Elektrische Zweiweg-Impulsumsetzeinrichtung Die vorliegende Erfindung geht aus von einer elektrischen Impulsumsetzeinrichtung, z. B. einem Impulsmodulator oder -demodulator, von der im Pa tent Nr.351630 beschriebenen Art.
Die erfindungsgemässe elektrische Zweiweg- Impulsumsetzeinrichtung zeichnet sich aus durch eineng Lokalkreis für eine Signalwelle, einen Impuls kreis für eine Folge periodisch wiederholter Impulse, eine Reaktanzvorrichtung und durch Schaltmittel, welche periodisch betätigbar sind,
um von dem einen oder dem anderen der genannten Kreise empfangene Energie in der Reaktanzvorrichtung zu speichern und um gespeicherte Energie von jedem Stromkreis in den anderen zu entladen, und durch ein T.iefpassfilter im Lokalkreis, welches so ausgebildet ist, dass prak tisch keine Energie verlore:
ngeht bei der Über tragung von Energie von irgendeinem der genannten Kreise zum anderen, wenn die Signalwelle eine Frequenz aufweist, welche zwischen Null und der Hälfte der Betriebsfrequenz der Schaltmittiel liegt.
Ausführungsbeispiele des Erfindungsgegenstandes werden nachstehend anhand der beiliegenden Zeich nung näher erläutert.
Die F!-. 1 zeigt das Schema zweier direkt mit einander verbundener Impulsmodemschaltungen. Die Fig. 2 und 3 dienen der Erläuterung der Zu stände in der Schaltung nach Fig. 1.
Die Fig.4 stellt Beine durch einen Stromimpuls hervorgerufene Spannungswellenform dar.
Die Fig. 5 zeigt eine Diagramm des Übertragungs- moduls.
Die Fig. 6 zeigt eine Liste von Formeln, die bei der Analyse der Schaltung nach Fig. 1 verwendet werden. Die Fig.7 zeigt westere Formeln, die bei der Analyse der Schaltung nach Fig. 1 zur Verwendung gelangen.
Die Fig. 8 stellt eine Erläuterung der Symbole der Formeln der Fig. 6 und 7 und weiterer Figuren dar.
Die Fig. 9 zeigt Formeln, die sich bei der Analyse von zwei miteinander verbundenen Impu%modem- schalturigen ergeben, von denen jede mit einem Filter versehen ist, wenn die elektrischen Eigen schaften der Verbindung berücksichtigt werden.
Die Fig. 10 zeigt .eine Zweiweg- Impulsübertra- gungsanlage.
Fig. 11 zeigt Impulswellenformen, die sich auf die Anlage der Fig. <B>10</B> beziehen.
Die Fig. 12 zeigt eine Zweitweg-Impulsübertra- gungsanl.age, welche :abgestimmte Kreise verwendet. Die Fig. 13 zeigt Impulswellenfonmen, die sich auf die Anlage der Fig. 12 beziehen.
Die Fig. 14 zeigt eine Schaltung, die die Arbeits weise der Anlage nach Fig. 12 unter gewissen Be- dingungen erläutert.
Die Fig. 15 zeigt Impulswellenformen, die sich auf die Aallage der Eig. 12 beziehen, wenn diese unter :gewissen Bedingungen arbeitet.
Die Fig. 16 zeigt Gleichungen, welche in Ver- bindung mit den Fig. 10 .bis 15 verwendet werden. Die Fig.17 zeigt eine Schaltung gemäss der Anlage nach Fig. 12, weiche so ausgebildet ist, dass tsiie alls Linienstromkteis in .einem Telep:honamt dienen kann.
Die Fig. 18 zeigt eine Verbindung zwischen Teil nehmern in einem Telephonamt, welche den Linien- stromkreis nach Fig. 17 verwendet. Vorgängig der eigentlichen Beschreibung der Figuren werden im folgenden. einige .allgemeine Be- trachtungen, angestellt: Eine ideale Reaktanz vernichtet keine Energie, aber :sie kann Energie speichern.
In einer Nach- richtenanlage, welche zwei Lokalkreise<I>A</I> und<I>B</I> verbindet, ist für jeden Lokalkreis ein Impuls modem vorgesehen. Jeder Impulsmodem enthält ein als Speicher verwendetes Reaktanznetzwerk. Bei der Übertragung .eines Signals vom Lokalkreis A zum Lokalkreis<I>B</I> wird der dem Lokalkreis<I>A</I> zugeord nete Speicher langsam
aufgeladen, und hierauf wird meiner kurzen Periode t2 (der Impulsdauer) die Ladung im Speicher<I>A</I> rasch an den Speicher<I>B</I> abgegeben. Während einer weiteren. Periode ti t2, wo t1 die Impulswiederholungsperiode ist, entlädt sich der Speicher B in seinen, Lokalkreis. Dieser Vor gang wiederholt sich,
und es lässt sich ein stationärer Zustand mit beträchtlicher Leistungsübertragung erzielen, und zwar selbst dann, wenn (wie dies nor malerweise, der Fall ist) die Entladung des Speichers B in seihen Belastungskreis unvollständig ist. Die Kapazität jedes. Speichers ist selbstverständlich so bemessen, dass er die Energie der maximalen Signal stärke speichern kann, die voraussichtlich auftritt.
