Mehrstufiger gegengekoppelter Verstärker. Die vorliegende Erfindung betrifft einen mehrstufigen gegengekoppelten Verstärker.
Bei vielen in Fernmeldeanlagen verwen deten Verstärkern besteht die Notwendigkeit die Verstärkung regeln zu können. Diese Regelung kann bei Gegenkopplungsverstär- kern vollkommen ausserhalb des Verstärkers erfolgen, in welchem Fall ihre Betätigung keinerlei Einfluss auf die Arbeitsweise des Verstärkers hat, oder sie kann durch Steue rung der Gegenkopplung vorgenommen wer den.
In diesem Fall wird die Arbeitsweise des Verstärkers beeinflusst und verbessert, wenn die Verstärkung durch eine erhöhte Gegen kopplung herabgesetzt wird. Der Gehalt an Oberwellen des Verstärkerausganges wird ver mindert und die Stabilität gegen Netzspan nungsschwankungen vergrössert .
Es bringt also oft viele Vorteile, die Ver stärkung durch Beeinflussung des Gegen kopplungsweges zu regeln. Es ergeben sich jedoch oft Schwierigkeiten in bezug auf Schwingungsstabilität in Verstärkern mit starker Gegenkopplung, da die nötige Ent zerrung der hohen Frequenzen bei variieren der Verstärkung nicht leicht zu verwirklichen ist. Wenn nämlich die Entzerrung bei maxi maler Gegenkopplung die richtige Wirkung hat, um wilde Schwingungen zu vermeiden, wird die Verstärkung im Arbeitsfrequenzbe reich bei erhöhter Verstärkung und schwä cherer Gegenkopplung beeinträchtigt. Ander seits ist eine Entzerrung, die bei minimaler Gegenkopplung eine richtige Übertragung des Nutzfrequenzbandes erlaubt, bei maxi maler Gegenkopplung ungenügend, um Eigenschwingungen zu verhindern.
Der erfindungsgemässe Verstärker ist ge kennzeichnet durch einen sämtliche Stufen umfassenden Haupt-Gegenkopplungsweg und einen eine beliebige Stufenzahl mit Ausnahme der ersten, jedoch einschliesslich der letzten Stufe umfassenden Nebengegenkopplungsweg, wobei Mittel vorgesehen sind, für die gleich zeitige Veränderung der Verstärkung des sämtliche Stufen umfassenden Vorwärtsver- stärkungsweges und der gegenläufigen Verän derung der Gegenkopplung ss des Hauptgegen- kopplungsweges, derart, dass das Produkt<B>ass</B> nach Amplitude und Phase wenigstens ange nähert konstant bleibt.
Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird im folgenden an Hand der beigelegten Zeichnung ausführlich beschrieben. In dieser Zeichnung zeigt Fig. 1 ein Blockschema eines Verstärkers, Fig. 2 ein Detailschema einer speziellen Ausführungsform und Fig. 3 ein Schaltbild der gleichzeitig in beiden Gegenkopplungswegen arbeitenden Ver- stärkungsregelungseinrichtung.
Das in Fig. 2 gezeigte Ausführungsbeispiel zeigt der Einfachheit halber einen zweistufi gen Verstärker bei dem der Nebengegenkopp- lungsweg nur die letzte Stufe umfasst. Der Verstärker könnte jedoch eine beliebige An- zahl von Stufen aufweisen und der Neben gegenkopplungsweg kann neben der letzten Stufe jede beliebige Anzahl von Stufen mit Ausnahme der ersten Stufe umfassen.
Gegengekoppelte Verstärker bestehen aus einem Vorwärtsverstärkungsweg und einem Gegenkopphmgsweg. Das Spannungsverhält nis bei der Übertragung über den Vorwärts weg ist mit ,u und das über den Rückkopp lungsweg mit ss bezeichnet.
Das 'Produkt yss gibt das Verhältnis von gegengekoppelter Spannung zur Eingangs- spannung an, wobei ,u grösser als 1 und ss klei ner als 1 ist und das Produkt yss gewöhnlich gross gegen 1 gemacht wird, um die bekann ten Vorteile der Gegenkopplung zu erhalten. Das Produkt @css braucht in den Ausführungs beispielen der Erfindung nicht sehr gross gegen 1 zu sein.
