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Verfahren und Einrichtung zum Empfang von Fernsteuersignalen, insbesondere in Rundsteueranlagen mit dem Starkstrom überlagerten Steuerimpulsen Gegenstand des Hauptpatentes bildet ein Verfahren zum Empfang von Frensteuersignalen, insbesondere in Rundsteueranlagen mit dem Starkstrom überlagerten Steuerimpulsen, welches sich dadurch auszeichnet, dass die steuerfrequenten Impulse in einem elektromechanischen Wandler mit mindestens einem auf die Steuerfrequenz abgestimmten schwingungsfähigen Gebilde vorerst in mechanische Schwingungen umgewandelt werden, wobei mindestens ein schwingendes mechanisches Teil nur beim Vorhandensein eines Steuersignales einen Stromkreis mindestens einmal schliesst bzw.
unterbricht, wobei durch diese Schliessung bzw. Unterbrechung eine Spannung bereitgestellt wird, durch welche ein Speicherkondensator aufgeladen wird und wobei die derart im Speicherkondensator aufgespeicherte Energie zur Betätigung der Empfänger ausgenützt wird.
Das Hauptpatent betrifft auch eine Einrichtung zur Durchführung dieses Verfahrens, und ist durch einen elektromechanischen Wandler mit mindestens einem auf die Steuerfrequenz abgestimmten schwingungsfähigen Gebilde und mindestens einem, durch dieses schwingende Gebilde betätigten Kontakt im Ladepfad eines Speicher- kondensators gekennzeichnet.
Diese Anordnung eines mechanischen Bandfilters und einer elektrischen Speicherschaltung zeichnet sich durch eine hohe Selektivität auch bei tiefen Steuerfrequenzen und eine gute Störfestigkeit gegenüber einmaligen kurzen, starken Störimpulsen aus. Zum langsamen Abbau der durch einen solchen Störimpuls im Speicherkondensator 13 (vgl. Fig. 1 des Hauptpatentes) angesammelten Ladung dient ein hochohmiger Entladewiderstand 14. Im praktischen Einsatz treten aber nicht nur solche vereinzelte Störimpulse auf. Bei Kurzschlussabschaltungen mit Schnellwiedereinschaltung können z.
B. mehrere Stösse nacheinander folgen. In krassen Fällen, wie beispielsweise bei Wackelkontaktverbindungen unter hoher Leistung, euntstehen unregelmässige Störimpulse während mehrerer Sekunden oder gar Minuten und gelangen an die Eingangsklemmen des Rundsteuerempfängers. Bei solchen schnell aufeinander folgenden Störimpulsen kann sich aber der Speicherkondensator bei grossen Entladezeit- konstanten in den Zwischenzeiten nicht genügend rasch entladen und es erfolgt eine zunehmende Aufladung desselben durch die nachfolgenden Störimpulse und schliess- lich ein fehlerhaftes Ansprechen der Glimmröhre.
Die zu einer Verbesserung der Störfestigkeit notwendige wesentliche Verminderung der Entladezeit durch Verkleinerung des Entladewiderstandes 14 (vgl. Fig. 1 des Hauptpatentes) bei gleichbleibender Aufladezeit hat aber in der Schaltung gemäss Fig. 1b des Hauptpatentes neben dem gewünschten Effekt den Nachteil,
dass die maximal am Kondensator aufbaubare Spannung - infolge der während der Ladephase dauernd über den Entladewiderstand abfliessenden Ladung - prozentual zur Speisespannung immer niedriger wird und letzten Endes bei noch weiterer Verkleinerung des Entladewiderstandes 14 unter die praktisch realisierbare Ansprechspannung einer Glimmröhre absinkt.
Die vorliegende Erfindung vermeidet diese Nachteile und zeigt eine Lösung zur Erhöhung der Störfestigkeit von Rundsteuer-Empfangseinrichtungen gegenüber wiederkehrenden Störspannungsimpulsen. Das erfindungsge- mässe Verfahren ist dadurch gekennzeichnet, dass zur Erhöhung der Störfestigkeit gegenüber wiederkehrenden Störspannungsimpulsen der durch solche Impulse bewirkten Aufladung des Speicherkondensators durch eine Entladung desselben entgegengewirkt wird, wobei die Entladung schneller erfolgt als die Aufladung.
