Transistor-Oszillator Der Stromverstärkungsfaktor von Flächentransi storen ist bekanntlich kleiner als 1. Sie lassen sich daher im allgemeinen nur mit Hilfe phasendrehender Rückkopplungsglieder zu Schwingungen anregen. Oszillatorschaltungen dieser Art werden zum Beispiel in dem Buch von Shea Principles of Transistor Cir- cuits , insbesondere auf den Seiten 274-289 be schrieben.
Wenn bei solchen Anordnungen die Ausgangs spannung über einen gewissen Wert ansteigt, wird die Kollektor-Basis-Strecke während einer Strom halbwelle leitend und schliesst damit den zwischen den beiden Elektroden befindlichen Schwingkreis kurz, woraus sich erhebliche Mirrfaktoren ergeben. Man verwendet daher, wie es auch von Röhren schwingungserzeugern bekannt ist, zur Begrenzung eine Audionanordnung, die aus einem Widerstand und einem Kondensator besteht. Die natürlicher weise bei einem Audion entstehende Phasendrehung führt bei Änderung der Belastung dazu, dass sich Frequenz und Ausgangsspannung des Oszillators mehr oder weniger stark ändern.
Die Phasendrehun gen können durch eine Vergrösserung des Audion- kondensators vermindert werden, wobei allerdings eine Erhöhung des Klirrfaktors eintritt. Man muss daher bei den bekannten Anordnungen einen Kom promiss zwischen möglichst hoher Stabilität und mög lichst geringem Klirrfaktor schliessen, wodurch eine optimale Ausnutzung der Transistoren verhindert wird.
Es wird daher eine Oszillatorschaltung für Tran sistoren mit einer Begrenzereinrichtung für den Steuerstrom vorgeschlagen, bei der Phasendrehungen bei Änderung der Belastung mit den daraus resultie renden Nachteilen vermieden werden.
Erfindungsgemäss wird der Steuerstrom über einen Vorwiderstand einer Gleichstromquelle entnommen und dieser Steuerstrom mit Hilfe eines Gleichrichters und der als Gleichrichter wirkenden Emitter-Basis- Strecke und einer aus dem Ausgangskreis in den Steuerkreis rückgeführten Spannung in zwei ge tastete Gleichströme aufgespalten, von denen der über die Basis-Emitter-Strecke fliessende Strom für die Aussteuerung des Transistors zur Wirkung kommt.
Ausführungsbeispiele der erfindungsgemässen Os- zillatorschaltung werden nachstehend anhand der Fi guren näher erläutert.
Fig. 1 zeigt die Grundschaltung.
Fig.2 und 3 dienen zur Erläuterung der Wir kungsweise.
Die Fig. 4, 5 und 7 stellen weitere Ausführungs formen dar.
In Fig. 1 ist T ein Flächentransistor in Emitter- Basis-Schaltung. Der Schwingkreis LC2 liegt im Kol- lektorkreis. R2 ist der Belastungswiderstand, der natürlich auch über eine besondere Wicklung des übertragers Tr angekoppelt sein kann. Der Strom fluss im Kollektorkreis wird durch die Emitter-Basis- Strecke gesteuert.
Der Steuerstrom wird über einen Vorwiderstand R 1 in zwei getastete Gleichströme auf geteilt, von denen der eine durch den Gleichrichter Gll, der andere über die Emitter-Basis-Strecke des Transistors fliesst. Die Umschaltung zwischen den beiden Gleichrichterstrecken geschieht mit Hilfe einer kleinen Wechselspannung (z. B. üU2 <I>- 1</I> V), die zwischen die als Gleichrichter wirkende Emitter- Basis-Strecke und R1 geschaltet ist.
Es ist ebenso möglich, die steuernde Wechselspannung zwischen Gll und R 1 zu legen oder den Gleichstrom über R 1 an eine Anzapfung der Wicklung WR zu führen. Der Transistor wird also mit Hilfe eines Rechteckwellen- stromes ausgesteuert, der so begrenzt ist, dass die Kollektor-Emitter-Spannung nicht bis auf Null aus gesteuert wird. Die Emitter-Kollektor-Strecke bleibt daher stets hochohmig, so dass mit Hilfe der Schwing kreisselektion ein geringer Klirrfaktor erzielt werden kann.
In den Fig.2 und 3 ist schematisch dargestellt, wie die Steuerung des Transistors erfolgt. G12 stellt die Emitter-Basis-Strecke des Transistors dar. Der Transistor ist geöffnet, und der Öffnungsstrom il fliesst als<B>13</B> über die Basis, wenn das Potential am Punkt 1 positiv ist gegenüber demjenigen am Punkt 2. Im umgekehrten Fall fliesst der Strom i 1 als Strom <I>i2</I> über den Gleichrichter Gll. Die Basis hat daher ein positiveres Potential als der Emitter, so dass der Transistor sperrt.
