Schaltung zur Erzeugung von Stromimpulsen für durch einen Elektromagnet angetriebene Maschinen mit hin und her gehender Bewegung In der Schwingungstechnik besteht ein Bedarf an Vorschaltanordnungen für durch einen Elektroma gnet angetriebene Maschinen mit hin und her gehen der Bewegung, deren Schwingfrequenz<B>25</B> Hz oder weniger beträgt, deren Arbeitsenergie jedoch aus einem normalen<B>50-</B> oder 60-Hz-Versorgungsnetz entnommen werden soll.
Es kommen hier Schwing pumpen, Schwingschere oder Schwingsägen der ver schiedensten Konstruktionen in Betracht, insbeson dere aber sogenannte elektromagnetische Vibratoren, die als reine Antriebselemente zu betrachten sind und mit ihrem jeweiligen Nutzgerät (Förderrinne, Schwingsieb oder dergleichen) zusammen ein Zwei- massen-Schwingsystem bilden.
Zum Antrieb solcher Maschinen wurde schon eine Schaltung vorgeschlagen, die unter Verwendung einer Reihenschaltung eines Sättigungsventils und einer durch den Arbeitsstrom hoch gesättigten Dros sel mit Kernmaterial hoher Remanenz Impulse im Takt eines ganzzahligen Bruchteiles der Netzfrequenz erzeugt. Diese Schaltung zeichnet sich unter anderem dadurch aus, dass mittels eines periodisch betätigten Schaltorgans das Sättigungsventil überbrückt ist, wo bei ein weiteres Ventil entgegengesetzter Durchlass- einrichtung mit dem Schaltorgan in Reihe liegt.
Bei Betätigung des Schaltorgans während jeder zweiten gleich gerichteten Halbwelle der Netzspan nung oder auch nur während jeder dritten oder vier ten Halbwelle oder entsprechend in noch grösseren Abständen wirkt die vorgeschlagene Anordnung in der Weise, dass während mindestens einer auf eine positive Durchlasshalbwelle folgenden negativen Halb welle eine solche Rückmagnetisierung der Drossel herbeigeführt wird, dass während mindestens einer der Rückmagnetisierung folgenden positiven Durch- lasshalbwelle nur der Magnetisierungsstrom fliesst.
Die Aufgabe der Erfindung besteht nun darin, eine Schaltung anzugeben, die die eingangs beschrie bene Forderung auch erfüllt, der traditionellen Vor- schaltdrossel jedoch nicht mehr bedarf. Die Drossel erhöht das Gewicht der Vorschaltgeräte und verbietet oft deren Installation an der betrieblich günstigsten Stelle. Sie senkt ferner den Wirkungsgrad des An triebs.
Erfindungsgemäss wird vorgeschlagen, dass ein dem Elektromagnet vorgeschalteter steuerbarer Gleichrichter von den mit der Netzwechselspannung synchronisierten, im Vergleich zur Netzperioden- dauer kurzen Impulsen eines Multivibrators in<B>öff-</B> nendem Sinne beaufschlagt wird, wobei die Summe. von Impulsdauer (t1) und dazwischenliegender Pause (t2) gleich dem Produkt aus Netzperioden- dauer JN) und Netzfrequenz (fN) dividiert durch die mechanische Schwingfrequenz (fs) ist.
Als For mel ausgedrückt lautet die letztgenannte Bedingung:
EMI0001.0036
Es wird also jede dritte, fünfte oder jede positive Netzspannungshalbwelle noch höherer ungerader Ordnungszahl als Antriebsimpuls für den Magneten herangezogen, wodurch sich wie bei dem früheren Vorschlag das ganzzahlige Verhältnis von Schwing frequenz zu Netzfrequenz ergibt.
Der hier zu verwendende sogenannte astabile Multivibrator ist an sich bekannt und wird gewöhn lich als Transistorschaltung ausgeführt. Er kippt ständig vom Schaltzustand Aus in den Schaltzu stand Ein um und liefert so je nach Bemessung der diesbezüglichen Schaltelemente, meist Kondensa- toren oder Widerstände, Impulse beliebiger Dauer und beliebigen Abstandes.