Die Erfindung betrifft auch eine Einrichtung, zur Durchführung des Verfahrens, welche sich dadurch auszeichnet, dass ein durch das schwingungsfähige Gebilde betätigter Kontakt in seiner Ruhelage einen Teil eines im Ladepfad liegenden Ladewiderstandes als Entladewider- stand über den Speicherkondensator schaltet.
Anhand der Figuren wird ein Ausführungsbeispiel der Erfindung näher erläutert. Dabei zeigt Fig. 1 eine beispielsweise Schaltungsanordnung; Fig. 2 einen Ausschnitt aus dem zeitlichen Verlauf der Lade- und Entladeströme des Speicherkondensators im Gleichgewichtszustand für eine bestimmte tonfrequente Steuerwechselspannung und Kondensator-Gleichspannung
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bei einem öffnungs- zu Schliesszeitverhältnis des Kontaktes von 1 : 1;
Fig.3 als Vergleich die Speicherkondensator-Span- nung U, in Funktion der Zeit für eine Schaltung nach Fig. 1 des Zusatzpatentes und für eine solche nach Fig. 1 des Hauptpatentes; Fig. 4 eine beispielsweise Anordnung eines durch ein schwingungsfähiges Gebilde angeregten Kontaktes;
Fig.5 die Lade- und Entladeverhältnisse bei einem Steuerimpuls in Abhängigkeit des Verhältnisses Zünd- spannung zu maximaler Kondensatorspannung; Fig. 6 den zeitlichen Verlauf der prozentualen Kontaktöffnungszeit und der Speicherkondensatorspannung bei einem starken Steuerfrequenzimpuls im Vergleich zu denjenigen bei Wackelkontakt-Störspannungen.
An den Klemmen 1 und 2 der Schaltungsanordnung gemäss der Fig. 1 liegt die Netzspannung U," und die ton- frequente Steuerspannung US,, sowie die Serieschaltung der Wandlerspule 5 und des Primärkondensators 4. Über den Klemmen dieses Kondensators 4 wird die 50 Hz- Netzspannung abgenommen und über die Diode 12 und einen Vorwiderstand 11 an eine als Speisespannungsstabi- lisator wirkende Zenerdiode 41 geführt. Diese reduziert die positiven Halbwellen der z.
B. zwischen 180 und 250 Volt ändernden Netzspannung auf eine trapezförmige durch die Zenerspannun festgelegte, mit 50 Hz pulsierende Gleichspannung U" mit konstanter Maximalamplitude.
Unter dem Einfluss einer dauernd angelegten tonfre- quenten Steuerspannung U" beginnen die auf die Steuerfrequenz abgestimmten Schwingfedern 6 und 8 zu schwingen und verursachen ein periodisches öffnen des Kontaktes 19, welcher in seiner Ruhelage als Kurzschluss zwischen Klemme 43 und der Klemme 2 wirkt. Dadurch erfolgt gemäss Fig. 2 unter dem Einfluss der konstanten pulsierenden Speisespannung Usp an der Zenerdiode 41 bei offenem Kontakt 19 eine Aufladung des Speicher- kondensators 13 über die Serieschaltung eines Ladewiderstandes 42 mit einem Widerstand 14.
Dabei fliesst der gesamte Strom als Ladestrom iL in den Speicherkondensator 13, da in den entsprechenden Zeitabschnitten kein Entladewiderstand parallel zum Kondensator 13 liegt. Beim periodischen Schliessen des Kontaktes 19 im Takte der Steuerfrequenz wird die aufgespeicherte Ladung über den nun als Entladewiderstand wirkenden Widerstand 14 wieder im Form eines Entladestromes iF teilweise abgebaut, bis sich bei einer bestimmten sich langsam aufbauenden Kondensatorspannung U" ein Gleichgewichtszustand einstellt.
Da der Widerstand 14 in der Schaltung nach Fig. 1 immer kleiner ist als der totale Ladewiderstand entsprechend der Summe der Widerstände 42 und 14, erhält man - bei Aussteuerung der Schwingfeder mit einem Dauersignal und einem beispielsweise Öffnungs- zu Schliessverhältnis von 1 : 1 des Kontaktes - im Gleichgewichtszustand bei pulsierender Speisegleichspannung U, höchstens eine Kondensatorendspannung U" von 25% des Spitzenwertes der Speisespannung. Diese 25% werden sogar nur erreicht, wenn man den Wert des Widerstandes 42 auf 0 reduziert, so dass der gesamte wirksame Ladewiderstand gleich dem Entladewiderstandswert wird.
