrecken angeordnet sind.
An Hand der nachfolgenden Beispiele soll das Wesen der Erfindung näher erläutert werden. Abb. 1 zeigt die Prinzipschaltung eines Mehrfachumrichters, der das Dreh stromnetz 1 mit dem Einphasennetz 2 ver bindet. Die Entladungsstrecken 3<B>...</B> 11 sind in beiden Richtungen stromdurchlässig, und können durch eine Steuerung beliebiger Art (Gittersteuerung, Schaltwalzen usw.) ein- und ausgeschaltet werden; vermag die Steue rung die Entladung nicht zu löschen, so ist eine zusätzliche Kommutierungseinrichtung vorgesehen.
Die drei Teilumrichter <I>A, B</I> und C bilden die drei Teilspannungen, die in den hintereinandergeschalteten Wicklungen der Transformatoren 12, 13 und 14 die Ein phasenspannung erzeugen. Die Teilumrichter bestehen aus den beiden Entladungsstrecken 3 bezw, 6, 9 und 5 bezw. 8, 11, sowie den Nullpunktsentladungsstrecken 4, 7, 10 und den zugehörigen Einphasentransformatoren 12, 13 und 14. Die Schaltzeiten der Ent ladungsstrecken 3<B>...</B> 11 gehen aus Abb. 2 hervor.
Die stark ausgezogene Kurve 15 stellt die vom ersten Teilumrichter im Trans formator 12 erzeugte Spannung dar. Die durch das Brennen der Entladungsstrecken 3 bezw. 5 erzeugten Spannungsstücke sind schraffiert und entsprechend mit 3 bezw. 5 bezeichnet.
Entladungsstrecke 3 brennt so mit von t2 ... t2, Entladungsstrecke 5 von t" <I>. . .</I> t°. In den Zwischenzeiten (t#a <B>...</B> t3 usw.) brennt die Nullpunktsentladungs- strecke 4. Entsprechend sind die Spannungs kurven in den Transformatoren 13 und 14 aufgebaut, die in Abb. 2 mit 16 und 17 bezeichnet sind.
Die Brenndauer der Ent ladungsstrecke 3 (t1... t2) wird durch die Schnittpunkte der Dreieckspannung 18 mit der stark ausgezogenen Zackenkurfe 19 be stimmt. Die Dreieekspannung 18 hat die Nulldurchgänge und die Maxima an der selben Stelle wie die gewünschte Sinusspan- nung, die vom Umrichter angenähert erzeugt werden soll. Die Kurve 19 ist zur Span nung U" sozusagen in Gegenphase, und zwecks vereinfachter Darstellung ist auch hier die Sinusspannung in eine Dreieckkurve verwandelt worden.
Die Brenndauer für die Entladungsstrecke 5 ergibt sich aus den Schnittpunkten der Kurve 18 mit den dünn gezeichneten Kurvenstücken 20. Diese sind ebenfalls in Gegenphase zu U5; analog er geben sich auch die Brennzeiten für die übrigen Entladungsstrecken. Kurve 21 stellt die resultierende Umrichterspannung dar, das heisst die Summe der Teilspannungen 15, 16 und 17. Die Spannungskurve 21 schliesst sich der gewünschten Sinuskurve schon sehr eng an. Die niedrigste Harmonische hat die Fre quenz 6f,-7f, und besitzt nur eine Ampli tude von ungefähr 7 % der Grundwelle.
Aus den Kurven der Abb. 2 geht hervor, da.ss der Zündeinsatz der Entladungsstrecken immer vor dem Maximalwert der primären Phasenspannung erfolgt. Ist der Augen blickswert der sekundären Sollspannung klein, so wird die Brenndauer der der pri mären Phasenspannung zugeordneten Ent ladungsstrecke auch nur kurz sein. Die Frei gabe der Entladungsstrecke erfolgt dann nur kurz vor dem Spannungsmaximum und ihre Brenndauer ist dann auch kurz nach dem Spannungsmaximum beendet. Bei der Um formung von höherer Frequenz in eine nie drigere wird jede primäre Halbwelle nur ein- mal an das Sekundärnetz geschaltet.
Nur in dem Fall, dass der Nulldurchgang der sekun dären Sollspannung mit dem Maximum der betreffenden primären Spannungshalbwelle zusammenfällt, wird die Brenndauer der die ser Phase zugeordneten Entladungsstrecke Null, das heisst die betreffende Spannungs- halbwelle wird übergangen. Durch die wit tensymmetrische Aussteuerung der einzelnen primären Phasenspannungen bleibt der Ver schiebungsfaktor des Primärnetzes dauernd gleich eins.
