Elektrische Zweiweg-Impulsumsetzeinrichtung Die vorliegende Erfindung geht aus von einer elektrischen Impulsumsetzeinrichtung, z. B. einem Impulsmodulator oder -demodulator, von der im Pa tent Nr.351630 beschriebenen Art.
Die erfindungsgemässe elektrische Zweiweg- Impulsumsetzeinrichtung zeichnet sich aus durch eineng Lokalkreis für eine Signalwelle, einen Impuls kreis für eine Folge periodisch wiederholter Impulse, eine Reaktanzvorrichtung und durch Schaltmittel, welche periodisch betätigbar sind,
um von dem einen oder dem anderen der genannten Kreise empfangene Energie in der Reaktanzvorrichtung zu speichern und um gespeicherte Energie von jedem Stromkreis in den anderen zu entladen, und durch ein T.iefpassfilter im Lokalkreis, welches so ausgebildet ist, dass prak tisch keine Energie verlore:
ngeht bei der Über tragung von Energie von irgendeinem der genannten Kreise zum anderen, wenn die Signalwelle eine Frequenz aufweist, welche zwischen Null und der Hälfte der Betriebsfrequenz der Schaltmittiel liegt.
Ausführungsbeispiele des Erfindungsgegenstandes werden nachstehend anhand der beiliegenden Zeich nung näher erläutert.
Die F!-. 1 zeigt das Schema zweier direkt mit einander verbundener Impulsmodemschaltungen. Die Fig. 2 und 3 dienen der Erläuterung der Zu stände in der Schaltung nach Fig. 1.
Die Fig.4 stellt Beine durch einen Stromimpuls hervorgerufene Spannungswellenform dar.
Die Fig. 5 zeigt eine Diagramm des Übertragungs- moduls.
Die Fig. 6 zeigt eine Liste von Formeln, die bei der Analyse der Schaltung nach Fig. 1 verwendet werden. Die Fig.7 zeigt westere Formeln, die bei der Analyse der Schaltung nach Fig. 1 zur Verwendung gelangen.
Die Fig. 8 stellt eine Erläuterung der Symbole der Formeln der Fig. 6 und 7 und weiterer Figuren dar.
Die Fig. 9 zeigt Formeln, die sich bei der Analyse von zwei miteinander verbundenen Impu%modem- schalturigen ergeben, von denen jede mit einem Filter versehen ist, wenn die elektrischen Eigen schaften der Verbindung berücksichtigt werden.
Die Fig. 10 zeigt .eine Zweiweg- Impulsübertra- gungsanlage.
Fig. 11 zeigt Impulswellenformen, die sich auf die Anlage der Fig. <B>10</B> beziehen.
Die Fig. 12 zeigt eine Zweitweg-Impulsübertra- gungsanl.age, welche :abgestimmte Kreise verwendet. Die Fig. 13 zeigt Impulswellenfonmen, die sich auf die Anlage der Fig. 12 beziehen.
Die Fig. 14 zeigt eine Schaltung, die die Arbeits weise der Anlage nach Fig. 12 unter gewissen Be- dingungen erläutert.
Die Fig. 15 zeigt Impulswellenformen, die sich auf die Aallage der Eig. 12 beziehen, wenn diese unter :gewissen Bedingungen arbeitet.
Die Fig. 16 zeigt Gleichungen, welche in Ver- bindung mit den Fig. 10 .bis 15 verwendet werden. Die Fig.17 zeigt eine Schaltung gemäss der Anlage nach Fig. 12, weiche so ausgebildet ist, dass tsiie alls Linienstromkteis in .einem Telep:honamt dienen kann.
Die Fig. 18 zeigt eine Verbindung zwischen Teil nehmern in einem Telephonamt, welche den Linien- stromkreis nach Fig. 17 verwendet. Vorgängig der eigentlichen Beschreibung der Figuren werden im folgenden. einige .allgemeine Be- trachtungen, angestellt: Eine ideale Reaktanz vernichtet keine Energie, aber :sie kann Energie speichern.
In einer Nach- richtenanlage, welche zwei Lokalkreise<I>A</I> und<I>B</I> verbindet, ist für jeden Lokalkreis ein Impuls modem vorgesehen. Jeder Impulsmodem enthält ein als Speicher verwendetes Reaktanznetzwerk. Bei der Übertragung .eines Signals vom Lokalkreis A zum Lokalkreis<I>B</I> wird der dem Lokalkreis<I>A</I> zugeord nete Speicher langsam
aufgeladen, und hierauf wird meiner kurzen Periode t2 (der Impulsdauer) die Ladung im Speicher<I>A</I> rasch an den Speicher<I>B</I> abgegeben. Während einer weiteren. Periode ti t2, wo t1 die Impulswiederholungsperiode ist, entlädt sich der Speicher B in seinen, Lokalkreis. Dieser Vor gang wiederholt sich,
und es lässt sich ein stationärer Zustand mit beträchtlicher Leistungsübertragung erzielen, und zwar selbst dann, wenn (wie dies nor malerweise, der Fall ist) die Entladung des Speichers B in seihen Belastungskreis unvollständig ist. Die Kapazität jedes. Speichers ist selbstverständlich so bemessen, dass er die Energie der maximalen Signal stärke speichern kann, die voraussichtlich auftritt.
Es ist lehrerwünscht, dass .der Austausch der Ladungen zwischen den Speichern<I>A</I> und<I>B</I> mög lichst vollständig oder nahezu vollständig ist. Aus diesem Grund besteht ein gutes Speichernetzwerk aus zwei Teilen,, von denen einer imstande ist, sich in eingleiches Netzwerk in der kurzen Periode t2 zu entladen.
Dieser Teil ist entweder a)_ eine Verzögerungsleitung mit der Laufzeit t2, deren elektrische Ladung in eine :
gleiche Lei tung fliesst, und zwar in Form eines rechteckigen Stromimpulses, dessen Dauer t2 beträgt, oder b) ein abgestimmter Seriekreis, dessen Elemente so gewählt sind, dass 1/LC <I>=</I> t2/ii ist, so d'ass der Kreis in der Periode t2 einen halben Schwingungs- zyklus ausführt.
Dieser halbe Zyklus transferiert die Ladung des Kondensators eines Speichers zu dem jenigen des anderem, und zwar in Formeines sinus- förrnigen Stromimpulses.
Der andere Teil des Netzwerkes besteht normaler weise aus einem Tiefpassfilter. Die vorstehenden Er läuterungen sind bereits im erwähnten Schweizer patent enthalten,. In der. vorliegenden Beschreibung werden die erwünschten Eigenschaften eines Filters näher betrachtet, und es wird gezeigt, dass diese zu dar gewünschten vollständigen Übertragung führen.
Es werden; verschiedene Arten der Verbindung von zwei Impulsmodemschaltungen betrachtet, von denen jede ein Filter enthält.
Zur. Berechnung der Übertragung wird eine Ver- zögerungsleitung oder ein abgestimmter Kreis, welcher in der kurzen Periode t2 vollständig geladen oder entladen wird, als einem Kondensator gleichwertig betrachtet, welcher durch unendlich kurze Strom- impalsegeladen oder entladen wird.
Es lässt sich zei gen, dass diese Annahme eine gute Annäherung an die strenge Theorie bildet, und dass die Ergebnisse, die bei dieser Annahme vorausgesagt werden können, mit experimentellen Versuchen gut übereinstimmen.
In der Fig. 1 sind nun schematisch zwei Modem- schaltungen mit einer Schaltverbindung dargestellt. Der Schalter kann von irgendwelcher geeigneten Art sein.