Die Aussteuerung des Transistors wird durch den Widerstand R 1 zweckmässig so ein gestellt, dass die Amplitude 0 der am Lastwider stand R2 auftretenden Wechselspannung etwa gleich der Gleichspannung<B>UB</B> ist.
Bei normaler Aussteuerung ist der Wechselstrom widerstand der Emitter-Kollektor-Strecke zwar im Sperrzustand sehr hoch, im geöffneten Zustand je doch nur wenig grösser als R2. Sein Wert hängt dann von R 1 und den Vierpolparametern des Transistors ab. Um den Wechselstromwiderstand in der geöff neten Phase so gross zu machen, dass er etwa in die Grössenordnung des Widerstandes in der gesperrten Phase fällt, wird zweckmässig die Basisschaltung an gewandt.
Das geschieht dadurch, dass parallel zur Basis-Emitter-Strecke ein Zweipol geschaltet wird, der zum Beispiel aus der Reihenschaltung eines Wi derstandes und eines Gleichrichters besteht. Es kann auch ein Ohmscher Widerstand oder ein Blindwider stand oder eine Kombination dieser Zweipole ver wendet werden. Zur Unterstützung der Wirkung kann ein Widerstand in den Emitterzweig geschaltet wer den.
In Fig. 4 ist ein Ausführungsbeispiel mit einem Zweipol parallel zum Emitter-Basis-Zweig dargestellt. Als Zweipol wird in diesem Falle ein Gleichrichter G13 in Reihe mit einem Widerstand RB verwendet und in den Emitterkreis ein zusätzlicher Widerstand <I>RE</I> gelegt. Der übrige Teil der Schaltung stimmt mit der Anordnung nach der bereits besprochenen Fig. 1 überein.
Der quadratische Klirrfaktor kann durch Ein fügen eines Widerstandes in den Emitter oder Gleich richterzweig verändert bzw. kompensiert werden.
Ein weiteres Ausführungsbeispiel zeigt Fig. 5. Der Widerstand R l, der Gleichrichter Gll und die Rück kopplungswicklung WR bewirken in gleicher Weise wie in Fig. 1 die Umsteuerung des Gleichstromes. Im Kollektorkreis liegt der Schwingkreis LC2, mit dem in Reihe eine zweite Spannungsquelle UC liegt. In ihrer Funktion ist diese Schaltungsanordnung mit der nach Fig. 1 ähnlich. Sie hat jedoch den Vorteil, dass der Kollektorstrom nur in sehr geringem Masse vom Verstärkungsfaktor des Transistors abhängt.
Dadurch ergibt sich nur eine geringe, vernachlässigbare Ar beitspunktverschiebung beim Austausch von Tran sistoren, deren Fertigung noch weiten Streuungen unterliegt. Im Zusammenhang mit der frequenzunabhängi- gen Begrenzung steht auch, dass die Hochfrequenz spannung u2 am Ausgang nahezu proportional mit dem Basisstrom i3 ansteigt, wie in Fig. 6 schematisch dargestellt ist. Diese Tatsache kann in sehr einfacher Weise zur Modulation der Hochfrequenzspannung ausgenützt werden.
In Fig.7 ist schematisch unter Verwendung der Anordnung nach Fig. 1 gezeigt, wie beispielsweise der Modulationsstrom zugeführt wird. Aus der Spannungsquelle<I>NF</I> wird über den Wider stand R3 und den Trennkondensator C3 ein Modu- lationsstrom in den Kreis mit dem Steuerstrom il eingefügt. Dadurch ändert sich die Grösse der Aus gangswechselspannung im Takte der Modulations- frequenz. Mit dieser Anordnung ist es möglich, eine Modulation bis zu 100 "/u zu erzielen. Der Wider stand R3 kann auch komplex, z.
B. als Sperrkreis für die Hochfrequenz, ausgebildet werden, um den niederfrequenten Leistungsbedarf gering zu halten. Damit keine unzulässige Entnahme von Hochfre- quenzenergie über die Wicklung WR erfolgt, muss der Widerstand R3 entsprechend gross gemacht wer den.
Fig.7 zeigt noch eine weitere Ausführungsform des Übertragers Tr, bei der der Schwingkreis LC2 und der Ausgangskreis mit dem Belastungswiderstand R2 mit getrennten Wicklungen ausgeführt sind.
Transistor oscillator The current gain factor of surface transistors is known to be less than 1. They can therefore generally only be excited to oscillate with the aid of phase-rotating feedback elements. Oscillator circuits of this type are described, for example, in the book by Shea Principles of Transistor Circuits, in particular on pages 274-289.
If the output voltage rises above a certain value in such arrangements, the collector-base section is conductive during a current half-wave and thus short-circuits the resonant circuit located between the two electrodes, which results in considerable mirr factors. One therefore uses, as it is also known from tube vibration generators, to limit an audio arrangement, which consists of a resistor and a capacitor. The phase rotation that naturally occurs in an audion leads to a change in the load that changes the frequency and output voltage of the oscillator to a greater or lesser extent.