Dabei ist - gemäss Fig. 2 - auch noch berücksichtigt, dass während der nicht ausgenützten negativen Halbwelle der 50-Hz-Spannung der Kontakt 19 gleichwohl arbeitet und den Kondensator 13 entlädt, nicht aber nachlädt. Bei Speisung mit konstanter Gleichspannung würde man einen Wert von 50% der Speisespannung erreichen.
Höhere Kondensator-Endspannungswerte sind nur durch Vergrösserung des Öffnungs- zu Schliessverhält- nisses des Kontaktes 19 zu erreichen.
Fig. 3a zeigt für diesen Fall den zeitlichen Verlauf der Speicherkondensatorspannung U, im Gleichgewichtszustand für eine Schaltanordnung gemäss Fig. 1, während Fig. 3b den entsprechenden Verlauf für die Schaltung nach Fig. 1 des Hauptpatentes bei gleicher Speicherkondensatorspannung U" d.h. bei gleich hoher prozentualer Ausnützung der Speisespannung Up darstellt.
Im Gegensatzt zu Fig. 3b sind in Fig. 3a die Ent- ladezeitabschnitte tF, wesentlich kürzer als die Ladezeitabschnitte tL pro Periode der Steuerfrequenz T,;
,. Wird ausserdem der Ladevorgang bzw. die Steuerung des Kontaktes 19 in Fig. 3a im Zeitpunkt t. unterbrochen, so entlädt sich der Speicherkondensator 13, entsprechend dem Verlauf während der Zwischenentladung, sehr rasch über den Widerstand 14 und den nun in dauernder Ruhelage befindlichen Kontakt 19. In Fig. 3b erfolgt dagegen nach diesem gleichen Zeitpunkt t. eine - ebenfalls entsprechend dem Verlauf der Zwischenentladung - wesentlich langsamere totale Entladung des Speicher- kondensators 13 über den hier hochohmigeren Entladewiderstand 14.
Die Schaltung nach Fig. 1 gestattet somit, trotz wesentlich kürzerer Entladezeit nach Wegfall des Steuersignals eine im Vergleich zur Speisespannung U5" ebenso hohe Speicherkondensatorspannung U,# zu erzielen, wie dies in einer solchen nach Fig. 1 des Hauptpatentes möglich ist.
Wie im nachfolgenden noch näher erläutert wird, ist gerade diese kurze Entladezeit tE bei langer Aufladezeit tL für das Verhalten der Schaltung gegenüber wiederkehr- renden Störspannungen von entscheidender Bedeutung. Dieses Ziel wird in idealer Weise erreicht durch die Anwendung des an sich bekannten, durch ein schwingendes Gebilde betätigten Kontaktes 19 in der Schaltung nach Fig. 1.
Eine beispielsweise Anordnung eines solchen Kontaktes als Ruhekontakt ist aus Fig. 4 ersichtlich. Auf der Schwingfeder 8, deren Eigenschwingung mit der Steuer- quenz übereinstimmt, liegt ein um die Achse 44 beweglicher Kontaktarm 45 unter dem Einfluss seines Eigengewichts G auf. Bei Erregung der Schwingfeder in ihrer Eigenresonanzfrequenz folgt vorerst der bewegliche Kontaktarm 45 den Schwingfederamplituden im Kontaktpunkt. Nach Erreichen einer Grenzamplitude, bei welcher die Schwingfederbeschleunigung im Kontaktpunkt gleich der Erdbeschleunigung wird, kann der bewegliche Kontaktarm dem Schwingfederkontakt nicht mehr folgen und unterbricht den Kontakt 19 während einem Teil der Schwingungsperiode.
Dieser periodische Unterbruch wird mit zunehmender Aussteuerung rasch grösser und das Öffnungs- zu Schliessverhältnis erreicht schnell Werte von 5 bis 10 : 1, d. h. der Kontakt ist bereits fast dauernd geöffnet und der Speicherkondensator wird auf die gewünschte hohe Spannung U" gemäss Fig. 3a aufgeladen.
Bei einem steuerfrequenten Impuls von der Dauer des notwendigen Startimpulses
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gemäss Fig. 2 des Hauptpatentes arbeitet der Kontakt 19 bereits bei der minimal notwendigen Steuerspannung
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mit so grossen prozentualen Kontaktöffnungszeiten, dass der Speicherkon-
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densator 13 auf mindestens 80% der Speisespannung Usp aufgeladen wird.
