Empfangsanordnung für trägerfrequente Anlagen. Die in der Trägerfrequenztechnik üb lichen Empfangsapparaturen, welche für den Empfang von mehreren Kanälen eingerichtet sind, scheidet man allgemein in zwe Grup pen, wobei es gleichgültig ist, ob die zu emp fangenden einzelnen Kanäle drahtgehunden oder drahtlos übertragen werden. Es sind dies: 1. Empfangssysteme, bei denen es erfor derlich ist, von den einfallenden Kanälen wahlweise die Nachricht eines bestimmten Kanals zu empfangen, wie z.
B. hochfrequen- ter Drahtfunk (drahtgebunden), Rundfunk empfang (drahtlos).
2. Empfangssysteme, welche die Nach richten aller übertragenen Kanäle gleich zeitig empfangen, z. B. Endapparaturen von Mehrfach-Trägerfrequenzverbindungen (drahtgebunden oder drahtlos).
Bei den Empfangssystemen der Gruppe 1 sind von besonderer Bedeutung: a) die Trennschärfe, d. h. die Über sprechdämpfung von vorhandenen Kanälen auf den Empfangskanal, b) die Bandbreite der Kanäle.
Die in dieser Technik bekannten Emp- fangseinrichtungen erfordern in elektrischer und mechanischer Hinsicht einen erheblichen Aufwand, wenn eine hochwertige Empfangs güte des einzelnen Kanals sichergestellt werden soll. Empfänger dieser Art haben in der Regel eine oder mehrere Röhrenstufen, zwischen denen als Kopplungselemente ent weder auf die Empfangsfrequenz abge stimmte Resonanzkreise oder Bandfilter ver wendet werden.
Dabei hat sich ergeben, dass die mit einem Resonanzkreis erzielbare Selek tivität oder Übersprechdämpfung zwischen der Empfangsfrequenz und den übrigen auf das Empfangssystem gelangenden Frequen zen nicht voll ausgenutzt werden kann, weil der Resonanzwiderstand -des greises mit Rücksicht auf das zu übertragende Band des Empfangskanals nicht beliebig gross gemacht werden darf. Um trotzdem eine ausreichende Übersprechdämpfung zu erreichen, ist man dazu übergegangen, mehrere auf die Emp fangsfrequenz abgestimmte Resonanzkreise zu verwenden.
Diese Resonanzkreise müssen - da die Empfangsfrequenzen verschieden sind - in der Abstimmung veränderlich sein, was beispielsweise durch Einzelabstimmung, durch Gleichlaufkondensatoren oder durch stufenweise Veränderung von Selbstinduk tion und Kapazität der Kreise erreicht wer den kann, gleichzeitig jedoch zu einer erheb lichen Steigerung des Aufwandes für die Empfangseinrichtung führt.
Das gleiche gilt für die Anwendung von umschaltbaren Bandfiltern mit konstanter Bandbreite. Besonders bei Übertragungs- systemen mit vielen Kanälen stellen die um schaltbaren Bandfilter ebenfalls einen erheb lichen Aufwand an Filtern und komplizier ten Schalteinrichtungen dar.
Die bisher bekannten Empfangseinrich tungen haben weiter den Nachteil, dass die Nichtlinea.rität der Röhren im Empfangs- systein ein Übersprechen zwischen den ein zelnen Kanälen verursacht.
Zur Bestimmung der Selektivität und der Bandbreite wird erfindungsgemäss vorge schlagen, in einer Empfangsanordnung für trägerfrequente Anlagen mindestens eine Stufe mit einer Verstärkerröhre vorzusehen, deren Aussenwiderstand einen Resonanzkreis darstellt, und deren Verstärkung durch die Anwendung des Gegenkopplungsprinzips fre- quenzabhängig gemacht ist.
Die vorliegende Erfindung ermöglicht es, die unerwünschte Abhängigkeit zwischen Bandbreite und Übersprechdämpfung zu be seitigen und hinsichtlich der Breite des zu empfangenden Bandes und der Übersprech- dämpfung mit bedeutend einfachen Mitteln eine Empfangsgüte zu erreichen, die bisher nur mit einem weit grösserem Aufwand an Schaltmitteln erzielt werden konnte. Ferner kann das durch die Nichtlinearität der Röh ren hervorgerufene Übersprechen möglichst verringert werden.