In Abb. 3 sind die Kurven 18, 19 und 20 nochmals aufgetragen, und zwar ist dies mal Kurve 18 - die sekundäre Sollspan nung - als reine Sinuslinie dargestellt. Man bekommt dieselben in Abb. 2 erhaltenen Schnittpunkte der Sollspannung 18 mit den Spannungen 19 und 20 bei einer rein sinus- förmigen Sollspannung 18 dann, wenn auch die Spannungen 19 und 20, die die Frequenz des Primärnetzes aufweisen, wie das in Abb. 3 angegeben ist, Sinusform besitzen.
Hierbei ist Kurve 19 stark, Kurve 20 schwach ausgezogen. Die durch Abb. 2 bezw. Abb. 3 angegebene theoretische. Lage der Schnittpunkte der Kurve 18 mit den Kurven 1.9 und 20 kann auch etwas verschoben wer den, ohne dass sich an der erzeugten Span nungskurve viel ändert. Es kann züm Bei spiel auch, wenn eine Erzeugung einer nicht- sinusförmigen Kurve erwünscht ist, eine Dreieckskurve, so wie in Abb. 2, erhalten werden.
Insbesondere kann sich die Ampli tude der Kurven 18 in Abb. 2 bezw. 3 ver ringern, wodurch sich - zufolge der Ver lagerung der Schnittpunkte - auch der Effektivwert der vom Umrichter erzeugten Spannung verkleinert, das heisst es ist eine Regelung der Spannungsgrösse möglich. Die selbe Wirkung kann durch Vergrösserung der Amplitude der Kurven 18 und 19 in Abb. 2 bezw. Abb. 3 erhalten werden.
Die resultierende Spannung 21 (Abb. 2) -wird aus drei Teilspannungen gebildet; die Spannungssummation erfolgt in den Trans formatoren 12, 13 und 14. Zur Erzeugung der aus der Kurve 21 ersichtlichen Nullstücke dienen die Nullpunktsentladungsstrecken. An Stelle dieser drei Teilumrichter kann man auch einen einzigen Umrichter mit einem mehrphasigen, sekundären Drehstrom transformator anordnen, der die in Abb. 4 gezeichneten, abgestuften Phasenwicklungen erhalten muss.
Der Drehstromtransformator 22 besitzt sechs Wicklungen mit Mittelanzapfung und sechs weitere Wicklungen ohne Anzapfung, die jeweils um<B>30'</B> phasenverschoben sind. An alle diese Anzapfungen bezw. Enden der Wicklungen, sowie an den gemeinsamen Nullpunkt sind Entladungsstrecken ange schlossen, die in einem gemeinsamen Gefäss 23 angeordnet sind.
Die resultierende Spannung 21 (Abb. 2) kann man ohne weiteres auch mittels zweier Teilumrichter erhalten, deren Schaltung in Abb. 5 dargestellt ist. Die in Sternform ge schalteten Transformatorwicklungen <I>a</I><B>...</B><I>f</I> und a'...<I>f'</I> stimmen mit den entsprechend bezeichneten Wicklungen der Abb. 4 über ein.
Man erkennt, dass durch Addition der beiden Teilspannungen alle in Abb. 4 an gegebenen Spannungen gebildet werden kön= nen. Um die halbe Summenspannung dieser beiden Teilumrichter im Einphasennetz 2 zu erhalten, sind diese Teilumrichter über den Saugtransformator 24 an das Einphasennetz angeschlossen.
Zapft man den Saugtransfor mator nicht genau in der Mitte an, so muss man, um dieselbe Einphasenspannung zu er halten, die Spannungen des rechten bezw. des linken Transformatorsternes abändern. Insbesondere kann man ees durch geeignete Wahl der Anzapfung erreichen, dass die bei den Sterne a <B>...</B><I>f</I> und a'. . . f' gleich grosse Phasenspannungen haben.
Abb. 6 zeigt die Schaltung eines drei- phasigen Teilumrichters mit Nullpunktsent- ladungsstrecke. Das Drehstromnetz 1 ist über den Drehstromtransformator 22, die drei Ent ladungsstrecken 26, 27 und 28 und die Null punktsentladungsstrecke 29 mit dem Ein phasennetz 2 verbunden. Die Entladungs strecken 26, 27, 28 und 29 sollen in beiden Richtungen durchlässig sein und durch die Steuerung gezündet und gelöscht werden können.
In Abb. 7 sind die sinusförmigen Anoden spannungen von 26, 27 und 28 ebenfalls mit 26, 27 und 28 bezeichnet. Der Zünd- und Löschzeitpunkt der einzelnen Entladungs strecken ist durch die Schnittpunkte der Steuerspannung 18 mit den Dreieckspan nungen 26', 27' und 28' gegeben. Die Ein phasenspannung setzt sich aus diesen Kur venstücken, in Verbindung mit den von den Nullpunktsentladungsstrecken erzeugten Null stücken zusammen. Davon ist die Dreieck spannung 26', die zum Gefäss 26 gehört, stark herausgezeichnet. In ähnlicher Weise kann man die Aussteuerung von n-phasigen Stromrichtern durchführen.