Noch stärkere Aussteuerungen, wie sie bei sehr starken, aber kurzen Impulsen der Steuerfrequenz auftreten können, vermögen den Kondensator nicht wesentlich höher aufzuladen, da sich die Ladezeit höchstens noch von 90 auf 100% der Steuerfrequenzperiode T.;, erhöhen kann.
Der zur betriebsmässigen Auslösung der gespeicherten Ladung aus Auswertung des Startimpulses nötige hochohmige Spannungsfühler parallel zum Speicherkondensator 13 in Fig. 1 in Form einer Glimmröhre 15 ist nun zur Erzielung einer guten Störfestigkeit (wie später noch genauer beschrieben wird) mit seiner Ansprechspan- nung möglichst nahe an die maximal erreichbare Speicherkondensatorspannung
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heranzurücken.
Nach erfolgter Zündung entlädt sich der Speicherkondensator 13 schlagartig über das Impulsrelais 16, wobei dieses betätigt wird und seine Betätigung weiter ausgewertet werden kann.
Damit die Differenz zwischen der Glimmröhren- Zündspannung und der maximal erreichbaren Konden- satorspannung
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für alle Netzspannungen zwischen 180 und 150 Volt klein gehalten werden kann, ist die Speisespannung vorteilhafterweise zu stabilisieren.
Damit ermöglicht diese Schaltanordnung nach Fig. 1 bei hoher prozentualer Ausnützung der Speisespannung, durch beliebige Wahl des Summenladewiderstandes 42 -f- 14, eine im Vergleich zur Soll-Startimpulsdauer prozentual grosse Mindestimpulsdauer gemäss Fig. 2
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des Hauptpatentes, einzustellen. Die Grösse der Speicherkapazität 13 ist dabei durch den Energiebedarf des Impulsrelais 16 und durch die Zündspannung der Glimm- röhre 15 festgelegt.
Diese Minimalzeit kann auch bei
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sehr starken steuerfrequenten Impulsen nicht unterschritten werden, da aus der stabilisierten Speisespannung auch bei dauernd offenem Kontakt - nur der durch den Summenladewiderstand 42 + 14 und die Kondensatorgegenspannung U, bestimmte maximale Ladestrom iL fliessen kann. Einmalige starke Störimpulse kürzerer Dauer vermögen somit den Speicherkondensator nicht auf die für einen Start notwendige Spannungshöhe aufzuladen.
Am Ende eines steuerfrequenten Impulses, dessen Dauer oder Amplitude gerade für die Auslösung über die Glimmröhre nicht ausreicht, schwingen die Schwingfedern 6 und 8 mit ihrer Eigenschwingung aus. Der Kontakt kehrt nach der Ausschwingzeit des Filters wieder in seine Ruhelage zurück und schaltet den Widerstand 14 als Entladewiderstand über den Speicherkondensator 13. Gleichzeitig unterbindet er eine weitere Aufladung durch den Kurzschluss der Klemme 43 hinter dem Ladewiderstand 42 auf die Klemme 2.
Durch diese dauernde Kontaktgabe erfolgt über den Widerstand 14 eine gegenüber der Anordnung von Fig. 1 des Hauptpatentes, bzw. gegenüber der minimalen Aufladezeit
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wesentlich schnellere Entladung der Speicherkondensator-Restladung (Siehe auch in Fig. 3 den Verlauf von U, nach dem Zeitpunkt tY). Damit ist der Empfänger gegen kurze, sich in geringen Abständen wiederholende Einzelimpulse der Steuerfrequenz ebenfalls störfest, sofern die Impulse nicht zu rasch aufeinander folgen.
Bei sich regelmässig oder unregelmässig wiederholenden Störimpulsen, wie sie beispielsweise bei leistungsstarken Wackelkontakten auftreten können, werden die Schwingfedern 6, 8 des mechanischen Banfilters regel- oder unregelmässig, aber nicht immer in Phase mit ihren Eigenschwingungen angestossen, so dass sich neben Unterstützungen auch Aufhebungen in der Schwingamplitude der den Kontakt betätigenden Sekundärfeder 8 ergeben können.
Die Aufhebungen wirken sich aber gleich aus wie das Ende eines normalen Steuerimpulses, und haben, durch eine länger dauernde Rückkehr des Kontaktes in die Ruhelage, eine verstärkte Entladung des Speicherkonden- sators zur Folge. Dieser dauernde Ladungsabbau während den Perioden kleiner Schwingfederamplituden trägt in entscheidendem Mass dazu bei, dass sich der Speicherkondensator auch bei sich wiederholenden Störimpulsen nicht oder nur sehr schwer auf den zum Ansprechen notwendigen Spannungspegel UZ aufladen lässt.
