Hochfrequenz-Peilgerät
Die Erfindung bezieht sich auf ein Hochfrequenz Peilgerät, bei welchem eine ungerichtete Antenne mit angeschlossenem Netzwerk, eine gerichtete Antenne mit angeschlossenem Netzwerk und ein Empfängereingangskreis miteinander gekoppelt sind, wobei eine der drei Kopplungen unerwünscht und klein gegen die beiden andern ist.
Die bisherigen Geräte dieser Art weisen den grundsätzlichen Fehler der Frequenzabhängigkeit der Kardioidenkennlinie auf, eine Erscheinung, die sich durch einen Empfindlichkeitsverlust der Anlage (Reichweite) sowie einer Einbusse der Genauigkeit der Anzeige, zuweilen sogar, bei bestimmten Frequenzen in einem Doppelsinn der Richtungsanzeige bemerkbar macht.
Das Peilgerät nach der Erfindung zeichnet sich nun dadurch aus, dass zur Erzielung einer optimalen Kardioide über einen grösseren Frequenzbereich eine mit einem einstellbaren Glied versehene Kopplungsvorrichtung vorgesehen ist, mit deren Hilfe eine Kopplung unabhängig von den beiden andern von einem positiven über einen Nullwert zu einem negativen Wert verändert werden kann.
Nachfolgend sollen zunächst einige in den späte- ren Ausführungen verwendete Begriffe definiert werden :
Unter Sammelkreis s. im Sinne der Anmeldung ist derjenige Ort (Spannungsabfall oder Stromknotenpunkt) in der Kopplungsvorrichtung zu verstehen, wo die erstmalige Oberlagerung, zwecks Weiterleitung der beiden Antennensignale zum Empfänger- eingang stattfindet.
Wenn im folgenden vom Kopplungspunkt die Rede ist, so ist dabei allgemein der Sammelkreis zu verstehen. Er kann, je nach der Art der Kopplungsvorrichtung, im einen oder andern Ausgang der Antennenkreissysteme oder im Empfängereingang selbst, definiert sein.
Unter Phasenmal3p ist der Phasenwinkel des komplexen, frequenzabhängigen Verstärkungsgrades des zwischen dem Kopplungspunkt und dem Sitz der jeweils in Betracht fallenden Spannungsquelle (EMK) befindlichen Netzwerk von verkoppelten Kreissystemen zu verstehen, wobei im Falle von mehreren Spannungsquellen, alle nicht in Betracht fallenden solchen durch ihre Innenimpedanz zu ersetzen, also als unwirksam auf das Netzwerk anzunehmen sind.
Definitionsgemäss bedeutet also das Phasenmass ganz einfach die Phasenwinkel-Differenz des komplexen Verhältnis : Erziele effektive Wechselspannung im Kopplungspunkt (komplex-frequenzabhängig) des einen Antennensignalso zur im Netzwerk wirksam angenommenen Wechselspannung (komplex-frequenzabhängig) der in Betracht fallenden Spannungsquelle.
Elektrisch-symmetrischer Aufbau der Anten nenkreissysteme und der Kopplungsvorrichtung will heissen, dass die symmetrische Wahl von in jeder Antennenkette von Kopplungsgliedern bis zum Sammelkreis gerechneten mit gleich grossen Summen von Wirkwiderständen einerseits und gleich gro ssen Summen von Blindwiderständen anderseits zu treffen ist, wobei das Verhältnis der Summe von Blindwiderständen zur Summe von Wirkwiderständen in den beiden bis Sammelkreis gerechneten Antennenkreissystemen so gross wie irgend möglich gemacht werden soll.
Die Erfindung wird an Hand der Zeiclmung zuerst an einer neuzeitlichen Hochfrequenzeingangsschaltung solcher Peilgeräte mit optisch sichtbar und kontinuierlich anzeigender Senderrichtung im allge- meinen Sinne und darauf an einigen Ausführungs- beispielen näher erläutert.
Fig. 1 stellt das Hochfrequenz-Eingangsnetzwerk der bereits erwähnten neuzeitlichen Peilgeräte in blockschematischer Form dar. Viele der besonders kennzeichnenden Bestandteile desselben sind darin der angestrebten Kürze der Beschreibung halber nicht vermerkt worden. So enthalten z.
B. die unten erklärten Kopplungsglieder zwecks Erzielung eines einkurbelig betätigten Frequenzwechsels der Peilgerät- anlage zwangläufig-mechanisch gekuppelte Schwingungskreise ; im weiteren wird auf die sehr wichtige Verschiedenheit des elektrischen Aufbaues der gezeigten Endstufen bildenden Kopplungsglieder Z' und ZB22 aufmerksam gemacht, indem die eine (aktiv) Kopplungsspule eines Hochfrequenz-Mischungstrans- formers (mit P bezeichnet) in die als Modulationsstufe ausgebaute Endstufe Z22, und die zweite (aktiv) Kopplungsspule des besagten Transformers zu einem Hochfrequenzkabel mit angeschlossener Antenne 1 führt ;
dann wäre noch ein mit dem Niederfrequenzausgang des Peilgerätempfängers angeschlossener Phasen-Detektorkreis zu erwähnen, worin die Phase des die Empfangsrichtung kennzeichnenden Niederfrequenzsignals des Empfängers relativ zur konstanten Phase der im besagten Modulationsgerät angewandten niederfrequenten Modulationsspannung verglichen und in einem daselbst angeschlossenen Richtungsanzeiger optisch und kontinuierlich sichtbar zum Ausdruck gebracht wird ; endlich ist noch zu erwähnen, dass Peilgeräte solcher Art ähnlich den landläufigen Rundfunkempfängern mit mehreren Wellenbereichen ausgerüstet sind. So zum Beispiel arbeiten sie über die Frequenzbereiche von 100 bis 200, 200 bis 400, 400 bis 800 und 800 bis 1600 kg Hertz.
