Transistor-Oszillator Der Stromverstärkungsfaktor von Flächentransi storen ist bekanntlich kleiner als 1. Sie lassen sich daher im allgemeinen nur mit Hilfe phasendrehender Rückkopplungsglieder zu Schwingungen anregen. Oszillatorschaltungen dieser Art werden zum Beispiel in dem Buch von Shea Principles of Transistor Cir- cuits , insbesondere auf den Seiten 274-289 be schrieben.
Wenn bei solchen Anordnungen die Ausgangs spannung über einen gewissen Wert ansteigt, wird die Kollektor-Basis-Strecke während einer Strom halbwelle leitend und schliesst damit den zwischen den beiden Elektroden befindlichen Schwingkreis kurz, woraus sich erhebliche Mirrfaktoren ergeben. Man verwendet daher, wie es auch von Röhren schwingungserzeugern bekannt ist, zur Begrenzung eine Audionanordnung, die aus einem Widerstand und einem Kondensator besteht. Die natürlicher weise bei einem Audion entstehende Phasendrehung führt bei Änderung der Belastung dazu, dass sich Frequenz und Ausgangsspannung des Oszillators mehr oder weniger stark ändern.
Die Phasendrehun gen können durch eine Vergrösserung des Audion- kondensators vermindert werden, wobei allerdings eine Erhöhung des Klirrfaktors eintritt. Man muss daher bei den bekannten Anordnungen einen Kom promiss zwischen möglichst hoher Stabilität und mög lichst geringem Klirrfaktor schliessen, wodurch eine optimale Ausnutzung der Transistoren verhindert wird.
Es wird daher eine Oszillatorschaltung für Tran sistoren mit einer Begrenzereinrichtung für den Steuerstrom vorgeschlagen, bei der Phasendrehungen bei Änderung der Belastung mit den daraus resultie renden Nachteilen vermieden werden.
Erfindungsgemäss wird der Steuerstrom über einen Vorwiderstand einer Gleichstromquelle entnommen und dieser Steuerstrom mit Hilfe eines Gleichrichters und der als Gleichrichter wirkenden Emitter-Basis- Strecke und einer aus dem Ausgangskreis in den Steuerkreis rückgeführten Spannung in zwei ge tastete Gleichströme aufgespalten, von denen der über die Basis-Emitter-Strecke fliessende Strom für die Aussteuerung des Transistors zur Wirkung kommt.
Ausführungsbeispiele der erfindungsgemässen Os- zillatorschaltung werden nachstehend anhand der Fi guren näher erläutert.
Fig. 1 zeigt die Grundschaltung.
Fig.2 und 3 dienen zur Erläuterung der Wir kungsweise.
Die Fig. 4, 5 und 7 stellen weitere Ausführungs formen dar.
In Fig. 1 ist T ein Flächentransistor in Emitter- Basis-Schaltung. Der Schwingkreis LC2 liegt im Kol- lektorkreis. R2 ist der Belastungswiderstand, der natürlich auch über eine besondere Wicklung des übertragers Tr angekoppelt sein kann. Der Strom fluss im Kollektorkreis wird durch die Emitter-Basis- Strecke gesteuert.
Der Steuerstrom wird über einen Vorwiderstand R 1 in zwei getastete Gleichströme auf geteilt, von denen der eine durch den Gleichrichter Gll, der andere über die Emitter-Basis-Strecke des Transistors fliesst. Die Umschaltung zwischen den beiden Gleichrichterstrecken geschieht mit Hilfe einer kleinen Wechselspannung (z. B. üU2 <I>- 1</I> V), die zwischen die als Gleichrichter wirkende Emitter- Basis-Strecke und R1 geschaltet ist.
Es ist ebenso möglich, die steuernde Wechselspannung zwischen Gll und R 1 zu legen oder den Gleichstrom über R 1 an eine Anzapfung der Wicklung WR zu führen. Der Transistor wird also mit Hilfe eines Rechteckwellen- stromes ausgesteuert, der so begrenzt ist, dass die Kollektor-Emitter-Spannung nicht bis auf Null aus gesteuert wird. Die Emitter-Kollektor-Strecke bleibt daher stets hochohmig, so dass mit Hilfe der Schwing kreisselektion ein geringer Klirrfaktor erzielt werden kann.
In den Fig.2 und 3 ist schematisch dargestellt, wie die Steuerung des Transistors erfolgt. G12 stellt die Emitter-Basis-Strecke des Transistors dar. Der Transistor ist geöffnet, und der Öffnungsstrom il fliesst als<B>13</B> über die Basis, wenn das Potential am Punkt 1 positiv ist gegenüber demjenigen am Punkt 2. Im umgekehrten Fall fliesst der Strom i 1 als Strom <I>i2</I> über den Gleichrichter Gll. Die Basis hat daher ein positiveres Potential als der Emitter, so dass der Transistor sperrt.