Ein zweckmässiger Schalter besteht beispiels- weise aus einem symmetrischen Flächentransistor, bei welchem die anzuschliessenden Stromkreisleiter am Kollektor und am Emitter endigen, wobei die Schaltimpulse an die Basis des Transistors angelegt werden, um den Schalter leitend zu machen.
Bei Verwendung von Transistoren, welche nicht symme- trische Flächentransistoren sind, ist vermutlich mehr als ein Transistor für jeden Schalter notwendig. Die Rechtecke in der Fig. 1 stellen Tiefpass-R.eaktanz- netzwe;rke von willkürlicher Form dar.
Unter Bezug nahme auf die oben stehenden. Erläuterungen wird das System anhand der Ersatzschaltung der Fig. 2 analysiert, in welcher der Strom 1 als eine Reihe von kurzen Impulsen mit der Wiederholungsfrequenz 1/t, aufzufassen ist (das heisst praktisch der Strom, welscher tatsächlich über den Schalter der Fig. 1 fliesst).
In vereinfachter Weise kann das gesamte Ein, fügungsspannungs-Verhältnis des Impulssystems (das heisst das Verhältnis der Spannung der empfangs- seitigen Belasstung an den Klemmen BB' der Fig. 1 zur Spannung, welche bei der direkten Verbindung von BB' mit<I>AA'</I> erhalten werden könnte)
in Funk tion der Eigenschaften des Netzwerkes der Fig.3 berechnet werden, welches aus den Elementen C, R1 und dem willkürlichen dazwischengeschalteten Netz werk besteht und offensichtlich-nureiner .der Modem schaltungen der Fig. 1 entspricht.
Die verwendeten Eigenschaften sind die folgen den: <I>a)</I> Die Kopplungsimpedanz H(jto) zwischen den Paaren von Klemmen im stationsären Zustand. Wenn ein Strom ei-' über ein Klemmenpaar hineinfliesst, so erscheint am anderen Klemmenpaar eine Span nung ei@-it . H(jo .
b) Die an der rechten Seite des Netzwerkes auf tretende Impulsfunktion A(t), das heisst das Verhal ten des Netzwerkes bei Anlegung eines Impulses. Wenn ein Stromimpuls in das dem Kondensator C benachbarte Klemmenpaar hineinfliesst, tritt an die sem Klemmenpaar eine Spannungswellenform A(t) auf.
c) Die Grössen G, G1 gemäss Fig. 7.
Wenn der Generator der Fig. 1 eine Wechsel- E. M. K. mit der Frequenz a)/2 abgibt, ist das Einfügungs.spann@unsgsverhältnis durch die Formel (a) der Fig.6 gegeben.
Einre übertragungsanliage, bei welcher eine Abtastung mit der Frequenz 1/t1 erfolgt, kann im Prinzip ein Signal nur dann voll kommen, dies heisst in vollendeter Form übertragen, wenn die Signalbandbreite nicht mehr als 1% t1 beträgt. Es lässt sich zeigen,
dass der Einfügungsveri last über diese Bandbreite bei der vorliegenden An lage dadurch minimal gehalten werden kann, dass man die Funktion A(t) so wählt, dass A(rti) = 0 wird, wenn r = 0 ist.
Physikalisch bedeutet dies, dass die durch den Stromimpuls hervorgerufene Spannungs- wellenform eine Schwingung von der in der Fig.4 gezeigten allgemeinen Form ist, und bekanntlich wird diese Wel!ltenform durch ein Tiefpassfilter erzeugt. Der Einfügungsverlust reduziert sich dann, auf die ein fache Form (b) der Fig. 6.
Es zeigt sich, dass dieser Faktor innerhalb des Durchlassbandes (o) <I> < </I> nlti) praktisch gleich 1 gemacht werden kann.
Diese Überlegung führt zu zwei Forderungen für den Filterstromkreis, nämlich erstens sollte H(joo) eine vernünftige Art von Tiefpassfunktion sein (da der Quadratwert dieser Funktion:
in der Übertragungs- funktion auftritt) und zweitens sollte A(t) die Form der Fig. 4 aufweisen, das heisst es sollte eine Null- stelle für<I>t =</I> rti vorhanden sein.
Es sind zwei Formen von idealen Filtern gefun den worden, welche diese Forderungen in sich ver einigen. Es soll zunächst ein Filter betrachtet wer den, welches bis co <I>=</I> Tlti verlustlos überträgt und hierauf eine unendlich steile Flanke aufweist. Die Formeln für dieses Filter sind in Fig.6 <I>(c),</I> (d) gezeigt.
Wenn man die Ausdrücke (c) und (d) der Fig. 6 in die Formel (b) der Fig. 6 für den Ein- fügungsverlust einsetzt, erhält man die Formel (e) der Fig. 6. Dies bedeutet, dass eine verlustlose Über tragung über eine Bandbreite erzielt wird, welche der halben Abtastperiode .entspricht.
Zweitens wird ein Filter betrachtet, für welches der Quadratwert<I>1</I> H(jm) <I>1 2</I> des Übertragungsmoduls die in der Fig. 5 (a) .gezeigte Form hat. Die Form ist willkürlich mit der Ausnahme, dass sie eine Punkt symmetrie bezüglich des Punkteis reit der Abszisse (Frequenz) ar/ti und der Ordinate
EMI0003.0070
aufweist, so dass sie als die Summe eines Rechteckes. und einer punktsymmetrischen Funktion aufgefasst werden kann, wie sie die Fig. 5 (b) und (c) zeigen.
Es lässt sich zeigen:, dass für dieses Filter auch die folgenden An sätze geiten: A (0) = 2 Ri/ti <I>A</I> (rti) <I>- 0 r</I> =b <B><I>0</I></B> Die Gesamtübertragung ist dann gegeben durch die Formel der Fig. 6 (f), welche bei tiefen Frequenr- zen den Wert 1 aufweist und allmählich abnimmt bis zur Frequenz co <I>=</I> 2,-r/ti,
jenseits welcher sie den Wert 0 hat.
Das erste Filter ist tatsächlich ein Spezialfall des zweiten Filters, aber es wurde. getrennt erwähnt, da es zur Übertragung im Grenzfall führt, das heisst zur verlustlosen Übertragung über die grösstmögliche Bandbreite.
In beiden Fällen .lässt sich zeigen, dass die asympto- tische Impedanz des Filters bei hohen Frequenzen diejenige einer Kapazität t1/2R1 .ist, so dass irgend eine praktische Ausführung eine Abschlusskapazität dieses Wertes aufweist.
Eine Verzögerungsleitung mit der Laufzeit 1/., t2 und einer Impedanz R2 weist eine Kapazität t 2/2R2 auf, so dass, wenn diese als Ab- schlusskapazität verwendet wird, die Fordnel der Fig. 6 (g) .gilt.
Die erwähnten Filterkurven lassen. sich mit einer endlichen Anzahl von Elementen physikalisch .nicht verwirklichen. Sie lassen sich aber angenähert durch endliche Netzwerke mit .einer Genauigkeit verwirk lichen, welche mit der Anzahl der verwendeten Elemente zunimmt.
