Procédé de télémesure et installation pour la mise en oeuvre
de ce procédé
Le présent brevet est relatif à un procédé de télémesure, entre au moins un poste de mesure émetteur et au moins un poste de lecture récepteur, d'une grandeur représentée par un courant continu Ig proportionnel à cette grandeur, procédé dans lequel on engendre au poste émetteur deux fréquences F, et F !, dont la première est fixe et la seconde fonction linéaire du courant Ig, telles que la différence entre une fréquence fondamentale prédéterminée f0 et la fréquence F1 - F2 f, soit proportionnelle à Ig.
Ce procédé est caractérisé par le fait que l'on engendre, à chaque poste émetteur aussi bien qu'à chaque poste récepteur, deux courants, dont l'un est porportionnel à f, et en ce qu'on fait agir le courant
Ig, d'une part, et les deux courants précités, d'autre part, sur un dispositif d'asservissement de façon que ce dernier maintienne constamment la différence f-f, proportionnelle à Ig.
Le présent brevet a encore pour objet une installation pour la mise en ceuvre de ce procédé comprenant au moins un poste de mesure émetteur, au moins un poste de lecture récepteur, et des moyens pour engendrer lesdites fréquences F1 , F., et fo telles que ladite différence (f - J0), où f = F1 - F2, soit proportionnelle audit courant Ig, caractérisé par un dispositif d'asservissement maintenant constamment la différence ffo proportionnelle à Ig.
Pour pouvoir transmettre des grandeurs dont le sens peut changer (par exemple dans le cas des puissances échangées sur des lignes d'interconnexion), le poste émetteur peut être pourvu de moyens grâce auxquels, lorsque la grandeur à télémesurer a une valeur nulle, c'est-à-dire quand le courant proportionnel à cette grandeur est nul, la fréquence variable F2 a, néanmoins, une valeur bien déterminée.
La différence entre la fréquence fixe Fl et cette valeur de la fréquence variable F2 sera dénommée ciaprès fréquence de base fo. Le courant continu proportionnel à la grandeur à transmettre est, dans ces conditions, proportionnel à la différence entre la fréquence f et la fréquence de base Jo. Ce courant sera donc d'une polarité ou d'une autre suivant le sens de la grandeur à télémesurer.
La fréquence fixe F1 et la fréquence variable F2 peuvent être choisies dans la gamme des fréquences audibles, les valeurs maximum et minimum de la fréquence variable, différant de quelques dizaines d'hertz), étant toutes deux soit inférieures, soit supérieures à la valeur de la fréquence fixe.
Si l'on suppose que
EMI1.1
(avec
EMI1.2
sont quatre fréquences fixes émises respectivement par quatre postes émetteurs et que les fréquences variables émises par ces quatre postes sont comprises respectivement entre les valeurs suivantes F2 - cP2 ' F'2 - cp' , F"2 - F"'., (P"'2, on choisira avantageusement ces dernières de façon que l'on ait:
EMI1.3
Dans ces conditions, les fréquences variables coopérant avec les fréquences fixes de rang impair (F, et F",), seront plus faibles, tandis que les fréquences variables coopérant avec les fréquences fixes de rang pair (F'l, F",) seront plus élevées. Une telle disposition sera décrite plus en détail ci-après.
Une mise en oeuvre particulière du procédé revendiqué sera décrite ci-après, à titre d'exemple, en regard du dessin annexé qui représente une forme d'exécution de l'installation pour sa mise en oeuvre.
La fig. 1 représente le schéma du poste émetteur comprenant le détail du dispositif de compensation qui sera dénommé ci-après compensateur .
La fig. 2 représente le schéma de l'oscillateur à fréquence variable du poste émetteur.
La fig. 3 représente le schéma du convertisseur fréquencemétrique du poste émetteur et du poste récepteur.
La fig. 4 représente le schéma du poste récepteur comprenant le détail du compensateur utilisé dans ce poste.
La fig. 5 représente le schéma du sélecteur à lames vibrantes, du modulateur et du filtre passebas du poste récepteur.
La fig. 6 représente le schéma du dispositif électronique utilisé dans le poste récepteur en combinaison avec le compensateur.
La fig. 7 est un diagramme représentant les différentes valeurs des fréquences utilisées pour plusieurs télémesures transmises sur une même voie de liaison.
Sur la fig. 1, 1 représente un convertisseur de mesure transformant, au poste émetteur, la valeur de la grandeur à transmettre en un courant continu proportionnel II. Si la grandeur à transmettre est une grandeur électrique, on utilisera avantageusement le convertisseur de mesure décrit dans le brevet 314957 déposé par la Compagnie demanderesse. 2 est un oscillateur à fréquence constante F1. 3 est une oscillateur à résistances-capacités produisant une fré quence F. 2 qui varie suivant la valeur de sa tension de polarisation.
4 est un convertisseur fréquencemétrique produisant un courant continu qui résulte de la somme algébrique de deux courants I2 et 1'2 n le courant 12 étant proportionnel à la tension U de la source auxiliaire 21 et à la fréquence f, (f = F1 - F2), et le courant I'2 étant proportionnel à la tension U et à la fréquence de base f0. Les circuits de ce convertisseur fréquencemétrique sont réglés pour que la somme algébrique 12 + I'2 soit nulle quand f est égale à J0, de sorte que le courant de sortie de ce convertisseur est, en définitive, proportionnel à:
U (J - J0). Ce convertisseur comporte un multiplicateur de la fréquence f. 5 est le compensateur qui compare à chaque instant les courants continus respectivement engendrés par le convertisseur 1 et le convertisseur fréquencemétrique 4. Le compensateur 5 comporte un équipage wattmétrique 23 dont le cadre mobile 26 est parcouru par le courant continu 1,, engendré par le convertisseur 1 et dont l'enroulement fixe 27 est branché aux bornes de la source auxiliaire à courant continu 21. Le couple C, développé par l'équipage wattmétrique est défini par la formule:
Cl = K, U .1, (a) K1 étant un facteur de proportionnalité.