Von welch entscheidender Bedeutung für eine gute Störfestigkeit die bereits erwähnte Festlegung des Verhältnisses Zündspannung U, zu maximal erreichbarer Kondensatorspannung
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(bei starker Aussteuerung) ist, zeigt Fig. 5. Je grösser dieses Verhältnis bei sonst gleichen Werten der Schaltelemente ist, desto günstiger ist das Verhältnis der notwendigen Auf- und Entladezeiten, um beispielsweise den Speicherkondensator von der halben auf die ganze Zündspannung aufzuladen bzw. zu entladen.
Wählt man eine halb so grosse Zündspan- nung
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bei gleicher max, Kondensatorspannung
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so wird bei gleicher Entladezeitkonstante TEdas günstige Verhalten bei der doppelten Zündspannung
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- lange Ladezeit
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kurze Entladezeit
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- ins Gegenteil umgekehrt. Die notwendige Ladezeit ist bei der Hälfte
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der Zündspannung
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d.h. bei sowohl absolut wie
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auch relativ zur Entladezeit
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wesentlich kleiner als die Ladezeit bei der halben Zündspannung
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Eine
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Lösung mit halber Zündspannung spricht somit wesentlich schneller auf wiederkehrende Störspannungen an.
Die tatsächlichen Lade- und Entladeverhältnisse für solche Wackelkontaktstörspannungen sind in Fig. 6 im Vergleich zu denjenigen beim kürzest möglichen Steuerfrequenzimpuls dargelegt. Auf der Ordinate ist einerseits die für die Arbeitsweise entscheidende Kontaktöffnungszeit to in Prozenten der Steuerfrequenzperiode TS;
g aufgetragen, anderseits die Kondensatorspannung U,. Fig. 6a zeigt die Verhältnisse für ein starkes, konstantes Steuersignal mit der für einen Start minimal möglichen Impulsdauer
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Die zum Erreichen der hohen relativen Zündspannung U., nötige Kontaktöffnungszeit to ist beinahe 1000/L der Steuerfrequenzperiode T,;,.
In Fig. 6b sind ebenfalls die prozentualen Kontakt- öffnungszeiten to für unregelmässig wiederkehrende, stark variable Störimpulse aufgetragen. Auch bei stärksten Störimpulsen mit aufeinanderfolgender Unterstützung der Schwingfederauslenkungen kann die prozentuale Kon- taktöffnungszeit kurzzeitig 100% nicht übersteigen. Die Perioden gegenseitiger Kompensation zwischen Eigen-
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Schwingung und Anstossung der Schwingfeder durch die kurzen Stossimpulse ergeben dagegen zeitliche Einbrüche im Verlauf der Öffnungszeitkurve. Während diesen Perioden erhöhter Kontaktgabe
entlädt sich der Speicherkondensator bei genügend kleiner Entladezeitkonstante immer wieder über den Widerstand 14, so dass die Kon- densatorspannung U, praktisch nie den Zündspannungs- wert UZ erreicht. Mit anderen Worten, je näher die Zünd- spannung bei der maximal möglichen Kondensatorspan- nung gewählt wird, desto geringer ist die Wahrscheinlichkeit, dass die unregelmässigen Störspannungen den Kondensator bis zur Zündspannung der Glimmlampe aufzuladen vermögen.
Die Entladegeschwindigkeit ist dazu so gross zu wählen, dass die Kondensatorspannung U, praktisch jeder Änderung der t. -Kurve folgen kann.
Damit ist der Rundsteuerungsempfänger nicht nur gegen einmalige oder repetierende kurze, starke Impulse der Steuerfrequenz immun, sondern auch gegen unregel- mässige Wackelkontaktstörungen.
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Method and device for receiving remote control signals, in particular in ripple control systems with control pulses superimposed on the high voltage The subject of the main patent is a method for receiving control signals, in particular in ripple control systems with control pulses superimposed on the high current, which is characterized by the fact that the control-frequency pulses in an electromechanical converter at least one oscillatory structure tuned to the control frequency are initially converted into mechanical oscillations, with at least one oscillating mechanical part only closing or closing a circuit at least once when a control signal is present.
interrupts, whereby a voltage is provided by this closure or interruption, by which a storage capacitor is charged and wherein the energy stored in this way in the storage capacitor is used to operate the receiver.