Es .besteht nicht nur ein einzelnes Annäherungs verfahren. Das am eingehendsten untersuchte Ver fahren beruht in der Verwendung von Potenzfiltern mit N Elementen, für welche die Formel der Fig. 6 (h) gilt. Die Formel (h) weist bei tiefen Frequenzen den Wert 1 auf, bei .der Frequenz o,)
<I>=</I> -rr/ti den Wert 1/ und sperrt hierauf mit einer Flankensteilheit von 6N Dezibel pro Oktave. Die Werte der einzelnen Glieder für ein Filter dieser Art sind bekannt. Insbe sondere ist die Abschlusskapazität durch die Formel der Fig. 6 (i) gegeben.
Der Wert von C in der For mel (i) kommt sehr nahe an den idealen Wert t/2Ri heran für grosse Werte von N, das. heisst für Werte von<I>N > 3.</I> Die Impulsfunktion <I>A (t)</I> geht nicht genau durch O für<I>t =</I> rti, aber sie weist an diesen Stellen für N > 3 sehr kleine Werte auf.
Die praktischen Ergebnisse, die sich mit bekann- ten Annäherungsverfahren erzielen lassen, sind gut genug, um die Verwendung von elektronischen Schaltmassnahmen zu rechtfertigen. Für ein Potenz- filfter von drei Elementen weicht die erreichbare Impulsfunktion von der idealen Funktion, nur unge fähr 1/0o ab.
Falls erwünscht, kann an Stelle eines Potenzfidters :ein Filter mit gleicher Welligkeit (Tschebischeff-Fiker) verwendet werden.
Bisher wurde nur der Fall betrachtet, wo zwei je ein Filier aufweisende Impulsmodemschaltungen direkt miteinander verbunden sind. Vorgängig der Betrachtung anderer Alten von Verbindung und zwecks Erleichterung des Vergleichs zwischen den verschiedenen Verbindungsatmen, ist es erwünscht, zwei Grössen G und G1 .einzuführen, welche durch die Formeln der Fig. <I>7.
(a)</I> und<I>(b)</I> definiert sind. Bei Verwendung dieser Grössen lässt sich die, Formel (a) der Fig. 6 in der in Fig. 7 (c) dargestellten Form schreiben.
Nun sollen zwei Impulsmodemschaltungen mit je einem Filter betrachtet werden, welche durch einen Kanal verbunden sind, welcher einen Verstärker enthält. In diesem Falle kann eine Übertragung zwischen den beiden Modemschaltungen nur in einer Richtung stattfinden. Es wird .angenommen, dass R2 der Eingangs-Widerstand des Vers@fänkers ist.
Falls angenommen wird, dass der Verstärker eine verfüg bare Verstärkung vom Wert 1 aufweist, lässt sich zeigen, d@ass das Einfügungsspannunigsverhälttnis durch die Formel (a) der Fig.9 gegeben ist.
Bei einem idealen Filter, welches dn@e durch die Formel (c) der Fig. 6 dargestellten Eigenschaften aufweist, nimmt das Einfügungsspannungsverhäitnis en durch die Formel (e) der Fig. 6 gegebenen Wert an.
Wenn zwei<B>je</B> en Filter aufweisende Modem- schaltungen über seinen Kanal verbunden werden, welcher keinen Verstärker enthält, dann ist ein Zwei weg-Verkehr zwischen; den beiden Modemschaltungcn möglich.
Es soll angenommen werden, d 'ass der Kanal eine Verzögerung aufweist, die gleich der Hälfte eines ganzzahligen Vielfachen n der Impulswiedcrholungs- period'e t1 ist, und weiter eine Dämpfung von j Neper aufweist.
Das Einfübaungsspannungsverhältnis ist dann durch die Formel (b) der Fig. 9 gegeben, welche im Falle eines idealen Filters in die Werte gemäss den Formeln (c) und (d) der Fig. 9 übergehst. Die Unterschiede zwischen diesen Werten und den durch die Formel. (e) der Fig. 6 gegebenen Werten sind allein :durch die Verzögerung und Dämpfung der Leitung bestimmt.
Zwei Modemschaltungen mit<B>je</B> einem Filter kön nen durch einen Zwischenspeicher miteinander ver bunden werden. Eine solche Anosrd@nung ist an sich bekannt (siehe z. B. italienisches Patent Nr. 576739).
Jeder Modem ist wähnend einer Zeit t2 mit dem Speicher verbunden, aber die beiden Modemschal- tungen sind nicht gleichzeitig mit dem Speicher ver- bunden. Ein Impuls wird in zwei. Stufen von einem ersten zu einem zweiten Modem übertragen, nämlich vom ersten Modem zum Zwischenspeicher als ein :
erster Impuls mit der Dauer t2 und hierauf vom Speicher zum zweiten Modern als ein zweiter Impuls mit der Dauer t2. Es soll z gleich dem Zeitintervall zwischen dem ersten und dem zweiten Impuls sein, das heisst die Periode, während welcher die Impuls- energie im Speicher zurückgehalten wird.
Es, lässt sich zeigen, dass das Einfügungsspannungsverhältnis durch die Formel (e) der Fig. 9 gegeben isst, und dass bei Verwendung eines idealen Filters diese Formel über geht in die Formeln (f) und (g) der Fig. 9.
Für die Übertragung 'm der Gegenrichtung ist das Zeitintervall zwischen den Impulsen gleich tl-rr. In beiden Fällen unterscheiden sich die erhaltenen Werte von den durch die Formel (e) der Fig. 6_ gegebenen Werte nur durch eine Verzögerung, welche gleich der Zeit ist, während welcher die Impulsenergie im Speicher bleibt.
Nun ist ses .erwünscht, den Fall zu betrachten., in welchem zwei je ein: Filter F aufweisende Impuls modemschaltungen durch einen kapazitiven Kanal miteinander verbunden sind.
Die Schaltung der Fig. 10 zeigt die Verbindung von, zwei Impulssmod'cm- schalstungen, von denen jede einen Speicher in der Form einer Verzögerungsleitung VL enthält. Die Spannungen an den Speichern: sind mit Ei und E3 bezeichnet, während am Mittelpunkt des Verbin dungskanals die Spannung E2 vorhanden ist.
Wenn nun der Verbindungskanal durchgeschaltet wird, indem die Schalter während einer geeigneten kurzen Periode t2 geschlossen werden, wird die Ladung auf einem. Speicher .gemäss den Kurven der Fig. 11 zum s anderen Speicher transferiert. Falls der Kanal eine beträchtliche Kapazität aufweist,
ist der Ladungs- austausch nicht vollständig, ;so dass ein übertragungs- verlusst entsteht, und eine Ladung bleibt nach jedem Impuls auf der Leitung zurück, was in Mehrfach- anlagen zu Nebensprechen führt.
Die Verwendung von Speichern mit abgestimmten Kreisen an Stellte von Verzögerungsleitungsspeichem hat eine Anzahl von Vorteilen, von denen der be merkenswerteste darin besteht, d@ass die Wirkung der oben erwähnten unerwünschten Leitungskapazität zum Verschwinden gebracht werden kann.
Ein Paar Mo@demschalltun;gen, welche abgestimmte Kreisse L, C enthalten, sind in der Fig. 12 dargestellt, wähnend die Wellenformen, die sich auf eine Impuls übertragung bei Fehlen von Leitungskapazität be ziehen, in der Fig. 13 dargestellt sind.
Die Resonanz- frequenz des Kreises isst ;so gewählt, dass der Kreis einen halbem Schwingungszyklus in der Impulsperiode t2 ausführt, wo t2 anhand der Gleichung<I>(a)</I> der Fig. 16 bestimmt werden kann.