Die noch im weitern zu erklärenden Richtantennen (es können darunter sowohl Rahmen-wie auch sogen. Adcockantennen zu verstehen sein) sind insgesamt drehbar, und zwar entweder durch manuelle Fernsteuerung angeordnet, wobei die Vorwärts-und Rückwärtsrich- tung des einfallenden Empfangsfeldes durch die Null- stellungo eines Links-O-Rechts zeigenden Richtungsanzeigers gekennzeichnet ist, oder die Empfangsrichtung kontinuierlich ohne jegliche manuelle Handhabung der Rahmendrehung automatisch auf einer graduierten 0 bis 360 Kompass-Skala angedeutet wird. Die letztere Art der Anzeige wird ganz allgemein auf allen Verkehrsflugzeugen angewandt.
Mit Bezug auf den Hochfrequenz-Eingangsteil nach Fig. 1 unterscheiden sich jedoch die beiden Arten nicht.
Nähere Einzelheiten, namentlich mit Bezug auf Geräte mit Links-O-Rechts Richtungsanzeigern sind aus den Originalpatentschriften von Dieckmann-Hell (DRP Nrn. 481703 und 482281) und aus denjenigen des Erfinders (DP Nrn. 902511 und 921459, Schweizer Patent Nr. 203992 und USA-Patent Nr. 1868945) zu ersehen.
Mit der Voraussetzung der Kenntnisnahme der obigen Patentschriften kann nur ganz kurz auf die Arbeitsweise solcher Geräte mit optisch sichtbar gemachter Anzeige, die sich natürlich von derjenigen der auf Hörempfang der Nullsignalstellungen von Bodenpeilanlagen beruhenden ganz erheblich unterscheidet, eingegangen werden.
Zweck der Verwendung von zwei Antennen, also einer ungerichteten Antenne 1 mit kreisförmiger- und einer gerichteten Antenne 2 mit lemniskatenähnlicher Empfangscharakteristik, besteht darin, eine über jeden der Frequenzbereiche innezuhaltende phasenreine Uberlagerung von amplitudenmässig in den maximalen Rahmensignalempfangsrichtungen der Antenne 2 abgeglichenen und im Sammelkreis sich vorfindenden Antennensignalen zu erzielen.
Unter Phasenreinheit ist dabei die relative Nullphaseneinstellung bei jeder Frequenzeinstellung der einkurbelig betätigten Frequenzskala des Peilgerät- empfängers der beiden Antennensignale über den Frequenzbereich zu verstehen. Wenn also die relative Phaseneinstellung stets auf Null eingestellt bleiben soll, heisst das, dal3 die über den Frequenzbereich stattfindende Phasenänderung eines jeden der beiden Antennensignale im Sammelkreis, für sich allein betrachtet, in jedem Frequenzpunkte mit der Frequenzänderung des andern Antennensignals identisch sein muss.
Diese anzustrebende Arbeitsweise wird bei neuzeitlichen Peilgeräten, wie wir sofort ersehen werden, auch nicht nur annähernd erreicht :
Stellt man sich in Fig. 1 die EMK
EMI2.1
der ungerichteten Antenne 1 mit kreisförmiger Emp fangscharakteristik durch ihren Innenwiderstand ersetzt dar (es ist co die Kreisfrequenz der Träger- Empfangswelle und i9l der Phasenwinkel der Innenimpedanz), so wirkt als einzig vorhandene EMK die Spannungsquelle E2 und ist
EMI2.2
der gerichteten Antenne 2 auf das Netzwerk, und zwar über ein Hochfrequenzkabel (nicht gezeigt), die Eingangsstufe Z"''Zwischenstufe Z' und Endstufe Zt22n zum einen (aktiven) Anschluss (nicht gezeigt)
der Kopplungsanordnung P, die in neuzeitlichen Peilgeräten fast ausschliesslich aus einem dreiwickligen Hochfrequenz-Mischungstransformer besteht.
Die Kopplungsvorrichtung P ist absichtlich nur in symbolischer Schreibweise mit den Kopplungsgrössen Kt2, K2I, Kts, K31 und K23, K32 deshalb angedeutet worden, weil es für unsere Betrachtungen auf die besondere Art der Kopplungsvorrichtung, sei sie induktiv, kapazitiv, induktive-kapazitiv gemischt oder direkt (galvanisch), nicht ankommt.
Nach der eingangs definierten EMK E, unterscheiden wir die Minimal-Rahmensignalrichtungen von 6 = + 90 und + 270 (in der also keine EMK induziert wird) und die Maximal-Rahmensignalrich- tungen von cf = 00 und + 180 (in denen die indu zierte EMK einen positiven und bzw. einen negativen Maximalwert erreicht).
Die so gebildete Kette von Kopplungsgliedern (die jenachdem R¯hren, wie z. B. in der als Modu lationsgerät ausgebildeten Endstufe Z'22 enthalten m¯gen) speist ihre Rahmenantennenenergie in den Sammelkreis 3 (zig), wie aus Fig.
1 zu ersehen ist, über zwei zueinander parallele Kopplungswege, das hei¯t 1) über den direkten Kopplungsweg, der durch die Kopplungsgrösse K32 angedeutet sei, und dem indirekten, über die Serieschaltung der Kopplungs grösse Kj2, Innenwiderstand der Endstufe Z'ti und der Kopplungsgrösse K31 und bildet diese Serieschaltung mit der dazu parallelen Kopplungsgrösse K32 inklusive der Kette von Kopplungsgliedern ein äquivalentes Netzwerk, das einem Verstärker mit der Eingangsspannung Eg und einer komplexen Aus gansspannung e (oj) gleichkommt ; die Ausgangs spannung e32 (@) ist also frequenzabhängig.
Im Anhang mit dem eingangs definierten Phasen mass ist der Verstärkungsgrad des äquivalenten Netzwerkes zwischen der Antenne 2 und dem Sammelkreis 3 die komplexe Grolle K* (cj), wo :
Kt32 (w) = et32 (w) : E2, | Kt32,w | dem Absolutwert und / ?32,@ das Phasenma¯ der Ver stärkungsanlage bedeuten.