The main patent also relates to a device for carrying out this method, and is characterized by an electromechanical converter with at least one oscillatory structure tuned to the control frequency and at least one contact actuated by this oscillating structure in the charging path of a storage capacitor.
This arrangement of a mechanical band filter and an electrical storage circuit is characterized by high selectivity even at low control frequencies and good immunity to single, short, strong interference pulses. A high-ohmic discharge resistor 14 is used to slowly reduce the charge accumulated in the storage capacitor 13 by such an interference pulse (see FIG. 1 of the main patent). In practical use, however, it is not only such isolated interference pulses that occur. In the event of short-circuit shutdowns with quick reclosing, z.
B. follow several shocks one after the other. In extreme cases, such as loose connections under high power, irregular interference pulses occur for several seconds or even minutes and reach the input terminals of the ripple control receiver. With such interfering pulses following one another in rapid succession, however, the storage capacitor cannot discharge quickly enough in the interim times with large discharge time constants, and the same is increasingly charged by the subsequent interfering pulses and finally the glow tube responds incorrectly.
The substantial reduction in the discharge time necessary to improve the immunity to interference by reducing the discharge resistance 14 (see Fig. 1 of the main patent) with the same charging time has the disadvantage in the circuit according to Fig. 1b of the main patent, in addition to the desired effect,
that the maximum voltage that can be built up on the capacitor - as a result of the charge flowing continuously through the discharge resistor during the charging phase - becomes lower and lower as a percentage of the supply voltage and ultimately falls below the practically realizable response voltage of a glow tube when the discharge resistor 14 is reduced even further.
The present invention avoids these disadvantages and shows a solution for increasing the interference immunity of ripple control receiving devices against recurring interference voltage pulses. The method according to the invention is characterized in that, in order to increase the interference immunity to recurring interference voltage pulses, the charging of the storage capacitor caused by such pulses is counteracted by discharging the same, the discharge taking place faster than the charging.
The invention also relates to a device for carrying out the method, which is characterized in that a contact actuated by the oscillatable structure in its rest position switches part of a charging resistor in the charging path as a discharging resistor via the storage capacitor.
An exemplary embodiment of the invention is explained in more detail with the aid of the figures. 1 shows an example of a circuit arrangement; 2 shows a section of the time course of the charging and discharging currents of the storage capacitor in the equilibrium state for a certain audio-frequency control AC voltage and capacitor DC voltage
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with an opening to closing time ratio of the contact of 1: 1;
3 shows the storage capacitor voltage U as a comparison, as a function of time for a circuit according to FIG. 1 of the additional patent and for such a circuit according to FIG. 1 of the main patent; 4 shows an example of an arrangement of a contact excited by an oscillatable structure;
5 shows the charging and discharging ratios for a control pulse as a function of the ratio of the ignition voltage to the maximum capacitor voltage; 6 shows the time course of the percentage contact opening time and the storage capacitor voltage in the case of a strong control frequency pulse in comparison to that in the case of loose contact interference voltages.
The mains voltage U "and the tone-frequency control voltage US" as well as the series connection of the converter coil 5 and the primary capacitor 4 are applied to the terminals 1 and 2 of the circuit arrangement according to FIG. 1. The 50 Hz voltage is applied to the terminals of this capacitor 4. Mains voltage is taken off and fed via the diode 12 and a series resistor 11 to a Zener diode 41 acting as a supply voltage stabilizer, which reduces the positive half-waves of the z.
B. between 180 and 250 volts changing mains voltage to a trapezoidal determined by the Zenerspannun, pulsing 50 Hz DC voltage U "with constant maximum amplitude.
Under the influence of a continuously applied audio-frequency control voltage U ", the oscillating springs 6 and 8, which are matched to the control frequency, begin to oscillate and cause contact 19 to open periodically, which in its rest position acts as a short circuit between terminal 43 and terminal 2. This takes place According to FIG. 2, under the influence of the constant pulsating supply voltage Usp at the Zener diode 41, when the contact 19 is open, the storage capacitor 13 is charged via the series connection of a charging resistor 42 with a resistor 14.
The entire current flows into the storage capacitor 13 as charging current iL, since there is no discharge resistor parallel to the capacitor 13 in the corresponding time segments. When the contact 19 closes periodically at the rate of the control frequency, the stored charge is partially reduced again in the form of a discharge current iF via the resistor 14, which now acts as a discharge resistor, until an equilibrium condition is established at a certain slowly building capacitor voltage U ".