Der Strom, welcher bei geschlossenem Schalter fliesst, besteht aus einer halben Sinuswelle, während die Spannungen an den Speicherkapazitäten aus halben Sinuswellen bestehen, die in Gegenphase zueinander stehen und bezüglich des Stromes um 90 phasenverschoben sind. Falls die Spitzenspannung an jedem Speicher gleich 1 ist, so ist der Spitzenstrom durch die Gleichung (b) der Fig. 16 gegeben.
Wie im Falle eines Paares: von Ver- zögerungsleitungs,s,peichern ist der Ladungsaustausch vollständig, vorausgesetzt, dass die .gemeinsame Lei tung keine Kapazität aufweist und die Schalter genau während der Periode t2 geschlossen sind.
Da der Strom jedoch zu Beginn allmählich von 0 aus, ansteigt und am Ende des Impulses allmählich auf 0 abfällt, bewirkt eine Ungenauigkeit in den Zeitlagen kleinere Fehler als bei Verwendung von Verzögerungs- leitungsspeichern. Ausserdem Regt die Energie des halben Sinusstromes zur Hauptsache am unteren Ende des Frequenzspektrums,
so diass die Möglichkeit vorn Induktionen zwischen, Kabeln und Schaltungs- teilen vermindert wird.
Um die Wellenformen bei Vorhandensein von Kapazität auf der gemeinsamen Leitung zu ermitteln, soll das Netzwerk der Fig. 14 betrachtet werden. Die LC-Glieder sind die abgestimmten Kreise des Speichers, während C die Leitungskapazität dar stellt.
Um das Schliessen der Schalter zu versinnbild- lichen, wenn der leitungsseitige Speicherkondensator C auf das Einheitspotential aufgeladen ist, wird ein Impulsstrom angenommen, welcher den Kondensator augenblicklich auflädt und dann das Netzwerk seine natürlichen Schwingungen ausführen lässt. Es l,ässt sich zeigen, dass die Werte von El und E% durch die Formeln (c)
und (d) der Fig. 16 gegeben sind. Wenn gleichzeitig cos <I>alt - -1</I> und cos sst <I>= 1</I> ist, dann sind die Ladungen auf den Kondensatoren C voll ständig ausgetauscht worden, da dann Ei gleich 0 und E3 gleich 1 ist.
Da dietotale Ladung auf den zwei Speicherkondensatoren die gleiche ist wie am Anfang, so kann .in diesem Zeitpunkt auch keine Ladung auf der Leitungskapazität C vorhanden sein.
Die Koinzidenz tritt ein, wenn p Zyklen von cos ,8 <I>t</I> die gleiche Zeit belegen wie (q -1/@) Zyklen von cos <I>a t,</I> wie dies: die Gleichung<I>(e)</I> der Fig. 16 zeigt, wo p und q irgendwelche positive ganze Zahlen sind.
Es folgt, d'ass ein vollständiger Austausch trotz dem Vorhandensein von Leitungskapazität für eine unendliche Anzahl von Kapazitätsverhälttüssen erreicht werden kann, sollange die resultierenden Induktivitäts.werte und Wellenformen annehmbar sind.
Im Fall, der von praktischer Bedeutung ist, gilt <I>p = q = 1</I> und<I>k = 3/2.</I> Die Wellenformen beruhen dann auf der halben Sin@uswelle mit einer Modifikation durch die zweite Harmonische, und sie sind durch die Gleichungen (f) bis (j) der Fig. 16 gegeben und in der Fig. 15 dargestellt.
Es. weisen nicht nur die Übertragungswellenform E2, Il und 12 am Beginn und am Ende des Impulses den Wert 0 auf, sondern die Ableitung von E2 an beiden Grenzen und die Ströme an einer Grenze weisen ebenfalls den Wert 0 auf, .so dass der Hochfrequenzgehalt dieser Wellen formen kleiner und die Wirkung von Fehlabi 'tünmun- gen kleiner ist als in jedem der früher erwähnten Fälle.
Die Werte der Komponenten lassen sich leicht aus :den Gleichungen (et) und<I>(k)</I> der Fig. 16 be rechnen, und<B>C</B> ist gegeben. Falls<B>C</B> in einem ge wissen Mass geändert werden kann, wird von dieser Möglichkeit selbstverständlich Gebrauch ,gemacht, um einen gewünschten Impedanzpegel zu erhalten,
und zwar entweder auf Grund der Impulswegimpe- danz 1/L/C oder zur Anpassung .an die Spannungs- und Strom-Grenzen irgendeines besonderen elektro nischen Schalters.
Die in den Schaltungen der Fig. 10 und 12 ge zeigten Schalter bestehen in praktischen Fällen aus elektronischen Vorrichtungen mit gewissen Strom- und Spannungs-Grenzen. Fa1Js diese Schalter, wie es sich als zweckmässig erwiesen hat,
aus abgeglichenen oder symmetrischen Diodenschaltern bestehen, die durch Transformatoren mit Transistor-Impulsgene- ratoren gekoppelt sind, sind zwei unterschiedliche Arten von Grenzen vorhanden,
nämlich eine Span nungsbegrenzung und getrennt davon eine Strom- begremmng infolge der Diode und eine Begrenzung des Stromspannungsproduktes infolge des: Transistors.
Der hier beschriebene Speicherkreis hat den Nachteil, dass er für -eine gegebene Signalleistung .im Sprechweg eine grössere Impulsleistung benötigt, um den Schalter zu betätigen, als im Falle der Verwendung einer Verzögerungslekung als Speicher.
Die Stromkapazifät des Schalters ist durch den Spitzenstrom während des Impulses bestimmt, die Spannungskapazität durch die Spitzenspannung, die in einer Multiplexanlage zu isolieren ist, das heisst die Summe der Spitzenspan nung im Speicher zwischen,
den Impulsen und der Spitzenspannung auf der gemeinsamen Leitung wäh rend eines Impulses. Diese Grössen sind nachstehend für eine Spannung vom Werte 1, ,die von einem Spei cher zum anderen- übertragen wird, tabellarisch zu sammengestellt, und zwar für jede Art der hier erwähnten Speicher.
EMI0005.0110
Speicher <SEP> Strom' <SEP> Spannung <SEP> Produkt
<tb> Verzögerungsleitung <SEP> 1 <SEP> 1,5 <SEP> 1,5
<tb> (abgestimmter) <SEP> LC-Kreis <SEP> ohne <SEP> Leitungskapazität <SEP> 1,57 <SEP> 1,5 <SEP> 2,36
<tb> (abgestimmter) <SEP> LC-Kreis <SEP> mit <SEP> einer <SEP> Leitungskapazität <SEP> C' <SEP> 2,04 <SEP> 1,75 <SEP> 3,57
<tb> * <SEP> in <SEP> Einheiten <SEP> von <SEP> <I>C/t2</I> Die vorstehende Theorie wurde durch Spannun gen an einem Paar Modemschahungen nachgeprüft,
welche Speicherkondensatoren von 2000 pF und Impulse von<I>2</I> ics verwendeten. Der genannte Lei stungsverlust betrug 2 db, das heisst nicht mehr als in gleichen Experimenten mit Verzögerungsleitungs- speichern. Die Verluständerung für kleine Änderun gen der Zeitlagen war vermindert, wie dies zu erwar ten war.