Es ist zu beachten, dass, wenn ,uss gross ist, die tatsächliche Verstärkung des Verstär kers mit Gegenkopplung durch 1/ss bestimmt wird. Die wirksame Verstärkung kann somit durch die Vergrösserung von ss herabgesetzt werden, unter der Voraussetzung, dass den Stabilitätsbedingungen Genüge getan wird.
Bei der Vergrösserung des Produktes Ass wird der Stabilitätsbereich jedoch immer kleiner, und es bereitet erhebliche Schwierig keiten eine variable Gegenkopplung zu ent werfen, die bei starker Gegenkopplung eine genügende Korrektion gestattet, und die bei sehwacher Gegenkopplung gleichzeitig eine verzerrungsfreie Übertragung des Arbeitsfre quenzbandes gewährleistet.
Bei dem im folgenden beschriebenen Ver stärker wird bei der Erhöhung von ss für die Herabsetzung der wirksamen Verstärkung, gleichzeitig der Wert von ,u durch die Ver grösserung der Gegenkopplung im Neben gegenkopplungsweg derart reduziert, dass das Produkt ,uss nach Grösse und Phase praktisch konstant bleibt.
Dies gestattet nicht nur eine in weiten Grenzen erfolgende Änderung der wirksamen Verstärkung unter Beibehaltung des gleichen Stabilitätsbereiches, sondern setzt infolge der Nebengegenkopplung den Oberwellengehalt des Ausganges herab.
In Fig. 1 schliesst der Umriss A den Ver stärker ein, welcher einen im Umriss B ent haltenen Vorwärtsverstärkungsweg ,u und einen Gegenkopplungsweg fl aufweist. Der Vorwärtsverstärkungsweg enthält eine An zahl von Stufen, deren Verstärkung mit ,cc, bezeichnet ist und eine Anzahl weiterer Stu fen, die im Umriss C enthalten sind und deren Verstärkung ,uz beträgt. Über die letz teren ist ein Gegenkopplungsweg ss, geschal tet.
Der am Ausgang der Stufen ,u. bei nicht arbeitendem Gegenkopplungsweg ss und ss, erzeugte Klirrfaktor ist mit D und der bei nicht arbeitender ss-Gegenkopplung auftre tende Klirrfaktor des 7.c-Weges mit d bezeich net.
Hieraus folgt, dass
EMI0002.0064
,u. ist das der wirksamen Verstärkung des ganzen Verstärkers A entsprechende Span nungsverhältnis also
EMI0002.0067
Der entsprechende Klirrfaktor ist:
EMI0002.0069
Wenn, wie es gewöhnlich der Fall ist,<I>,</I><B>ass</B> gross gegen 1 ist, ist die wirksame Verstär- kiuig des Verstärkers 1/ss, wobei ss zur Ein stellung der Verstärkung entsprechend ge ändert wird.
Es ist, wie bereits erwähnt, von Vorteil ,uss praktisch konstant zu halten, so dass ,u umgekehrt proportional zu ss geändert werden muss.
Wenn ,uss gross gegen 1 ist, gilt ange nähert:
EMI0002.0079
und wenn. ,uss durch die gleichzeitige Ände rung von ssi und ss konstant gehalten wird, nimmt der Gehalt an Oberwellen d" bei ab nehmender wirksamer Verstärkung ab.
Wenn ,u_ss, ebenfalls gross gegen 1 ist, so findet diese Abnahme im gleichen Verhältnis wie die Abnahme von ,cc statt; sonst ist diese Abnahme etwas kleiner.
Die gleichzeitige Änderung von ss und ss.r erfolgt mit Vorteil durch eine mechanische Kopplung der Regelorgane, obwohl jede andere Kopplungsanordnung verwendet wer den kann. Die benötigten Dämpfungsnetz- werke sind infolge der gestellten Bedingung verhältnismässig kompliziert, je nach dem Grad der für yss geforderten Konstanz.