Die Fig. 1 zeigt ein Ausführungsbeispiel des Erfindungsgegenstandes. Auf das Gitter einer Vakuumröhre E gelangen z. B. die Fre quenzen von n Kanälen:<B><I>f l,</I></B> f, <I>f 3</I><B>... f</B> il. Der Aussenwiderstand der Röhre Eist ein Par allelresonanzkreis KE, der auf die Empfangs frequenz, z. B. f.; abgestimmt ist.
Im Gitter kathodenkreis ist der für die Gegenkopplung notwendige frequenzabhängige Scheinwider stand W angeordnet, der aus ebenso vielen, hintereinander geschalteten Parallelresonanz kreisen B besteht, wie nichtempfangene Fre quenzen vorhanden sind.
Gemäss dem fre- quenzabhängigen Verlauf des Scheinwider standes W, den Fig. 2 zeigt, ist die Verstär kung der Vakuumröhre infolge der bei den nichtempfangenen Frequenzen f1, <I>f3...</I> f" wirksamen Gegenkopplung geringer als bei der Empfangsfrequenz f=, d. h. die Selekti vität des Empfängers wird vergrössert, ohne dass eine Beschneidung des zu übertragenden Frequenzbandes auftritt.
Die elektrische Be messung des Resonanzkreises KE kann also für die Verstärkung eines Frequenzbandes bestimmter Breite erfolgen. Den Verstärkungsverlauf (Kurve 1) dieser Anordnung zeigt Fig. 3. Auf dem gleichen Bild ist auch der Verstärkungsver lauf eingezeichnet, der sich ergibt, wenn der Scheinwiderstand W kurzgeschlossen ist, d. h. ohne Gegenkopplung (Kurve 2). Be trägt der Verstärkungsabfall zwischen der Empfangsfrequenz f z und z.
B. f 1 bei kurz geschlossenem Widerstand Ws, Neper, so be trägt er mit Gegenkopplung (Kurve 1) si Neper. Die Selektivität zwischen der zu emp fangenden Frequenz <B>f,.</B> und z. B. f 1 wird durch Anwendung dieser Schaltungsanord nung um Si -s7 Neper erhöht.
Ferner kann an Stelle der im Gitter kathodenkreis hintereinandergeschaltetenPar- allelresonanzkreise ein Scheinwiderstand W zur Anwendung kommen, der aus der Par allelschaltung einer Drossel Dr und eines Serienresonanzkreises K besteht (Fig. 4). Der Aussenwiderstand der Röhre E ist wieder der Parallelresonanzkreis KE, der auf die Empfangsfrequenz, z. B. f 2, abgestimmt ist.
Die Umschaltung auf die einzelnen Emp fangsfrequenzen kann hierbei durch Ände rung der in beiden Resonanzkreisen vorhan denen Induktivitäten oder Kapazitäten er folgen. Der Verlauf des Scheinwiderstandes <I>W</I> für den Empfang<I>von</I> f.= ist aus Fig. 5 zu ersehen. Der Serienresonanzkreis K wird auf die zu empfangende Frequenz f Z abge stimmt, so dass der Scheinwiderstand der Parallelschaltung im Gitterkathodenkreis bei der Empfangsfrequenz ein. Minimum durch läuft, d. h. bei der Empfangsfrequenz ist die Gegenkopplung nicht wirksam.
Dagegen werden die andern, oberhalb und unterhalb der Empfangsfrequenz liegenden Frequen zen, die auf das Empfangssystem gelangen, gegengekoppelt, da für diese Frequenzen der Betrag des Widerstandes W von. seinem Minimum bei der Empfangsfrequenz nach beiden Seiten hin grösser wird. In Fig. 5 und 6 ist angenommen, dass die Frequenz f 2 emp fangen wird. Fig. 6 zeigt die Selektivität des Empfängers mit Gegenkopplung (Kurve 1) und ohne Gegenkopplung (Kurve 2).