Um die Phasenlage der Impulse gegenüber der Netzspannung über eine lange Zeit unverändert auf rechtzuerhalten, ist eine Synchronisierung erforder lich, die zweckmässig durch Einführen einer netz- frequenten Wechselspannung in den Multivibrator erfolgt.
Durch richtige Polung ist dafür zu sorgen, dass die Impulse des Multivibrators den steuerbaren Gleichrichter während einer Durchlasshalbwelle der Netzspannung treffen. Dieser öffnet dann und sperrt ähnlich einem Thyratron erst wieder beim Nullwer den des Stromes.
Gewöhnlich muss die Schwingbreite der vorge nannten Maschinen einstellbar sein, was auf eine Veränderung der Antriebs-Stromstösse hinausläuft. Als Weiterbildung der Erfindung wird hierzu vor geschlagen, dass die synchronisierende Wechselspan nung von einer am Netz angeschlossenen Phasen- schieberbrücke hergeleitet ist, wodurch die Phasen lage der Steuerimpulse und damit der Anschnitt der treibenden Netzspannungshalbwelle um nahezu<B>1800</B> geändert werden kann.
Im folgenden soll an Hand der Fig. <B>1</B> bis<B>3</B> die Erfindung beispielsweise näher beschrieben wer den.
Fig. <B>1</B> zeigt die erfindungsgemässe Schaltung in zum Teil nur schematischer Darstellung.
<B>Die</B> Fig. 2 und<B>3</B> zeigen für eine Schwingfrequenz <B>gleich</B> der halben Netzfrequenz die einzelnen in Fig. <B>1</B> auftretenden Ströme und Spannungen über der Zeit aufgetragen. Bei der Einstellung nach Fig. 2 wird die maximale, nach Fig. <B>3</B> eine stark gedrosselte Schwingbreite erzielt.
Bei Fig. <B>1</B> ist die Netzwechselspannung mit U, bezeichnet. An ihr ist in Reihenschaltung der steuer bare Siliziumgleichrichter <B>5</B> und das Magnetsystem<B>6</B> der Schwingmaschine angeschlossen. Der astabile Multivibrator 2 wird von einer Gleichspannungsquelle <B>1</B> gespeist und liefert die Spannungsimpulse<B>U3,</B> welche -über einen Verstärker<B>3</B> den beiden Steuer anschlüssen des steuerbaren Siliziumgleichrichters <B>5</B> zugeführt sind.
Die Gleichspannungsquelle bezieht ihre Energie zweckmässigerweise über einen Um spanner und Gleichrichter aus dem Netz. Der Ver stärker besteht im Falle der Verwendung von Tran sistoren beim Multivibrator gewöhnlich aus einer oder mehreren Transistorstufen, jedoch ist dies für die Erfindung nicht erheblich. Das mit 4 bezeichnete Kästchen stellt eine an sich bekannte Phasenschieber- brücke dar, welche an die Netzspannung angeschlos sen ist und durch Verstellen eines Potentiometers oder eines Kondensators die um (P <B>= 1800</B> phasen veränderliche Wechselspannung<B>U2</B> liefert.
Diese ist in den Multivibrator eingeführt und steht in unveränderter Phasenrelation zu den gelieferten Steuerimpulsen.
Die Wirkungsweise soll zunächst an Hand von Fig. 2 erläutert werden. Hiernach ist die Einstellung der Phasenschieberbrücke so gewählt, dass die Netz spannung U, mit der Ausgangsspannung<B>U2</B> in Phase ist (99 <B>= 0).</B> Die Impulse<B>U3</B> beginnen mit dem Anstieg der Spannung<B>U2</B> von Null und dauern über die Zeit tj. Die Impulsdauer ist an sich uner heblich und wird nur so lange gewählt, wie zum sicheren öffnen des steuerbaren Gleichrichters<B>5</B> nötig ist.
Bei Beginn der nächsten gleichgerichteten Halbwelle der Spannung<B>U2</B> erscheint kein Impuls, erst wieder mit Beginn der dritten Halbwelle. Jeder Impuls öffnet den steuerbaren Gleichrichter<B>5</B> und lässt den Laststrom<B>1</B> durch das Magnetsystem flie ssen.