In Abb. 8 ist noch ein Beispiel an gegeben, wie man einen einphasigen Teil umrichter mit Nullpunktentladungsstrecke und abgestuften Phasenspannungen aus steuert. Abb. 8 zeigt die Schaltung sowie die Einphasenspannungskurve. Die zu den Entladungsstrecken 31 bis 34 gehörenden Anodenspannungen sind ebenfalls mit 31 bis 34 bezeichnet.
Die Einphasenspannung 36 entsteht gemäss den Schnittpunkten der drei eckigen Einphasenspannung 18 mit den ent sprechenden Steuerkurven 31' bis 34'. Abb. 9 zeigt die Kurven für den Fall, da,ss die vom Umrichter erzeugte Spannung höhere Fre quenz besitzt als die primäre Spannung. Die Bezeichnungen sind dieselben wie in Abb. B.
Handelt es sich um mehrphasige Um richter, so muss die Sollspannungskurve 18 in den Abb. 2 bis 9, entsprechend den Phasen -in-mal entsprechend pha senverschoben aufgezeichnet werden. Mit den neuen Schnittpunkten erhält man entspre chend die verschiedenen sekundären Phasen. Dabei kann es vorkommen, dass verschiedene Schnittpunkte zeitlich zusammenfallen. Dies bedeutet, dass in zwei sekundären Phasen gleichzeitig kommutiert werden muss.
Man kann daher bei Vorhandensein einer Kommu- tierungseinrichtung beide Kommutierungen auf einmal mit einer einzigen Kommutie- rungseinrichtung durchführen, wie weiter unten beschrieben ist.
In den weiteren Beispielen soll nun ge zeigt werden, wie der Erfindungsgedanke mit den heute üblichen Schaltmitteln verwirk licht werden kann. Abb. 10 zeigt die voll ständige Schaltung und Steuerung eines Teil umrichters gemäss Abb. 1. Die Entladungs strecken 3, 4 und 5 entsprechen denen der Abb. 1. In bekannter Weise sind die Ent ladungsstrecken 3' bis 5' gegensinnig parallel zu den Entladungsstrecken 3 bis 5 ge schaltet. Diese Entladungsstrecken 3' bis 5' werden zugleich mit den Entladungsstrecken 3 bis 5 gesteuert, so dass die entsprechenden Gitter miteinander verbunden werden kön nen. Die Steuerung der Entladungsstrecken kann nur die Zündung bewirken, nicht aber löschen.
Um die gommutierung trotzdem in jedem Augenblick durchführen zu können, sind bekannte Mittel zur Zwangskommutie- rung vorgesehen, beispielsweise ein Konden sator 38 und eine Drossel 39. Vom Ein phasentransformator 12 (Abb. 1) ist in Abb. 10 nur die Primärwicklung 12 gezeich net. Der Aufbau der Gittersteuerung erfolgt in bekannter Weise. Bei allen Umrichter steuerungen erweist es sich als zweckmässig, die Steuerung in drei Stufen aufzubauen, die in Abb. 10 mit 40, 41. und 42 bezeichnet sind.
Die erste Stufe 40 enthält Dampfent- ladungsstrecken, die nach Art der Wechsel richter arbeiten. Die zweite Stufe 41 ent hält Entladungsstrecken mit im wesentlichen reiner Elektronenentladung, die diese vor genannten Entladungsstrecken aussteuern. Es hat sich als zweckmässig herausgestellt, die beiden obern Stufen 40 und 41 mit den Gittern der Hauptentladungsstrecken gal vanisch zu verbinden, da dadurch am besten erreicht werden kann, dass rechteckige Gitter steuerungsimpulse beliebiger Breite und Rei henfolge aufeinanderfolgen.
Die dritte Stufe 42 enthält die Vorsteuerung mittels Ent ladungsstrecken mit reiner Elektronenent ladung, die im wesentlichen von der Ein phasenspannung beeinflusst wird. Diese dritte Stufe ist an die zweite ebenfalls galvanisch angeschlossen. Hier ist jedoch die galvanische Kopplung im allgemeinen nicht so wesentlich, wie zwischen den übrigen Stufen. Für die Vorsteuerung ist es manchmal zweckmässig, an Stelle von Elektronenentladungsstrecken Dampfentladungsstrecken zu verwenden.