Beide Grössen sind mit bezug auf Frequenzände- rungen der Eingangswelle sehr kennzeichnend ; einer jeden ist über einen Frequenzbereich eine ihr zugehörende Frequenzkurve beizumessen.
Identische Uberlegangen ergeben sich nun im zweiten Fall, wo die EMK E, auf das Netzwerk als einzige Spannungsquelle wirksam angenommen und die EMK E durch ihre Antennen-Innenimpedanz ersetzt wird. Die EMK El wirkt über ein zweites Hochfrequenzkabel (nicht gezeigt) auf die Antennenkette von Kopplungsgliedern, Eingangsstufe Z"'lj 1 Zwischenstufe Z", l und Endstufe Z'11 zum zweiten (aktiven) Anschluss an die Kopplungsanordnung P.
Von hier aus findet wiederum eine Spaltung der Stabantennenenergie über die zwei Kopplungswege statt, das heisst, über die Parallelschaltung des direkten Kopplungsweges K31, und über den indirekten aus der Serieschaltung von K21, Innenwiderstand der Endstufe ZZOO und K32 statt.
Im Sammelkreis 3 entsteht eine ebenfalls frequenzabhängige Ausgangsspannung des so gebildeten äquivalenten zweiten Verstärkers, et31 (w) = E1 Kt31 (w), wobei | Kt31,@ | den Absolutwert und 1 95t ol das Phasenmass des komplexen Verstärkungsgrades Kt 31(w) bedeuten. Auch hier ist jeder der zwei kennzeichnenden Grössen eine Frequenzkurve beizurech- nen.
Dem eingeweihten Fachmann wird sofort klar sein, dass im Falle, wo beide EMK's Et und E2, die nach obigem einen über einen Frequenzbereich konstanten 90"-Phasenwinkel zueinander aufweisen, gleichzeitig auf das ganze Hochfrequenznetzwerk einwirken, das im Sammelkreis entstandene Summensignal e@ (w) = et31 (w) + et32 (w) gleich der vektoriellen Summe der in der angedeuteten Weise erzielten Einzel-Antennensignale sein muss ;
eine über den Frequenzbereich phasenrein bleibende Überlagerung der beiden Antennensignale verlangt deshalb, dass die Frequenzkurven der Absolutwerte der beiden Verstärkungsgrade, @ Kt3l (und | Kt32,@ |, und deren Phasenma¯e, / ?31,w und / ?32,w parallel zueinander verlaufen m ssen, wobei zwischen den Frequenzkurven der Phasenmasse im besonderen ein konstant bleibender 90 -Phasenunterschied bestehen muss.
Im weiteren wird klar sein, dass der Frequenzverlauf der besagten Kurven von der Beschaffenheit, allgemein, der elektrischen Kreisparameter der genannten Kopplungsglieder abhängig sein muss. Mit andern Worten, es soll zwischen dem Verhältnis der Summe der Blindwiderstände zur Summe der Wirkwiderstände aller zwischen dem Eingang der einen Kette von Kopplungsgliedern inklusive der in der Kopplungsvorrichtung P vorkommenden Kreisparameter und demselben Verhältnis in der andern Kette von Kopplungsgliedern eine Symmetrie herrschen.
Man ziehe nun in Erwägung, dass die vom Sammelkreis 3 aus betrachteten Innenwiderstände der Endstufen Z'11, Z'22 bei neuzeitlichen Peilgeräten grundverschieden einerseits, und anderseits die Kopp lungsgrössen K12, K21 gegeniiber den andern zwar klein gehalten, aber nichtsdestoweniger nicht zu vernachlässigen sind.
Die genannten indirekten Kopplungswege, in denen diese Innenwiderstände enthalten sind, machen sich also durch die Tatsache von nicht zu vernachlässigenden Kopplungsgrössen K12, K21 in der Weise bemerkbar, dass parallel verlaufende Frequenzkurven der beiden Verstärkungsgrade überhaupt nicht möglich sind, selbst wenn noch die den Endstufen vorangehenden Kopplungsglieder der beiden Antennenketten mit symmetrischen Frequenzkurven behaftet wÏren.
Es ist dies der hauptsächlichste Grund der bestehenden ¸Frequenzfehler¯ der neuzeitlichen Peilgeräte, im besonderen mit Bezug auf deren Wende anzeigeempfindlichkeit und Genauigkeit der Richtungsanzeigen in den 8 = + 90. und + 270¯ Rahmenrichtungen.
Um den Begriff der < eWendeanzeigeempfindlich keit und der Genauigkeit der Richtungsanzeige vollends zu verstehen, sollte eigentlich auf die obigen Patentschriften hingewiesen werden.
Wie bereits eingangs angedeutet wurde, ist das Sichtbarwerden der Richtungsanzeige durch die Messung der Phase zwischen dem niederfrequenten Ausgangssignal des Empfängers (das punkto Amplitude und Phase zu einer Kosinusfunktion des Rahmen winkels, 6, und zwar durch die künstlich veranlasste Modulation des Hochfrequenzsignals in der Endstufe Z22 mittels einer Niederfrequenzspannung entstanden ist) und der konstanten Phase der im Modulationsgerät ZB22 angewandten Modulationsspannung möglich geworden.
Die niederfrequente Modulationshülle, > des amplitudenmässig modulierten Hochfrequenzsummensignals im Sammelkreis 3 ist demnach ein und dasselbe Niederfrequenzausgangssignal des Emp fängers, das dem Phasendetektor zugeführt wird. In den besagten Nullsignalrichtungen bleibt deswegen nur noch das Störsignal der Anlage übrig, indem die Modulationshülle hier nicht mehr besteht.
Zu beiden Seiten der genannten Nullrichtungen wechselt jedoch das niederfrequente Ausgangssignal des Emp fängers gegenüber der besagten konstanten Niederfrequenz-Wechselspannung des Modulationsgerätes ihre Phase ; das heisst, zur einen Seite einer Nullage ist das Niederfrequenz-Ausgangssignal das Resultat der vektoriellen Summe der Einzelspannungen et3l 0, und et32, 0 und zur andern Seite das Resultat der vektoriellen Differenz.