Une résistance 33, en série avec le cadre mobile 26, est parcourue par le courant continu 11 engendré par le convertisseur 1. La tension aux bornes de cette résistance fait varier la tension de polarisation de l'oscillateur 3 de façon que la fréquence F, issue de cet oscillateur soit une fonction linéaire du courant I1.
Le compensateur 5 comporte également un équipage galvanométrique 24 dont l'aimant fixe est 28 et dont le cadre mobile 29 est connecté aux bornes de sortie du convertisseur fréquencemétrique 4. Le couple C2 développé par l'équipage galvanométrique est défini par la formule:
Ca = K2 U (ff") (b)
Enfin, le compensateur 5 comporte un régulateur d'induction 25 dont l'enroulement inducteur 30 est branché aux bornes d'une source à courant alternatif 22 et dont l'enroulement mobile 31 est connecté par l'intermédiaire d'un dispositif redresseur 35 aux bornes d'une résistance 34 qui est en série avec la résistance 33 dans le circuit de polarisation de l'os- cillateur 3.
L'enroulement mobile 31 est parcouru par un courant induit, fonction de sa déviation ! qui crée une différence de potentiel aux bornes de la résistance 34, ce qui fait varier la tension de polarisation de l'oscillateur 3. Les cadres mobiles 26 et 29 ainsi que l'enroulement mobile 31 sont disposés sur le même arbre 32 et leurs amenées de courant sont dépourvues de couple de torsion.
Les équipages wattmétrique et galvanométrique du compensateur 5 sont branchés de façon que les couples C, et C2 s'opposent. Dans la position d'équilibre: C1 = C2 c'est-à-dire en remplaçant C1 et C, par leurs expressions (a) et (b) : KtUIl = - K2.U(f-f0)
ou I, = K(f-f0) (1)
La différence J - J0 est donc proportionnelle à 11.
6 est un amplificateur de sortie apériodique de tout type connu dont les bornes d'entrée reçoivent les fréquences F1 et F2 engendrées respectivement par les oscillateurs 2 et 3 et qui transmet sur la voie de liaison 36 lesdites fréquences F1 et F2.
La fig. 2 représente le schéma de l'oscillateur à fréquence variable indiqué sous la référence 3 dans la fig. 1.
Sur cette figure, 206 et 207 représentent respectivement une pentode et une triode couplées par l'intermédiaire du condensateur 208 et de la résistance 209, l'ensemble constituant un amplificateur à résistance. La grille-écran de la pentode 206 est polarisée par la résistance 218 découplée par le condensateur 219. 213 est une résistance de polarisation de la cathode de la triode 207.
Pour obtenir une bonne stabilité, l'amplificateur comporte un circuit de contre-réaction constitué par la résistance 216, le condensateur 217 et la résistance 214. La résistance 216 est une résistance à coefficient de température négatif, ce qui contribue encore à la stabilité d'amplitude de l'amplificateur.
Le circuit de réaction transformant cet amplificateur en oscillateur est constitué par le réseau: résistance 202 - condensateur 201 - résistance 203 condensateur 204.
La résistance 210 et le condensateur 211, placés dans le circuit de l'amplificateur de la pentode 206, constituent un circuit de déphasage de l'amplificateur.
Ce déphasage dépend de la résistance interne de la tentode 206. Cette résistance interne peut être modifiée par la polarisation de la grille de contrôle de la pentode. La variation de cette polarisation est obtenue par les différences de potentiel qui apparaissent aux bornes des résistances 33 et 34 (voir fig. 1). A la variation du déphasage de l'amplificateur correspond, comme on le sait, une variation de la fréquence de l'oscillateur. La tension de sortie à fréquence variable est recueillie aux bornes de la résistance 212.
La fig. 3 représente le schéma du convertisseur fréquencemétrique indiqué sous la référence 4 dans la fig. 1 et produisant un courant continu proportionnel, d'une part, à l'écart de fréquence (f - f) et, d'autre part, à la tension U de la source auxiliaire à courant continu 21.
301 est un dispositif qui reçoit à ses bornes d'entrée les signaux de fréquence F1 et F2 issus respectivement des oscillateurs 2 et 3 (fig. 1) et qui engendre un signal à la fréquence de battement f entre ces deux fréquences. 302 est un dispositif multiplicateur de la fréquence f (dispositif à transformateur saturé pour tripler la fréquence, dispositif à redressement simple ou à double redressement pour doubler ou quadrupler la fréquence, par exemple). 303 est un filtre passe-haut qui permet de sélectionner la fré quence n J issue du multiplicateur de fréquence.
La tension de sortie de ce filtre excite un dispositif 304 engendrant des signaux rectangulaires de fréquence iî J. Ces signaux excitent l'enroulement primaire 305 d'un transformateur 319 dont les deux enroulements secondaires 306 et 307 rendent alternativement conductrices deux pentodes 308 et 309 dont les grilles-écrans sont reliées au pôle positif de la source auxiliaire à courant continu 21, respectivement par les résistances 313 et 314. Le cadre mobile 29 de l'équipage galvanométrique 24 qui fait partie du compensateur 5 (fig. 1) est relié, d'une part, à l'anode de la pentode 308 et, d'autre part, au point commun 311 où aboutissent les extrémités de deux résistances 315 et 316. Les résistances 315, 316 et 317, connectées en série, sont branchées aux bornes de la source auxiliaire à courant continu 21.
Ces résistances déterminent la tension de polarisation de la pentode 309. 318 est un condensateur de couplage. 312 est une résistance par l'intermédiaire de laquelle l'anode de la pentode 308 est reliée au pôle positif de la source 21. Un condensateur 310 est connecté d'une part entre le point commun 320, où aboutissent la cathode de la pentode 308 et l'anode de la pentode 309 et, d'autre part, entre le point commun 321 où aboutissent l'anode de la pentode 309 et une des extrémités du cadre mobile 29.