Die in diesem Fahle zulässige Leitungs- kapazität, nämlich 1330 pF, ist gross genug, um die Verwendung von möglicherweise bis zu 250 Schal tern oder 250 Toren in Parallelschaltung an jedem Ende des die beiden Modemschaltungen verbinden den Übertragungskanals zu gestatten. Diese Anzahl dürfte in vierziffrigen Telephonämtern ohne Demo- <RTI
ID="0005.0143"> dulation kaum überschritten werden. Dementspre chend kann<I>die</I> vorliegende Entwicklung als nützlich betrachtet werden in Zeitmultiplexschaltanlagen mit einer grossen Anzahl Zeitkanälen. Schaltungen zur Nutzbarmachung dieser Entwicklung sind in den Fig. 17 und 18 dargestellt.
Die Fig. 17 zeigt einen Impulsmodulator und Demodulator von der in Verbindung mit .der Fig. 12 beschriebenen Art,
welcher sich zur Verwendung als Linienstromkreis in einem Telephonamt eignet. Eine Teilnehmerleitung 1 ist durch einen Transformator 2 mit einem. Tiefpassfilter verbunden, welches, zwei In duktivitäten 3 und 4 und einen Kondensator 5 auf weist.
Das Ticfpassfilter isst mit einem abgestimmten Kreis verbundenen, welcher dem Kondensator 6 und' die Induktivität 7 .aufweist.
Eine Klemme des Konden- satoirs 6 ist über den Emitter und den Kollektor eines symmetrischen Flächentransistors 8 mit der Indukti- vität 7 verbunden.
Die Induktivität 7 ist mit einem Leiter des. Übertragungskanals 9 verbunden. Die andere Klemme des Kondensators 6 ist mit dem Rückleiter des Übertragungskanals, 9 verbunden.
Die Basis des Transistors B ist über einen Wider- stand 10 und eine Ausgangswicklung 11 eines Magnet kerns 12 mit dem positiven Pol einer Batterie 13 verbunden, deren negativer Pol mit dem Rückleiter des Übertragungskanals 9 verbunden ist.
Der Magnet kern 12 weist zwei Steuerwicklungen 14 und 15 auf und ist so angelegt, dass, wenn Impulse gleichzeitig an den Wicklungen 14 und 15 vorhanden sind, ein negativ gerichteter Ausgangsimpuls an der Ausgangs wicklung 11 auftritt. Während ein Ausgangsimpuls von der Wicklung 11 geliefert wird, ist der Konden sator 6 durch den Transistor 8 mit der Induktivität 7 verbunden.
Während der Intervalle zwischen aufein anderfolgenden Ausgangsimpulsen ist die genannte Verbindung jedoch unwirksam. Infolgedessen kann die Induktivität 7 während dieser Intervalle als Teil eines abgestimmten Kreises für andere Teilnehmer verwendet werden.
Wie aus den Lagen der Vielfach- verbindungsstellen 16 und 17 hervorgeht, ist die Induktivität 7 im gemeinsamen Übertragungskanal 9 enthalten.
Für jeden Teilnehmer ist ein Kondensator 6, ein Transistor 8 und ein Magnetkern 12 vorgesehen. Indem man die Magnetkerne der Reihe nachbetätigt, beispielsweise durch eine geeignete Zählschaltung, werden die Teilnehmer der Reihe nach mit der ge meinsamen Induktivität 7 verbunden.
Die Ausgangs wicklungen 11 für die verschiedenen Teilnehmer sind über den Vierlfachpunkt 18 mit der gemein samen Batterie 13 verbunden. Wenn von der Wick lung 11 kein Ausgangsimpuls, abgegeben wird, gelangt das positive Potential von der gemeinsamen Batterie 13 zum Transistor 8 und macht die Verbindung zwi schen dem Kondensator 6 und der Induktivität 7 unwirksam.
Die Ausgangswicklung 11 ist ausser mit der Basis des Transistors. 8 auch mit einem Steuerleiter <B>19</B> eines Koinzidenztores 20 verbunden, welches aus drei Gleichrichtern 21 und der negativen Vorspann- quelle 22 besteht. Der zweite Steuerleiter 23 des Tores 20 ist über einen Widerstand 24 mit der Gleichstromquelle 25 verbunden, welche die Teil- nehmerleitung 1 speist.
Wenn ein Wahlimpuls auf der Teilnehmerleitung 1 vorhanden ist, wird ein negativ gerichteter Impuls über den Leiter 23 über tragen. Wenn während. der Dauer dieses Impulses, der Magnetkern 12 betätigt wird, gelangt ein negativ gerichteter Impuls an den Leiter 19, welcher das Koinzideüztor 20 öffnet, wodurch ein Ausgangs signal auf dem Ausgangsleiter 26 auftritt. Der Magnetkern 12 wird während jedes Wahlimpulses zahlreiche Male betätigt.
Auf dem Ausgangsleiter 26 tritt daher eine Folge von Ausgangssignalen auf, welche entsprechend den gewählten Impulsen unter- brochen sind. Diese unterbrochene Folge von Signalen gelangt über den Vielfachpunkt 27 zur gemeinsamen Schaltausrüstung im Amt, um diese zu betätigen.
Der Magnetkern 12 und das Koinzidenztor 20 können mit einer Teilnehmerleitung gebraucht wer den, welche mit einer Verzögerungsleitung versehen ist. In diesem Falle wird die Verzögerungsleitung an Stelle des abgestimmten Kreises verwendet, welcher aus dem Kondensator 6 und der Indukitivität 7 be steht.
Die Schaltung für eine mögliche Form einer Ver bindung zwischen zwei Teilnehmern in einem Tele- phonamt isst in der Fig. 18 dargestellt. Der in der Fig. 18 gezeigte Linienstromkreis ist derjenige der Fig. 17, obwohl andere Arten von Linienstromkreisen verwendet werden können.
Es sind drei Schaltstufen gezeigt, wo selbstverständlich in der Praxis eine andere Anzahl solcher Stufen erwünscht oder notwendig sein kann. Die mit dem Amt verbundenen Teilnehmer- leitungen sind in Gruppen angeordnet, und die drei Schaltstufen in einer Verbindung zwischen zwei Teil nehmern sind (1) rufender Teilnehmer zu rufender Gruppe, (2) rufende Gruppe zu gerufener Gruppe und (3) gerufene Gruppe zu ,gerufenem Teilnehmer. Der Srechweg für die Stufen (1) und (3)
wird durch den rufenden und gerufenen Linienstromkreis unter Steuerung der Magnetkerne 31 und 32 in der bereits beschriebenen Weise vervollständigt. Die Gruppen- Gruppen-Stufe (2) weist einen Transistor 33 auf, der durch einen Magnetkern 34 gesteuert wird.
Wenn die drei Kerne 31, 32 und 34 synchron betätigt werden, ist die Übertragung von Sprache über die Verbindung ,möglich. Falls die Kerne nicht synchron betätigt werden, ist es nötig, die Sprachsignale an einer oder mehreren Stellen längs. des. Übertragungs weges zu verzögern. Ein Verfahren zur Verzögerung der Sprachsignale besteht in der Verwendung eines Zwischenspeichers, wie dies oben beschrieben wurde. <I>Literatur</I> K.
W. Cattermole: Efficiency and reciprocity in Pulse@-amplitu.de modulation: Part I - Principles. (Proceedings I. E.E., Vol. 105, Part B, N 23, Sept. 1958, p. 449... 462; Kopfnote: The Institution of Electrical En@gineers, Paper N 2474 R, Dec. 1957).
Electric two-way pulse converter The present invention is based on an electrical pulse converter, e.g. B. a pulse modulator or demodulator, of the type described in Pa tent no.351630.