Da nun der Anstieg des Niederfrequenzausgangssignals nicht von Null aus, sondern erst vom Stör- pegel aus bemerkbar wird, versteht sich nach dem Vorigen von selbst, dass im Falle, wo die obigen Einzelspannungen im Sammelkreis 3 nichtphasenrein ausgerichtet sind, die zu beiden Seiten der Nullage erfolgenden Zeigerausschläge des Richtungsanzeigers nicht mit der gleichen Intensität aus dem Störpegel hinaus ansteigen können, das heisst für gleich grosse + 10 Rahmendrehungen von den Nullagen aus ergeben sich ungleich grosse Links-und Rechts-Zeigerausschläge.
Dadurch ist man zum Begriff der Wendeanzeigeempfindlichkeit und der Genauigkeit der Richtungsanzeige gekommen, wonach : 1. bei normalisiertem Störpegel der Anlage unter Wendeanzeigeempfindlichkeit die minimale Emp fangsfeldstärke der einfallenden Welle (in mikrovolt/ meter effektiver Stabantennenhöhe ausgedrückt) definiert ist, bei der mit einer gleichfalls normalisierten Empfängerausgangsleistung gerade noch eine einwandfreie, stabile Richtungsanzeige entsprechend vollen Links-und Rechts-Zeigerausschlägen für eine la Rahmendrehung aus der jeweiligen Nullage heraus erzielt wird,
2.
die Genauigkeit der Richtungsanzeige durch das Mass der Obereinstimmung der Richtung der Symmetrieachse der gerichteten Antenne 2 (die mit den Null-Rahmenrichtungen von 8 = + 90¯ und + 2700 zusammenfällt) mit der wahren (geographischen) Senderichtung gegeben ist.
Durch den unsymmetrischen Aufbau der Kopplungsvorrichtung im elektrischen, oben angedeuteten Sinne und die bestehende Tatsache von dreiseitig verkoppelten Antennen-und Sammelkreissystemen entstehen bei allen neuzeitlichen Peilgeräten unerwünschte zusätzliche Stromverluste in der Kopplungsvorrichtung P (Zirkulationsströme), die die Wendeanzeigeempfindlichkeit derart herabsetzen, dass die obige Wendeanzeigeempfindlichkeit erst bei Emp fangsfeldstärken von 25 bis 50 mikrovoltlmeter (je nach der Frequenz innerhalb des Frequenzbereiches variierend) erhältlich wird.
Da der Phasenwinkel zwischen den Antennensignalen im Sammelkreis über den Frequenzbereich fortwährend veränderlich ist, ergeben sich unerwünschte Schwankungen der Wendanzeigeempfindlichkeit. Gleichzeitig mit diesen Schwankungen ergeben sich natürlich Schwankungen der Genauigkeit der Richtungsanzeige ; sie ist bei neuzeitlichen Peilgeräten zwischen 2 bis 3 variierend normalisiert worden.
Nachfolgend werden speziell die Ausführungs- beispiele der Erfindung erläutert :
1. Anstatt dreiseitig verkoppelter Kopplungsanordnungen, wie sie die Fig. 1 zeigt, sind hier ausschliesslich zweiseitig verkoppelte Kopplungsanordnungen benützt. Man denke sich also in Fig. 1 die Kopplungsgrosse K12, K2, weg.
2. Der Aufbau der Kopplungsanordnung P wird symmetrischp gewählt, das heisst, anstatt, wie dies bei neuzeitlichen Geräten geschieht, nur die eine Endstufe (Modulationsstufe Z'22) in Rohren ausmünden zu lassen, wird auch die zweite Endstufe (Z'Xl) mit einer R¯hre ausgerüstet, wobei selbstverständlich bei Ultrakurzwellen auch Germanium Dioden verwendet werden können. Vom Sammelkreis ausgesehen arbeiten die R¯hren der beiden Endstufen gegeneinander in dem Sinne, dass sie die Funktion von bereits be kannten Sperrgliedern ubernehmen.
3. Mit Bezug auf die Wahl des Sammelkreises in der Kopplungsanordnung (es kann der Kopplungspunkt nicht nur in den eigentlichen Hochfrequenzeingang des Empfängers (Z3), sondern, wie noch später zu ersehen ist, auch in eine der Endstufen ZEtt oder Z'22 verlegt werden) wird die Summe der zu jeder Antennenkette von Kopplungsgliedern gehören- den Wirkwiderstände gleich gross und so klein wie möglich und die Summe der ihnen entsprechenden Blindwiderstände ebenfalls gleich gross, unter Beachtung einer konstanten, frequenzunabhängigen 90 Phasendifferenz zwischen den so erzielten Phasenmassen, gemacht.
Unter Berücksichtigung des Punktes 1. oben, ist aus der Fig. 1 sofort zu erkennen, wie sich bei Ausschaltung der Kopplung K12, K2, vereinfachte Verstärkernetzwerke mit Bezug auf den Kopplungspunkt (Z33) ergeben ; sie bestehen jede aus der ursprüng- lichen Serie von Kopplungsgliedern, aber nur noch einer der drei Kopplungsgrössen, das heisst, in Richtung der Energieübertragung die Kopplungsgrösse K3, fiir den Verstärker der Antenne 1, und K32 für den Verstärker der Antenne 2.
Gleichzeitig werden die Kopplungsgrössen K, und K23 in umgekehrten Richtungen der Energieübertragung deshalb unwirksam, weil die als Sperrglieder wirkenden Endstufen Z'und Zt22 die Stromrückwirkungen des im Sammelkreis 3 fliessenden Stromes auf die den besagten Endstufen vorangehenden Kopplungsglieder von selbst verhindern (die Anodenwiderstände der z. B. ange wandten Pentoden in Z'11, Z'22 sind, vom Kopplungspunkt Z33 aus betrachtet, viel zu gross, als dass eine solche Rückwirkung störende Einflüsse auf die Phasenrichtung der in Betracht fallenden Ströme ausüben könnte).