The phase rotations can be reduced by increasing the size of the audio capacitor, although the distortion factor increases. In the known arrangements, therefore, a compromise must be made between the highest possible stability and the lowest possible distortion factor, which prevents optimal utilization of the transistors.
It is therefore proposed an oscillator circuit for Tran sistors with a limiter device for the control current, are avoided in the phase rotations when the load changes, with the resulting disadvantages.
According to the invention, the control current is taken from a direct current source via a series resistor and this control current is split into two sampled direct currents with the help of a rectifier and the emitter-base section acting as a rectifier and a voltage fed back from the output circuit into the control circuit, of which the one via the base - Emitter path current flowing for the modulation of the transistor comes into effect.
Embodiments of the inventive oscillator circuit are explained in more detail below with reference to the fi gures.
Fig. 1 shows the basic circuit.
Fig. 2 and 3 serve to explain the we act.
Figs. 4, 5 and 7 represent further execution forms.
In Fig. 1, T is a junction transistor in an emitter-base circuit. The oscillating circuit LC2 is in the collector circuit. R2 is the load resistance, which of course can also be coupled via a special winding of the transformer Tr. The current flow in the collector circuit is controlled by the emitter-base path.
The control current is divided into two gated direct currents via a series resistor R 1, one of which flows through the rectifier Gll and the other via the emitter-base path of the transistor. Switching between the two rectifier sections is done with the aid of a small alternating voltage (e.g. üU2 <I> - 1 </I> V), which is connected between the emitter-base section, which acts as a rectifier, and R1.
It is also possible to apply the controlling alternating voltage between Gll and R 1 or to lead the direct current via R 1 to a tap on the winding WR. The transistor is controlled with the help of a square wave current which is limited so that the collector-emitter voltage is not controlled down to zero. The emitter-collector path therefore always remains high-resistance, so that a low distortion factor can be achieved with the help of the oscillating circuit selection.
In FIGS. 2 and 3 it is shown schematically how the transistor is controlled. G12 represents the emitter-base path of the transistor. The transistor is open, and the opening current il flows as <B> 13 </B> across the base when the potential at point 1 is positive compared to that at point 2. Im conversely, the current i 1 flows as current <I> i2 </I> via the rectifier Gll. The base therefore has a more positive potential than the emitter, so that the transistor blocks.
The control of the transistor is expediently set by the resistor R 1 in such a way that the amplitude 0 of the AC voltage occurring at the load resistor R2 is approximately equal to the DC voltage <B> UB </B>.
With normal modulation, the alternating current resistance of the emitter-collector path is very high in the blocked state, but only slightly greater than R2 in the open state. Its value then depends on R 1 and the four-pole parameters of the transistor. In order to make the alternating current resistance in the open phase so large that it falls roughly in the order of magnitude of the resistance in the blocked phase, the basic circuit is expediently used.
This is done by connecting a two-pole circuit parallel to the base-emitter path, which consists, for example, of a series connection of a resistor and a rectifier. An ohmic resistor or a reactive resistor or a combination of these two-pole terminals can also be used. To support the effect, a resistor can be switched into the emitter branch.
In Fig. 4, an embodiment is shown with a two-terminal parallel to the emitter-base branch. In this case, a rectifier G13 in series with a resistor RB is used as a two-pole device and an additional resistor <I> RE </I> is placed in the emitter circuit. The remaining part of the circuit corresponds to the arrangement according to FIG. 1 already discussed.
The quadratic distortion factor can be changed or compensated by inserting a resistor in the emitter or rectifier branch.
Another embodiment is shown in FIG. 5. The resistor R l, the rectifier Gll and the feedback winding WR effect the reversal of the direct current in the same way as in FIG. The oscillating circuit LC2, with which a second voltage source UC is connected in series, is located in the collector circuit. This circuit arrangement is similar in its function to that of FIG. However, it has the advantage that the collector current depends only to a very small extent on the gain factor of the transistor.
This results in only a small, negligible shift in the operating point when replacing transistors, the manufacture of which is still subject to wide variations. In connection with the frequency-independent limitation, there is also the fact that the high-frequency voltage u2 at the output increases almost proportionally with the base current i3, as is shown schematically in FIG. This fact can be used in a very simple manner to modulate the high-frequency voltage.
In FIG. 7 it is shown schematically, using the arrangement according to FIG. 1, how, for example, the modulation current is supplied. From the voltage source <I> NF </I>, a modulation current is inserted into the circuit with the control current il via the resistor R3 and the isolating capacitor C3. As a result, the size of the output AC voltage changes in step with the modulation frequency. With this arrangement it is possible to achieve a modulation of up to 100 "/ u. The resistance R3 can also be complex, e.g.
B. be designed as a blocking circuit for the high frequency, in order to keep the low-frequency power requirement low. So that no inadmissible extraction of high-frequency energy takes place via the winding WR, the resistor R3 must be made correspondingly large.
7 shows yet another embodiment of the transformer Tr, in which the resonant circuit LC2 and the output circuit with the load resistor R2 are designed with separate windings.