Les deux pentodes 308 et 309 chargent et déchargent le condensateur 310. Quand la pentode 309 est rendue conductrice (la pentode 308 ne l'étant pas), le condensateur 310 se charge à travers la résistance 312, à la tension U de la source auxiliaire 21.
Quand la pentode 308 est rendue conductrice (la pentode 309 ne l'étant plus) le condensateur 310 se décharge directement dans ladite pentode 308. La différence de potentiel aux bornes du cadre mobile 29 (entre les points 311 et 321) est égale à la différence des tensions aux bornes des résistances 312 et 315.
Le courant 12 qui parcourt la résistance 312 (courant de charge du condensateur 310) est proportionnel à la tension U de la source auxiliaire 21 et à la différence de la fréquence t. Le courant 1', qui parcourt la résistance 315 (ainsi que les résistances 316 et 317) est proportionnel à la tension U. Sa valeur est réglée par l'ajustage des résistances à une valeur telle que la chute de tension aux bornes de la résistance 315 soit égale à la chute de tension aux bornes de la résistance 312 quand la différence de fréquence t est égale à la fréquence fo (fréquence de base).
En prenant des résistances 312 et 315 de même valeur, la somme algébrique
EMI3.1
est nulle quand f Jo.
Ainsi qu'on l'a indiqué précédemment, le couple
C2 développé par l'équipage galvanométrique 24 a, en définitive, pour valeur:
C2 = K2 U (f-f8) (2)
Le fonctionnement du poste émetteur est le suivant:
Lorsque la valeur de la grandeur à transmettre est nulle, le courant continu J1 issu du convertisseur de mesure 1 est nul.
Dans ces conditions, l'oscillateur 3 à fréquence variable émet une fréquence F2 dont la valeur est telle que le battement de cette fréquence avec la fréquence fixe F1 émise par l'oscillateur 2 ait pour valeur la fréquence de base to. Par conséquent, le courant continu, issu du convertisseur fréquencemétrique 4 est également nul puisque, ainsi que cela a été précédemment expliqué, ce courant est la somme algébrique de deux courants 12 et I', et la valeur de a a été déterminée de façon que cette somme algé- brique soit nulle pour la fréquence de base f,.
Si les fréquences F1 ou F2 viennent à varier accidentellement, de sorte que leur fréquence de battement devienne différente de la fréquence de base f,, le convertisseur fréquencemétrique 4 émet alors un courant continu qui traverse le cadre mobile 29 et fait dévier les trois équipages mobiles 26, 29, 31 dans un sens ou dans l'autre. Une force électromotrice induite apparaît alors aux bornes de l'enroulement mobile 31 du régulateur d'induction 25. Cet enroulement mobile étant connecté par l'intermédiaire d'un dispositif redresseur représenté schématiquement en 35, aux bornes d'une résistance 34, on obtient aux bornes de cette résistance une tension continue.
Cette tension fait varier la tension de polarisation de l'oscillateur 3, ce qui entraîne une variation de sa fréquence jusqu'à ce que celle-ci prenne une valeur telle que son battement avec la fréquence F1 ait de nouveau pour valeur la fréquence de base fo.
Lorsque la grandeur à télémesurer a une certaine valeur, le convertisseur de mesure 1 produit un courant continu I, dont la valeur est proportionnelle à celle de la grandeur à transmettre. Ce courant continu parcourt le cadre mobile 26 de l'équipage wattmétrique 23 et la résistance 33, produisant dans l'équi page wattmétrique un coupe C1 = K, U I 1 > (U étant la tension de la source auxiliaire à courant continu 21 aux bornes de laquelle est branché l'enroulement fixe 27 dudit équipage wattmétrique) et dans la résistance 33, une tension continue qui fait varier la tension de polarisation de l'oscillateur 3.
La fréquence émise par cet oscillateur varie, de sorte que la fréquence de battement de cette fréquence avec la fréquence fixe F1 prend une certaine valeur f, différente de fO. Dans ces conditions, ainsi que cela a été expliqué précédemment, le convertisseur fréquencemétrique 4 produit un courant continu qui développe dans l'équipage galvanométrique 24 un couple C2 opposé à C, et proportionnel à l'écart de fréquence (f - f,) et à la tension U de la source auxiliaire 21 (voir formule 2).
Les deux couples Cl et C2 se produisent et s'équilibrent d'une manière quasi simultanée et instantanée, de sorte que les trois équipages mobiles 26, 29, 31 conservent pratiquement la même position qu'ils occupaient lorsque les deux oscillateurs fonctionnaient, le courant 1, étant nul. La fréquence F2 a varié sous l'influence du courant In de façon que la différence entre cette fréquence et la fréquence fixe F1 ait une valeur bien déterminée, caractérisant ce courant. On a vu, d'après la formule (1) que la différence f-f, était uniquement proportionnelle au courant Ij et complètement indépendante de la tension de la source auxiliaire.
La fréquence fixe F1 et la fréquence variable F., sont transmises, par l'intermédiaire de l'amplificateur apériodique de sortie 6, sur la voie de liaison 36, au poste récepteur.
Le poste récepteur, représenté sur la fig. 4, comprend un sélecteur à lames vibrantes 41, accordé à la fréquence F, du poste émetteur. 42 est un mo dulateur en anneau ; 43 est un filtre passe-bas réglé pour laisser passer une bande de fréquences inférieure à la valeur maximum de la fréquence f. 4 est un convertisseur fréquencemétrique identique à celui représenté sous la même référence dans la fig. 1 et produisant un courant continu, somme algébrique de deux courants J et J'2, et qui est en définitive proportionnel d'une part à l'écart de fréquences (J - J1)) et, d'autre part, à la tension U' de la source auxiliaire à courant continu 44.
Ce convertisseur comporte préférablement un multiplicateur de la fréquence t. 45 est un compensateur de constitution identique à celle du compensateur du poste émetteur, qui compare à chaque instant les courants continus respectivement engendrés par le convertisseur fréquencemétrique 4 et le courant J, fourni par le dispositif électronique 46.