Es ist lehrerwünscht, dass .der Austausch der Ladungen zwischen den Speichern<I>A</I> und<I>B</I> mög lichst vollständig oder nahezu vollständig ist. Aus diesem Grund besteht ein gutes Speichernetzwerk aus zwei Teilen,, von denen einer imstande ist, sich in eingleiches Netzwerk in der kurzen Periode t2 zu entladen.
Dieser Teil ist entweder a)_ eine Verzögerungsleitung mit der Laufzeit t2, deren elektrische Ladung in eine :
gleiche Lei tung fliesst, und zwar in Form eines rechteckigen Stromimpulses, dessen Dauer t2 beträgt, oder b) ein abgestimmter Seriekreis, dessen Elemente so gewählt sind, dass 1/LC <I>=</I> t2/ii ist, so d'ass der Kreis in der Periode t2 einen halben Schwingungs- zyklus ausführt.
Dieser halbe Zyklus transferiert die Ladung des Kondensators eines Speichers zu dem jenigen des anderem, und zwar in Formeines sinus- förrnigen Stromimpulses.
Der andere Teil des Netzwerkes besteht normaler weise aus einem Tiefpassfilter. Die vorstehenden Er läuterungen sind bereits im erwähnten Schweizer patent enthalten,. In der. vorliegenden Beschreibung werden die erwünschten Eigenschaften eines Filters näher betrachtet, und es wird gezeigt, dass diese zu dar gewünschten vollständigen Übertragung führen.
Es werden; verschiedene Arten der Verbindung von zwei Impulsmodemschaltungen betrachtet, von denen jede ein Filter enthält.
Zur. Berechnung der Übertragung wird eine Ver- zögerungsleitung oder ein abgestimmter Kreis, welcher in der kurzen Periode t2 vollständig geladen oder entladen wird, als einem Kondensator gleichwertig betrachtet, welcher durch unendlich kurze Strom- impalsegeladen oder entladen wird.
Es lässt sich zei gen, dass diese Annahme eine gute Annäherung an die strenge Theorie bildet, und dass die Ergebnisse, die bei dieser Annahme vorausgesagt werden können, mit experimentellen Versuchen gut übereinstimmen.
In der Fig. 1 sind nun schematisch zwei Modem- schaltungen mit einer Schaltverbindung dargestellt. Der Schalter kann von irgendwelcher geeigneten Art sein.
Ein zweckmässiger Schalter besteht beispiels- weise aus einem symmetrischen Flächentransistor, bei welchem die anzuschliessenden Stromkreisleiter am Kollektor und am Emitter endigen, wobei die Schaltimpulse an die Basis des Transistors angelegt werden, um den Schalter leitend zu machen.
Bei Verwendung von Transistoren, welche nicht symme- trische Flächentransistoren sind, ist vermutlich mehr als ein Transistor für jeden Schalter notwendig. Die Rechtecke in der Fig. 1 stellen Tiefpass-R.eaktanz- netzwe;rke von willkürlicher Form dar.
Unter Bezug nahme auf die oben stehenden. Erläuterungen wird das System anhand der Ersatzschaltung der Fig. 2 analysiert, in welcher der Strom 1 als eine Reihe von kurzen Impulsen mit der Wiederholungsfrequenz 1/t, aufzufassen ist (das heisst praktisch der Strom, welscher tatsächlich über den Schalter der Fig. 1 fliesst).
In vereinfachter Weise kann das gesamte Ein, fügungsspannungs-Verhältnis des Impulssystems (das heisst das Verhältnis der Spannung der empfangs- seitigen Belasstung an den Klemmen BB' der Fig. 1 zur Spannung, welche bei der direkten Verbindung von BB' mit<I>AA'</I> erhalten werden könnte)
in Funk tion der Eigenschaften des Netzwerkes der Fig.3 berechnet werden, welches aus den Elementen C, R1 und dem willkürlichen dazwischengeschalteten Netz werk besteht und offensichtlich-nureiner .der Modem schaltungen der Fig. 1 entspricht.
