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Verfahren und Einrichtung zum Empfang von Fernsteuersignalen, insbesondere in Rundsteueranlagen mit dem Starkstrom überlagerten Steuerimpulsen Gegenstand des Hauptpatentes bildet ein Verfahren zum Empfang von Frensteuersignalen, insbesondere in Rundsteueranlagen mit dem Starkstrom überlagerten Steuerimpulsen, welches sich dadurch auszeichnet, dass die steuerfrequenten Impulse in einem elektromechanischen Wandler mit mindestens einem auf die Steuerfrequenz abgestimmten schwingungsfähigen Gebilde vorerst in mechanische Schwingungen umgewandelt werden, wobei mindestens ein schwingendes mechanisches Teil nur beim Vorhandensein eines Steuersignales einen Stromkreis mindestens einmal schliesst bzw.
unterbricht, wobei durch diese Schliessung bzw. Unterbrechung eine Spannung bereitgestellt wird, durch welche ein Speicherkondensator aufgeladen wird und wobei die derart im Speicherkondensator aufgespeicherte Energie zur Betätigung der Empfänger ausgenützt wird.
Das Hauptpatent betrifft auch eine Einrichtung zur Durchführung dieses Verfahrens, und ist durch einen elektromechanischen Wandler mit mindestens einem auf die Steuerfrequenz abgestimmten schwingungsfähigen Gebilde und mindestens einem, durch dieses schwingende Gebilde betätigten Kontakt im Ladepfad eines Speicher- kondensators gekennzeichnet.
Diese Anordnung eines mechanischen Bandfilters und einer elektrischen Speicherschaltung zeichnet sich durch eine hohe Selektivität auch bei tiefen Steuerfrequenzen und eine gute Störfestigkeit gegenüber einmaligen kurzen, starken Störimpulsen aus. Zum langsamen Abbau der durch einen solchen Störimpuls im Speicherkondensator 13 (vgl. Fig. 1 des Hauptpatentes) angesammelten Ladung dient ein hochohmiger Entladewiderstand 14. Im praktischen Einsatz treten aber nicht nur solche vereinzelte Störimpulse auf. Bei Kurzschlussabschaltungen mit Schnellwiedereinschaltung können z.
B. mehrere Stösse nacheinander folgen. In krassen Fällen, wie beispielsweise bei Wackelkontaktverbindungen unter hoher Leistung, euntstehen unregelmässige Störimpulse während mehrerer Sekunden oder gar Minuten und gelangen an die Eingangsklemmen des Rundsteuerempfängers. Bei solchen schnell aufeinander folgenden Störimpulsen kann sich aber der Speicherkondensator bei grossen Entladezeit- konstanten in den Zwischenzeiten nicht genügend rasch entladen und es erfolgt eine zunehmende Aufladung desselben durch die nachfolgenden Störimpulse und schliess- lich ein fehlerhaftes Ansprechen der Glimmröhre.
Die zu einer Verbesserung der Störfestigkeit notwendige wesentliche Verminderung der Entladezeit durch Verkleinerung des Entladewiderstandes 14 (vgl. Fig. 1 des Hauptpatentes) bei gleichbleibender Aufladezeit hat aber in der Schaltung gemäss Fig. 1b des Hauptpatentes neben dem gewünschten Effekt den Nachteil,
dass die maximal am Kondensator aufbaubare Spannung - infolge der während der Ladephase dauernd über den Entladewiderstand abfliessenden Ladung - prozentual zur Speisespannung immer niedriger wird und letzten Endes bei noch weiterer Verkleinerung des Entladewiderstandes 14 unter die praktisch realisierbare Ansprechspannung einer Glimmröhre absinkt.
Die vorliegende Erfindung vermeidet diese Nachteile und zeigt eine Lösung zur Erhöhung der Störfestigkeit von Rundsteuer-Empfangseinrichtungen gegenüber wiederkehrenden Störspannungsimpulsen. Das erfindungsge- mässe Verfahren ist dadurch gekennzeichnet, dass zur Erhöhung der Störfestigkeit gegenüber wiederkehrenden Störspannungsimpulsen der durch solche Impulse bewirkten Aufladung des Speicherkondensators durch eine Entladung desselben entgegengewirkt wird, wobei die Entladung schneller erfolgt als die Aufladung.