The electrical two-way pulse converter according to the invention is characterized by a local circuit for a signal wave, a pulse circuit for a sequence of periodically repeated pulses, a reactance device and switching means which can be periodically actuated,
to store energy received from one or the other of the circuits mentioned in the reactance device and to discharge stored energy from each circuit into the other, and through a low-pass filter in the local circuit, which is designed so that practically no energy is lost :
When transferring energy from any of the above-mentioned circuits to the other, when the signal wave has a frequency which is between zero and half the operating frequency of the switching means.
Embodiments of the subject matter of the invention are explained in more detail below with reference to the accompanying drawing.
The F! -. 1 shows the schematic of two pulse modem circuits directly connected to one another. FIGS. 2 and 3 serve to explain the states in the circuit of FIG.
Figure 4 shows legs of voltage waveform produced by a current pulse.
5 shows a diagram of the transmission module.
FIG. 6 shows a list of formulas used in analyzing the circuit of FIG. FIG. 7 shows western formulas which are used in the analysis of the circuit according to FIG.
Fig. 8 is an explanation of the symbols in the formulas of Figs. 6 and 7 and other figures.
FIG. 9 shows formulas which result from the analysis of two interconnected pulse modem circuits, each of which is provided with a filter, if the electrical properties of the connection are taken into account.
FIG. 10 shows a two-way pulse transmission system.
Fig. 11 shows pulse waveforms related to the plant of Fig. 10.
Fig. 12 shows a two-way pulse transmission system which: uses tuned circles. FIG. 13 shows pulse waveforms relating to the system of FIG.
14 shows a circuit which explains the operation of the system according to FIG. 12 under certain conditions.
Fig. 15 shows pulse waveforms related to the eel position of the prop. 12 if this works under: certain conditions.
FIG. 16 shows equations which are used in connection with FIGS. 10-15. FIG. 17 shows a circuit according to the system according to FIG. 12, which is designed in such a way that it can serve all line currents in one telephoto.
FIG. 18 shows a connection between subscribers in a telephone exchange which uses the line circuit according to FIG. Before the actual description of the figures are given below. some general observations made: An ideal reactance does not destroy energy, but: it can store energy.
In a messaging system that connects two local circuits <I> A </I> and <I> B </I>, an impulse modem is provided for each local circuit. Each pulse modem contains a reactance network used as memory. When a signal is transmitted from local circuit A to local circuit <I> B </I>, the memory allocated to local circuit <I> A </I> becomes slow
charged, and then my short period t2 (the pulse duration) the charge in the memory <I> A </I> is quickly transferred to the memory <I> B </I>. During another. Period ti t2, where t1 is the pulse repetition period, the memory B discharges into its local circuit. This process repeats itself
and a steady state with considerable power transfer can be achieved, even if (as is normally the case) the discharge of the accumulator B in its load circuit is incomplete. The capacity of each. The memory is of course dimensioned so that it can store the energy of the maximum signal strength that is likely to occur.
It is a teacher's desire that the exchange of charges between the storage devices <I> A </I> and <I> B </I> be as complete or almost complete as possible. For this reason a good storage network consists of two parts, one of which is able to discharge into the same network in the short period t2.
This part is either a) _ a delay line with the transit time t2, whose electrical charge is converted into:
the same line flows, namely in the form of a rectangular current pulse, the duration of which is t2, or b) a matched series circuit, the elements of which are selected so that 1 / LC <I> = </I> t2 / ii, so d The circle executes half an oscillation cycle in the period t2.
This half cycle transfers the charge on the capacitor of one storage unit to that of the other in the form of a sinusoidal current pulse.
The other part of the network usually consists of a low-pass filter. The above explanations are already contained in the aforementioned Swiss patent. In the. As described herein, the desired properties of a filter are examined in more detail and are shown to result in the desired complete transmission.
It will; considered different ways of connecting two pulse modem circuits, each of which contains a filter.
To. In calculating the transmission, a delay line or a tuned circuit which is fully charged or discharged in the short period t2 is considered to be equivalent to a capacitor which is charged or discharged by infinitely short current impulses.
It can be shown that this assumption is a good approximation of the rigorous theory, and that the results that can be predicted from this assumption agree well with experimental tests.
In FIG. 1, two modem circuits with a switching connection are now shown schematically. The switch can be of any suitable type.
An expedient switch consists, for example, of a symmetrical flat transistor in which the circuit conductors to be connected end at the collector and the emitter, the switching pulses being applied to the base of the transistor in order to make the switch conductive.
When using transistors that are not symmetrical sheet transistors, more than one transistor is probably necessary for each switch. The rectangles in FIG. 1 represent low-pass reactance networks of an arbitrary shape.
With reference to the above. Explanations, the system is analyzed on the basis of the equivalent circuit of FIG. 2, in which the current 1 is to be understood as a series of short pulses with the repetition frequency 1 / t (i.e. practically the current which actually flows through the switch of FIG ).
In a simplified manner, the entire insertion voltage ratio of the impulse system (that is to say the ratio of the voltage left at the receiving end at the terminals BB 'in FIG. 1 to the voltage when BB' is directly connected to <I> AA '</I> could be obtained)
3 can be calculated in function of the properties of the network of FIG. 3, which consists of the elements C, R1 and the arbitrary intermediate network and obviously corresponds to only one of the modem circuits of FIG.
The properties used are as follows: <I> a) </I> The coupling impedance H (jto) between the pairs of terminals in the stationary state. If a current ei- 'flows in via a pair of terminals, a voltage ei @ -it appears on the other pair of terminals. H (jo.
b) The impulse function A (t) occurring on the right-hand side of the network, i.e. the behavior of the network when a pulse is applied. When a current pulse flows into the pair of terminals adjacent to the capacitor C, a voltage waveform A (t) occurs at that pair of terminals.
c) The sizes G, G1 according to Fig. 7.
If the generator of FIG. 1 outputs an alternating E.M.K. with the frequency a) / 2, the insertion voltage ratio is given by the formula (a) of FIG.
A transmission system in which sampling is carried out at the frequency 1 / t1 can, in principle, only fully convey a signal, that is to say, transmit it in perfect form, if the signal bandwidth is not more than 1% t1. It can be shown
that the insertion loss over this bandwidth in the present system can be kept to a minimum by choosing the function A (t) so that A (rti) = 0 when r = 0.
Physically, this means that the voltage waveform caused by the current pulse is an oscillation of the general form shown in FIG. 4, and as is known, this waveform is generated by a low-pass filter. The insertion loss is then reduced to the simple form (b) of FIG. 6.
It turns out that this factor can be made practically equal to 1 within the passband (o) <I> <</I> nlti).
This consideration leads to two requirements for the filter circuit, namely first, H (joo) should be a reasonable type of low-pass function (since the square value of this function:
occurs in the transfer function) and secondly, A (t) should have the form of FIG. 4, that is, there should be a zero for <I> t = </I> rti.
Two forms of ideal filters have been found which combine these requirements. A filter is to be considered first, which transmits losslessly up to co <I> = </I> Tlti and then has an infinitely steep edge. The formulas for this filter are shown in Fig. 6 <I> (c), </I> (d).
If the expressions (c) and (d) of FIG. 6 are substituted into the formula (b) of FIG. 6 for the insertion loss, the formula (e) of FIG. 6 is obtained. This means that a lossless one Transmission is achieved over a bandwidth which corresponds to half the sampling period.