Die verwendeten Eigenschaften sind die folgen den: <I>a)</I> Die Kopplungsimpedanz H(jto) zwischen den Paaren von Klemmen im stationsären Zustand. Wenn ein Strom ei-' über ein Klemmenpaar hineinfliesst, so erscheint am anderen Klemmenpaar eine Span nung ei@-it . H(jo .
b) Die an der rechten Seite des Netzwerkes auf tretende Impulsfunktion A(t), das heisst das Verhal ten des Netzwerkes bei Anlegung eines Impulses. Wenn ein Stromimpuls in das dem Kondensator C benachbarte Klemmenpaar hineinfliesst, tritt an die sem Klemmenpaar eine Spannungswellenform A(t) auf.
c) Die Grössen G, G1 gemäss Fig. 7.
Wenn der Generator der Fig. 1 eine Wechsel- E. M. K. mit der Frequenz a)/2 abgibt, ist das Einfügungs.spann@unsgsverhältnis durch die Formel (a) der Fig.6 gegeben.
Einre übertragungsanliage, bei welcher eine Abtastung mit der Frequenz 1/t1 erfolgt, kann im Prinzip ein Signal nur dann voll kommen, dies heisst in vollendeter Form übertragen, wenn die Signalbandbreite nicht mehr als 1% t1 beträgt. Es lässt sich zeigen,
dass der Einfügungsveri last über diese Bandbreite bei der vorliegenden An lage dadurch minimal gehalten werden kann, dass man die Funktion A(t) so wählt, dass A(rti) = 0 wird, wenn r = 0 ist.
Physikalisch bedeutet dies, dass die durch den Stromimpuls hervorgerufene Spannungs- wellenform eine Schwingung von der in der Fig.4 gezeigten allgemeinen Form ist, und bekanntlich wird diese Wel!ltenform durch ein Tiefpassfilter erzeugt. Der Einfügungsverlust reduziert sich dann, auf die ein fache Form (b) der Fig. 6.
Es zeigt sich, dass dieser Faktor innerhalb des Durchlassbandes (o) <I> < </I> nlti) praktisch gleich 1 gemacht werden kann.
Diese Überlegung führt zu zwei Forderungen für den Filterstromkreis, nämlich erstens sollte H(joo) eine vernünftige Art von Tiefpassfunktion sein (da der Quadratwert dieser Funktion:
in der Übertragungs- funktion auftritt) und zweitens sollte A(t) die Form der Fig. 4 aufweisen, das heisst es sollte eine Null- stelle für<I>t =</I> rti vorhanden sein.
Es sind zwei Formen von idealen Filtern gefun den worden, welche diese Forderungen in sich ver einigen. Es soll zunächst ein Filter betrachtet wer den, welches bis co <I>=</I> Tlti verlustlos überträgt und hierauf eine unendlich steile Flanke aufweist. Die Formeln für dieses Filter sind in Fig.6 <I>(c),</I> (d) gezeigt.
Wenn man die Ausdrücke (c) und (d) der Fig. 6 in die Formel (b) der Fig. 6 für den Ein- fügungsverlust einsetzt, erhält man die Formel (e) der Fig. 6. Dies bedeutet, dass eine verlustlose Über tragung über eine Bandbreite erzielt wird, welche der halben Abtastperiode .entspricht.
Zweitens wird ein Filter betrachtet, für welches der Quadratwert<I>1</I> H(jm) <I>1 2</I> des Übertragungsmoduls die in der Fig. 5 (a) .gezeigte Form hat. Die Form ist willkürlich mit der Ausnahme, dass sie eine Punkt symmetrie bezüglich des Punkteis reit der Abszisse (Frequenz) ar/ti und der Ordinate
EMI0003.0070
aufweist, so dass sie als die Summe eines Rechteckes. und einer punktsymmetrischen Funktion aufgefasst werden kann, wie sie die Fig. 5 (b) und (c) zeigen.
Es lässt sich zeigen:, dass für dieses Filter auch die folgenden An sätze geiten: A (0) = 2 Ri/ti <I>A</I> (rti) <I>- 0 r</I> =b <B><I>0</I></B> Die Gesamtübertragung ist dann gegeben durch die Formel der Fig. 6 (f), welche bei tiefen Frequenr- zen den Wert 1 aufweist und allmählich abnimmt bis zur Frequenz co <I>=</I> 2,-r/ti,
jenseits welcher sie den Wert 0 hat.
Das erste Filter ist tatsächlich ein Spezialfall des zweiten Filters, aber es wurde. getrennt erwähnt, da es zur Übertragung im Grenzfall führt, das heisst zur verlustlosen Übertragung über die grösstmögliche Bandbreite.
