CH414009A - Procédé pour la mesure de haute tension présentant des variations brusques et dispositif pour sa mise en oeuvre - Google Patents

Description

  



  Procédé pour la mesure de haute tension présentant des variations brusques
 et dispositif pour sa mise en oeuvre
 Il existe actuellement divers dispositifs pour la mesure de haute tension, toutefois ceux-ci sont impropres à la mesure de haute tension présentant des variations très brusques, par exemple des ondes de tension carrée. En effet, tous les dispositifs existants introduisent une importante déformation de l'onde de tension mesurée de sorte que la mesure d'une tension variant très rapidement ne correspond jamais à la tension réelle que l'on désire connaître.



   La présente invention a pour objet un procédé pour la mesure de haute tension présentant des variations brusques tendant à obvier aux inconvénients précités par le fait qu'on différencie le signal devant être mesuré, qu'on intègre le signal ainsi obtenu pour lui redonner la forme exacte du signal à mesurer, puis qu'on mesure ce signal intégré dont la forme est identique à celle du signal à mesurer.



   La présente invention a également pour objet un dispositif pour la mise en oeuvre du procédé décrit, caractérisé par le fait qu'il comporte un élément différentiateur alimenté par le signal devant être mesuré, relié électriquement   à,    et alimentant un élément intégrateur transformant le signal dérivé en un signal présentant une forme identique au signal à mesurer.



   Le dessin annexé illustre schématiquement et à titre d'exemple quelques formes d'exécution de la présente invention.



   La fig.   1    illustre un dispositif de mesure comportant un intégrateur passif.



   La fig. 2 illustre en coupe longitudinale une tête de mesure de 1, 75 pF pour 70 KV.



   La fig. 3 illustre partiellement en coupe un intégrateur passif.



   La fig. 4 illustre le schéma d'un intégrateur actif.



   La fig. 5 illustre un circuit simplifié pour le calcul de l'intégrateur actif.



   La fig. 6 illustre la réponse de l'intégrateur actif à fréquence basse, le balayage étant de 2 m/s/div.



   La fig. 7 illustre le schéma d'un générateur d'impulsions de 70 kV.



   La fig. 8 illustre le résultat de la mesure d'un saut de tension de   70 kV. L'échelle    verticale est de   23 kV/div.    et l'échelle horizontale de   5 Fs/div.   



   La fig. 9 est un schéma de montage pour la mesure de la décharge d'un câble.



   La fig. 10 illustre la tension mesurée. L'échelle verticale est de   7 kV/div.    et l'échelle horizontale de 0, 05   Fs/div.   



   La fig. 11 illustre un schéma de montage pour la mesure de la tension d'arc d'un éclateur.



   La fig. 12 illustre la mesure de là tension   d'arc.   



  L'échelle verticale est de I kV/div. et 1'échelle horizontale de 0, 5   s/div.   



   Suivant le procédé décrit, le signal à mesurer est d'abord différencié dans sa forme originale avant d'être mesuré.



   Le dispositif pour la mesure de signaux de haute tension comporte deux parties, un élément différentiateur et un élément intégrateur passif ou actif reliés électriquement l'un à l'autre. Le dispositif de mesure illustré rend possible la mesure correcte de signaux rapides de haute tension. Des essais jusqu'à   70 kV    ont été effectués, toutefois il est applicable à la mesure de tensions supérieures, dont la limite est uniquement imposée par l'isolation de l'élément différentiateur constituant une tête de mesure.



   La fig.   1    représente le dispositif de mesure muni d'un intégrateur passif. 