Second, consider a filter for which the square value <I> 1 </I> H (jm) <I> 1 2 </I> of the transmission module has the form shown in FIG. 5 (a). The shape is arbitrary except that it has point symmetry with respect to the pointis riding the abscissa (frequency) ar / ti and the ordinate
EMI0003.0070
so that they are considered the sum of a rectangle. and a point-symmetric function, as shown in FIGS. 5 (b) and (c).
It can be shown: that the following approaches also apply to this filter: A (0) = 2 Ri / ti <I> A </I> (rti) <I> - 0 r </I> = b < B> <I> 0 </I> </B> The total transmission is then given by the formula in FIG. 6 (f), which has the value 1 at low frequencies and gradually decreases up to the frequency co <I> = </I> 2, -r / ti,
beyond which it has the value 0.
The first filter is actually a special case of the second filter, but it was. mentioned separately because it leads to transmission in borderline cases, i.e. to lossless transmission over the largest possible bandwidth.
In both cases it can be shown that the asymptotic impedance of the filter at high frequencies is that of a capacitance t1 / 2R1, so that any practical implementation has a termination capacitance of this value.
A delay line with the transit time 1 /., T2 and an impedance R2 has a capacitance t 2 / 2R2, so that if this is used as a terminating capacitance, the requirement of FIG. 6 (g) applies.
Leave the mentioned filter curves. cannot be physically realized with a finite number of elements. However, they can be achieved approximately by finite networks with an accuracy that increases with the number of elements used.
There is not just a single approximation procedure. The most thoroughly investigated process is based on the use of power filters with N elements, for which the formula of FIG. 6 (h) applies. The formula (h) shows the value 1 for low frequencies, and o for the frequency,)
<I> = </I> -rr / ti the value 1 / and then locks with a slope of 6N decibels per octave. The values of the individual elements for a filter of this type are known. In particular, the termination capacity is given by the formula of FIG. 6 (i).
The value of C in the formula (i) comes very close to the ideal value t / 2Ri for large values of N, that is for values of <I> N> 3. </I> The momentum function <I> A (t) </I> does not go exactly through O for <I> t = </I> rti, but it has very small values at these points for N> 3.
The practical results that can be achieved with known approximation methods are good enough to justify the use of electronic switching measures. For a power filter of three elements, the achievable momentum function deviates from the ideal function by only about 1 / 0o.
If desired, instead of a potency filter: a filter with the same ripple (Tschebischeff-Fiker) can be used.
So far only the case has been considered where two pulse modem circuits, each having a filer, are directly connected to one another. Before considering other ancestors of connection and for the purpose of facilitating the comparison between the various connection breaths, it is desirable to introduce two quantities G and G1, which are represented by the formulas in FIGS.
(a) </I> and <I> (b) </I> are defined. When using these quantities, the formula (a) of FIG. 6 can be written in the form shown in FIG. 7 (c).
Now consider two pulse modem circuits, each with a filter, which are connected by a channel which contains an amplifier. In this case, transmission between the two modem circuits can only take place in one direction. It is assumed that R2 is the input resistance of the receiver.
If it is assumed that the amplifier has an available gain of 1, it can be shown that the insertion voltage ratio is given by the formula (a) of FIG.
In the case of an ideal filter having dn @ e characteristics represented by the formula (c) of FIG. 6, the insertion voltage ratio en takes the value given by the formula (e) of FIG. 6.
If two modem circuits each having a filter are connected via its channel which does not contain an amplifier, then there is two-way traffic between; the two modem circuits possible.
Let it be assumed that the channel has a delay which is equal to half an integral multiple n of the pulse repetition periods t1, and further has an attenuation of j Neper.
The insertion stress ratio is then given by the formula (b) of FIG. 9, which, in the case of an ideal filter, changes into the values according to the formulas (c) and (d) of FIG. The differences between these values and those provided by the formula. (e) of Fig. 6 are solely: determined by the delay and attenuation of the line.
Two modem circuits with <B> each </B> a filter can be connected to one another by a buffer. Such an arrangement is known per se (see, for example, Italian patent no. 576739).
Each modem is connected to the memory during a time t2, but the two modem circuits are not connected to the memory at the same time. One impulse turns into two. Transferring stages from a first to a second modem, namely from the first modem to the buffer as a:
first pulse with duration t2 and then from the memory to the second modern as a second pulse with duration t2. It should be z equal to the time interval between the first and the second pulse, that is, the period during which the pulse energy is retained in the memory.
It can be shown that the insertion voltage ratio is given by the formula (e) of FIG. 9, and that when an ideal filter is used, this formula is converted into the formulas (f) and (g) of FIG. 9.
For the transmission 'm in the opposite direction, the time interval between the pulses is equal to tl-rr. In both cases, the values obtained differ from the values given by the formula (e) in FIG. 6_ only by a delay which is equal to the time during which the pulse energy remains in the memory.
It is now desirable to consider the case in which two pulse modem circuits each having a filter F are connected to one another by a capacitive channel.
The circuit of FIG. 10 shows the connection of two pulse mode circuits, each of which contains a memory in the form of a delay line VL. The voltages at the accumulators: are designated with Ei and E3, while the voltage E2 is present at the midpoint of the connection channel.
If the connection channel is now switched through by closing the switches for a suitable short period t2, the charge is on a. Memory .according to the curves of FIG. 11 transferred to the other memory. If the channel has significant capacity,
if the charge exchange is not complete, there is a loss of transmission and a charge remains on the line after each pulse, which leads to crosstalk in multiple systems.
The use of tuned circuit memories in lieu of delay line memories has a number of advantages, the most notable of which is that the effect of the undesirable line capacitance mentioned above can be eliminated.
A pair of modem noises containing tuned circles L, C are shown in FIG. 12, while the waveforms relating to pulse transmission in the absence of line capacitance are shown in FIG.
The resonance frequency of the circle is chosen so that the circle executes half an oscillation cycle in the pulse period t2, where t2 can be determined using the equation <I> (a) </I> of FIG.
The current that flows when the switch is closed consists of half a sine wave, while the voltages on the storage capacitors consist of half sine waves that are in phase opposition to each other and are 90 out of phase with respect to the current. If the peak voltage across each reservoir is 1, the peak current is given by equation (b) of FIG.
As in the case of a pair of delay lines, the charge exchange is complete, provided that the common line has no capacitance and the switches are closed precisely during period t2.
However, since the current gradually rises from 0 at the beginning and gradually falls to 0 at the end of the pulse, an inaccuracy in the time slots causes smaller errors than when using delay line memories. In addition, stimulates the energy of half the sinusoidal current mainly at the lower end of the frequency spectrum,
so that the possibility of inductions between cables and circuit parts is reduced.
In order to determine the waveforms in the presence of capacitance on the common line, consider the network of FIG. 14. The LC elements are the coordinated circuits of the memory, while C represents the line capacitance.
In order to symbolize the closing of the switches when the line-side storage capacitor C is charged to the unit potential, a pulse current is assumed which instantly charges the capacitor and then allows the network to perform its natural oscillations. It can be shown that the values of El and E% are given by the formulas (c)
and (d) of Fig. 16 are given. If cos <I> alt - -1 </I> and cos sst <I> = 1 </I> are at the same time, then the charges on the capacitors C have been completely exchanged, since Ei then equals 0 and E3 equals 1 is.
Since the total charge on the two storage capacitors is the same as at the beginning, no charge can be present on the line capacitance C at this point in time.
The coincidence occurs when p cycles of cos, 8 <I> t </I> occupy the same time as (q -1 / @) cycles of cos <I> at, </I> like this: the equation < I> (e) </I> of Figure 16 shows where p and q are any positive integers.