Zwi schen der Empfangsfrequenz f. und der Fre quenz f, beträgt die Erhöhung der Selektivi tät beispielsweise sl'-sl Neper.
Das Prinzip der frequenzabhängigen Gegen kopplung, das in den Schaltungsanordnungen Fig. 1 und Fig. 4 festgelegt ist, lässt sich sinngemäss auch auf Empfangssysteme mit mehreren Röhrenstufen E,., E2 usw. anwen den (siehe Fig. 7 und 8).
Bei dem hochfrequenten Drahtfunk wer den gewöhnlich dem Empfänger 3 Träger frequenzen zugeführt. Die Trägerschwingun gen werden mit ihren beiden Seitenbändern übertragen. Die Träger haben einen Abstand von etwa 30 bis 40 kHz und liegen im Rund- funk-Langwellenbereich. Das zu übertra gende Band beträgt für Drahtfunkempfänger 30 bis 10 000 Hz. Die eingangs dargelegten Beziehungen zwischen übertragener Band breite und Übersprechdämpfung müssen hier eine besonders starke Beachtung finden.
Un ter Anwendung der beschriebenen frequenz- abhä.ngigen Gegenkopplung wird folgende Empfangsschaltung angegeben: Die im Git- terkathodenweg liegenden Parallelresonanz kreise, welche jeweils auf die nichtempfan genen Frequenzen abgestimmt sind, und der als Anodenwiderstand dienende Para.llel- resona.nzkreis Ke, der auf die zu empfan gende Frequenz abgestimmt ist (siehe Fig. 1), erfahren mittels eines Schalters eine zykli- sehe Vertauschung,
wenn der Reihe nach die Frequenzen f @, f und<B>f.,</B> empfangen werden sollen. Ein weiterer Vorteil dieser Anord nung besteht darin, dass bei einer durch ört lich auftretende Störfrequenzen bedingten Abweichung der Trägerfrequenzen von den Normalfrequenzen der Empfänger ohne wei teres - auch vom Nichtfachmann - nach gestimmt werden kann, da für jede Frequenz nur ,ein, greis vorhanden ist.
Die Anwendung der beschriebenen fre- quenzabhängigen Gegenkopplung auf den Sperrkreis im Rundfunkempfänger geschieht auf folgende Weise: Bei den bisher üblichen Anordnungen liegt ein Resonanzkreis (Sperrkreis), der auf den Störsender abgestimmt ist, in der An tennenzuführung des Empfängers.
Dem gegenüber wird in die Kathodenleitung ein Parallelresonanzkreis gelegt, dessen Reso nanzfrequenz mit der Frequenz des Stör senders übereinstimmt und somit die Sperr wirkung wesentlich erhöht.
Bei Druckknopfempfängern mit festen Abstimmkreisen, die umschaltbar sind, lässt sich eine Vereinfachung in der Umschaltung (siehe Drahtfunkempfänger) und in der Ab stimmung erzielen, da nur ein Abstimmkreis zur Erzielung einer genügenden Trennschärfe erforderlich ist.
Bei den in der Trägerfrequenztechnik üb lichen Empfangseinrichtungen für die Über tragung von mehreren Kanälen werden an der Empfangsstelle die Kanäle gemeinsam in einem Breitbandverstärker verstärkt. Die Trennung der einzelnen Kanäle nach erfolg- ter Verstärkung geschieht nach Fig. 9 mit tels Filter, z.
B. F1, F2, F", die am Aus gang des Breitbandverstärkers angeordnet sind.
Durch Anwendung des beschriebenen Prinzips -der frequenzabhängigen Gegenkopp lung ergibt sich der Vorteil, dass die Tren nung der Kanäle voneinander nicht mit den festabgestimmten Filtern erfolgt, sondern mit gegengekoppelten Röhrenstufen E' (Fig. 10 und. 11).
Gleichzeitig wird in den Röhrenstufen E' eine Verstärkung der aus- gesiebten Kanäle erzielt, so dass der Auf wand des Breitbandverstärkers an Röhren stufen herabgesetzt werden oder der Verstär ker eventuell überhaupt in Fortfall kommen kann.