Infolge dessen Induktivität fliesst der Strom über den nächsten Nulldurchgang der Netzspannung hin- aus und endet erst nach ungefähr 11/ .2 Halbwellen.
Solange liegt also die Netzspannung am Magnet system, was durch<B>U4</B> dargestellt ist. Während der übrigen Zeit des Spiels von zwei Netzperioden-Dauer liegt die Netzspannung am steuerbaren Gleichrich ter, der, wie Spannung<B>U5</B> zeigt, währenddessen in beiden Richtungen sperrt.
Fig. <B>3</B> stellt die Spannungs- und Stromverhält nisse für eine andere Einstellung der Phasenschieber- brücke dar. Wie ersichtlich, eilt die Spannung<B>U2</B> um (p <B><I>=</I> 135'</B> der Netzspannung nach. Dementspre chend sind auch die Spannungsimpulse<B>U3</B> in der Phasenlage verschoben. Dies wirkt sich so aus, dass der steuerbare Gleichrichter später öffnet und im Vergleich zu Fig. 2 nur ein kleiner Bruchteil der ersten und dritten Netzhalbwelle als Spannung U,1 am Magnet auftritt.
Damit sind auch die Antriebs- stromimpulse <B>1</B> stark gedrosselt. Die Schwingbreite ist klein. Die Spannung<B>U5</B> ergänzt die Spannung <B>U4</B> wiederum zur vollen Netzspannung.
Soll die Schwingbreite ferngesteuert oder durch einen Regler beeinflusst werden, so empfiehlt es sich, den einstellbaren Widerstand in der Phasenschieber- brücke durch einen Transistor auszutauschen, der dann eine Einstellung von nahezu R<B><I>=</I> 0</B> bis R<B><I>=</I> 00</B> ermöglicht.
Circuit for generating current pulses for machines driven by an electromagnet with reciprocating motion. In vibration engineering, there is a need for ballast arrangements for machines driven by an electromagnet with reciprocating motion, the oscillation frequency of which is <B> 25 </B> Hz or less, but whose working energy should be taken from a normal <B> 50 </B> or 60 Hz supply network.
Vibrating pumps, vibrating shears or vibrating saws of the most varied designs come into consideration here, but in particular so-called electromagnetic vibrators, which are to be regarded as pure drive elements and together with their respective utility device (conveyor trough, vibrating screen or the like) form a two-mass vibrating system .
To drive such machines, a circuit has already been proposed that generates pulses at the rate of an integral fraction of the mains frequency using a series connection of a saturation valve and a throttle, which is highly saturated by the working current, with core material of high remanence. This circuit is characterized, among other things, by the fact that the saturation valve is bridged by means of a periodically actuated switching element, where, in the case of a further valve, the opposite passage device is in series with the switching element.
When the switching element is actuated during every second half-cycle of the mains voltage in the same direction or only during every third or fourth half-cycle or correspondingly at even greater intervals, the proposed arrangement acts in such a way that during at least one negative half-wave following a positive forward half-wave such reverse magnetization of the choke is brought about that only the magnetizing current flows during at least one positive half-cycle following the reverse magnetization.
The object of the invention now consists in specifying a circuit which also meets the requirement described at the beginning, but no longer requires the traditional series reactor. The choke increases the weight of the ballasts and often forbids them to be installed at the most favorable point for operation. It also lowers the efficiency of the drive.
According to the invention, it is proposed that a controllable rectifier connected upstream of the electromagnet is acted upon by the pulses of a multivibrator, which are synchronized with the mains AC voltage and are short compared to the mains period duration, in an opening sense, the sum. of pulse duration (t1) and intervening pause (t2) is equal to the product of the network period duration JN) and the network frequency (fN) divided by the mechanical oscillation frequency (fs).
Expressed as a formula, the latter condition is:
EMI0001.0036
So every third, fifth or every positive mains voltage half-wave even higher odd ordinal number is used as the drive pulse for the magnet, which results in the integer ratio of oscillation frequency to mains frequency as in the previous proposal.
The so-called astable multivibrator to be used here is known per se and is usually designed as a transistor circuit. It constantly switches from the switching state off to the switching state on and thus, depending on the dimensioning of the relevant switching elements, mostly capacitors or resistors, delivers pulses of any duration and any spacing.