In beiden Fällen .lässt sich zeigen, dass die asympto- tische Impedanz des Filters bei hohen Frequenzen diejenige einer Kapazität t1/2R1 .ist, so dass irgend eine praktische Ausführung eine Abschlusskapazität dieses Wertes aufweist.
Eine Verzögerungsleitung mit der Laufzeit 1/., t2 und einer Impedanz R2 weist eine Kapazität t 2/2R2 auf, so dass, wenn diese als Ab- schlusskapazität verwendet wird, die Fordnel der Fig. 6 (g) .gilt.
Die erwähnten Filterkurven lassen. sich mit einer endlichen Anzahl von Elementen physikalisch .nicht verwirklichen. Sie lassen sich aber angenähert durch endliche Netzwerke mit .einer Genauigkeit verwirk lichen, welche mit der Anzahl der verwendeten Elemente zunimmt.
Es .besteht nicht nur ein einzelnes Annäherungs verfahren. Das am eingehendsten untersuchte Ver fahren beruht in der Verwendung von Potenzfiltern mit N Elementen, für welche die Formel der Fig. 6 (h) gilt. Die Formel (h) weist bei tiefen Frequenzen den Wert 1 auf, bei .der Frequenz o,)
<I>=</I> -rr/ti den Wert 1/ und sperrt hierauf mit einer Flankensteilheit von 6N Dezibel pro Oktave. Die Werte der einzelnen Glieder für ein Filter dieser Art sind bekannt. Insbe sondere ist die Abschlusskapazität durch die Formel der Fig. 6 (i) gegeben.
Der Wert von C in der For mel (i) kommt sehr nahe an den idealen Wert t/2Ri heran für grosse Werte von N, das. heisst für Werte von<I>N > 3.</I> Die Impulsfunktion <I>A (t)</I> geht nicht genau durch O für<I>t =</I> rti, aber sie weist an diesen Stellen für N > 3 sehr kleine Werte auf.
Die praktischen Ergebnisse, die sich mit bekann- ten Annäherungsverfahren erzielen lassen, sind gut genug, um die Verwendung von elektronischen Schaltmassnahmen zu rechtfertigen. Für ein Potenz- filfter von drei Elementen weicht die erreichbare Impulsfunktion von der idealen Funktion, nur unge fähr 1/0o ab.
Falls erwünscht, kann an Stelle eines Potenzfidters :ein Filter mit gleicher Welligkeit (Tschebischeff-Fiker) verwendet werden.
Bisher wurde nur der Fall betrachtet, wo zwei je ein Filier aufweisende Impulsmodemschaltungen direkt miteinander verbunden sind. Vorgängig der Betrachtung anderer Alten von Verbindung und zwecks Erleichterung des Vergleichs zwischen den verschiedenen Verbindungsatmen, ist es erwünscht, zwei Grössen G und G1 .einzuführen, welche durch die Formeln der Fig. <I>7.
(a)</I> und<I>(b)</I> definiert sind. Bei Verwendung dieser Grössen lässt sich die, Formel (a) der Fig. 6 in der in Fig. 7 (c) dargestellten Form schreiben.
Nun sollen zwei Impulsmodemschaltungen mit je einem Filter betrachtet werden, welche durch einen Kanal verbunden sind, welcher einen Verstärker enthält. In diesem Falle kann eine Übertragung zwischen den beiden Modemschaltungen nur in einer Richtung stattfinden. Es wird .angenommen, dass R2 der Eingangs-Widerstand des Vers@fänkers ist.
Falls angenommen wird, dass der Verstärker eine verfüg bare Verstärkung vom Wert 1 aufweist, lässt sich zeigen, d@ass das Einfügungsspannunigsverhälttnis durch die Formel (a) der Fig.9 gegeben ist.
Bei einem idealen Filter, welches dn@e durch die Formel (c) der Fig. 6 dargestellten Eigenschaften aufweist, nimmt das Einfügungsspannungsverhäitnis en durch die Formel (e) der Fig. 6 gegebenen Wert an.
Wenn zwei<B>je</B> en Filter aufweisende Modem- schaltungen über seinen Kanal verbunden werden, welcher keinen Verstärker enthält, dann ist ein Zwei weg-Verkehr zwischen; den beiden Modemschaltungcn möglich.
Es soll angenommen werden, d 'ass der Kanal eine Verzögerung aufweist, die gleich der Hälfte eines ganzzahligen Vielfachen n der Impulswiedcrholungs- period'e t1 ist, und weiter eine Dämpfung von j Neper aufweist.
Das Einfübaungsspannungsverhältnis ist dann durch die Formel (b) der Fig. 9 gegeben, welche im Falle eines idealen Filters in die Werte gemäss den Formeln (c) und (d) der Fig. 9 übergehst. Die Unterschiede zwischen diesen Werten und den durch die Formel. (e) der Fig. 6 gegebenen Werten sind allein :durch die Verzögerung und Dämpfung der Leitung bestimmt.