Dieser bekannte Aufbau der Steuerung erhält für die Umrichter gemäss der Erfin dung folgende Einzelheiten: Da der Um richter ausschliesslich mit Zwangskommu- tierung arbeitet, fallen die unterschiedlichen Gleich- und Wechselrichterimpulse zu den gegensinnig parallel geschalteten Entladungs strecken fort, das heisst jeweils zwei Ent ladungsstrecken werden gleichzeitig ge steuert.
Das bedeutet eine Halbierung der erforderlichen Entladungsstrecken in den Stufen 40 und 41 gegenüber der Anordnung mit natürlicher Kommutierung. Die für die Steuerung erforderlichen Wechselspannungen werden dem primären Drehstromnetz 1 und dem sekundären Einphasennetz 2 entnommen. Das Sekundärnetz ist entweder mit dem Se kundärnetz 2 des Umrichters (vergl. Abb.1) identisch oder ein getrenntes Netz, das zum Beispiel von Hilfsmaschinen gespeist wird.
Den Doppelgitterröhren 43 bis 46 der Vor steuerung wird über die Transformatoren 47 und 48 die Einphasenspannung 2, sowie die Drehstromspannung 1 zugeführt. Die Span nung des Transformators 48 ist in Phase mit der Spannung des Haupttransformators 49. Die Doppelgitterröhren 43 bis 46; sowie 50 bis 52 sollen so wirken, dass sie nur dann stromdurchlässig sind, wenn beide Gitter gleichzeitig positiv sind.
Dann ergeben die Steuerröhren 43 bis 46 die in Abb. 11 mit den gleichen Ziffern bezeichneten Anoden ströme bezw. Anodenspannungen. Ferner sind in Abb. 11 die Primärspannungen der Transformatoren 47 und 48 ebenfalls mit 47 und 48 bezeichnet. Die Summenspannungen 43 -I- 44 und 45 + 46 bilden die Gitter spannungen für die Entladungsstrecken 50 und 52. Diese Gitterspannung ist nur dann positiv, wenn die beiden Entladungsstrecken 43 und 44 bezw. 45 und 46 zugleich gesperrt sind.
Beispielsweise ist das Gitter der Ent- ladungsstrecke 50 positiv in den Zeiten t, bis t2, t3 bis t4, t, bis t" usw. Die zwei Gitter der Entladungsstrecken 50 und 52 werden ge meinsam von der Summe 56 der beiden Zu satzspannungen 53- und 54 gesteuert. Diese Zusatzspannungen werden aus der gleich gerichteten Primärspannung 54 und aus der gleichgerichteten Sekundärspannung 53 ge bildet.
Die Primärspannung 54 ist gegen über der Primärspannung 48 des Transfor mators 48 um 90 phasenverschoben. Diese Phasenverschiebung kannbeispielsweise durch den Drehregler 55 erfolgen. Die Entladungs strecken 50 und 52 werden leitend, wenn beide Gitter gleichzeitig positiv sind.
Gemäss Abb. 11 brennt somit die Entladungsstrecke 50 in den Zeiten t,' bis t2 und t,' bis t,', die Entladungsstrecke 52 in den Zeiten t7 bis t8 und t9 bis t,a'. Die Steuerung der Ent ladungsstrecke 51, die die Nullpunktsent- ladungsstrecken 4 und 4' steuert, wird nicht der Steuerstufe 42 entnommen, sondern von den Entladungsstrecken 50 und 52 über Kon densatoren 57 und 58 abgeleitet.
Die Konden satoren 57 und 58 sind im Verhältnis zu den Widerständen 59 und 60 so gross, dass die Gitterspannungen der Entladungsstrecke 51 ein Abbild der Anodenspannungen von 50 und 52 werden. Dadurch wird erreicht, dass die Entladungsstrecke 51 nur brennt, wenn die beiden Entladungsstrecken 50 und 52 nicht brennen.
Diese gegenseitige "Verblok- kung" der Entladungsstrecken 50 bis 52 wird man zweckmässig so wählen, -dass beim Zün den der nachfolgenden Dampfentladungs- strecken zwangsmässig die Gitterspannung der zu löschenden Entladungsstrecken nega tiv wird.
Durch eine derartige Querver- blockung in der Stufe 41 wird man unab hängig von gewissen Ungenauigkeiten (Span nungsschwankungen usw.) der Vorsteuerung.
Mit Hilfe der in Abb. 10 beschriebenen Schaltung können im Transformator 12 die Spannungskurven 15, 16 oder 17 gemäss Abb. 2 erzeugt werden. Die erzeugten Span nungen weichen nur insofern von der theo retischen Kurve ab, als durch den Einfluss der Umladungen des Kommutierungskonden- sators 38 die Flanken der Sinusstücke 3, 5 usw. (Abb. 2) nicht vollkommen senkrecht verlaufen, sondern abgeschrägt sind.