Zirkulationsströme können gleichfalls nicht auftreten, weil die angenommene Abwesenheit der Kopp lungsgrösse Kl2, K21 dies unmöglich macht. Die Wendeanzeigeempfindlichkeit wird dadurch ganz be trächtlich erhöht. Anderseits ist das paradoxale an der Sache, dass die gleichzeitige Anwendung der drei Punkte zu einem neuen Resultat, nämlich der frequenzunabhängigen Arbeitsweise solcher Peilgeräte, also zur Beseitigung der genannten Frequenzfehler , führt.
Die überraschend einfache Auflösung der sonst sehr komplizierten Stromphasenverhältnisse von dreiseitig verkoppelten Netzwerken in die überaus einfachen von zweiseitig verkoppelten ist das Resultat von umfangreichen theoretischen Untersuchungen, die den praktischen Experimentalarbeiten vorausgegangen waren.
So sind z. B. zweiseitig verkoppelte Kopplungsanordnungen wie Brückenschaltungen (hybrid circuits) schon längst bekannt gewesen ; auch ist die Art und Weise der symmetrischen Gestaltung der Phasenmasse von zwei voneinander getrennten Verstärkerketten von Kopplungsgliedern nichts Neues ; die Wirkung von Sperrgliedern, die verhältnismässig grosse Spannungsschwankungen des einen Netzwerkes im andern, dazu angeschlossenen, verschwinden lassen, sind auch schon längst bekannt gewesen.
Man vergleiche dazu nur das Verhalten eines am einen Ende mit dem charakteristischen Wellenwiderstand abgeschlossenen Hochfrequenzkabels, an dessem andern Ende eine Wechselspannung wirkt : es findet keine Reflexiono der Spannungswelle vom Empfangsende auf das Sendeende des Kabels statt ; die Energie bertragung ist nur in einer Richtung möglich.
Zwei solche Hochfrequenzkabel, die sich im elektrischen Sinne in der Länge um 90 unterscheiden und wovon das eine Kabel ein Modulationsgerät (wie Z, 22 der Fig. 1 oben) besitzt und deren Sendeenden mit einer ungerichteten und gerichteten Antenne angeschlossen sind, wobei der Anschlusswiderstand an den Sammelkreis gleich dem charakteristischen Wellen- widerstand gemacht wird (an den Empfangsenden der zwei Kabel), bilden tatsächlich die Grundlagen eines nach den Punkten 1. bis 3. ausgeführten vorzüglichen Peilgerätes, das selbst im Frequenzbereich bis zu 1000 Mega-Hertz noch vorzüglich arbeitet.
Indem das Phasenmass der gerichteten Antennenkette 1 mit a (o)), dasjenige der ungerichteten Antennenkette 2 mit ¯ (cl) und das Phasenmass des Sammelkreises 3 (es ist darunter ein einfacher Phasenwinkel entsprechend einem einzelnen Kreise zu verstehen) mit y (co) bezeichnet wird, ist es jetzt ein leichtes, den Phasenunterschied der Phasenmasse der beiden Antennenketten zwecks Kompensation des zwischen den Antennen EMK's herrschenden 90 - Phasenunterschiedes ebenfalls gleich 90 zu machen.
Es muss nur darauf geachtet werden, dass nach der Beziehung : ¯ (w)-?(w) = 90 = konstant die ihr entsprechenden Ableitungen nach der Betriebsfrequenz W, also die Phasenwinkeländerungen d (p)/d oo und d (a)/dos, gleich gross ausfallen. Unter Anwendung der besagten Sperrglieder bürgt die zweiseitige Verkopplung dafür, dass die den Kreisparametern der beiden Antennenketten zugrunde liegenden Phasenmasse a (co) und ? (a)) vollkommen unabhängig voneinander einreguliert werden können.
Es ist dies ein nicht zu unterschätzender Vorteil und auf die physikalische Tatsache zurückzuführen, dass in Anbetracht der obigen Punkte 1. und 2. eine jegliche Stromphasenänderung im einen Antennenverstärker die Stromphasenverhältnisse im andern Antennenverstärker unberührt lässt. Man kann sich auch so ausdrücken, dass jeglicher Energieaustausch vom Eingang des einen Antennennetzwerkes zum andern über die Kopplungsanordnung eliminiert wird.
Sowohl das zwangläufig mechanische Kuppeln der in den drei Netzwerken enthaltenen Schwingungskreise wie auch die bekannte Methode, den erforderlichen 90 -Unterschied zwischen den Phasenmassen a (ou) und P (co) durch ein besonderes, meistens in die Zwischenstufe Z22 verlegtes Phasenver- schiebungsglied bewerkstelligen zu lassen, hat erst jetzt, also nach Beachtung der gleichzeitig innezuhaltenden Punkte 1. bis 3., einen wahrhaft praktischen Sinn erlangt.
Im weiteren wird noch eine Spezialausführung eines Hochfrequenztransformers als Kopplungsvorrichtung besprochen werden, die, Ïhnlich der erwähnten Brückenschaltungen, und zwar in Verbindung mittels Sperrgliedern abgeschlossenen Endstufen Z'll und Z'22, eine zweiseitige Verkopplung unter den drei Netzwerken gewährleistet. Sie ist induktiv-kapazitiv gemischter Art und sind darin kapazitive Streukopplungen zu neutralisierenp. Das Besondere dabei besteht in der Möglichkeit, den Kopplungspunkt nicht nur in Z33, sondern auch in eine der beiden Endstufen Z'll oder Z'22 verlegen zu können.
In Fig. 2 ist die obige Spezialkonstruktion zu ersehen und erlaubt sie, irgendeines der drei Kopplungspaare, K12, K21 ; K13, K31 ; K23, K32 gegenüber der Grösse der zwei andern Kopplungspaare der Kopplungsanordnung P in Fig. 1 vernachlässigbar klein zu halten. Auf einer H lse 10 sind die eine von zwei gerade aufgewickelten Spulenhälften 13" und eine schräg aufgewickelte Spule 11 gemeinsam angebracht, wobei der innerhalb der Hülse 10 drehbar angeordnete Spulenkern 10a eine zweite, gerade aufgewickelte Spulenhälfte 13'und eine weitere, schräg aufgewickelte Spule 12 enthält.