Zwei Modemschaltungen mit<B>je</B> einem Filter kön nen durch einen Zwischenspeicher miteinander ver bunden werden. Eine solche Anosrd@nung ist an sich bekannt (siehe z. B. italienisches Patent Nr. 576739).
Jeder Modem ist wähnend einer Zeit t2 mit dem Speicher verbunden, aber die beiden Modemschal- tungen sind nicht gleichzeitig mit dem Speicher ver- bunden. Ein Impuls wird in zwei. Stufen von einem ersten zu einem zweiten Modem übertragen, nämlich vom ersten Modem zum Zwischenspeicher als ein :
erster Impuls mit der Dauer t2 und hierauf vom Speicher zum zweiten Modern als ein zweiter Impuls mit der Dauer t2. Es soll z gleich dem Zeitintervall zwischen dem ersten und dem zweiten Impuls sein, das heisst die Periode, während welcher die Impuls- energie im Speicher zurückgehalten wird.
Es, lässt sich zeigen, dass das Einfügungsspannungsverhältnis durch die Formel (e) der Fig. 9 gegeben isst, und dass bei Verwendung eines idealen Filters diese Formel über geht in die Formeln (f) und (g) der Fig. 9.
Für die Übertragung 'm der Gegenrichtung ist das Zeitintervall zwischen den Impulsen gleich tl-rr. In beiden Fällen unterscheiden sich die erhaltenen Werte von den durch die Formel (e) der Fig. 6_ gegebenen Werte nur durch eine Verzögerung, welche gleich der Zeit ist, während welcher die Impulsenergie im Speicher bleibt.
Nun ist ses .erwünscht, den Fall zu betrachten., in welchem zwei je ein: Filter F aufweisende Impuls modemschaltungen durch einen kapazitiven Kanal miteinander verbunden sind.
Die Schaltung der Fig. 10 zeigt die Verbindung von, zwei Impulssmod'cm- schalstungen, von denen jede einen Speicher in der Form einer Verzögerungsleitung VL enthält. Die Spannungen an den Speichern: sind mit Ei und E3 bezeichnet, während am Mittelpunkt des Verbin dungskanals die Spannung E2 vorhanden ist.
Wenn nun der Verbindungskanal durchgeschaltet wird, indem die Schalter während einer geeigneten kurzen Periode t2 geschlossen werden, wird die Ladung auf einem. Speicher .gemäss den Kurven der Fig. 11 zum s anderen Speicher transferiert. Falls der Kanal eine beträchtliche Kapazität aufweist,
ist der Ladungs- austausch nicht vollständig, ;so dass ein übertragungs- verlusst entsteht, und eine Ladung bleibt nach jedem Impuls auf der Leitung zurück, was in Mehrfach- anlagen zu Nebensprechen führt.
Die Verwendung von Speichern mit abgestimmten Kreisen an Stellte von Verzögerungsleitungsspeichem hat eine Anzahl von Vorteilen, von denen der be merkenswerteste darin besteht, d@ass die Wirkung der oben erwähnten unerwünschten Leitungskapazität zum Verschwinden gebracht werden kann.
Ein Paar Mo@demschalltun;gen, welche abgestimmte Kreisse L, C enthalten, sind in der Fig. 12 dargestellt, wähnend die Wellenformen, die sich auf eine Impuls übertragung bei Fehlen von Leitungskapazität be ziehen, in der Fig. 13 dargestellt sind.
Die Resonanz- frequenz des Kreises isst ;so gewählt, dass der Kreis einen halbem Schwingungszyklus in der Impulsperiode t2 ausführt, wo t2 anhand der Gleichung<I>(a)</I> der Fig. 16 bestimmt werden kann.
Der Strom, welcher bei geschlossenem Schalter fliesst, besteht aus einer halben Sinuswelle, während die Spannungen an den Speicherkapazitäten aus halben Sinuswellen bestehen, die in Gegenphase zueinander stehen und bezüglich des Stromes um 90 phasenverschoben sind. Falls die Spitzenspannung an jedem Speicher gleich 1 ist, so ist der Spitzenstrom durch die Gleichung (b) der Fig. 16 gegeben.
Wie im Falle eines Paares: von Ver- zögerungsleitungs,s,peichern ist der Ladungsaustausch vollständig, vorausgesetzt, dass die .gemeinsame Lei tung keine Kapazität aufweist und die Schalter genau während der Periode t2 geschlossen sind.