Der ]Kondensator 38, sowie die Drossel 39 be wirken ausser der Zwangskommutierung auch noch eine gewisse Glättung der Umrichter spannung. Soll ein vollständiger Umrichter nach Abb. 2 aufgebaut werden, so muss prin zipiell die Schaltung der Abb. 10 verdrei facht werden. Man kann dabei verschiedene Teile der Steuerung gemeinsam machen; allerdings bezieht sich dies weniger auf die Entladungsstrecken der Stufen 40 und 41, als auf die Vorsteuerüng in der Stufe 42.
In dieser Stufe wird man eine gewisse Abhän gigkeit der verschiedenen Teilumriehter von einander durchführen, besonders um die Re gelung des Gesamtumrichters besser durch führen zu können. Arbeiten mehrere Teil- umriehter zusammen, so kann man diesen verschiedenen Teilumrichtern eine gemein same Kommutierungseinriehtung zuordnen, die der Reihe nach die Zwangskommutierung der einzelnen Teile durchführt (vergleiche Schweizer Patent, Nr. 1.99295).
Als Beispiel möge die Kommutierung eines zweiphasigen Umrichters beschrieben werden, wobei je zwei Teilumrichter der bei den Phasen durch eine ,gemeinsame Kommutierungseinrichtung (ver gleiche Schweizer Patent Nr. 199295) bedient werden. Abb. 12 zeigt die von zwei zu gehörigen Teilumrichtern erzeugten Phasen spannungen 15a und 15b. Die Teilspannung 1.5a des Umrichters a stimmt mit Kurve 15 der Abb. \? überein. Die Teilspannung 15b des Umrichters b eilt der Spannung 15a um <B>90'</B> nach.
Aus Abb. 12 entnimmt man, dass die Kommutierungszeiten von 15a und 15b genau miteinander übereinstimmen. Es ist naheliegend, die Steuerung, die zu diesen bei den Teilumrichtern gehört, vollkommen zu sammenzulegen, derart, dass die Entladungs strecken 50 und 52 (Abb. 10) zusammen auch die Nullpunktsentladungsstrecke des zweiten Teilumrichters steuern.
Darüber hinaus ergibt sich für die gemeinsame Kom- mutierungseinrichtung der Vorteil, dass die Kathodendrossel (39 in Abb. 10) für beide Teilumrichter gemeinsam sein kann. Abb. 13 zeigt die Schaltung, die sich hierbei ergibt.
Am Kondensator herrscht die Summenspan nung U1 -i- U2. Diese Summenspannung er gibt sich auch dann, wenn man Konden satoren zwischen die Punkte P1 und P, bezw. P, und P" anschliesst, wie in Abb. 13 unten angedeutet. Die Sekundärwicklungen 15a und 15b können in beliebiger Weise entweder verschiedenen Phasen angehören., oder hinter einander geschaltet die resultierende Ein phasenspannung ergeben.
Method and arrangement for the operation of elastic converters. Converters have become known that are limited to natural commutation. All these arrangements have in common the rigid or only abruptly variable phase position of the generated converter output voltage.
In order to be able to realize elastic operation, in addition to natural commutation, compulsory commutation by means of a special additional commutation device =. Capacitor or resonant circuit - provided,
whereby, for better utilization in the case of multiple converters, a single additional commutation device was used for commutation of several or all of the partial converters. Due to the combined natural and forced commutation, the grid control device of the converter is extremely complicated. The converter voltages generated in this way are approximately rectangular or trapezoidal with zero pieces in between.
In all previously known converter methods, the one-sided requirement was made to keep the secondary distortion power as small as possible and to achieve the best possible approximation of the generated curve shape to the sinusoidal shape. No consideration whatsoever was given to the effect on the primary network and the primary distortion power.
According to the invention, all commutations are now Liche - z. B. by means of a capacitor or an oscillating circuit - carried out as forced commutation and the commutation points of the individual discharge paths determined by the intersection of the inverse voltage half-waves of the primary voltage with the secondary voltage,
whereby the primary or secondary distortion power approaches the optimally achievable minimum (apparent load // 2) even without the use of smoothing agents. One steers according to the specified procedure. off, the polyphase primary network is loaded completely symmetrically regardless of the secondary required reactive load with a low ripple of the output voltage. At the same time, the shift factor of the primary network remains permanently equal to one due to the symmetrical modulation of the individual primary phase voltages and is also independent of the secondary power factor.
Since all commutations are performed as forced commutations, the complicated grid control caused by the two different types is avoided. The implementation of the method according to the invention, that is, the formation of the intersection of the inverse primary voltage with the secondary voltage, takes place by means of auxiliary discharge paths which are arranged in several stages to control the grid of the main discharge paths.