Le compensateur 45 comporte un équipage galvanométrique 48, dont l'aimant fixe est 49 et dont le cadre mobile 50 est parcouru par le courant continu issu du convertisseur fréquencemétrique 4. Ce courant parcourt également deux enroulements connectés en série et disposés chacun sur un circuit magnétique saturé faisant partie du dispositif électronique 46 qui sera décrit plus en détail ci-après. Le compensateur 45 comporte également un équipage wattmétrique 51 dont le cadre mobile 52 est parcouru par le courant continu J, engendré par le dispositif électronique 46 et dont l'enroulement fixe 53 est branché aux bornes de la source auxiliaire à courant continu 44. L'appareil récepteur 47, en série avec le cadre mobile 52, est parcouru par le courant continu
J,.
Le régulateur d'induction 54 comprend un enroulement inducteur 55 branché aux bornes d'une source à courant alternatif 57 ; son enroulement mobile 56 fait varier la tension des grilles de commande des tubes du dispositif électronique 46. Les cadres mobiles 50 et 52 ainsi que l'enroulement mobile 56 sont disposés sur le même arbre 58 et leurs amenées de courant sont dépourvues de couple de torsion.
Grâce à la combinaison du compensateur 45 et du dispositif électronique 46, on obtient un courant continu J,, rigoureusement proportionnel à la valeur transmise et, ainsi que cela sera expliqué ci-après. indépendant des variations de résistance du circuit contenant l'appareil récepteur 47 et de la tension de la source auxiliaire 44.
La fig. 5 représente, d'une façon plus détaillée. le sélecteur à lames vibrantes 41, le modulateur en anneau 42 et le filtre passe-bas 43.
Sur cette figure, 501, 502 représentent les deux conducteurs de la voie de liaison qui transmet la fréquence fixe F1 et la fréquence variable F2 du poste émetteur ainsi que d'autres fréquences fixes et variables (F'l, F'2, F"1 , F"2, F"'1, F"'2) d'autres postes émetteurs. Le sélecteur 41 comprend deux lames vibrantes 503 et 504 respectivement placées dans le champ d'un des aimants permanents. 505 et 506. Une de ces lames est accordée à une fréquence légèrement inférieure à la fréquence fixe F1 , soit F1 - et l'autre lame est accordée à une fréquence légèrement supérieure à la fréquence fixe F,, soit
F, + E.
La lame 503 est excitée par les bobines 507 et 509 ; la lame 504 est excitée par les bobines 508 et 510. Ces quatre bobines constituent les quatre bras d'un pont de Wheatstone qui est équilibré à l'état statique, c'est-à-dire lorsque les lames vibrantes 503 et 504 sont au repos. Les deux sommets 511 et 512 du pont de Wheatstone sont reliés respectivement aux deux conducteurs 501, 502 de la voie de liaison. 515 est un condensateur placé entre les deux autres sommets 513, 514 du pont de Wheatstone lesquels sont reliés d'une façon connue au modulateur en anneau 42. Le condensateur 515 constitue avec les bobines 507, 508, 509, 510 un circuit accordé qui sélectionne la fréquence fixe F,. Lorsque celle-ci est transmise par les conducteurs 501, 502, elle fait vibrer les lames 503, 504.
Celles-ci, en vibrant, déséquilibrent le pont de Wheatstone et une tension de fréquence F1 apparaît entre les sommets 513, 514 dudit pont et est transmise au modulateur 42. Bien que la fréquence
F, puisse présenter une certaine instabilité, due par exemple aux variations de la température, de la tension de la source auxiliaire alimentant l'oscillateur qui produit cette fréquence, cette instabilité est cor rivée par l'emploi des deux lames accordées, l'une à
F, Ù r, l'autre à F, r. Le sélecteur 41 constitue ainsi un filtre passe-bande, à bande très étroite et à haute sélectivité.
Si ]'on choisit la fréquence f à une valeur maximum au plus égale à 50 Hz, on réglera le filtre passebas 43 de manière qu'il laisse passer les fréquences inférieures à 50 Hz. En donnant des valeurs convenables aux fréquences fixes et variables des autres postes émetteurs, le battement, dans le modulateur en anneau 42, de la fréquence F1 avec ces fréquences produira des fréquences supérieures à 50 Hz qui seront supprimées par le filtre passe-bas 43. Celui-ci ne laissera passer que la fréquence f, égale à la différence entre la fréquence fixe F1 et la fréquence variable F,. Dans tous les postes récepteurs, les filtres passe-bas 43 seront identiques quelle que soit la valeur de la fréquence fixe.
Le modulateur en anneau 42 et le filtre passe-bas 43 sont bien connus dans la technique et ne nécessitent donc pas de description particulière.
La fig. 6 représente d'une façon plus détaillée le dispositif électronique 46 de la fig. 4 en combinaison avec le compensateur 45.
Sur cette figure, où les mêmes nombres ont la même signification que dans la fig. 4, 601 et 605 représentent deux circuits magnétiques saturés identiques, en forme de tore, comportant respectivement chacun trois enroulements 602, 603, 604, d'une part, 606, 607. 608, d'autre part. Les enroulements 603 et 607 ainsi que le cadre mobile 50 de l'équipage galvanométrique 48 du compensateur, connectés en série, sont parcourus par le courant continu issu du convertisseur fréquencemétrique 4 de la fig. 4.
Les enroulements 604 et 608, également connectés en série, sont branchés aux bornes de la source à courant alternatif 57. Les enroulements 602 et 606 sont respectivement connectés d'une part, à la grille de contrôle de chacun des deux tubes thermoioniques identiques 609 et 610 et, d'autre part, à une extrémité de chacun des deux enroulements secondaires 613, 614 d'un transformateur 611. L'enroulement primaire 612 de ce transformateur est connecté aux bornes de l'enroulement mobile (induit) 56 du régulateur d'induction 54 dont l'enroulement fixe (inducteur) 55 est branché aux bornes de la source à courant alternatif 57.