   Pour calculer la réponse du système, nous ignorons d'abord les résistances Ro et r. Le facteur différentiateur est donné par    Uni il   
 Ut   iolTt avec R = RiC (l)    et le facteur intégrateur est
 U2 1
 avec ?2 = R2C2 (2)    Ui 1 + iwez   
Si l'on fait R2    >       Rl,    la tension U2 est obtenue par la multiplication des deux facteurs :
 U0 = ?2 (1 + i??1) (1 + 1) (3)
 U2 ?1 I??2
 1
Si l'on   fait c2) il, les    expressions   (o-cl    et    e3X2    restent beaucoup plus petites que l'unité dans un grand domaine de frÚquence, et 1'on peut Úcrire:
 U2 = ?1 = â2 (4)
 U0 ?2 â1
Le rapport   U0/U2    est l'atténuation du dispositif de mesure.

   Elle est indépendante de la fréquence, sauf à proximité des extrémités de la bande, données par les fréquences   
 1 1
 â1 = et â2 = (5)
 2??1 2??2   
Les valeurs choisies sont les suivantes:
 Ci = 1, 75 pF
 Ri = 75 Q
   C, ==    330 pF
 R2   =    5600   Q   
D'où les fréquences limites
   fol =    1200 MHz
 â2 = 0, 085 MHz et l'atténuation
 U0 = 14000 (6)
 U2
 Il est possible d'étendre la bande de fréquence jusqu'à zéro au moyen d'une résistance r incorporée dans la tête de mesure (voir fig.   1).      



   Avec/-=Rg--=1,0MH, la réponse du
 Ci    système différentiateur-intégrateur devient linéaire depuis la limite supérieure de la bande jusqu'à la composante continue. Mais cette solution entraîne une dissipation prohibitive d'énergie dans la résistance r. En effet, il y aurait une dissipation de plus de 2 kW avec 50 kV.



   La fig. 2 illustre une tête de mesure de 1, 75 pF pour 70 kV.



   La tête de mesure A ou élément différentiateur comporte un boîtier 1 en polycarbonate dont   l'extré-    mité postérieure est engagée dans un moulage   d' <  (Araldite)  >     2. L'extrémité avant de cette tête de mesure est constituée par une pièce de contact 3 qui est reliée électriquement par la résistance Ro à la capacité Ci. Cette capacité Cl est reliée à un connecteur de câble 4 émergeant hors de la face frontale ar  rière    de la tête de mesure A. Le moulage   d'      Araldite          a pour    but d'empêcher l'ionisation en surface, près de l'électrode côté câble. En l'absence de cette protection, il pourrait y avoir des variations de capacité, donc non-linéarité.



   La fréquence limite supérieure de 1200 MHz calculée ci-dessus n'a qu'une signification théorique. La capacité de fuite de la tête de mesure, conjointement avec la connexion de terre, forme un circuit résonnant. Lorsqu'on mesure des impulsions de tension très abruptes, en l'absence de la résistance Ro, on observe des trains d'ondes qui ont une fréquence de l'ordre de 200 MHz.



   Ces trains d'ondes sont très amortis, mais il est préférable d'obtenir l'amortissement critique en insérant une résistance Ro de   150 S    environ. La bande passante du système se trouve ainsi limitée vers 200 MHz. Il n'est pas possible d'entrer plus en détail sur ce point, à cause des limites de performance de l'oscilloscope utilisé pour la mesure (Tektronix 585).



   Cet élément de différentiation A est relié   électri-    quement à l'aide d'un câble B coaxial à l'élément intégrateur C. Cet élément intégrateur C comporte une résistance d'adaptation Ri dont la valeur correspond à l'impédance caractéristique Z du câble coaxial B et une résistance d'intégration   R2. Cet élément inté-    grateur comporte encore une capacité d'intégration   C2    branchée en série avec la résistance   R2.    Aux bornes de ce condensateur C on recueille une tension   Ug,    dont la forme correspond à la tension à mesurer   Uo,    destinée à alimenter un appareil de mesure, en particulier un oscilloscope.



   Une première réalisation du dispositif de mesure comporte un élément intégrateur passif tel qu'illustré à la fig. 3.



   L'entrée de l'élément intégrateur C est constituée par un connecteur de câble 6 destiné à recevoir l'ex  trémité    du câble B. La tension de sortie U2 de   l'élé-    ment intégrateur C peut être branchée à l'aide d'un conducteur électrique à l'entrée d'un appareil de mesure par exemple constitué par un oscilloscope.