Beim Drehen des Spulenkernes 10a wird nun erreicht, dass sich die relative Lage der in Serie geschaltenen Spulenhälften 13', 13"weder rnit Bezug auf die Schrägspule 11, noch auf die Schrägspule 12 ändert, hingegen die relative Lage der beiden Schräg- spulen 11, 12 eine Veränderung erfährt. Die beiden zur Zeichnungsebene senkrecht stehenden Schnittflächen x-x und y-y, schliessen einen Winkel y', der rober als 90o gewählt werden muss, ein.
Die durch die Achse des Spulenkernes 10a gehenden Normalrichtungen der Schnittflächen deuten die Richtungen der stromdurchflossenen Schrägspulenfelder (elektromagnetisch) 11, 12 an und wirkt sich eine Drehung des Spulenkernes gegenüber der Hülse 10 dermassen aus, dass zu einer verhältnismässig grossen Drehung nur eine kleine Änderung des Winkels y' zwischen den gerichteten Feldern stattfindet, und zwar von einem Winkel, der grösser als 9011, zu einem kleineren als 90 .
Demgemäss wird eine Feineinstellung des Kopplungsgrades, kXB = kBA, von einem ¸positiven¯ ber einen ¸Null¯ Wert in einen negativen Wert erreicht, das heisst beim Dbergang von einem Wert y', der grösser als 90¯ ist, zu einem Wert, der weniger als 90 betrÏgt, verwandelt sich z.
B. eine positiv angenommene Polarität des Kopplungskoeffizientenpaars kAB = kBA in eine negative, während die Kopplungskoeffizientenpaare zwischen den Klemmen A und Cl (kA. ci = kC1, A) und zwischen den Klemmen B und C2 (kB. C2 = kC2, B) davon unberührt bleiben.
Stellt man sich nun in Fig. 1 vor, die Klemmen A und B der variablen Schrägspulen 11 und 12 (Fig. 2) seien an die Endstufen Z'll und Zw22 und die in Serie geschalteten Spulenhälften über einen variablen Drehkondensator an den äussern Wicklungsenden angeschlossen, so können wir das zwischen den Schräg- spulen 11, 12 bestehende Kopplungspaar mit K12, K21, dasjenige zwischen den Spulenhälften 13', 13" und der Schrägspule 11 mit Kl3, K., und dasjenige zwischen den Spulenhälften 13', 13"und der Schräg- spule 12 mit K23, K32 bezeichnen.
Wird zwischen den Schrägspulen 11, 12 eine Streukapazität angenommen, so kann offensichtlich die entsprechende negative Polarität der entstandenen kapazitiven Kopplungsgrösse ganz einfach durch eine positive induktive Kopplungsgrösse, die der gegenseitigen Selbstinduktion der beiden Schrägspulen entspricht, aufgehoben werden, (es ist dazu einfach die passende Relativstellung der Schrägspulen 11 und 12 einzuregulieren).
Die beiden Endstufen Z'll, Zut22 sind indessen noch nicht vollkommen voneinander entkoppelt, indem zwischen den beiden Ausgangs- klemmen A und B der Endstufen noch die Serienschaltung der Kopplungsgrösse K32 (es ist angenommen, die Klemme A sei mit der Endstufe Z'22 in Fig. 1 verbunden), Z'33 (Impedanz des durch die Spulenhälften 13', 13"und z. B. einen in Fig. 1 nicht gezeigten Drehkondensator gebildeten Parallelkreis), und der Kopplungsgrösse K3 :
, (in Richtung der Endstufe Z'l, nach der Endstufe Z'22), und, in entgegengesetzter Richtung dazu, die Kopplungsgrösse Kls, Impedanz Z33 und die Kopplungsgrösse K32 bestehen. Wie noch später an Hand der Zeichnung zu ersehen ist, können beide Serienkopplungswirkungen durch in den Endstufen Z'il, Z'22 enthaltene Sperrglieder (Pentoden) vernichtet werden, wodurch die vollständige Entkopplung von an die Klemmen A und B angeschlossenen Netzwerke irgendwelcher Art zustande gebracht wird.
Damit kommen wir zur Besprechung der Fig. 3 und 4, die praktische Anwendungen des Spezialtransformers der Fig. 2 zeigen und wonach die Klemme A an die Anode des Sperrgliedes Z'22 einer Rahmenantennenkette 2 von Kopplungsgliedern bildenden Pentode P, und die Klemme B an die Anode eines ähnlichen Sperrgliedes Z'lt der Stabantennenkette I bildenden Pentode PB angeschlossen ist, während die Klemmen Cl und C2 der aus zwei in Serie geschalteten Spulenhälften 13 bestehenden dritten Wicklung des Transformers :
a) Nach Fig. 3, über einen aus dem Trimmerkondensator C'33 und einer grossen Spuleninduktivität L'33 bestehenden Zwischenkreis an das obere Ende des resonanzabgestimmten Empfängereingangskreises L33, C33, mittels Klemme Ci und an die Erde mittels Klemme C2 angeschlossen ist. Indem die Eigenfrequenz des besagten Zwischenkreises inklusive den Spulenhälften 13 gleich der Mittelfrequenz des gewählten Frequenzbereiches berechnet wird, erfährt dessen Resonanzkurve durch den Abschluss mit dem überaus hohen Parallelwiderstand von L33, C33 eine ausgesprochene ¸Verflachung¯ und die darin fliessenden Stromamplituden werden so auf einen verschwindend kleinen Betrag reduziert ; der Zwischenkreis wird praktisch stromlos.
b) Nach Fig. 4, über einen Trimmerkondensator C'33 direkt an einen hohen Gitterwiderstand rg einer den Empfängereingangskreis bildenden Pentode Pk mit möglichst hoher Eingangsimpedanz mit der Klemme Cl einerseits und mit Klemme C2 an die Erde anderseits angeschlossen sind. Auch hier nimmt der aperiodisch abgestimmte Empfängereingangskreis einen verschwindend kleinen Strom auf.