It follows that complete replacement can be achieved in spite of the presence of line capacitance for an infinite number of capacitance ratios, so long as the resulting inductance values and waveforms are acceptable.
In the case that is of practical importance, <I> p = q = 1 </I> and <I> k = 3/2. </I> The waveforms are then based on half the sine wave with a modification by is the second harmonic, and they are given by equations (f) to (j) of FIG. 16 and shown in FIG.
It. Not only do the transmission waveforms E2, II and 12 have the value 0 at the beginning and end of the pulse, but the derivative of E2 at both limits and the currents at one limit also have the value 0, so that the high-frequency content of these waves shapes are smaller and the effect of misalignments is smaller than in any of the cases mentioned earlier.
The values of the components can easily be calculated from: Equations (et) and <I> (k) </I> of Fig. 16, and <B> C </B> is given. If <B> C </B> can be changed to a certain extent, this option will of course be used in order to obtain a desired impedance level,
either on the basis of the impulse path impedance 1 / L / C or for adaptation to the voltage and current limits of any particular electronic switch.
The switches shown in the circuits of FIGS. 10 and 12 consist in practical cases of electronic devices with certain current and voltage limits. If these switches, as it has proven to be useful,
consist of balanced or symmetrical diode switches, which are coupled by transformers with transistor pulse generators, there are two different types of limits,
namely a voltage limitation and, separately, a current limitation as a result of the diode and a limitation of the current-voltage product as a result of the transistor.
The storage circuit described here has the disadvantage that, for a given signal power, in the speech path it requires a greater pulse power to operate the switch than in the case of using a delay leakage as a memory.
The current capacity of the switch is determined by the peak current during the pulse, the voltage capacity by the peak voltage, which is to be isolated in a multiplex system, i.e. the sum of the peak voltage in the storage between,
the pulses and the peak voltage on the common line during a pulse. These quantities are tabulated below for a voltage of 1, which is transferred from one memory to another, for each type of memory mentioned here.
EMI0005.0110
Memory <SEP> current '<SEP> voltage <SEP> product
<tb> Delay line <SEP> 1 <SEP> 1.5 <SEP> 1.5
<tb> (coordinated) <SEP> LC circuit <SEP> without <SEP> line capacitance <SEP> 1.57 <SEP> 1.5 <SEP> 2.36
<tb> (coordinated) <SEP> LC circuit <SEP> with <SEP> a <SEP> line capacitance <SEP> C '<SEP> 2.04 <SEP> 1.75 <SEP> 3.57
<tb> * <SEP> in <SEP> units <SEP> of <SEP> <I> C / t2 </I> The above theory was checked by tensions on a pair of modem schemes,
which used storage capacitors of 2000 pF and pulses of <I> 2 </I> ics. The power loss mentioned was 2 db, that is, no more than in the same experiments with delay line memories. The change in loss for small changes in time slots was reduced, as was to be expected.
The line capacitance permitted in this case, namely 1330 pF, is large enough to permit the use of possibly up to 250 switches or 250 ports in parallel at each end of the transmission channel connecting the two modem circuits. This number should be in four-digit telephone exchanges without a demo <RTI
ID = "0005.0143"> dulation can hardly be exceeded. Accordingly, <I> the </I> present development can be considered useful in time division multiplex switchgear with a large number of time channels. Circuits to take advantage of this development are shown in FIGS.
17 shows a pulse modulator and demodulator of the type described in connection with FIG. 12;
which is suitable for use as a line circuit in a telephone exchange. A subscriber line 1 is through a transformer 2 with a. Connected low-pass filter, which, two inductances 3 and 4 and a capacitor 5 has.
The ticfpass filter is connected to a tuned circuit, which has the capacitor 6 and the inductance 7.
One terminal of the condenser 6 is connected to the inductance 7 via the emitter and the collector of a symmetrical planar transistor 8.
The inductance 7 is connected to a conductor of the transmission channel 9. The other terminal of the capacitor 6 is connected to the return conductor of the transmission channel 9.
The base of the transistor B is connected via a resistor 10 and an output winding 11 of a magnet core 12 to the positive pole of a battery 13, the negative pole of which is connected to the return conductor of the transmission channel 9.
The magnet core 12 has two control windings 14 and 15 and is designed in such a way that if pulses are simultaneously present on the windings 14 and 15, a negative output pulse on the output winding 11 occurs. While an output pulse is supplied from the winding 11, the capacitor 6 is connected to the inductor 7 through the transistor 8.
During the intervals between successive output pulses, however, said connection is ineffective. As a result, the inductance 7 can be used as part of a coordinated circuit for other participants during these intervals.
As can be seen from the positions of the multiple connection points 16 and 17, the inductance 7 is contained in the common transmission channel 9.
A capacitor 6, a transistor 8 and a magnetic core 12 are provided for each participant. By activating the magnetic cores one after the other, for example by means of a suitable counting circuit, the participants are connected to the common inductance 7 one after the other.
The output windings 11 for the various participants are connected to the common battery 13 via the quadruple point 18. If no output pulse is emitted from the Wick development 11, the positive potential of the common battery 13 reaches the transistor 8 and makes the connection between the capacitor 6 and the inductor 7 ineffective.
The output winding 11 is except with the base of the transistor. 8 also connected to a control conductor 19 of a coincidence gate 20, which consists of three rectifiers 21 and the negative bias source 22. The second control conductor 23 of the gate 20 is connected via a resistor 24 to the direct current source 25 which feeds the subscriber line 1.
If a dialing pulse is present on subscriber line 1, a negative-going pulse is transmitted via conductor 23 over. If during. the duration of this pulse, the magnetic core 12 is actuated, a negatively directed pulse reaches the conductor 19, which opens the Koinzideüztor 20, whereby an output signal on the output conductor 26 occurs. The magnetic core 12 is actuated numerous times during each dial pulse.
A sequence of output signals therefore occurs on the output conductor 26 which are interrupted in accordance with the selected pulses. This interrupted sequence of signals reaches the common switching equipment in the office via the multiple point 27 in order to operate it.
The magnetic core 12 and the coincidence gate 20 can be used with a subscriber line who is provided with a delay line. In this case, the delay line is used in place of the tuned circuit, which consists of the capacitor 6 and the inductance 7 be.
The circuit for a possible form of a connection between two subscribers in a telephone exchange is shown in FIG. The line circuit shown in Fig. 18 is that of Fig. 17, although other types of line circuits can be used.
Three switching stages are shown where, of course, a different number of such stages may be desired or necessary in practice. The subscriber lines connected to the exchange are arranged in groups, and the three switching stages in a connection between two subscribers are (1) calling subscriber to group to be called, (2) calling group to called group and (3) called group to, called subscriber. The Srechweg for levels (1) and (3)
is completed by the calling and called line circuit under the control of the magnetic cores 31 and 32 in the manner already described. The group-group stage (2) has a transistor 33 which is controlled by a magnetic core 34.
When the three cores 31, 32 and 34 are operated synchronously, the transmission of speech over the connection is possible. If the cores are not operated synchronously, it is necessary to line up the speech signals at one or more points. to delay the transmission path. One method of delaying the speech signals is to use a buffer as described above. <I> Literature </I> K.
W. Cattermole: Efficiency and reciprocity in Pulse@-amplitu.de modulation: Part I - Principles. (Proceedings I. E.E., Vol. 105, Part B, N 23, Sept. 1958, pp. 449 ... 462; Top note: The Institution of Electrical Engineers, Paper N 2474 R, Dec. 1957).