   Le condensateur   C ; ; a été réalisé    sous forme d'une barre cylindrique, introduite dans un tube de diamètre légèrement supérieur à celui de la barre, et centrée au moyen d'une feuille isolante. De cette façon on obtient que sa fréquence propre se tienne au-delà de 200 MHz, condition nécessaire qu'il est impossible de réaliser avec les condensateurs du commerce.



   Les résistances Ru (75 S) et   R2    (5600   Q)    sont soumises à des impulsions de tension très hautes. Il ne faut pas que leurs valeurs varient pour des raisons de non-linéarité ou d'effluvage. Par conséquent, la résistance d'adaptation du câble Ri a été choisie de forme cylindrique, suffisamment longue et de gros diamètre.



  D'autre part, il est nécessaire de prendre des mesures particulières dans la confection de la résistance d'in   tégration      R2. Comme    celle-ci est nécessairement aussi longue que Ri, sa capacité de fuite est grande, Une impulsion de tension se propagerait alors à la manière d'une onde de diffusion. A la fréquence de 200 MHz le calcul donne un retard de phase de   180 .    Pour   évi-    ter la distorsion du signal, il suffit de placer la résistance R2 à l'intérieur de la résistance   Rl,    qui est constituée par une barre creuse de carbone aggloméré.

   En effet, comme U2 est beaucoup plus petit que   Ut,    le gradient de tension qui s'établit le long de   R2    aura la même allure que le gradient le long de Ri, parce que la capacité de fuite entre les deux résistances ne peut plus se charger. Il n'a pas été constaté d'effluvage, ni aux résistances, ni aux connecteurs de câble. Le risque d'effluvage est évidemment très faible car les impulsions de tensions sont courtes par rapport au temps d'ionisation.



   Pour obtenir une adaptation parfaite du câble avec la résistance   Rl,    il faudrait donner une forme conique au blindage 5 qui entoure cette résistance   Rl.    Les essais pratiques ont montré que ce perfectionnement n'est pas nécessaire.



   Le principe de dérivation et d'intégration successive au moyen d'un intégrateur passif est satisfaisant lorsqu'on mesure des signaux de durée relativement courte, nettement plus courte que la constante de temps d'intégration   T2.    Dans notre cas, un signal dont la fréquence est inférieure à 85 kilocycles serait déjà atténué de plus de 3 db.



   Pour pallier cet inconvénient, on utilise dans un autre mode de réalisation du dispositif de mesure un intégrateur actif.



   Avec un circuit intégrateur actif, il est possible d'augmenter la constante de temps d'intégration sans influencer l'atténuation. A titre d'exemple, il a été choisi un système d'intégration dont la seule fonction est de corriger la propriété du circuit   R2C. Un inté-    grateur de cette sorte est désigné dans la littérature sous le nom de        bootstrap   integrator           (J. Millman and H. Taub, Pulse and digital circuits, p. 215-231 (1956)). Le schéma d'un tel intégrateur est illustré à la fig. 4.



   L'intégration d'une fonction delta au moyen d'un circuit RC ne donne pas exactement une fonction en marche d'escalier. Le condensateur, qui a été chargé rapidement par l'impulsion de courant venant de la résistance, se redécharge lentement à travers la même résistance. Or, il devrait rester chargé indéfiniment.



  Pour obtenir cela il suffit de compenser le courant de retour au moyen d'un élément actif. La compensation exacte est obtenue lorsqu'on branche aux bornes du condensateur un amplificateur dont le gain est juste égal à l'unité. En d'autres termes, si l'on branche l'entrée et la sortie de l'amplificateur de gain unitaire au condensateur, le courant de retour est fourni par l'amplificateur et non pas par le condensateur.