Es wird in diesem Falle der Anodenkreis der Pentode Pk über jeden der Frequenzbereiche auf Resonanz abgestimmt bleiben und ist der diesbezügliche variable Drehkondensator (nicht gezeigt) mit denjenigen der in der Antennenkette 1 und/oder 2 elektrisch gleichlaufend und zwangläufig-mechanisch gekuppelt.
Der Sammelkreis (Kopplungspunkt) dieser zwei besprochenen Schaltungen besteht im Zwischenkreis L'33, C'33 der Fig. 3 und im aus den Spulenhälften 13, Trimmerkondensator C33' und Gitterwiderstand 1-9 bestehenden Empfängereingangskreis der Fig. 4.
Die in diesen zwei Schaltungen wirksamen Kopplungsgrössen sind (nach Fig. 1), K3, und K32, wobei das Kopplungspaar Kl2, K2l im Vergleich dazu, auf einen verschwindend kleinen Betrag, und zwar bei der Mittelfrequenz des Frequenzbereiches durch das Verstellen der Relativlage der Schrägspulen 11, 12 auf einen passenden Wert, einreguliert wird. Die Phasenmasse a (co) und P (cü) der Antennenketten 1 und 2 erstrecken sich von den besagten Kopplungspunkten oder Sammelkreisen bis zu den Antennen 1 und 2.
Der zu erzielende 90 -Phasenunterschied zwischen denselben wird unter Berücksichtigung von gleich grossen Kopplungsgrössen K31, K32 (was durch den ersichtlich symmetrischen physikalischen Aufbau der Schrägspulen 11, 12 mit Bezug auf die Spulenhälften 13 ohne weiteres erzielt wird) durch die Verlegung eines konstant frequenzunabhängigen 90 Phasenverschiebungskreises in die Zwischenstufe Zut22 genau so, wie es bei neuzeitlichen Peilgeräten geschieht, erzielt.
Gleich grosse Summen der Wirkwider stände und gleich grosse Summen der Blindwider stände der in den beiden Antennenketten 1 und 2 enthaltenen Kopplungsglieder bewirkt den anzustrebenden Parallelauf zwischen den um 90 unterschiedlichen Phasenmassen a (cru) und p (cl). Die Art der praktischen elektrischen Gestaltung solcher Phasenmasse ergibt sich durch passende Wahl von Kreisparametern der Kopplungsglieder und entsprechender Berechnung der Summen derselben in den einzelnen Antennenketten von selbst, indem die Berechnung unabhängig von gegenseitigen Kopplungswirkungen zwischen den Antennenketten, wie dies bei dreiseitigen Verkopplungen der neuzeitlichen Peilgeräten der Fall ist, vor sich gehen darf.
Im Gegensatz zu den zwei praktischen Schaltungsbeispielen nach Fig. 3 und Fig. 4 zeigt die Fig. 5 eine Schaltung, worin der Kopplungspunkt, wiederum mit Benützung des Spezialtransformators der Fig. 2, nun nicht mehr nach Fig. 1 in den Empfängerein- gangskreis Z33, sondern in die als Sperrglied aufgebaute Endstufe Z'll der ungerichteten Antennenkette
1 verlegt wird.
Die Fig. 6 dagegen zeigt eine mit Bezug auf den gewählten Kopplungspunkt der Fig. 6 ähnliche Schaltung, die aber ohne Zuhilfenahme des Spezial-Kopplungstransformers der Fig. 2 auskommt und trotzdem vorzügliche Wendeanzeigeempfindlichkeiten liefert.
Mit Bezug auf Fig. 5 ist ersichtlich, dass die Klemmen der Schrägspulen 12 und 11 bei A an die Anode Pr der als Sperrglied ausgebauten Endstufe Z'22 der Rahmenantennenkette 2 und über den Blockkondensator CB an die Erde und bei Klemme (B) und Klemme C2 an den bereits besprochenen Zwischenkreis C'33, L'sus der Fig. 3 und an die Erde angeschlossen sind.
Im Vergleich zur Fig. 1 will das heissen, dass durch passendes Einregulieren der Schräg- spulen 11 und 12 das Kopplungspaar K23, K32 gegen über den Kopplungsgrössen Kt2, K2, wiederum vernachlässigbar klein gehalten werden kann. Die Kopplungsgrösse Kt2, K21 (nach Fig. 1) besteht in Fig. 5 zwischen der Schrägspule 12 und den in Serie geschalteten Spulenhälften 13. Die letzteren sind bei Klemme Cl an die Anode Ps der als Sperrglied ausgebauten Endstufe Z'll der Stabantennenkette 1 und über den Blockkondensator CB an die Erde angeschlossen.
Vom genannten Kopplungspunkt des Anodenkreises des Sperrgliedes Z'aus betrachtet bestehen mit Bezug auf die Erfüllung der Phasenmass- bedingung, ¯ (a))-a (tu) = 90 = konstant, zwei Möglichkeiten :
1. Es kann durch Parallelschalten der in Serie sich befindlichen Spulenhälften 13 zwischen der Klemme Cl und dem bei CB befindlichen zur Erde führenden Blockkondensator mittels des variablen Drehkondensators C der so gebildete Schwingungskreis auf Resonanz abgestimmt und in der üblichen Weise mit den übrigen Schwingungskreisen dieser Art zwangläufig-mechanisch gekuppelt werden.
Dadurch entsteht zwischen den im Anodenkreis von Pr Schrägspule 12) und in den Spulenhälften 13 des Anodenkreises von Ps fliessenden Str¯men ein über jeden Frequenzbereich konstanter und also frequenzunabhängiger Phasenunterschied von 90 ; es übernimmt deshalb die in Fig. 1 entsprechend Kopplungsgrösse K. 2. K21 dieselbe Funktion einer 90 -Phasenverschiebung wie es in Fig. 3 durch das Kopplungsglied Z'22 geschah.