Da der Strom jedoch zu Beginn allmählich von 0 aus, ansteigt und am Ende des Impulses allmählich auf 0 abfällt, bewirkt eine Ungenauigkeit in den Zeitlagen kleinere Fehler als bei Verwendung von Verzögerungs- leitungsspeichern. Ausserdem Regt die Energie des halben Sinusstromes zur Hauptsache am unteren Ende des Frequenzspektrums,
so diass die Möglichkeit vorn Induktionen zwischen, Kabeln und Schaltungs- teilen vermindert wird.
Um die Wellenformen bei Vorhandensein von Kapazität auf der gemeinsamen Leitung zu ermitteln, soll das Netzwerk der Fig. 14 betrachtet werden. Die LC-Glieder sind die abgestimmten Kreise des Speichers, während C die Leitungskapazität dar stellt.
Um das Schliessen der Schalter zu versinnbild- lichen, wenn der leitungsseitige Speicherkondensator C auf das Einheitspotential aufgeladen ist, wird ein Impulsstrom angenommen, welcher den Kondensator augenblicklich auflädt und dann das Netzwerk seine natürlichen Schwingungen ausführen lässt. Es l,ässt sich zeigen, dass die Werte von El und E% durch die Formeln (c)
und (d) der Fig. 16 gegeben sind. Wenn gleichzeitig cos <I>alt - -1</I> und cos sst <I>= 1</I> ist, dann sind die Ladungen auf den Kondensatoren C voll ständig ausgetauscht worden, da dann Ei gleich 0 und E3 gleich 1 ist.
Da dietotale Ladung auf den zwei Speicherkondensatoren die gleiche ist wie am Anfang, so kann .in diesem Zeitpunkt auch keine Ladung auf der Leitungskapazität C vorhanden sein.
Die Koinzidenz tritt ein, wenn p Zyklen von cos ,8 <I>t</I> die gleiche Zeit belegen wie (q -1/@) Zyklen von cos <I>a t,</I> wie dies: die Gleichung<I>(e)</I> der Fig. 16 zeigt, wo p und q irgendwelche positive ganze Zahlen sind.
Es folgt, d'ass ein vollständiger Austausch trotz dem Vorhandensein von Leitungskapazität für eine unendliche Anzahl von Kapazitätsverhälttüssen erreicht werden kann, sollange die resultierenden Induktivitäts.werte und Wellenformen annehmbar sind.
Im Fall, der von praktischer Bedeutung ist, gilt <I>p = q = 1</I> und<I>k = 3/2.</I> Die Wellenformen beruhen dann auf der halben Sin@uswelle mit einer Modifikation durch die zweite Harmonische, und sie sind durch die Gleichungen (f) bis (j) der Fig. 16 gegeben und in der Fig. 15 dargestellt.
Es. weisen nicht nur die Übertragungswellenform E2, Il und 12 am Beginn und am Ende des Impulses den Wert 0 auf, sondern die Ableitung von E2 an beiden Grenzen und die Ströme an einer Grenze weisen ebenfalls den Wert 0 auf, .so dass der Hochfrequenzgehalt dieser Wellen formen kleiner und die Wirkung von Fehlabi 'tünmun- gen kleiner ist als in jedem der früher erwähnten Fälle.
Die Werte der Komponenten lassen sich leicht aus :den Gleichungen (et) und<I>(k)</I> der Fig. 16 be rechnen, und<B>C</B> ist gegeben. Falls<B>C</B> in einem ge wissen Mass geändert werden kann, wird von dieser Möglichkeit selbstverständlich Gebrauch ,gemacht, um einen gewünschten Impedanzpegel zu erhalten,
und zwar entweder auf Grund der Impulswegimpe- danz 1/L/C oder zur Anpassung .an die Spannungs- und Strom-Grenzen irgendeines besonderen elektro nischen Schalters.
Die in den Schaltungen der Fig. 10 und 12 ge zeigten Schalter bestehen in praktischen Fällen aus elektronischen Vorrichtungen mit gewissen Strom- und Spannungs-Grenzen. Fa1Js diese Schalter, wie es sich als zweckmässig erwiesen hat,
aus abgeglichenen oder symmetrischen Diodenschaltern bestehen, die durch Transformatoren mit Transistor-Impulsgene- ratoren gekoppelt sind, sind zwei unterschiedliche Arten von Grenzen vorhanden,
nämlich eine Span nungsbegrenzung und getrennt davon eine Strom- begremmng infolge der Diode und eine Begrenzung des Stromspannungsproduktes infolge des: Transistors.
Der hier beschriebene Speicherkreis hat den Nachteil, dass er für -eine gegebene Signalleistung .im Sprechweg eine grössere Impulsleistung benötigt, um den Schalter zu betätigen, als im Falle der Verwendung einer Verzögerungslekung als Speicher.