Fig. 2 zeigt die Einzelheiten eines einen zweistufigen Verstärker darstellenden Aus führungsbeispiels.
Die über die Leitung zugeführten Signale gelangen an den Eingangstransformator T1, welcher aus einem bekannten Dreiwicklungs- oder Differentialtransformator besteht. Von dort werden die Signale an das Steuergitter der ersten Röhre V1, die eine Pentode sein kann, angelegt.
Nach der Verstärkung in V1 gelangt das Signal an das Steuergitter der zweiten Röhre V2, die ebenfalls eine Pentode sein kann und werden dann über den symmetrischen Diffe rentialübertrager TZ der abgehenden Leitung zugeführt.
Die Anode und das Schirmgitter von V1 sind durch den -#V iderstand R7 und den Kon densator C3, bzw. durch den Widerstand R6 und den Kondensator Cl, entkoppelt. Das Schirmgitter von V3 ist durch den Wider stand R. und den Kondensator C4 entkoppelt.
Die Hochspannungsspeisung der Anode von VZ verläuft über die hochohmige Wicklung des Differentialübertragers T, und ist mit dem Ableitkondensator C6 versehen. Die Git- tervorspannung von V1 wird mittels des Kathodenwiderstandes R1 mit dem Parallel kondensator C, erhalten, während die Gitter vorspannung von<U>V.,</U> durch den über den Gitterwiderstand R, angelegten Spannungs abfall an einem Teil des Kathodenwiderstan des R1, erfolgt.
Die Kopplung der beiden Stufen erfolgt, über die Induktivität L1 und den Widerstand R3 im Anodenkreis von V1, wobei der Kondensator C3 die Anode von V, und das Gitter von V, koppelt. Ein Teil der Ausgangsspannung gelangt über den Haupt gegenkopplungsweg ss zum Eingang des Ver stärkers. Dieser Gegenkopplungsweg verläuft zwischen den beiden Differentialübertragern und ist den Eingangs- und Ausgangsleitun gen mittels der Symmetrierungs-Widerstände angepasst.
Dieser Gegenkopplungsweg ver läuft von T4 aus über ein Impedanzanpas- sungsnetzwerk mit den drei Widerständen R" Rlo und R11, das ebenfalls für die Verbindung zwischen dem symmetrischen Differential übertrager T. und dem restlichen, nicht sym metrischen Stromkreis dient, ferner über einen Teil des Lautstärkereglers C A, der aus einem variablen Brücken-T-Dämpfungsglied besteht, und über ein unveränderliches Netzwerk mit den Widerständen Rh, R13 und R14.
Das variable Dämpfungsnetzwerk besteht aus den festen Seriewiderständen R,;; und R,, dem variablen Parallelwiderstand R37 und aus dem variablen Brückenwiderstand R, mit dem parallel geschalteten variablen Kondensa tor C11. Alle diese variablen Teile sind me chanisch gekoppelt.
Das feste Netzwerk ist mit den Kondensatoren C7 und C, versehen, um eine Korrektion der Gegenkopplungs- schleife im obern bzw. untern Frequenzbe reich hervorzurufen. _, Der Nebengegenkopplungsweg ss2 für die Röhre Va enthält einen variablen, in Serie zur Kathode geschalteten Widerstand R1,, dessen variabler Teil mit einem kleinen par allel geschalteten Kondensator C, versehen ist.
Dieses Netzwerk hat die Aufgabe, der Cxegenkopplung für die Röhre V, bei jeder Einstellung des Lautstärkcreglers im ss-Weg die richtige Grösse und Phase zu erteilen, in dem der Kondensator C, einen regelbaren Teil von R1, für die Tonfrequenzen kurzschliesst. Die Einstellung von R1, ist mechanisch mit den variablen Organen des andern Dämp- fungsnetzwerkes gekoppelt.
Mit der Verklei nerung des wirksamen Teils von R1, nimmt die Wirkung des kleinen parallel geschalteten Kondensators C, ab, so dass sowohl die Phase als auch die Amplitude der Gegenkopplung ss2 gleichzeitig geändert wird.