The essence of the invention is to be explained in more detail using the following examples. Fig. 1 shows the basic circuit of a multiple converter that connects the three-phase network 1 with the single-phase network 2 ver. The discharge paths 3 <B> ... </B> 11 are current-permeable in both directions, and can be switched on and off by a control of any type (grid control, switching drums, etc.); If the control cannot delete the discharge, an additional commutation device is provided.
The three partial converters <I> A, B </I> and C form the three partial voltages that generate the phase voltage in the cascaded windings of the transformers 12, 13 and 14. The partial converters consist of the two discharge paths 3 respectively 6, 9 and 5 respectively. 8, 11, as well as the zero point discharge paths 4, 7, 10 and the associated single-phase transformers 12, 13 and 14. The switching times of the discharge paths 3 <B> ... </B> 11 are shown in Fig. 2.
The solid curve 15 represents the voltage generated by the first converter converter in the transformer 12. The respectively by the burning of the discharge paths 3. 5 generated tension pieces are hatched and corresponding with 3 respectively. 5 designated.
Discharge path 3 burns with t2 ... t2, discharge path 5 burns from t "<I>... </I> t °. In the meantime (t # a <B> ... </B> t3 etc. ) The zero point discharge path is burning. The voltage curves in the transformers 13 and 14, which are labeled 16 and 17 in Fig. 2, are built up accordingly.
The burning time of the discharge path 3 (t1 ... t2) is determined by the intersection of the triangular voltage 18 with the strongly extended serrated curve 19 be. The triangular voltage 18 has the zero crossings and the maxima at the same point as the desired sinusoidal voltage that is to be approximately generated by the converter. The curve 19 is, so to speak, in phase opposition to the voltage U ″, and here too the sinusoidal voltage has been converted into a triangular curve for the purpose of simplifying the illustration.
The burning time for the discharge path 5 results from the intersections of the curve 18 with the thinly drawn curve pieces 20. These are also in phase opposition to U5; the burning times for the remaining discharge paths are analogous. Curve 21 represents the resulting converter voltage, that is to say the sum of the partial voltages 15, 16 and 17. The voltage curve 21 follows the desired sine curve very closely. The lowest harmonic has the frequency 6f, -7f, and only has an amplitude of about 7% of the fundamental wave.
The curves in Fig. 2 show that the start of the discharge gap always occurs before the maximum value of the primary phase voltage. If the instantaneous value of the secondary nominal voltage is small, then the burning time of the discharge path assigned to the primary phase voltage will also only be short. The discharge path is then released only shortly before the voltage maximum and its burning time also ends shortly after the voltage maximum. When converting from a higher frequency to a lower one, each primary half-wave is only switched to the secondary network once.
Only in the event that the zero crossing of the secondary nominal voltage coincides with the maximum of the relevant primary voltage half-wave does the burning time of the discharge path associated with this phase become zero, that is, the relevant voltage half-wave is ignored. Due to the weather-symmetrical control of the individual primary phase voltages, the shift factor of the primary network remains permanently equal to one.
In Fig. 3, the curves 18, 19 and 20 are plotted again, namely this time curve 18 - the secondary target voltage - shown as a pure sine curve. The same intersection points of nominal voltage 18 with voltages 19 and 20 obtained in Fig. 2 with a purely sinusoidal nominal voltage 18 are obtained, even if voltages 19 and 20, which have the frequency of the primary network, as indicated in Fig is sinusoidal.
Curve 19 is strong, curve 20 is weak. The through Fig. 2 respectively. Theoretical given in Fig. 3. The position of the intersection of the curve 18 with the curves 1.9 and 20 can also be shifted somewhat without the voltage curve generated changing much. For example, if it is desired to generate a non-sinusoidal curve, a triangular curve, as in Fig. 2, can be obtained.
In particular, the amplitude of the curves 18 in Fig. 2 respectively. 3, which - due to the shifting of the intersection points - also reduces the rms value of the voltage generated by the converter, i.e. it is possible to regulate the voltage level. The same effect can be achieved by increasing the amplitude of curves 18 and 19 in FIG. Fig. 3 can be obtained.
The resulting stress 21 (Fig. 2) is formed from three partial stresses; the voltage summation takes place in the transformers 12, 13 and 14. The zero point discharge paths are used to generate the zero pieces shown in curve 21. Instead of these three partial converters, you can also arrange a single converter with a multi-phase, secondary three-phase current transformer, which must have the stepped phase windings shown in Fig. 4.