Die Aussteuerung des Transistors wird durch den Widerstand R 1 zweckmässig so ein gestellt, dass die Amplitude 0 der am Lastwider stand R2 auftretenden Wechselspannung etwa gleich der Gleichspannung<B>UB</B> ist.
Bei normaler Aussteuerung ist der Wechselstrom widerstand der Emitter-Kollektor-Strecke zwar im Sperrzustand sehr hoch, im geöffneten Zustand je doch nur wenig grösser als R2. Sein Wert hängt dann von R 1 und den Vierpolparametern des Transistors ab. Um den Wechselstromwiderstand in der geöff neten Phase so gross zu machen, dass er etwa in die Grössenordnung des Widerstandes in der gesperrten Phase fällt, wird zweckmässig die Basisschaltung an gewandt.
Das geschieht dadurch, dass parallel zur Basis-Emitter-Strecke ein Zweipol geschaltet wird, der zum Beispiel aus der Reihenschaltung eines Wi derstandes und eines Gleichrichters besteht. Es kann auch ein Ohmscher Widerstand oder ein Blindwider stand oder eine Kombination dieser Zweipole ver wendet werden. Zur Unterstützung der Wirkung kann ein Widerstand in den Emitterzweig geschaltet wer den.
In Fig. 4 ist ein Ausführungsbeispiel mit einem Zweipol parallel zum Emitter-Basis-Zweig dargestellt. Als Zweipol wird in diesem Falle ein Gleichrichter G13 in Reihe mit einem Widerstand RB verwendet und in den Emitterkreis ein zusätzlicher Widerstand <I>RE</I> gelegt. Der übrige Teil der Schaltung stimmt mit der Anordnung nach der bereits besprochenen Fig. 1 überein.
Der quadratische Klirrfaktor kann durch Ein fügen eines Widerstandes in den Emitter oder Gleich richterzweig verändert bzw. kompensiert werden.
Ein weiteres Ausführungsbeispiel zeigt Fig. 5. Der Widerstand R l, der Gleichrichter Gll und die Rück kopplungswicklung WR bewirken in gleicher Weise wie in Fig. 1 die Umsteuerung des Gleichstromes. Im Kollektorkreis liegt der Schwingkreis LC2, mit dem in Reihe eine zweite Spannungsquelle UC liegt. In ihrer Funktion ist diese Schaltungsanordnung mit der nach Fig. 1 ähnlich. Sie hat jedoch den Vorteil, dass der Kollektorstrom nur in sehr geringem Masse vom Verstärkungsfaktor des Transistors abhängt.
Dadurch ergibt sich nur eine geringe, vernachlässigbare Ar beitspunktverschiebung beim Austausch von Tran sistoren, deren Fertigung noch weiten Streuungen unterliegt. Im Zusammenhang mit der frequenzunabhängi- gen Begrenzung steht auch, dass die Hochfrequenz spannung u2 am Ausgang nahezu proportional mit dem Basisstrom i3 ansteigt, wie in Fig. 6 schematisch dargestellt ist. Diese Tatsache kann in sehr einfacher Weise zur Modulation der Hochfrequenzspannung ausgenützt werden.
In Fig.7 ist schematisch unter Verwendung der Anordnung nach Fig. 1 gezeigt, wie beispielsweise der Modulationsstrom zugeführt wird. Aus der Spannungsquelle<I>NF</I> wird über den Wider stand R3 und den Trennkondensator C3 ein Modu- lationsstrom in den Kreis mit dem Steuerstrom il eingefügt. Dadurch ändert sich die Grösse der Aus gangswechselspannung im Takte der Modulations- frequenz. Mit dieser Anordnung ist es möglich, eine Modulation bis zu 100 "/u zu erzielen. Der Wider stand R3 kann auch komplex, z.
B. als Sperrkreis für die Hochfrequenz, ausgebildet werden, um den niederfrequenten Leistungsbedarf gering zu halten. Damit keine unzulässige Entnahme von Hochfre- quenzenergie über die Wicklung WR erfolgt, muss der Widerstand R3 entsprechend gross gemacht wer den.
Fig.7 zeigt noch eine weitere Ausführungsform des Übertragers Tr, bei der der Schwingkreis LC2 und der Ausgangskreis mit dem Belastungswiderstand R2 mit getrennten Wicklungen ausgeführt sind.