Die Stromkapazifät des Schalters ist durch den Spitzenstrom während des Impulses bestimmt, die Spannungskapazität durch die Spitzenspannung, die in einer Multiplexanlage zu isolieren ist, das heisst die Summe der Spitzenspan nung im Speicher zwischen,
den Impulsen und der Spitzenspannung auf der gemeinsamen Leitung wäh rend eines Impulses. Diese Grössen sind nachstehend für eine Spannung vom Werte 1, ,die von einem Spei cher zum anderen- übertragen wird, tabellarisch zu sammengestellt, und zwar für jede Art der hier erwähnten Speicher.
EMI0005.0110
Speicher <SEP> Strom' <SEP> Spannung <SEP> Produkt
<tb> Verzögerungsleitung <SEP> 1 <SEP> 1,5 <SEP> 1,5
<tb> (abgestimmter) <SEP> LC-Kreis <SEP> ohne <SEP> Leitungskapazität <SEP> 1,57 <SEP> 1,5 <SEP> 2,36
<tb> (abgestimmter) <SEP> LC-Kreis <SEP> mit <SEP> einer <SEP> Leitungskapazität <SEP> C' <SEP> 2,04 <SEP> 1,75 <SEP> 3,57
<tb> * <SEP> in <SEP> Einheiten <SEP> von <SEP> <I>C/t2</I> Die vorstehende Theorie wurde durch Spannun gen an einem Paar Modemschahungen nachgeprüft,
welche Speicherkondensatoren von 2000 pF und Impulse von<I>2</I> ics verwendeten. Der genannte Lei stungsverlust betrug 2 db, das heisst nicht mehr als in gleichen Experimenten mit Verzögerungsleitungs- speichern. Die Verluständerung für kleine Änderun gen der Zeitlagen war vermindert, wie dies zu erwar ten war.
Die in diesem Fahle zulässige Leitungs- kapazität, nämlich 1330 pF, ist gross genug, um die Verwendung von möglicherweise bis zu 250 Schal tern oder 250 Toren in Parallelschaltung an jedem Ende des die beiden Modemschaltungen verbinden den Übertragungskanals zu gestatten. Diese Anzahl dürfte in vierziffrigen Telephonämtern ohne Demo- <RTI
ID="0005.0143"> dulation kaum überschritten werden. Dementspre chend kann<I>die</I> vorliegende Entwicklung als nützlich betrachtet werden in Zeitmultiplexschaltanlagen mit einer grossen Anzahl Zeitkanälen. Schaltungen zur Nutzbarmachung dieser Entwicklung sind in den Fig. 17 und 18 dargestellt.
Die Fig. 17 zeigt einen Impulsmodulator und Demodulator von der in Verbindung mit .der Fig. 12 beschriebenen Art,
welcher sich zur Verwendung als Linienstromkreis in einem Telephonamt eignet. Eine Teilnehmerleitung 1 ist durch einen Transformator 2 mit einem. Tiefpassfilter verbunden, welches, zwei In duktivitäten 3 und 4 und einen Kondensator 5 auf weist.
Das Ticfpassfilter isst mit einem abgestimmten Kreis verbundenen, welcher dem Kondensator 6 und' die Induktivität 7 .aufweist.
Eine Klemme des Konden- satoirs 6 ist über den Emitter und den Kollektor eines symmetrischen Flächentransistors 8 mit der Indukti- vität 7 verbunden.
Die Induktivität 7 ist mit einem Leiter des. Übertragungskanals 9 verbunden. Die andere Klemme des Kondensators 6 ist mit dem Rückleiter des Übertragungskanals, 9 verbunden.
Die Basis des Transistors B ist über einen Wider- stand 10 und eine Ausgangswicklung 11 eines Magnet kerns 12 mit dem positiven Pol einer Batterie 13 verbunden, deren negativer Pol mit dem Rückleiter des Übertragungskanals 9 verbunden ist.
Der Magnet kern 12 weist zwei Steuerwicklungen 14 und 15 auf und ist so angelegt, dass, wenn Impulse gleichzeitig an den Wicklungen 14 und 15 vorhanden sind, ein negativ gerichteter Ausgangsimpuls an der Ausgangs wicklung 11 auftritt. Während ein Ausgangsimpuls von der Wicklung 11 geliefert wird, ist der Konden sator 6 durch den Transistor 8 mit der Induktivität 7 verbunden.
Während der Intervalle zwischen aufein anderfolgenden Ausgangsimpulsen ist die genannte Verbindung jedoch unwirksam. Infolgedessen kann die Induktivität 7 während dieser Intervalle als Teil eines abgestimmten Kreises für andere Teilnehmer verwendet werden.