  L'avantage d'un tel intégrateur est manifeste, puisqu'il ne fait que corriger le défaut d'un circuit RC du côté basses fréquences. L'élaboration d'un circuit électronique rapide n'est donc pas nécessaire. D'autre part. le circuit électronique ne doit jamais traiter des tensions élevées, un circuit transistorisé peut être utilisé avec avantage.



   Pour le calcul, on utilisera un circuit simplifié représenté par la fig. 5 et non pas le circuit détaillé de la fig. 4. Les condensateurs de couplage sont supposés infiniment grands et les transistors idéalisés.



   Les conditions sont les suivantes:   U4 = U2 (7)   
 J2 = JR + JC (8)
 US =   U,(9)   
   J4      = J3J2    (10)
La tension   U4    devient alors
EMI3.1     

Avec (7) nous obtenons l'équation différentielle pour
U2
EMI3.2     

 Lorsqu'une fonction delta est intégrée, elle donne lieu à un saut de tension suivi d'une décroissance exponentielle caractérisée par la nouvelle constante de temps
EMI3.3     

Cette constante de temps est réglable au moyen de la résistance variable R4. Si la condition
 1
   = +    (14)
 R3 R2   R4    est remplie, t4 devient infini dans le cas simplifié que nous traitons ici.

   En réalité, l'intégrateur devient instable et se met à osciller sur une fréquence basse, déterminée par les condensateurs de couplage.



   La réponse de ce circuit est illustrée par   l'oscillo-    gramme a de la fig.   6.    Près du point d'accrochage, une fonction delta donne lieu à un train d'onde amorti, possédant une fréquence de 120 périodes par seconde.



  Le réglage extrême, encore utilisable, est donné lorsqu'il y a amortissement critique. La trace inférieure   b    de la fig. 6 montre ce cas. D'après l'inclinaison de la courbe au départ, on en déduit une constante de temps   T4    de 0,   6 m/s.    La limite inférieure de la bande est donc Úgale Ó
 â4 = 1 = 270s-1.



      2 ; c T4   
Pour faciliter le réglage de R4, un microampèremètre (voir fig. 4) permet de trouver le point d'accrochage sans avoir recours à l'oscilloscope.



   Le facteur de l'intégrateur est donné par l'expression (2). Pour les fréquences élevées l'expression tend vers la forme    LJp- i
 (15)   
   U,'O)    T2 
Grâce aux propriétés du circuit intégrateur actif, cette formule est valable jusqu'à la limite inférieure f4 de la bande. A l'intérieur de la bande,   l'amplifica-    tion est donc égale à
EMI4.1     

Dans notre cas,   f2    vaut 85 kHz. Si la fréquence du signal est de 103 Hz par exemple, on aura une amplification de 85. On voit de ce fait que les fréquences basses du bruit de fond sont fortement amplifiées.



  Une bande très large peut être gênante dans certains cas (le bruit de fond est visible dans la fig. 6). On a donc avantage à diminuer la largeur de bande au moyen du potentiomètre R4 lorsque le signal à mesurer est de courte durée.



   Le bon fonctionnement de l'intégrateur exige une linéarité rigoureuse du circuit électronique.



   Considérons le gain de l'amplificateur proprement dit (non pas de l'intégrateur complet). Il est donné   
 par k = U4 = R4(1 - 1) (17)
 U@ R@ R@
 2 RgR   
Ce gain est légèrement inférieur à l'unité. Avec (13) il vient
 k =   j- 1-A (18)       T4 2      (R.    est du même ordre de grandeur que   R2.)   
 Dans le cas décrit   412 = 0, 3  /o. Il    est évident qu'un fonctionnement stable est seulement obtenu si le gain varie moins de   0, 3"/e    au cours de la variation d'amplitude du signal.



   Les transistors choisis possèdent des   caractéristi-    ques suffisamment droites pour garantir une telle linéarité. Par économie d'énergie il serait avantageux d'utiliser deux transistors complémentaires.