Les tubes thermoioniques 609 et 610 sont, dans l'exemple représenté, du type pentode. Ces tubes sont montés en opposition, la cathode de l'un étant reliée à l'anode de l'autre et, réciproquement, par l'intermédiaire des conducteurs 615 et 616. Les deuxièmes extrémités de chacun des deux enroulements secondaires 613, 614 du transformateur 611 sont respectivement reliées à ces conducteurs. La tension de polarisation des grilles de commande des tubes 609 et 610 dépend de la tension qui apparaît dans les enroulements 602 et 613 (pour la grille du tube 609) et dans les enroulements 606 et 614 (pour la grille du tube 610).
La tension d'alimentation des deux tubes thermoioniques est fournie par l'enroulement secondaire 618 du transformateur 617 dont l'enroulement primaire 619 est connecté à la source à courant alternatif 57.
Le courant anodique des tubes 609 et 610 parcourt, par l'intermédiaire d'un circuit de filtrage (selfinductance 620 et condensateur 621) l'appareil récepteur 47 et le cadre mobile 52 de l'équipage wattmétrique 51.
Il a déjà été indiqué que la fréquence fixe F/, transmise par le poste émetteur correspondant au poste récepteur, a été sélectionnée par le sélecteur à lames vibrantes 41 et que le battement de cette fréquence dans le modulateur en anneau 42 avec la fréquence variable F2 (transmise par le poste émetteur susmentionné) et avec toutes les autres fréquences, fixes et variables (transmises simultanément par d'autres postes émetteurs), suivi d'un filtrage dans un filtre passe-bas, permet d'obtenir aux bornes de sortie de ce filtre une fréquence f égale à la différence entre la fréquence fixe F1 et la fréquence variable F,.
Il a été indiqué également que cette fréquence f est transformée dans le convertisseur fréquencemétrique 4 en un courant continu J, somme algébrique de deux courants J2 etJ'2 et qui est en définitive proportionnel d'une part à f-f, et, d'autre part, à la tension U' de la source auxiliaire 44. Ce courant continu traverse le cadre mobile 50 de l'équipage galvanométrique 48 et les enroulements 603 et 607 des circuits magnétiques saturés 601 et 605. Dans ces conditions, il se produit dans l'équipage galvanométrique 48 un couple actif qui tend à faire dévier tous les équipages mobiles du compensateur 45. Ce couple a pour expression Cy=K 2 - f,) U.
En outre, il se produit également aux bornes des enroulements 602 et 606 des circuits magnétiques saturés, des tensions induites qui modifient les tensions de polarisation des grilles de commande des tubes 609 et 610 de sorte qu'un courant anodique moyen J, est engendré par lesdits tubes. Ce courant
J, parcourt l'appareil récepteur 47 et le cadre mobile 52 de l'équipage wattmétrique 51 dont l'enroulement fixe est branché aux bornes de la source à courant continu 44. Un couple antagoniste prend naissance sur le cadre mobile 52 ; il s'oppose au coupl
Telemetry process and installation for implementation
of this process
The present patent relates to a method for telemetry, between at least one transmitting measuring station and at least one receiving reading station, of a quantity represented by a direct current Ig proportional to this quantity, a method in which one generates at the station transmitter two frequencies F, and F!, the first of which is fixed and the second linear function of the current Ig, such that the difference between a predetermined fundamental frequency f0 and the frequency F1 - F2 f, is proportional to Ig.
This process is characterized by the fact that two currents, one of which is proportional to f, are generated at each emitting station as well as at each receiving station, and in that the current is made to act
Ig, on the one hand, and the two aforementioned currents, on the other hand, on a servo device so that the latter constantly maintains the difference f-f, proportional to Ig.
The present patent also relates to an installation for the implementation of this method comprising at least one emitting measuring station, at least one receiving reading station, and means for generating said frequencies F1, F., and fo such as said difference (f - J0), where f = F1 - F2, is proportional to said current Ig, characterized by a servo device constantly maintaining the difference ffo proportional to Ig.
In order to be able to transmit quantities whose meaning may change (for example in the case of powers exchanged on interconnection lines), the transmitting station can be provided with means by which, when the quantity to be telemetered has a zero value, c ' that is to say when the current proportional to this quantity is zero, the variable frequency F2 nevertheless has a well-determined value.
The difference between the fixed frequency F1 and this value of the variable frequency F2 will be referred to hereinafter as the base frequency fo. The direct current proportional to the quantity to be transmitted is, under these conditions, proportional to the difference between the frequency f and the base frequency Jo. This current will therefore be of one polarity or another depending on the direction of the magnitude to be telemetered.
The fixed frequency F1 and the variable frequency F2 can be chosen from the range of audible frequencies, the maximum and minimum values of the variable frequency, differing by a few tens of hertz), both being either lower or higher than the value of the fixed frequency.
If we assume that
EMI1.1
(with
EMI1.2
are four fixed frequencies transmitted respectively by four transmitting stations and that the variable frequencies transmitted by these four stations are respectively included between the following values F2 - cP2 'F'2 - cp', F "2 - F" '., (P " '2, we will advantageously choose the latter so that we have:
EMI1.3
Under these conditions, the variable frequencies cooperating with the fixed frequencies of odd rank (F, and F ",), will be lower, while the variable frequencies cooperating with the fixed frequencies of even rank (F'l, F",) will be higher. Such an arrangement will be described in more detail below.
A particular implementation of the claimed method will be described below, by way of example, with reference to the appended drawing which shows an embodiment of the installation for its implementation.
Fig. 1 represents the diagram of the transmitter station comprising the detail of the compensation device which will be referred to below as a compensator.
Fig. 2 represents the diagram of the variable frequency oscillator of the transmitter station.
Fig. 3 represents the diagram of the frequency converter of the transmitting station and of the receiving station.
Fig. 4 represents the diagram of the receiving station including the detail of the compensator used in this station.
Fig. 5 shows the diagram of the vibrating fork selector, modulator and low pass filter of the receiver station.