Since the resistor 14 in the circuit according to FIG. 1 is always smaller than the total charging resistance corresponding to the sum of the resistors 42 and 14, one obtains - when the oscillating spring is controlled with a continuous signal and an opening to closing ratio of 1: 1 for the contact, for example - In the equilibrium state with pulsating DC supply voltage U, a maximum capacitor end voltage U "of 25% of the peak value of the supply voltage. This 25% is only achieved if the value of the resistor 42 is reduced to 0, so that the total effective charging resistance is equal to the discharge resistance .
In this case - according to FIG. 2 - it is also taken into account that during the unutilized negative half-wave of the 50 Hz voltage, the contact 19 nevertheless works and discharges the capacitor 13, but does not recharge it. With a constant DC voltage supply, a value of 50% of the supply voltage would be achieved.
Higher final capacitor voltage values can only be achieved by increasing the opening to closing ratio of the contact 19.
In this case, FIG. 3a shows the time course of the storage capacitor voltage U, in the equilibrium state for a switching arrangement according to FIG. 1, while FIG. 3b shows the corresponding course for the circuit according to FIG. 1 of the main patent with the same storage capacitor voltage U ", ie with the same high percentage Represents utilization of the supply voltage Up.
In contrast to FIG. 3b, in FIG. 3a the discharge time segments tF are significantly shorter than the charging time segments tL per period of the control frequency T 1;
,. If the charging process or the control of the contact 19 in FIG. 3a at time t. interrupted, the storage capacitor 13 discharges very quickly, according to the course during the intermediate discharge, via the resistor 14 and the contact 19, which is now in a permanent rest position. In FIG. a substantially slower total discharge of the storage capacitor 13 via the discharge resistor 14, which is higher in this case, also corresponding to the course of the intermediate discharge.
The circuit according to FIG. 1 thus allows a storage capacitor voltage U, # to be achieved that is as high as the supply voltage U5 ″ despite a significantly shorter discharge time after the control signal has been removed, as is possible in one according to FIG. 1 of the main patent.
As will be explained in more detail below, this short discharge time tE with a long charge time tL is of decisive importance for the behavior of the circuit with regard to recurring interference voltages. This goal is ideally achieved by using the contact 19, which is known per se and actuated by a vibrating structure, in the circuit according to FIG. 1.
An example arrangement of such a contact as a normally closed contact can be seen from FIG. A contact arm 45 that is movable about the axis 44 rests on the oscillating spring 8, the natural oscillation of which corresponds to the control sequence, under the influence of its own weight G. When the oscillating spring is excited in its natural resonance frequency, the movable contact arm 45 initially follows the oscillating spring amplitudes in the contact point. After reaching a limit amplitude at which the vibration spring acceleration at the contact point is equal to the acceleration due to gravity, the movable contact arm can no longer follow the vibration spring contact and interrupts the contact 19 during part of the vibration period.
This periodic interruption increases rapidly with increasing modulation and the opening to closing ratio quickly reaches values of 5 to 10: 1, i.e. H. the contact is already open almost continuously and the storage capacitor is charged to the desired high voltage U ″ according to FIG. 3a.
In the case of a control-frequency pulse of the duration of the necessary start pulse
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According to FIG. 2 of the main patent, the contact 19 already works with the minimum necessary control voltage
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with such large percentage contact opening times that the storage con-
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capacitor 13 is charged to at least 80% of the supply voltage Usp.
Even stronger modulations, as can occur with very strong but short pulses of the control frequency, are not able to charge the capacitor significantly higher, since the charging time can only increase from 90 to 100% of the control frequency period T .;
The high-resistance voltage sensor required for operational triggering of the stored charge from evaluation of the start pulse parallel to the storage capacitor 13 in FIG. 1 in the form of a glow tube 15 is now as close as possible with its response voltage to achieve good interference immunity (as will be described in more detail below) the maximum achievable storage capacitor voltage
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move closer.
After ignition has taken place, the storage capacitor 13 is suddenly discharged via the pulse relay 16, this being actuated and its actuation being able to be further evaluated.
Thus the difference between the glow tube ignition voltage and the maximum achievable capacitor voltage
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can be kept low for all mains voltages between 180 and 150 volts, the supply voltage should advantageously be stabilized.