2. Es kann der aus den Spulenhälften 13 bestehende Anodenkreis von PB aperiodisch abgestimmt, also ohne die Verwendung des variablen Drehkondensators C belassen werden, wodurch zwischen den besagten in der Schrägspule 12 und den Spulenhälften 13 fliessenden Str¯men nach 1. oben, ein 180 -anstatt ein 90 -Phasenunterschied entsteht. Der erforderliche 90 -Phasenunterschied zwischen den Phasenmassen a (a}) und ¯ (w) muss dershalb auf die identische Weise, wie es bei den Schaltungen nach Fig. 3 und 4 der Fall war, durch ein dazu besonderes erforderliches Phasenverschiebungsglied in der Zwischenstufe ZB22 erzielt werden.
Was den erforderlichen Gleichlauf der um 90 unterschiedlichen Phasenmasse anbelangt, so gelten hier die gleichen praktisch schon längst bekannten Grundsätze.
Die Schaltung nach Fig. 6, ist im Prinzip mit Bezug auf die Wahl des Kopplungspunktes mit derjenigen der Fig. 5 identisch. Anstatt der Verwendung des Spezialtransformers nach Fig. 2 genügen hier zwei in Serie geschaltete einfache, sonst aber ausgezeichnet abgeschirmte, zwei-wicklige Hochfrequenztransformatoren mit Hochfrequenzeisenkernen Tl und T2.
Die Streukapazität des Anodenkreises der Pentode Pr bildenden Sperrgliedes Z'22 ist durch die Tatsache, dass hier nur die Primärspule L ! 22 des Transformers Tl mit dem in Serie dazu geschalteten Blockkondensator CB im besagten Anodenkreis von Pr vorhanden ist, von derjenigen des Anodenkreises der Pentode Pg bildenden Sperrgliedes Z'jl deshalb grundverschieden, weil im letzteren Anodenkreis nicht nur eine Wicklung, sondern die zwei in Serie geschaltenen Wicklungen der Transformer Tt und T2, das heisst,
die Sekundärwicklung L'il von Ti und die Primärwick- lung LI'll von T2, enthalten sind. Deshalb wird der bestehende Streukapazitätsunterschied durch den Trimmerkondensator Ct im Anodenkreis des Sperrgliedes Z'22 ausgeglichen.
Gemäss der eingangs gegebenen Definition des Sammelkreises oder Kopplungspunktes ist darunter derjenige Ort des Spannungsabfalles oder Stromknotenpunktes in der verkoppelten Schaltung zu verstehen, wo die erstmalige Uberlagerung der in Betracht fallenden Antennensignale stattfindet : man sieht sofort aus Fig. 6, dal3 dieser Ort im aus den Transformerwicklungen L'il und L"11 bestehenden Anodenkreis des Sperrgliedes Z'll gelegen sein muss.
Derselbe kann wiederum aperiodisch angestimmt bleiben (wobei also der variable Drehkondensator C nicht zu verwenden ist) oder er kann, wie dies in Fig. 5 geschah, unter Verwendung des variablen Drehkondensators ¸C¯ ber jeden Frequenzbereich auf Resonanz abgestimmt bleiben. Es ergeben sich deshalb auch in diesen Falle, wie in der Schaltung nach Fig. 5, zwei Möglichkeiten, die Phasenbedin gungsgleichung, = 900 = konstant zu bewerkstelligen, und ist deren Erörterung hier nicht notwendig.
Zieht man einen Vergleich zwischen dieser Schaltung und derjenigen nach Fig. 1, so ist wahrzunehmen, dass die Kopplungsgrösse Kl3, KS1 tatsächlich einer direkten Kopplung (galvanisch), die aus der direkten Leitungsverbindung zwischen'dem untern Ende der Wicklung L'li des Transformers Ti und dem obern Ende der Wicklung L"ll besteht, entspricht. Das charakteristische Merkmal solcher mit Hochfrequenzeisenkernen versehenen Transformatoren Tl und T2 ist die Tatsache, dass die Streukapazität Cs im Vergleich zur Induktivität z.
B. zwischen den Wicklungen des Transformers Tl, viel kleiner ist, als dal3 sie einen merklichen Einfluss auf die totale, zwischen den besagten Wicklungen resultierende Kopplungsgrösse haben kann. Wenn also noch im Anschluss an die Fig. 1 von einer kapazitiven Kopp lungsgrösse K23, K32 entsprechend der zwischen dem Parallelkreis L33, C33 und dem Anodenkreis zwischen Anode des Sperrgliedes Z'22 bestehenden Streukapazität der Fig. 6 (nicht gezeigt) die Rede im theoretischen Sinne sein könnte, so ist deren Einfluss auf die übrigen Kopplungsgrössen (K12, K21 und Kil,, K31) auf jeden Fall zu vernachlässigen ;
das hei¯t die Kopplungsgrösse Äg,. K32 darf in der Fig. 1 weggedacht werden.
Man sieht : auch bei dieser Schaltung ist die gemeinsame Berücksichtigung von unbedingt nicht weniger als drei Punkten erforderlich : 1. das praktische Verschwindenlassen einer der drei möglichen Kopplungsgrössen (K23, Ka2), 2. die unbedingte Anwendung von Sperrgliedern, und zwar in beiden Ausgängen der Antennenketten von Kopplungsgliedern 1. und 2., und 3., die durch die Berücksichtigung der Punkte 1. und 2. überhaupt möglich gewordene Abgleichung der Verhältnisse der Summe aller Blindwiderstände zur Summe aller Widerstände der beiden auf den gemeinsamen Kopplungspunkt bezogenen Antennenkreissysteme 1 und 2.
Sonderbarerweise sind in der Literatur allgemein Hinweisungen zu finden, wonach vergeblich versucht wurde, unter Berücksichtigung von irgendeinem der drei Punkte 1. bis 3., jedoch nirgendswo mehr als zwei derselben, die störenden Frequenzfehler von neuzeitlichen Peilgeräten zu beheben.
Um so überraschender ist es tatsächlich zu nennen, dass die gemeinsame Berücksichtigung aller drei, seltsamerweise im einzelnen bereits bekannten Punkte zur endgültigen Beseitigung von Frequenzfehlern geführt hat.