Durch die elektrische Bemessung der Par- a.llelresonanzkreise B' in der Kathodenlei tung (Fig. 10) kann erreicht werden, dass nur für die dem Empfangskanal benachbarten Kanäle Abstimmkreise benötigt werden.
Reception arrangement for carrier-frequency systems. The usual in the carrier frequency technology receiving equipment, which are set up for the reception of several channels, is generally divided into two groups, it does not matter whether the individual channels to be received are transmitted by wire or wirelessly. They are: 1. Receiving systems in which it is necessary to selectively receive the message of a specific channel from the incoming channels, such as.
B. high-frequency wire radio (wired), radio reception (wireless).
2. Receiving systems that receive the post-alignment of all transmitted channels at the same time, z. B. Terminal equipment of multiple carrier frequency connections (wired or wireless).
In the case of the receiving systems of group 1, the following are of particular importance: a) the selectivity, i.e. H. the attenuation of existing channels on the receiving channel, b) the bandwidth of the channels.
The receiving devices known in this technology require considerable electrical and mechanical expenditure if a high quality reception of the individual channel is to be ensured. Receivers of this type usually have one or more tube stages between which resonance circuits or band filters tuned to the receiving frequency are used as coupling elements.
It has emerged that the selectivity or crosstalk attenuation that can be achieved with a resonance circuit between the reception frequency and the other frequencies reaching the reception system cannot be fully exploited because the resonance resistance of the old with regard to the band of the reception channel to be transmitted is not arbitrary can be made big. In order to still achieve sufficient crosstalk attenuation, one has switched to using several resonance circuits that are matched to the receiving frequency.
Since the reception frequencies are different, these resonance circles must be variable in the tuning, which can be achieved, for example, by individual tuning, by synchronizing capacitors or by gradually changing the self-induction and capacitance of the circles, but at the same time to a considerable increase in the effort for the Receiving device leads.
The same applies to the use of switchable band filters with constant bandwidth. In the case of transmission systems with many channels in particular, the switchable band filters also require a considerable amount of filters and complex switching devices.
The previously known receiving devices also have the disadvantage that the non-linearity of the tubes in the receiving system causes crosstalk between the individual channels.
To determine the selectivity and the bandwidth, the invention proposes to provide at least one stage with an amplifier tube in a receiving arrangement for carrier-frequency systems, the external resistance of which represents a resonance circuit and the amplification of which is made frequency-dependent by using the negative feedback principle.
The present invention makes it possible to eliminate the undesirable dependency between bandwidth and crosstalk attenuation and, with regard to the width of the band to be received and the crosstalk attenuation, to achieve a reception quality with significantly simple means that has previously only been achieved with a far greater amount of switching means could. Furthermore, the crosstalk caused by the non-linearity of the tubes can be reduced as much as possible.
Fig. 1 shows an embodiment of the subject of the invention. On the grid of a vacuum tube E z. B. the frequencies of n channels: <B> <I> f l, </I> </B> f, <I> f 3 </I> <B> ... f </B> il. The external resistance of the tube Eist a par allelresonanzkreis KE, which is based on the receiving frequency, z. B. f .; is matched.
In the grid cathode circle the frequency-dependent apparent resistance W required for negative feedback is arranged, which consists of as many parallel resonance circles B connected in series as there are non-received frequencies.
According to the frequency-dependent profile of the apparent resistance W, which is shown in FIG. 2, the amplification of the vacuum tube is less than in the case of the negative feedback effective at the non-received frequencies f1, <I> f3 ... </I> f " Reception frequency f =, ie the selectivity of the receiver is increased without the frequency band to be transmitted being clipped.
The electrical measurement of the resonance circuit KE can therefore be done for the amplification of a frequency band of a certain width. The gain curve (curve 1) of this arrangement is shown in FIG. 3. On the same picture, the gain curve is drawn that results when the impedance W is short-circuited, ie. H. without negative feedback (curve 2). Be the gain drop between the receiving frequency f z and z.