This switching arrangement according to FIG. 1 thus enables, with a high percentage utilization of the supply voltage, by any choice of the total charging resistor 42 -f- 14, a minimum pulse duration which is large in percentage terms compared to the target start pulse duration according to FIG. 2
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of the main patent. The size of the storage capacity 13 is determined by the energy requirement of the pulse relay 16 and by the ignition voltage of the glow tube 15.
This minimum time can also be used for
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very strong control-frequency pulses are not undershot, since from the stabilized supply voltage, even with permanently open contact - only the maximum charging current iL determined by the total charging resistor 42 + 14 and the capacitor counter voltage U, can flow. One-off, strong interference pulses of shorter duration are therefore unable to charge the storage capacitor to the voltage level necessary for a start.
At the end of a control-frequency pulse, the duration or amplitude of which is not sufficient for triggering via the glow tube, the oscillating springs 6 and 8 swing out with their natural oscillation. After the filter has settled down, the contact returns to its rest position and switches resistor 14 as a discharge resistor across storage capacitor 13. At the same time, it prevents further charging by shorting terminal 43 behind charging resistor 42 to terminal 2.
As a result of this permanent contact, the resistor 14 causes a charging time compared to the arrangement of FIG. 1 of the main patent or to the minimum charging time
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Much faster discharge of the residual charge of the storage capacitor (see also in FIG. 3 the course of U after time tY). This means that the receiver is also immune to short, repetitive individual pulses of the control frequency, provided the pulses do not follow one another too quickly.
In the case of regularly or irregularly repeating interference pulses, as can occur, for example, with powerful loose contacts, the oscillating springs 6, 8 of the mechanical banfilters are triggered regularly or irregularly, but not always in phase with their natural oscillations, so that in addition to supports there are also cancellations in the Oscillation amplitude of the secondary spring 8 actuating the contact can result.
However, the cancellation has the same effect as the end of a normal control pulse and, due to a longer-lasting return of the contact to the rest position, result in an increased discharge of the storage capacitor. This permanent charge reduction during the periods of small oscillating spring amplitudes makes a decisive contribution to the fact that the storage capacitor cannot be charged to the voltage level UZ necessary for response, or only with great difficulty, even with repetitive interference pulses.
Of what crucial importance for good interference immunity the already mentioned definition of the ratio of ignition voltage U to the maximum achievable capacitor voltage
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(with strong modulation) is shown in Fig. 5. The greater this ratio is with otherwise the same values of the switching elements, the more favorable the ratio of the necessary charging and discharging times, for example, to charge the storage capacitor from half to the full ignition voltage or to unload.
If you choose an ignition voltage that is half as high
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with the same max. capacitor voltage
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with the same discharge time constant TE, the favorable behavior is at twice the ignition voltage
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- long loading time
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short discharge time
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- quite the opposite. The necessary charging time is half
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the ignition voltage
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i.e. at both absolute as
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also relative to the discharge time
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much smaller than the charging time at half the ignition voltage
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A
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The solution with half the ignition voltage therefore responds much more quickly to recurring interference voltages.
The actual charging and discharging ratios for such loose contact interference voltages are shown in FIG. 6 in comparison with those for the shortest possible control frequency pulse. On the one hand, the ordinate shows the contact opening time to, which is decisive for the mode of operation, in percent of the control frequency period TS;
g, on the other hand the capacitor voltage U ,. 6a shows the relationships for a strong, constant control signal with the minimum possible pulse duration for a start
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The contact opening time to required to achieve the high relative ignition voltage U., is almost 1000 / L of the control frequency period T,;,.
The percentage contact opening times to for irregularly recurring, highly variable interference pulses are also plotted in FIG. 6b. Even with the strongest interference pulses with successive support of the oscillating spring deflections, the percentage contact opening time cannot briefly exceed 100%. The periods of mutual compensation between self-
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On the other hand, oscillation and impact of the oscillating spring caused by the short shock pulses result in time drops in the course of the opening time curve. During these periods of increased contact
If the discharge time constant is sufficiently small, the storage capacitor discharges again and again via the resistor 14, so that the capacitor voltage U i practically never reaches the ignition voltage value UZ. In other words, the closer the ignition voltage is chosen to the maximum possible capacitor voltage, the lower the probability that the irregular interference voltages will be able to charge the capacitor up to the ignition voltage of the glow lamp.
For this purpose, the discharge speed should be selected so high that the capacitor voltage U, practically every change in t. -Curve can follow.
This means that the ripple control receiver is not only immune to one-off or repetitive short, strong pulses from the control frequency, but also to irregular, loose contact faults.