Fig. 6 represents the diagram of the electronic device used in the receiving station in combination with the compensator.
Fig. 7 is a diagram representing the different values of the frequencies used for several telemetry transmitted on the same link channel.
In fig. 1, 1 represents a measurement converter transforming, at the transmitting station, the value of the quantity to be transmitted into a proportional direct current II. If the quantity to be transmitted is an electrical quantity, the measurement converter described in patent 314957 filed by the applicant company will advantageously be used. 2 is a constant frequency oscillator F1. 3 is a resistance-capacitor oscillator producing a frequency F. 2 which varies according to the value of its bias voltage.
4 is a frequency converter producing a direct current which results from the algebraic sum of two currents I2 and 1'2 n the current 12 being proportional to the voltage U of the auxiliary source 21 and to the frequency f, (f = F1 - F2 ), and the current I'2 being proportional to the voltage U and to the base frequency f0. The circuits of this frequency converter are set so that the algebraic sum 12 + I'2 is zero when f is equal to J0, so that the output current of this converter is, ultimately, proportional to:
U (J - J0). This converter comprises a multiplier of the frequency f. 5 is the compensator which compares at each instant the direct currents respectively generated by the converter 1 and the frequency-meter converter 4. The compensator 5 comprises a wattmeter unit 23, the mobile frame 26 of which is traversed by the direct current 1 ,, generated by the converter 1 and whose fixed winding 27 is connected to the terminals of the auxiliary direct current source 21. The torque C, developed by the wattmeter unit is defined by the formula:
Cl = K, U .1, (a) K1 being a factor of proportionality.
A resistor 33, in series with the mobile frame 26, is traversed by the direct current 11 generated by the converter 1. The voltage across this resistor varies the bias voltage of the oscillator 3 so that the frequency F, output from this oscillator is a linear function of the current I1.
The compensator 5 also comprises a galvanometric unit 24, the fixed magnet of which is 28 and the movable frame 29 of which is connected to the output terminals of the frequency converter 4. The torque C2 developed by the galvanometric unit is defined by the formula:
Ca = K2 U (ff ") (b)
Finally, the compensator 5 comprises an induction regulator 25 whose inductor winding 30 is connected to the terminals of an alternating current source 22 and whose mobile winding 31 is connected via a rectifier device 35 to the terminals. terminals of a resistor 34 which is in series with resistor 33 in the bias circuit of oscillator 3.
The mobile winding 31 is traversed by an induced current, a function of its deflection! which creates a potential difference across resistor 34, which varies the bias voltage of oscillator 3. The movable frames 26 and 29 as well as the movable winding 31 are arranged on the same shaft 32 and their leads current are devoid of torque.
The wattmetric and galvanometric equipments of the compensator 5 are connected so that the couples C and C2 are opposed. In the equilibrium position: C1 = C2 i.e. replacing C1 and C, by their expressions (a) and (b): KtUIl = - K2.U (f-f0)
or I, = K (f-f0) (1)
The difference J - J0 is therefore proportional to 11.
6 is an aperiodic output amplifier of any known type, the input terminals of which receive the frequencies F1 and F2 generated respectively by the oscillators 2 and 3 and which transmits on the link channel 36 said frequencies F1 and F2.
Fig. 2 represents the diagram of the variable frequency oscillator indicated under the reference 3 in FIG. 1.
In this figure, 206 and 207 respectively represent a pentode and a triode coupled through capacitor 208 and resistor 209, the assembly constituting a resistance amplifier. The screen grid of pentode 206 is biased by resistor 218 decoupled by capacitor 219. 213 is a bias resistor of the cathode of triode 207.
To obtain good stability, the amplifier has a feedback circuit consisting of resistor 216, capacitor 217 and resistor 214. Resistor 216 is a resistor with a negative temperature coefficient, which further contributes to the stability of d amplitude of the amplifier.
The feedback circuit transforming this amplifier into an oscillator is formed by the network: resistor 202 - capacitor 201 - resistor 203 capacitor 204.
The resistor 210 and the capacitor 211, placed in the circuit of the amplifier of the pentode 206, constitute a phase shift circuit of the amplifier.
This phase shift depends on the internal resistance of tentode 206. This internal resistance can be modified by the polarization of the control gate of the pentode. The variation of this polarization is obtained by the potential differences which appear at the terminals of resistors 33 and 34 (see fig. 1). To the variation of the phase shift of the amplifier corresponds, as we know, a variation of the frequency of the oscillator. The variable frequency output voltage is collected across resistor 212.
Fig. 3 represents the diagram of the frequency converter indicated under the reference 4 in FIG. 1 and producing a direct current proportional, on the one hand, to the frequency difference (f - f) and, on the other hand, to the voltage U of the auxiliary direct current source 21.
301 is a device which receives at its input terminals the signals of frequency F1 and F2 originating respectively from oscillators 2 and 3 (FIG. 1) and which generates a signal at the beat frequency f between these two frequencies. 302 is a frequency multiplier device f (saturated transformer device to triple the frequency, single or double rectifier device to double or quadruple the frequency, for example). 303 is a high-pass filter which makes it possible to select the frequency n J coming from the frequency multiplier.
The output voltage of this filter excites a device 304 generating rectangular signals of frequency iî J. These signals excite the primary winding 305 of a transformer 319 whose two secondary windings 306 and 307 alternately make two pentodes 308 and 309 conductive. the screen grids are connected to the positive pole of the auxiliary direct current source 21, respectively by resistors 313 and 314. The mobile frame 29 of the galvanometric equipment 24 which forms part of the compensator 5 (FIG. 1) is connected, on the one hand, to the anode of the pentode 308 and, on the other hand, to the common point 311 where the ends of two resistors 315 and 316 end. The resistors 315, 316 and 317, connected in series, are connected to the auxiliary DC source terminals 21.