In order to maintain the phase position of the pulses in relation to the mains voltage unchanged over a long period of time, synchronization is required, which is expediently carried out by introducing a mains-frequency alternating voltage into the multivibrator.
Correct polarity ensures that the pulses from the multivibrator hit the controllable rectifier during a forward half-wave of the mains voltage. This then opens and, similar to a thyratron, only blocks again when the current is zero.
Usually, the amplitude of the aforementioned machines must be adjustable, which amounts to a change in the drive current surges. As a further development of the invention, it is proposed that the synchronizing AC voltage is derived from a phase shifter bridge connected to the network, whereby the phase position of the control pulses and thus the start of the driving mains voltage half-wave are changed by almost 1800 can.
In the following, the invention is to be described in more detail, for example, with reference to FIGS. 1 to 3.
FIG. 1 shows the circuit according to the invention in a partially only schematic representation.
<B> The </B> FIGS. 2 and <B> 3 </B> show the individual currents occurring in FIG. <B> 1 </B> for an oscillation frequency <B> equal to </B> half the network frequency and tensions plotted against time. With the setting according to FIG. 2, the maximum, according to FIG. 3, a strongly throttled oscillation range is achieved.
In FIG. 1, the AC mains voltage is designated by U i. The controllable silicon rectifier <B> 5 </B> and the magnet system <B> 6 </B> of the vibrating machine are connected to it in series. The astable multivibrator 2 is fed by a DC voltage source <B> 1 </B> and supplies the voltage pulses <B> U3 </B> which-via an amplifier <B> 3 </B> the two control connections of the controllable silicon rectifier <B> 5 </B> are supplied.
The DC voltage source draws its energy expediently from the network via a transformer and rectifier. The Ver stronger consists in the case of the use of Tran sistors in the multivibrator usually from one or more transistor stages, but this is not relevant to the invention. The box labeled 4 represents a phase-shifter bridge known per se, which is connected to the mains voltage and, by adjusting a potentiometer or a capacitor, the alternating voltage <B> U2 </B> delivers.
This is introduced into the multivibrator and has an unchanged phase relation to the control pulses supplied.
The mode of operation will first be explained with reference to FIG. The phase shifter bridge is then set so that the mains voltage U is in phase with the output voltage <B> U2 </B> (99 <B> = 0). </B> The pulses <B> U3 </ B> begin with the rise in voltage <B> U2 </B> from zero and last over time tj. The pulse duration is insignificant per se and is only selected for as long as is necessary to safely open the controllable rectifier <B> 5 </B>.
At the beginning of the next rectified half-wave of the voltage <B> U2 </B> no pulse appears, only again at the beginning of the third half-wave. Each pulse opens the controllable rectifier <B> 5 </B> and lets the load current <B> 1 </B> flow through the magnet system.
As a result of its inductance, the current flows beyond the next zero crossing of the mains voltage and only ends after about 11 / .2 half-waves.
As long as the mains voltage is on the magnet system, which is represented by <B> U4 </B>. During the rest of the game of two mains periods, the mains voltage is applied to the controllable rectifier, which, as voltage <B> U5 </B> shows, blocks in both directions.
Fig. 3 shows the voltage and current ratios for a different setting of the phase shifter bridge. As can be seen, the voltage <B> U2 </B> rushes (p <B> <I> = </I> 135 '</B> according to the mains voltage. Accordingly, the phase position of the voltage pulses <B> U3 </B> is also shifted. This has the effect that the controllable rectifier opens later and compared to Fig. 2 only a small fraction of the first and third network half-wave occurs as voltage U, 1 at the magnet.
This means that the drive current pulses <B> 1 </B> are also greatly reduced. The amplitude is small. The voltage <B> U5 </B> supplements the voltage <B> U4 </B> in turn to full line voltage.
If the amplitude is to be controlled remotely or influenced by a regulator, it is advisable to replace the adjustable resistor in the phase shifter bridge with a transistor, which then has a setting of almost R <B> <I> = </I> 0 </ B> to R <B> <I> = </I> 00 </B>.