Der Kondensator Cl,. bewirkt eine weitere Steuerung der Phasenverschiebung im obern Frequenzbereich. und wird gleichzeitig mit den Widerständen des Netzwerkes eingestellt, wodurch eine günstigere Phasencharakteristik erhalten wird. Es wurde festgestellt,
dass in der Praxis für einen Lautstärkeregler mit beispielsweise 10 Stufen von je 1 dB nur zwei oder drei verschiedene Werte für diesen Kon densator notwendig sind. Jede gewünschte Genaiügkeit der Korrektion könnte selbstver ständlich erreicht werden, wenn eine kompli zierte Schaltung in Kauf genommen wird.
In Fig. 3 sind die Einzelheiten eines Aus- führungsbeispiels des Lautstärkereglers GA (Fug. 2) dargestellt. Die Klemmen des Re glers sind in beiden Figuren mit den gleichen Überweisungszeiehen versehen.
Der Regler enthält vier Umschalter S" S2, S3 und S4, die mechanisch gekoppelt sind und von denen jeder 11 Stufen mit einem Einstellbereich von beispielsweise <B>0-10</B> dB aufweist.
Die Schalt arme von S1, SZ und S3 steuern das Brücken- T-Netzwerk im fl-Weg und variieren R.7, R27 bzw. C, Der Schaltarm S4 steuert den Wi derstand R" in ssyWeg. Die Stufen des Schalters S,
. sind mit den entsprechenden Verstärkungswerten des Verstärkers in Dezibel gemäss dem obigen Einstellbereich bezeichnet und man erkennt, dass durch eine Drehung im Gegenuhrzeigersinn die Verstärkung her abgesetzt wird.
Der variable Kondensator C" besteht aus drei einzelnen festen Kondensatoren CiiA, C1,R und C"c, von denen einer je nach der Schalterstellung parallel zu R, geschaltet ist. Wie bereits erklärt, ' sind die Werte dieser Kondensatoren derart gewählt, dass eine ge nügende Phasenkorrektion für jede Einstel- lung des Lautstärkereglers im Frequenzbe reich oberhalb des vom Verstärker durchge lassenen Bandes erfolgt.
Der Schaltarm S4 ist mit dem festen Parallelkondensator 0"o versehen und ändert bei seiner Einstellung die Amplitude und Phase der Verstärkung im ,u-Weg. Die festen Serienwiderstände R2, und BZ, des Brücken-T-Netzwerkes sind zwischen den Klemmen 1 und 3 mit dem Schaltarm des Schalters S1 verbunden.
Im Interesse einer nicht zu komplizierten Ausführung der Netzwerke ist es im allge meinen von Vorteil, auf eine vollständige Konstanthaltung von yss für die verschiede nen Einstellungen zu verzichten. Wenn also von einem praktisch konstanten yss gespro chen wird, so ist dabei mit einer gewissen Toleranz zu rechnen.
Multi-stage negative feedback amplifier. The present invention relates to a multi-stage negative feedback amplifier.
With many amplifiers used in telecommunications systems there is a need to be able to regulate the gain. In the case of negative feedback amplifiers, this regulation can take place completely outside the amplifier, in which case its actuation has no influence on the functioning of the amplifier, or it can be carried out by controlling the negative feedback.
In this case, the operation of the amplifier is influenced and improved if the gain is reduced by an increased negative feedback. The harmonic content of the amplifier output is reduced and the stability against mains voltage fluctuations is increased.
So it often has many advantages to regulate the gain by influencing the counter coupling path. However, there are often difficulties with respect to vibration stability in amplifiers with strong negative feedback, since the necessary Ent distortion of the high frequencies with varying the gain is not easy to achieve. Namely, if the equalization with maximum negative feedback has the right effect in order to avoid wild oscillations, the gain in the working frequency area is affected rich with increased gain and weaker negative feedback. On the other hand, an equalization that allows correct transmission of the useful frequency band with minimal negative feedback is insufficient with maximum negative feedback to prevent natural oscillations.