   Deux formes de réalisations ont été décrites à titre d'exemple, mais il est évident que de nombreuses variantes pourraient être prévues sans sortir du cadre de la protection revendiquée.



   En outre, il y a lieu de remarquer : a) Que le dispositif de mesure dissipe de   l'énergie.   



   La dissipation est négligeable dans le domaine
 des fréquences basses, mais il faut en tenir compte
 lorsque la fréquence est élevée. Par exemple, un
 circuit oscillant idéal formé par un condensateur
 de 50 pF et ayant une fréquence propre de
 50 MHz n'aurait plus qu'un facteur de surtension
 de 300 lorsque la sonde y est appliquée. b) Qu'en remplaçant la tête de mesure par une petite
 bobine, on obtient une sonde de courant ou de
 champ magnétique qui répond correctement dans
 la même bande de fréquence, c'est-à-dire entre
 300 Hz et 200 MHz. c) Que la constante de temps d'intégration est ré
   glable.    Lorsque les phénomènes à observer sont
 de courte durée, il est possible de choisir une
 constante de temps adéquate au cas où on serait
 gêné par le bruit de fond.

   d) Que l'intégrateur pris à part est capable d'intégrer
 un signal possédant des pointes de tension jusqu'à
 18000V, contrairement aux intégrateurs conven
 tionnels, ces derniers étant limités à quelques di
 zaines de volts. L'intégrateur décrit est limité par
 la tension de sortie, soit 8 V au maximum (positif
 et négatif). Comme le rapport de tension du signal
 d'entrée au signal de sortie est égal à   (oT2,    le signal
 mesurable est d'autant plus grand que sa   fré-   
 quence est plus grande. Vers 200 MHz, limite su
 prieure de la bande, ce rapport est de 2300, donc
 la tension intégrable atteint   18 000 V.   



   Pour mieux illustrer les possibilités de mesures créées par le dispositif de mesure décrit, quelques utilisations de celui-ci seront données ci-dessous à titre d'exemple :   1.    Mesure d'un générateur d'impulsions de 70 kV : la
 fig. 7 représente le schéma d'un générateur d'im
 pulsions. Un condensateur chargé à 70   kV    est
 mis en connexion avec la charge de 100 Q au
 moyen   d'un    éclateur   TX.    Après un délai de 14 us
 un éclateur T2 court-circuite le condensateur. Le
 courant est limité par une résistance de 4   Q.    La
 tension Uo mesurée au second éclateur est repro
 duite dans la fig. 8.



  2. Mesure de la décharge d'un câble : comme indi
 que dans la fig. 9, un câble de 6 m de longueur et
 de 50 Q est mis en connexion avec un câble beau
 coup plus long de même impédance au moyen
 d'un éclateur. La tension Uo mesurée à l'entrée
 du long câble est reproduite dans la fig.   10.    Les
 images contiennent 10 traces superposées. Dans
 le cas de l'image supérieure, le câble de 6 m est
 chargé à 20kV, l'impulsion de tension produite
 est donc de 10 kV. Dans le cas de l'image infé
 rieure, la tension de charge est insuffisante (17 kV)
 ce qui cause un allumage irrégulier. On voit appa
 raître le jitter. En outre, on distingue au début
 de la trace un signal de   150    MHz.



  3. Mesure de la tension   d'arc    d'un éclateur : la
 fig. 11 montre l'arrangement pour la mesure. Si
 la tête de mesure est appliquée directement aux
 électrodes de l'éclateur, on mesure en plus de la
 tension d'arc une tension induite par le courant
 dans la self-induction de l'éclateur. Cette tension
 induite a été compensée au moyen d'une boucle
 couplée au circuit oscillant. La fig. 12 donne le
 résultat de la mesure. On remarque le saut de
 tension à chaque inversion de courant, il est égal
 à deux fois la tension d'arc. L'échelle est de
 1000 V/cm ; une tête de mesure de   5pF    a été
 utilisée pour cette mesure. Le courant de décharge
 a une valeur de crête de 350 A au début de l'os
   cillation,    et il décroît à peu près linéairement jus
 qu'à zéro.
 