Wie aus den Lagen der Vielfach- verbindungsstellen 16 und 17 hervorgeht, ist die Induktivität 7 im gemeinsamen Übertragungskanal 9 enthalten.
Für jeden Teilnehmer ist ein Kondensator 6, ein Transistor 8 und ein Magnetkern 12 vorgesehen. Indem man die Magnetkerne der Reihe nachbetätigt, beispielsweise durch eine geeignete Zählschaltung, werden die Teilnehmer der Reihe nach mit der ge meinsamen Induktivität 7 verbunden.
Die Ausgangs wicklungen 11 für die verschiedenen Teilnehmer sind über den Vierlfachpunkt 18 mit der gemein samen Batterie 13 verbunden. Wenn von der Wick lung 11 kein Ausgangsimpuls, abgegeben wird, gelangt das positive Potential von der gemeinsamen Batterie 13 zum Transistor 8 und macht die Verbindung zwi schen dem Kondensator 6 und der Induktivität 7 unwirksam.
Die Ausgangswicklung 11 ist ausser mit der Basis des Transistors. 8 auch mit einem Steuerleiter <B>19</B> eines Koinzidenztores 20 verbunden, welches aus drei Gleichrichtern 21 und der negativen Vorspann- quelle 22 besteht. Der zweite Steuerleiter 23 des Tores 20 ist über einen Widerstand 24 mit der Gleichstromquelle 25 verbunden, welche die Teil- nehmerleitung 1 speist.
Wenn ein Wahlimpuls auf der Teilnehmerleitung 1 vorhanden ist, wird ein negativ gerichteter Impuls über den Leiter 23 über tragen. Wenn während. der Dauer dieses Impulses, der Magnetkern 12 betätigt wird, gelangt ein negativ gerichteter Impuls an den Leiter 19, welcher das Koinzideüztor 20 öffnet, wodurch ein Ausgangs signal auf dem Ausgangsleiter 26 auftritt. Der Magnetkern 12 wird während jedes Wahlimpulses zahlreiche Male betätigt.
Auf dem Ausgangsleiter 26 tritt daher eine Folge von Ausgangssignalen auf, welche entsprechend den gewählten Impulsen unter- brochen sind. Diese unterbrochene Folge von Signalen gelangt über den Vielfachpunkt 27 zur gemeinsamen Schaltausrüstung im Amt, um diese zu betätigen.
Der Magnetkern 12 und das Koinzidenztor 20 können mit einer Teilnehmerleitung gebraucht wer den, welche mit einer Verzögerungsleitung versehen ist. In diesem Falle wird die Verzögerungsleitung an Stelle des abgestimmten Kreises verwendet, welcher aus dem Kondensator 6 und der Indukitivität 7 be steht.
Die Schaltung für eine mögliche Form einer Ver bindung zwischen zwei Teilnehmern in einem Tele- phonamt isst in der Fig. 18 dargestellt. Der in der Fig. 18 gezeigte Linienstromkreis ist derjenige der Fig. 17, obwohl andere Arten von Linienstromkreisen verwendet werden können.
Es sind drei Schaltstufen gezeigt, wo selbstverständlich in der Praxis eine andere Anzahl solcher Stufen erwünscht oder notwendig sein kann. Die mit dem Amt verbundenen Teilnehmer- leitungen sind in Gruppen angeordnet, und die drei Schaltstufen in einer Verbindung zwischen zwei Teil nehmern sind (1) rufender Teilnehmer zu rufender Gruppe, (2) rufende Gruppe zu gerufener Gruppe und (3) gerufene Gruppe zu ,gerufenem Teilnehmer. Der Srechweg für die Stufen (1) und (3)
wird durch den rufenden und gerufenen Linienstromkreis unter Steuerung der Magnetkerne 31 und 32 in der bereits beschriebenen Weise vervollständigt. Die Gruppen- Gruppen-Stufe (2) weist einen Transistor 33 auf, der durch einen Magnetkern 34 gesteuert wird.
Wenn die drei Kerne 31, 32 und 34 synchron betätigt werden, ist die Übertragung von Sprache über die Verbindung ,möglich. Falls die Kerne nicht synchron betätigt werden, ist es nötig, die Sprachsignale an einer oder mehreren Stellen längs. des. Übertragungs weges zu verzögern. Ein Verfahren zur Verzögerung der Sprachsignale besteht in der Verwendung eines Zwischenspeichers, wie dies oben beschrieben wurde. <I>Literatur</I> K.
W. Cattermole: Efficiency and reciprocity in Pulse@-amplitu.de modulation: Part I - Principles. (Proceedings I. E.E., Vol. 105, Part B, N 23, Sept. 1958, p. 449... 462; Kopfnote: The Institution of Electrical En@gineers, Paper N 2474 R, Dec. 1957).