These resistors determine the bias voltage of pentode 309. 318 is a coupling capacitor. 312 is a resistor through which the anode of the pentode 308 is connected to the positive pole of the source 21. A capacitor 310 is connected on the one hand between the common point 320, where the cathode of the pentode 308 ends. and the anode of the pentode 309 and, on the other hand, between the common point 321 where the anode of the pentode 309 end and one of the ends of the movable frame 29.
The two pentodes 308 and 309 charge and discharge the capacitor 310. When the pentode 309 is made conductive (the pentode 308 not being), the capacitor 310 charges through the resistor 312, at the voltage U of the auxiliary source. 21.
When the pentode 308 is made conductive (the pentode 309 no longer being it), the capacitor 310 discharges directly into said pentode 308. The potential difference across the terminals of the mobile frame 29 (between points 311 and 321) is equal to the difference in voltages across resistors 312 and 315.
The current 12 which flows through the resistor 312 (charging current of the capacitor 310) is proportional to the voltage U of the auxiliary source 21 and to the difference of the frequency t. The current 1 ', which flows through resistor 315 (as well as resistors 316 and 317) is proportional to voltage U. Its value is set by adjusting the resistors to a value such as the voltage drop across the resistor. 315 is equal to the voltage drop across resistor 312 when the frequency difference t is equal to the frequency fo (base frequency).
By taking resistors 312 and 315 of the same value, the algebraic sum
EMI3.1
is zero when f Jo.
As previously indicated, the couple
C2 developed by the galvanometric crew 24 has, ultimately, for value:
C2 = K2 U (f-f8) (2)
The operation of the transmitter station is as follows:
When the value of the quantity to be transmitted is zero, the direct current J1 coming from the measurement converter 1 is zero.
Under these conditions, the variable frequency oscillator 3 emits a frequency F2 whose value is such that the beating of this frequency with the fixed frequency F1 emitted by the oscillator 2 has the base frequency to as its value. Consequently, the direct current, issuing from the frequency converter 4 is also zero since, as has been explained previously, this current is the algebraic sum of two currents 12 and I ', and the value of a has been determined so that this current algebraic sum is zero for the base frequency f ,.
If the frequencies F1 or F2 accidentally change, so that their beat frequency becomes different from the base frequency f ,, the frequency-meter converter 4 then emits a direct current which passes through the mobile frame 29 and deflects the three mobile units 26, 29, 31 one way or the other. An induced electromotive force then appears at the terminals of the mobile winding 31 of the induction regulator 25. This mobile winding being connected by means of a rectifier device shown schematically at 35, at the terminals of a resistor 34, one obtains at the terminals of this resistor a direct voltage.
This voltage causes the bias voltage of oscillator 3 to vary, which causes its frequency to vary until it takes a value such that its beat with frequency F1 again has the base frequency as its value. fo.
When the quantity to be telemeasured has a certain value, the measurement converter 1 produces a direct current I, the value of which is proportional to that of the quantity to be transmitted. This direct current travels through the mobile frame 26 of the wattmeter unit 23 and the resistor 33, producing in the wattmeter unit a cut C1 = K, UI 1> (U being the voltage of the auxiliary direct current source 21 at the terminals which is connected the fixed winding 27 of said wattmeter unit) and in resistor 33, a direct voltage which varies the bias voltage of oscillator 3.
The frequency emitted by this oscillator varies, so that the beat frequency of this frequency with the fixed frequency F1 takes a certain value f, different from f0. Under these conditions, as has been explained previously, the frequency converter 4 produces a direct current which develops in the galvanometric unit 24 a torque C2 opposed to C, and proportional to the frequency difference (f - f,) and to the voltage U of the auxiliary source 21 (see formula 2).
The two pairs C1 and C2 occur and balance each other almost simultaneously and instantaneously, so that the three mobile units 26, 29, 31 retain practically the same position they occupied when the two oscillators were operating, the current 1, being zero. The frequency F2 has varied under the influence of the current In so that the difference between this frequency and the fixed frequency F1 has a well-determined value, characterizing this current. It has been seen from formula (1) that the difference f-f was only proportional to the current Ij and completely independent of the voltage of the auxiliary source.
The fixed frequency F1 and the variable frequency F. are transmitted, via the aperiodic output amplifier 6, on the link channel 36, to the receiving station.
The receiving station, shown in fig. 4, comprises a vibrating fork selector 41, tuned to the frequency F, of the transmitter station. 42 is a ring modulator; 43 is a low pass filter set to pass a band of frequencies lower than the maximum value of the frequency f. 4 is a frequency converter identical to that shown under the same reference in FIG. 1 and producing a direct current, algebraic sum of two currents J and J'2, and which is ultimately proportional on the one hand to the frequency difference (J - J1)) and, on the other hand, to the voltage U 'of the auxiliary direct current source 44.
This converter preferably comprises a multiplier of the frequency t. 45 is a compensator of identical construction to that of the compensator of the transmitter station, which compares at each instant the direct currents respectively generated by the frequency-meter converter 4 and the current J, supplied by the electronic device 46.
The compensator 45 comprises a galvanometric device 48, the fixed magnet of which is 49 and the movable frame 50 of which is traversed by the direct current coming from the frequency converter 4. This current also flows through two windings connected in series and each arranged on a magnetic circuit. saturated forming part of the electronic device 46 which will be described in more detail below. The compensator 45 also comprises a wattmeter unit 51 whose movable frame 52 is traversed by the direct current J, generated by the electronic device 46 and whose fixed winding 53 is connected to the terminals of the auxiliary direct current source 44. L ' receiving device 47, in series with the movable frame 52, is traversed by the direct current
J ,.
Induction regulator 54 includes an inductor winding 55 connected to the terminals of an AC source 57; its movable winding 56 varies the voltage of the control gates of the tubes of the electronic device 46. The movable frames 50 and 52 as well as the movable winding 56 are arranged on the same shaft 58 and their current leads are devoid of torque. .
Thanks to the combination of the compensator 45 and the electronic device 46, a direct current J ,, is obtained which is strictly proportional to the value transmitted and, as will be explained below. independent of the variations in resistance of the circuit containing the receiving apparatus 47 and of the voltage of the auxiliary source 44.