   REVENDICATIONS
 I. Procédé pour la mesure de haute tension présentant des variations brusques, caractérisé par le fait qu'on différencie le signal devant être mesuré, 

**ATTENTION** fin du champ DESC peut contenir debut de CLMS **.

Claims (1)

1. **ATTENTION** debut du champ CLMS peut contenir fin de DESC **. Grâce aux propriétés du circuit intégrateur actif, cette formule est valable jusqu'à la limite inférieure f4 de la bande. A l'intérieur de la bande, l'amplifica- tion est donc égale à EMI4.1 Dans notre cas, f2 vaut 85 kHz. Si la fréquence du signal est de 103 Hz par exemple, on aura une amplification de 85. On voit de ce fait que les fréquences basses du bruit de fond sont fortement amplifiées.

   Une bande très large peut être gênante dans certains cas (le bruit de fond est visible dans la fig. 6). On a donc avantage à diminuer la largeur de bande au moyen du potentiomètre R4 lorsque le signal à mesurer est de courte durée.

   Le bon fonctionnement de l'intégrateur exige une linéarité rigoureuse du circuit électronique.

   Considérons le gain de l'amplificateur proprement dit (non pas de l'intégrateur complet). Il est donné par k = U4 = R4(1 - 1) (17) U@ R@ R@ 2 RgR Ce gain est légèrement inférieur à l'unité. Avec (13) il vient k = j- 1-A (18) T4 2 (R. est du même ordre de grandeur que R2.) Dans le cas décrit 412 = 0, 3 /o. Il est évident qu'un fonctionnement stable est seulement obtenu si le gain varie moins de 0, 3"/e au cours de la variation d'amplitude du signal.

   Les transistors choisis possèdent des caractéristi- ques suffisamment droites pour garantir une telle linéarité. Par économie d'énergie il serait avantageux d'utiliser deux transistors complémentaires.

   Deux formes de réalisations ont été décrites à titre d'exemple, mais il est évident que de nombreuses variantes pourraient être prévues sans sortir du cadre de la protection revendiquée.

   En outre, il y a lieu de remarquer : a) Que le dispositif de mesure dissipe de l'énergie.

   La dissipation est négligeable dans le domaine des fréquences basses, mais il faut en tenir compte lorsque la fréquence est élevée. Par exemple, un circuit oscillant idéal formé par un condensateur de 50 pF et ayant une fréquence propre de 50 MHz n'aurait plus qu'un facteur de surtension de 300 lorsque la sonde y est appliquée. b) Qu'en remplaçant la tête de mesure par une petite bobine, on obtient une sonde de courant ou de champ magnétique qui répond correctement dans la même bande de fréquence, c'est-à-dire entre 300 Hz et 200 MHz. c) Que la constante de temps d'intégration est ré glable. Lorsque les phénomènes à observer sont de courte durée, il est possible de choisir une constante de temps adéquate au cas où on serait gêné par le bruit de fond.

   d) Que l'intégrateur pris à part est capable d'intégrer un signal possédant des pointes de tension jusqu'à 18000V, contrairement aux intégrateurs conven tionnels, ces derniers étant limités à quelques di zaines de volts. L'intégrateur décrit est limité par la tension de sortie, soit 8 V au maximum (positif et négatif). Comme le rapport de tension du signal d'entrée au signal de sortie est égal à (oT2, le signal mesurable est d'autant plus grand que sa fré- quence est plus grande. Vers 200 MHz, limite su prieure de la bande, ce rapport est de 2300, donc la tension intégrable atteint 18 000 V.