The three-phase transformer 22 has six windings with a center tap and six further windings without a tap, each of which is phase-shifted by <B> 30 '</B>. To all these taps respectively. Ends of the windings, as well as at the common zero point, discharge paths are connected, which are arranged in a common vessel 23.
The resulting voltage 21 (Fig. 2) can easily be obtained by means of two partial converters, the circuit of which is shown in Fig. 5. The transformer windings <I>a</I><B>...</B> <I> f </I> and a '... <I> f' </I>, which are connected in star form, match the correspondingly designated windings of Fig. 4 over a.
It can be seen that all the voltages given in Fig. 4 can be formed by adding the two partial voltages. In order to obtain half the total voltage of these two partial converters in the single-phase network 2, these partial converters are connected to the single-phase network via the suction transformer 24.
If you do not tap the suction transformer exactly in the middle, you have to keep the voltages of the right one in order to maintain the same single-phase voltage. of the left transformer star. In particular, through a suitable selection of the tap, one can achieve that the at the stars a <B>...</B> <I> f </I> and a '. . . f 'have the same phase voltages.
Fig. 6 shows the circuit of a three-phase converter with a zero point discharge path. The three-phase network 1 is connected to the A phase network 2 via the three-phase transformer 22, the three Ent charge paths 26, 27 and 28 and the zero point discharge path 29. The discharge stretches 26, 27, 28 and 29 should be permeable in both directions and can be ignited and extinguished by the control.
In Fig. 7, the sinusoidal anode voltages of 26, 27 and 28 are also labeled 26, 27 and 28. The ignition and extinction times of the individual discharge stretches is given by the intersection of the control voltage 18 with the triangular voltages 26 ', 27' and 28 '. The one phase voltage is made up of these curve pieces, in conjunction with the zero pieces generated by the zero point discharge paths. Of these, the triangular voltage 26 ', which belongs to the vessel 26, is clearly shown. N-phase converters can be controlled in a similar way.
Fig. 8 shows an example of how to control a single-phase converter with a zero point discharge path and stepped phase voltages. Fig. 8 shows the circuit and the single-phase voltage curve. The anode voltages belonging to the discharge paths 31 to 34 are also labeled 31 to 34.
The single-phase voltage 36 arises according to the intersections of the triangular single-phase voltage 18 with the corresponding control cams 31 'to 34'. Fig. 9 shows the curves for the case that the voltage generated by the converter has a higher frequency than the primary voltage. The names are the same as in Fig.B.
In the case of multi-phase converters, the setpoint voltage curve 18 in Figs. 2 to 9 must be recorded with a corresponding phase shift in accordance with the phases -in-times. With the new intersections, you get the various secondary phases accordingly. It can happen that different intersections coincide in time. This means that two secondary phases must be commutated at the same time.
If a commutation device is present, both commutations can therefore be carried out at once with a single commutation device, as will be described below.
In the other examples, it will now be shown how the inventive concept can be realized with today's switching means. Fig. 10 shows the complete circuit and control of a partial converter according to Fig. 1. The discharge paths 3, 4 and 5 correspond to those in Fig. 1. In a known manner, the discharge paths 3 'to 5' are parallel to the discharge paths in opposite directions 3 to 5 switched. These discharge paths 3 'to 5' are controlled at the same time as the discharge paths 3 to 5, so that the corresponding grids can be connected to one another. The control of the discharge paths can only cause the ignition, but not extinguish it.
In order to still be able to carry out the gommutation at any moment, known means for forced commutation are provided, for example a capacitor 38 and a choke 39. Only the primary winding 12 of the single-phase transformer 12 (Fig. 1) is shown in Fig. 10 . The grid control is set up in a known manner. With all converter controls, it has proven to be useful to set up the control in three stages, which are labeled 40, 41 and 42 in Fig. 10.
The first stage 40 contains vapor discharge paths that work on the type of inverter. The second stage 41 ent holds discharge paths with essentially pure electron discharge, which control these before mentioned discharge paths. It has been found to be useful to connect the two upper stages 40 and 41 with the grids of the main discharge paths gal vanically, since this can best be achieved that rectangular grid control pulses of any width and sequence follow one another.
The third stage 42 contains the precontrol by means of discharge paths with pure electron discharge, which is essentially influenced by the one-phase voltage. This third stage is also galvanically connected to the second. Here, however, the galvanic coupling is generally not as important as between the other stages. For the pre-control it is sometimes advisable to use vapor discharge paths instead of electron discharge paths.
This known structure of the control contains the following details for the converter according to the invention: Since the converter works exclusively with forced commutation, the different rectifier and inverter pulses to the oppositely connected parallel discharge paths are eliminated, i.e. there are two discharge paths each controlled simultaneously.