B. f 1 with a short-circuited resistor Ws, Neper, so be he wears negative feedback (curve 1) si Neper. The selectivity between the frequency to be received <B> f,. </B> and z. B. f 1 is increased by using this Schaltungsanord voltage to Si -s7 Neper.
Furthermore, instead of the parallel resonance circuits connected in series in the grid cathode circuit, an impedance W can be used, which consists of the parallel connection of a choke Dr and a series resonance circuit K (FIG. 4). The external resistance of the tube E is again the parallel resonance circuit KE, which is based on the receiving frequency, e.g. B. f 2 is matched.
Switching to the individual reception frequencies can be done by changing the inductances or capacitances in the two resonance circuits. The course of the impedance <I> W </I> for the reception <I> of </I> f. = Can be seen from FIG. The series resonant circuit K is tuned to the frequency f Z to be received, so that the impedance of the parallel circuit in the grid cathode circuit at the receiving frequency. Minimum runs, d. H. the negative feedback is not effective at the receiving frequency.
In contrast, the other, lying above and below the receiving frequency Frequen zen that reach the receiving system, fed back, since the amount of resistance W of for these frequencies. its minimum at the receiving frequency is greater on both sides. In Figs. 5 and 6 it is assumed that the frequency f 2 is received. FIG. 6 shows the selectivity of the receiver with negative feedback (curve 1) and without negative feedback (curve 2).
Between the receiving frequency f. and the frequency f, the increase in selectivity is, for example, sl'-sl Neper.
The principle of the frequency-dependent negative feedback, which is defined in the circuit arrangements Fig. 1 and Fig. 4, can also be applied analogously to receiving systems with several tube stages E,., E2, etc. (see Figs. 7 and 8).
In the high-frequency wire radio who usually the receiver 3 carrier frequencies supplied. The carrier oscillations are transmitted with their two side bands. The carriers are spaced around 30 to 40 kHz apart and are in the broadcast long-wave range. The band to be transmitted is for wire radio receivers 30 to 10,000 Hz. The relationships between the transmitted bandwidth and crosstalk attenuation, as set out above, must be given particular attention here.
Using the frequency-dependent negative feedback described, the following receiving circuit is specified: The parallel resonance circuits located in the grid cathode path, which are each tuned to the frequencies not received, and the parallel resonance circuit Ke, which serves as an anode resistance is tuned to the frequency to be received (see Fig. 1), experience a cyclical swap by means of a switch,
if the frequencies f @, f and <B> f., </B> are to be received in sequence. Another advantage of this arrangement is that if the carrier frequencies deviate from the normal frequencies due to locally occurring interference frequencies, the receiver can easily be tuned - even by non-specialists - since there is only one old man for each frequency .
The described frequency-dependent negative feedback is applied to the trap circuit in the radio receiver in the following way: In the previous arrangements, a resonance circuit (trap circuit) which is matched to the jammer is located in the antenna feed of the receiver.
On the other hand, a parallel resonance circuit is placed in the cathode line, the resonance frequency of which corresponds to the frequency of the interfering transmitter and thus significantly increases the blocking effect.
In the case of push-button receivers with fixed voting circles that can be switched, a simplification in the switchover (see wire radio receiver) and in the voting can be achieved, since only one voting circle is required to achieve sufficient selectivity.
In the case of the reception devices customary in carrier frequency technology for the transmission of several channels, the channels are amplified together in a broadband amplifier at the reception point. The separation of the individual channels after amplification is done according to FIG. 9 with a filter, e.g.
B. F1, F2, F ", which are arranged at the output of the broadband amplifier.
Using the principle described - the frequency-dependent negative feedback, results in the advantage that the channels are not separated from one another with the fixed filters, but rather with negative feedback tube stages E '(FIGS. 10 and 11).
At the same time, the filtered channels are amplified in the tube stages E ', so that the expense of the broadband amplifier on tube stages can be reduced or the amplifier can possibly be omitted at all.
The electrical dimensioning of the parallel resonance circuits B 'in the cathode line (Fig. 10) can ensure that tuning circuits are only required for the channels adjacent to the receiving channel.