Fig. 5 shows, in more detail. the vibrating fork selector 41, the ring modulator 42 and the low pass filter 43.
In this figure, 501, 502 represent the two conductors of the link path which transmits the fixed frequency F1 and the variable frequency F2 of the transmitter station as well as other fixed and variable frequencies (F'l, F'2, F " 1, F "2, F" '1, F "' 2) other transmitting stations. The selector 41 comprises two vibrating blades 503 and 504 respectively placed in the field of one of the permanent magnets. 505 and 506. One of these reeds is tuned to a frequency slightly lower than the fixed frequency F1, ie F1 - and the other reed is tuned to a frequency slightly higher than the fixed frequency F ,, ie
F, + E.
The blade 503 is excited by the coils 507 and 509; the blade 504 is excited by the coils 508 and 510. These four coils constitute the four arms of a Wheatstone bridge which is balanced in the static state, that is to say when the vibrating blades 503 and 504 are at rest. The two tops 511 and 512 of the Wheatstone bridge are respectively connected to the two conductors 501, 502 of the connecting path. 515 is a capacitor placed between the two other vertices 513, 514 of the Wheatstone bridge which are connected in a known manner to the ring modulator 42. The capacitor 515 constitutes with the coils 507, 508, 509, 510 a tuned circuit which selects the fixed frequency F ,. When this is transmitted by the conductors 501, 502, it vibrates the blades 503, 504.
These, by vibrating, unbalance the Wheatstone bridge and a voltage of frequency F1 appears between the vertices 513, 514 of said bridge and is transmitted to the modulator 42. Although the frequency
F, may present a certain instability, due for example to variations in temperature, of the voltage of the auxiliary source supplying the oscillator which produces this frequency, this instability is corrected by the use of the two tuned blades, one at
F, Ù r, the other to F, r. The selector 41 thus constitutes a band-pass filter with a very narrow band and high selectivity.
If the frequency f is chosen at a maximum value equal to at most 50 Hz, the low-pass filter 43 will be adjusted so that it allows frequencies below 50 Hz to pass. By giving suitable values to the fixed and variable frequencies of the other transmitting stations, the beating, in the ring modulator 42, of the frequency F1 with these frequencies will produce frequencies greater than 50 Hz which will be removed by the low-pass filter 43. This will only allow the frequency f to pass, equal to the difference between the fixed frequency F1 and the variable frequency F ,. In all the receiving stations, the low-pass filters 43 will be identical whatever the value of the fixed frequency.
Ring modulator 42 and low pass filter 43 are well known in the art and therefore do not require special description.
Fig. 6 shows in more detail the electronic device 46 of FIG. 4 in combination with compensator 45.
In this figure, where the same numbers have the same meaning as in fig. 4, 601 and 605 show two identical saturated magnetic circuits, in the form of a torus, each comprising respectively three windings 602, 603, 604, on the one hand, 606, 607. 608, on the other hand. The windings 603 and 607 as well as the mobile frame 50 of the galvanometric equipment 48 of the compensator, connected in series, are traversed by the direct current coming from the frequency converter 4 of FIG. 4.
The windings 604 and 608, also connected in series, are connected to the terminals of the alternating current source 57. The windings 602 and 606 are respectively connected on the one hand, to the control grid of each of the two identical thermionic tubes 609 and 610 and, on the other hand, at one end of each of the two secondary windings 613, 614 of a transformer 611. The primary winding 612 of this transformer is connected to the terminals of the mobile (armature) winding 56 of the regulator d 'induction 54 whose fixed winding (inductor) 55 is connected to the terminals of the alternating current source 57.
The thermionic tubes 609 and 610 are, in the example shown, of the pentode type. These tubes are mounted in opposition, the cathode of one being connected to the anode of the other and, conversely, via the conductors 615 and 616. The second ends of each of the two secondary windings 613, 614 of the transformer 611 are respectively connected to these conductors. The bias voltage of the control gates of the tubes 609 and 610 depends on the voltage which appears in the windings 602 and 613 (for the grid of the tube 609) and in the windings 606 and 614 (for the grid of the tube 610).
The supply voltage for the two thermionic tubes is supplied by the secondary winding 618 of the transformer 617, the primary winding 619 of which is connected to the alternating current source 57.
The anode current of the tubes 609 and 610 passes, via a filtering circuit (selfinductance 620 and capacitor 621), the receiver device 47 and the mobile frame 52 of the wattmeter unit 51.
It has already been indicated that the fixed frequency F /, transmitted by the transmitting station corresponding to the receiving station, has been selected by the vibrating fork selector 41 and that the beating of this frequency in the ring modulator 42 with the variable frequency F2 (transmitted by the aforementioned transmitting station) and with all the other frequencies, fixed and variable (transmitted simultaneously by other transmitting stations), followed by filtering in a low-pass filter, makes it possible to obtain at the output terminals of this filters a frequency f equal to the difference between the fixed frequency F1 and the variable frequency F i.
It was also indicated that this frequency f is transformed in the frequency converter 4 into a direct current J, an algebraic sum of two currents J2 and J'2 and which is ultimately proportional on the one hand to ff, and, on the other hand , at the voltage U 'of the auxiliary source 44. This direct current passes through the mobile frame 50 of the galvanometric equipment 48 and the windings 603 and 607 of the saturated magnetic circuits 601 and 605. Under these conditions, it occurs in the galvanometric equipment 48 an active couple which tends to deflect all the mobile components of the compensator 45. This couple has the expression Cy = K 2 - f,) U.
In addition, it also occurs at the terminals of the windings 602 and 606 of the saturated magnetic circuits, induced voltages which modify the bias voltages of the control gates of the tubes 609 and 610 so that an average anode current J is generated by said tubes. This current
J, runs through the receiver device 47 and the movable frame 52 of the wattmeter unit 51, the fixed winding of which is connected to the terminals of the direct current source 44. An antagonistic couple arises on the movable frame 52; he opposes the coupl