The amplifier according to the invention is characterized by a main negative feedback path comprising all stages and a secondary negative feedback path comprising any number of stages with the exception of the first, but including the last stage, means being provided for the simultaneous change in the amplification of the forward feedback comprising all stages. amplification path and the opposite change in the negative feedback ss of the main negative feedback path, such that the product <B> ass </B> remains at least approximately constant in terms of amplitude and phase.
An exemplary embodiment of the invention is described in detail below with reference to the accompanying drawing. In this drawing, FIG. 1 shows a block diagram of an amplifier, FIG. 2 shows a detailed diagram of a special embodiment, and FIG. 3 shows a circuit diagram of the gain control device operating simultaneously in both negative feedback paths.
For the sake of simplicity, the exemplary embodiment shown in FIG. 2 shows a two-stage amplifier in which the secondary negative feedback path comprises only the last stage. The amplifier could, however, have any number of stages and the secondary negative feedback path, in addition to the last stage, can comprise any number of stages with the exception of the first stage.
Negative feedback amplifiers consist of a forward amplification path and a negative feedback path. The tension ratio in the transmission via the forward path is denoted by u and that via the feedback path with ss.
The product yss indicates the ratio of negative feedback voltage to input voltage, where u is greater than 1 and ss is less than 1 and the product yss is usually made larger than 1 in order to obtain the known advantages of negative feedback. The product @css does not need to be very large compared to 1 in the exemplary embodiments of the invention.
It should be noted that if uss is large, the actual gain of the amplifier with negative feedback is determined by 1 / ss. The effective gain can thus be reduced by increasing ss, provided that the stability conditions are satisfied.
When the product Ass is increased, however, the stability range becomes smaller and smaller, and there are considerable difficulties in developing a variable negative feedback that allows sufficient correction with strong negative feedback and that at the same time ensures a distortion-free transmission of the working frequency band when the negative feedback is weak.
In the case of the Ver stronger described below, when increasing ss to reduce the effective gain, at the same time the value of, u is reduced by increasing the negative feedback in the secondary negative feedback path so that the product, uss remains practically constant in terms of size and phase .
This not only allows the effective gain to be changed within wide limits while maintaining the same stability range, but also reduces the harmonic content of the output as a result of the secondary negative feedback.
In Fig. 1, the outline A includes the United, which has a forward gain path contained in the outline B ent, u and a negative feedback path fl. The forward gain path contains a number of stages, the gain of which is denoted by, cc, and a number of further stages which are contained in the outline C and whose gain is uz. A negative feedback path ss is switched via the latter.
The one at the exit of the steps, u. when the negative feedback path ss and ss are not working, the distortion factor generated is denoted by D and the distortion factor of the 7th c way that occurs when the ss negative feedback is not working is denoted by d.
It follows that
EMI0002.0064
, u. is the voltage ratio corresponding to the effective amplification of the entire amplifier A.
EMI0002.0067
The corresponding distortion factor is:
EMI0002.0069
If, as is usually the case, <I>, </I> <B> ass </B> is greater than 1, the effective gain of the amplifier is 1 / ss, where ss for setting the gain accordingly will be changed.
As already mentioned, it is advantageous to keep uss practically constant, so that u has to be changed in inverse proportion to ss.
If, uss is large towards 1, the following applies approximately:
EMI0002.0079
and if. , uss is kept constant by the simultaneous change of ssi and ss, the content of harmonics d "decreases with decreasing effective gain.
If, u_ss, is also greater than 1, this decrease takes place in the same proportion as the decrease of, cc; otherwise this decrease is a little smaller.
The simultaneous change of ss and ss.r takes place with advantage through a mechanical coupling of the control elements, although any other coupling arrangement can be used. The required damping networks are relatively complicated as a result of the condition set, depending on the degree of constancy required for yss.
Fig. 2 shows the details of a two-stage amplifier from exemplary embodiment.
The signals fed in via the line arrive at the input transformer T1, which consists of a known three-winding or differential transformer. From there the signals are applied to the control grid of the first tube V1, which can be a pentode.