This means that the required discharge paths in stages 40 and 41 are halved compared with the arrangement with natural commutation. The alternating voltages required for the control are taken from the primary three-phase network 1 and the secondary single-phase network 2. The secondary network is either identical to the secondary network 2 of the converter (see Fig. 1) or a separate network that is fed, for example, by auxiliary machines.
The single-phase voltage 2 and the three-phase voltage 1 are fed to the double grid tubes 43 to 46 of the pre-control via the transformers 47 and 48. The voltage of the transformer 48 is in phase with the voltage of the main transformer 49. The double grid tubes 43 to 46; as well as 50 to 52 are supposed to act in such a way that they are only conductive when both grids are positive at the same time.
Then the control tubes 43 to 46 result in the anode currents denoted by the same numbers in Fig. 11 respectively. Anode voltages. Furthermore, the primary voltages of the transformers 47 and 48 are also designated by 47 and 48 in FIG. The sum voltages 43 -I- 44 and 45 + 46 form the grid voltages for the discharge paths 50 and 52. This grid voltage is only positive if the two discharge paths 43 and 44 respectively. 45 and 46 are blocked at the same time.
For example, the grid of the discharge path 50 is positive in the times t 1 to t2, t3 to t4, t to t ", etc. The two grids of the discharge paths 50 and 52 are jointly derived from the sum 56 of the two additional voltages 53- and 54. These additional voltages are formed from the rectified primary voltage 54 and from the rectified secondary voltage 53.
The primary voltage 54 is phase shifted by 90 relative to the primary voltage 48 of the transformer 48. This phase shift can take place by means of the rotary control 55, for example. The discharge lines 50 and 52 are conductive when both grids are positive at the same time.
According to FIG. 11, the discharge path 50 burns in the times t 1 to t 2 and t 1 to t 1, and the discharge path 52 burns in the times t 7 to t 8 and t 9 to t a '. The control of the discharge path 51, which controls the zero point discharge paths 4 and 4 ', is not taken from the control stage 42, but is derived from the discharge paths 50 and 52 via capacitors 57 and 58.
The capacitors 57 and 58 are so large in relation to the resistors 59 and 60 that the grid voltages of the discharge path 51 are an image of the anode voltages of 50 and 52. This ensures that the discharge path 51 only burns when the two discharge paths 50 and 52 are not burning.
This mutual "blocking" of the discharge paths 50 to 52 will expediently be chosen so that when the subsequent vapor discharge paths are ignited, the grid voltage of the discharge paths to be extinguished necessarily becomes negative.
Such a cross-blocking in stage 41 makes the pilot control independent of certain inaccuracies (voltage fluctuations, etc.).
With the help of the circuit described in Fig. 10, the voltage curves 15, 16 or 17 according to Fig. 2 can be generated in the transformer 12. The voltages generated deviate from the theoretical curve only insofar as the flanks of the sinusoidal pieces 3, 5, etc. (Fig. 2) are not completely perpendicular, but rather beveled, due to the influence of the charge reversals of the commutation capacitor 38.
The] capacitor 38, as well as the choke 39 be, besides the forced commutation, also have a certain smoothing effect on the converter voltage. If a complete converter is to be set up as shown in Fig. 2, the circuit in Fig. 10 must be tripled. You can do different parts of the control together; however, this relates less to the discharge paths of stages 40 and 41 than to the precontrol in stage 42.
At this stage, the various partial belts will be dependent on one another to a certain extent, especially in order to be able to better control the overall converter. If several partially wrapped members work together, these various partial converters can be assigned a common commutation unit that carries out the forced commutation of the individual parts one after the other (see Swiss patent no. 1.99295).
The commutation of a two-phase converter may be described as an example, with two partial converters in each phase being operated by a common commutation device (similar Swiss Patent No. 199295). Fig. 12 shows the phase voltages 15a and 15b generated by two associated partial converters. The partial voltage 1.5a of the converter a agrees with curve 15 in Fig. \? match. The partial voltage 15b of the converter lags the voltage 15a by <B> 90 '</B>.
From Fig. 12 it can be seen that the commutation times of 15a and 15b exactly match one another. It makes sense to completely combine the control that belongs to these with the partial converters in such a way that the discharge paths 50 and 52 (Fig. 10) together also control the zero point discharge path of the second partial converter.
In addition, the common commutation device has the advantage that the cathode choke (39 in Fig. 10) can be common to both partial converters. Fig. 13 shows the circuit that results from this.
The total voltage U1 -i- U2 prevails at the capacitor. This sum voltage he is also when you capacitors between the points P1 and P, respectively. P, and P "are connected, as indicated in Fig. 13 below. The secondary windings 15a and 15b can either belong to different phases in any way. Or, connected in series, produce the resulting single-phase voltage.