   Pour mieux illustrer les possibilités de mesures créées par le dispositif de mesure décrit, quelques utilisations de celui-ci seront données ci-dessous à titre d'exemple : 1. Mesure d'un générateur d'impulsions de 70 kV : la fig. 7 représente le schéma d'un générateur d'im pulsions. Un condensateur chargé à 70 kV est mis en connexion avec la charge de 100 Q au moyen d'un éclateur TX. Après un délai de 14 us un éclateur T2 court-circuite le condensateur. Le courant est limité par une résistance de 4 Q. La tension Uo mesurée au second éclateur est repro duite dans la fig. 8.

   2. Mesure de la décharge d'un câble : comme indi que dans la fig. 9, un câble de 6 m de longueur et de 50 Q est mis en connexion avec un câble beau coup plus long de même impédance au moyen d'un éclateur. La tension Uo mesurée à l'entrée du long câble est reproduite dans la fig. 10. Les images contiennent 10 traces superposées. Dans le cas de l'image supérieure, le câble de 6 m est chargé à 20kV, l'impulsion de tension produite est donc de 10 kV. Dans le cas de l'image infé rieure, la tension de charge est insuffisante (17 kV) ce qui cause un allumage irrégulier. On voit appa raître le jitter. En outre, on distingue au début de la trace un signal de 150 MHz.

   3. Mesure de la tension d'arc d'un éclateur : la fig. 11 montre l'arrangement pour la mesure. Si la tête de mesure est appliquée directement aux électrodes de l'éclateur, on mesure en plus de la tension d'arc une tension induite par le courant dans la self-induction de l'éclateur. Cette tension induite a été compensée au moyen d'une boucle couplée au circuit oscillant. La fig. 12 donne le résultat de la mesure. On remarque le saut de tension à chaque inversion de courant, il est égal à deux fois la tension d'arc. L'échelle est de 1000 V/cm ; une tête de mesure de 5pF a été utilisée pour cette mesure. Le courant de décharge a une valeur de crête de 350 A au début de l'os cillation, et il décroît à peu près linéairement jus qu'à zéro.

   REVENDICATIONS I. Procédé pour la mesure de haute tension présentant des variations brusques, caractérisé par le fait qu'on différencie le signal devant être mesuré, qu'on intègre le signal ainsi obtenu pour lui redonner la forme exacte du signal à mesurer, puis qu'on mesure ce signal intégré dont la forme est identique à celle du signal à mesurer.

   II. Dispositif pour la mise en oeuvre du procédé selon la revendication I, caractérisé par le fait qu'il comporte un élément différentiateur alimenté par le signal devant être mesuré, relié électriquement à, et alimentant un élément intégrateur transformant le signal dérivé en un signal présentant une forme identique au signal à mesurer.

   SOUS-REVENDICATIONS 1. Dispositif selon la revendication II, caractérisé par le fait que l'élément intégrateur comporte un circuit intégrateur passif du type RC.

   2. Dispositif selon la revendication II, caractérisé par le fait que l'élément intégrateur est un élément actif.

   3. Dispositif selon la revendication II et la sousrevendication 2, caractérisé par le fait qu'un amplificateur est branché entre les bornes du condensateur d'intégration de l'élément intégrateur et par le fait que le gain de cet amplificateur est égal à l'unité, de sorte que le courant de fuite dudit condensateur soit compensé.

   4. Dispositif selon la revendication II, caractérisé par le fait que l'élément différentiateur comporte à l'intérieur d'un boîtier une résistance et une capacité en série, la borne libre de ladite résistance étant con nectée à un organe de contact.

   5. Dispositif selon la revendication II et la sousrevendication 4, caractérisé par le fait que la sortie de l'élément différentiateur est reliée par l'intermédiaire d'un câble coaxial à l'entrée de l'élément intégrateur.

   6. Dispositif selon la revendication II et la sousrevendication 5, caractérisé par le fait que le dispositif intégrateur comporte une résistance d'adaptation dudit câble coaxial.

   7. Dispositif selon la revendication II et la sousrevendication 6, caractérisé par le fait que la résistance d'adaptation est constituée par un cylindre creux et par le fait que la résistance d'intégration est disposée coaxialement à l'intérieur de ladite résistance d'adaptation.