After amplification in V1, the signal goes to the control grid of the second tube V2, which can also be a pentode, and is then fed to the outgoing line via the symmetrical differential transformer TZ.
The anode and the screen grid of V1 are decoupled by the - # V resistor R7 and the capacitor C3, or by the resistor R6 and the capacitor Cl. The screen grid of V3 is decoupled by the opponent R. and the capacitor C4.
The high-voltage supply of the anode of VZ runs through the high-resistance winding of the differential transformer T and is provided with the discharge capacitor C6. The grid bias of V1 is obtained by means of the cathode resistor R1 with the parallel capacitor C, while the grid bias of <U> V. </U> is obtained through the voltage drop applied across the grid resistor R, to part of the cathode resistance R1, takes place.
The two stages are coupled via inductance L1 and resistor R3 in the anode circuit of V1, with capacitor C3 coupling the anode of V and the grid of V. Part of the output voltage reaches the input of the amplifier via the main negative feedback path ss. This negative feedback path runs between the two differential transformers and is adapted to the input and output lines by means of the balancing resistors.
This negative feedback path runs from T4 via an impedance matching network with the three resistors R "Rlo and R11, which is also used for the connection between the symmetrical differential transformer T. and the remaining, non-symmetrical circuit, and also through part of the volume control CA, which consists of a variable bridge T-attenuator, and via an immutable network with resistors Rh, R13 and R14.
The variable damping network consists of the fixed series resistors R, ;; and R ,, the variable parallel resistor R37 and from the variable bridge resistor R, with the variable capacitor C11 connected in parallel. All of these variable parts are mechanically coupled.
The fixed network is provided with capacitors C7 and C, in order to bring about a correction of the negative feedback loop in the upper and lower frequency range. The secondary negative feedback path ss2 for the tube Va contains a variable resistor R1 connected in series with the cathode, the variable part of which is provided with a small capacitor C connected in parallel.
This network has the task of giving the counter coupling for the tube V the correct size and phase for each setting of the volume control in the ss way, in which the capacitor C, an adjustable part of R1, short-circuits for the audio frequencies. The setting of R1 is mechanically linked to the variable organs of the other damping network.
With the reduction of the effective part of R1, the effect of the small parallel-connected capacitor C, decreases, so that both the phase and the amplitude of the negative feedback ss2 are changed at the same time.
The capacitor Cl ,. causes a further control of the phase shift in the upper frequency range. and is set at the same time as the resistances of the network, whereby a more favorable phase characteristic is obtained. It was determined,
that in practice, for a volume control with, for example, 10 levels of 1 dB each, only two or three different values are necessary for this capacitor. Any desired accuracy of the correction could of course be achieved if a complicated circuit is accepted.
In Fig. 3 the details of an embodiment of the volume control GA (Fig. 2) are shown. The terminals of the regulator are provided with the same transfer symbols in both figures.
The controller contains four changeover switches S "S2, S3 and S4, which are mechanically coupled and each of which has 11 levels with a setting range of, for example, 0-10 dB.
The switching arms of S1, SZ and S3 control the bridge T network in the fl-way and vary R.7, R27 or C, the switching arm S4 controls the resistance R "in ssyWeg. The steps of the switch S,
. are labeled with the corresponding amplification values of the amplifier in decibels according to the above setting range and you can see that the amplification is reduced by turning it counterclockwise.
The variable capacitor C "consists of three individual fixed capacitors CiiA, C1, R and C" c, one of which is connected in parallel with R, depending on the switch position. As already explained, the values of these capacitors are chosen in such a way that a sufficient phase correction is made for each setting of the volume control in the frequency range above the band allowed through by the amplifier.
The switching arm S4 is provided with the fixed parallel capacitor 0 "o and changes the amplitude and phase of the amplification in the u-way when it is set. The fixed series resistors R2, and BZ, of the bridge T-network are between terminals 1 and 3 connected to the switching arm of switch S1.
In order to ensure that the network design is not too complicated, it is generally advantageous not to keep yss constant for the various settings. So when a practically constant yss is spoken of, a certain tolerance must be expected.