Die Erfindung betrifft auch eine Einrichtung, zur Durchführung des Verfahrens, welche sich dadurch auszeichnet, dass ein durch das schwingungsfähige Gebilde betätigter Kontakt in seiner Ruhelage einen Teil eines im Ladepfad liegenden Ladewiderstandes als Entladewider- stand über den Speicherkondensator schaltet.
Anhand der Figuren wird ein Ausführungsbeispiel der Erfindung näher erläutert. Dabei zeigt Fig. 1 eine beispielsweise Schaltungsanordnung; Fig. 2 einen Ausschnitt aus dem zeitlichen Verlauf der Lade- und Entladeströme des Speicherkondensators im Gleichgewichtszustand für eine bestimmte tonfrequente Steuerwechselspannung und Kondensator-Gleichspannung
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bei einem öffnungs- zu Schliesszeitverhältnis des Kontaktes von 1 : 1;
Fig.3 als Vergleich die Speicherkondensator-Span- nung U, in Funktion der Zeit für eine Schaltung nach Fig. 1 des Zusatzpatentes und für eine solche nach Fig. 1 des Hauptpatentes; Fig. 4 eine beispielsweise Anordnung eines durch ein schwingungsfähiges Gebilde angeregten Kontaktes;
Fig.5 die Lade- und Entladeverhältnisse bei einem Steuerimpuls in Abhängigkeit des Verhältnisses Zünd- spannung zu maximaler Kondensatorspannung; Fig. 6 den zeitlichen Verlauf der prozentualen Kontaktöffnungszeit und der Speicherkondensatorspannung bei einem starken Steuerfrequenzimpuls im Vergleich zu denjenigen bei Wackelkontakt-Störspannungen.
An den Klemmen 1 und 2 der Schaltungsanordnung gemäss der Fig. 1 liegt die Netzspannung U," und die ton- frequente Steuerspannung US,, sowie die Serieschaltung der Wandlerspule 5 und des Primärkondensators 4. Über den Klemmen dieses Kondensators 4 wird die 50 Hz- Netzspannung abgenommen und über die Diode 12 und einen Vorwiderstand 11 an eine als Speisespannungsstabi- lisator wirkende Zenerdiode 41 geführt. Diese reduziert die positiven Halbwellen der z.
B. zwischen 180 und 250 Volt ändernden Netzspannung auf eine trapezförmige durch die Zenerspannun festgelegte, mit 50 Hz pulsierende Gleichspannung U" mit konstanter Maximalamplitude.
Unter dem Einfluss einer dauernd angelegten tonfre- quenten Steuerspannung U" beginnen die auf die Steuerfrequenz abgestimmten Schwingfedern 6 und 8 zu schwingen und verursachen ein periodisches öffnen des Kontaktes 19, welcher in seiner Ruhelage als Kurzschluss zwischen Klemme 43 und der Klemme 2 wirkt. Dadurch erfolgt gemäss Fig. 2 unter dem Einfluss der konstanten pulsierenden Speisespannung Usp an der Zenerdiode 41 bei offenem Kontakt 19 eine Aufladung des Speicher- kondensators 13 über die Serieschaltung eines Ladewiderstandes 42 mit einem Widerstand 14.
Dabei fliesst der gesamte Strom als Ladestrom iL in den Speicherkondensator 13, da in den entsprechenden Zeitabschnitten kein Entladewiderstand parallel zum Kondensator 13 liegt. Beim periodischen Schliessen des Kontaktes 19 im Takte der Steuerfrequenz wird die aufgespeicherte Ladung über den nun als Entladewiderstand wirkenden Widerstand 14 wieder im Form eines Entladestromes iF teilweise abgebaut, bis sich bei einer bestimmten sich langsam aufbauenden Kondensatorspannung U" ein Gleichgewichtszustand einstellt.
Da der Widerstand 14 in der Schaltung nach Fig. 1 immer kleiner ist als der totale Ladewiderstand entsprechend der Summe der Widerstände 42 und 14, erhält man - bei Aussteuerung der Schwingfeder mit einem Dauersignal und einem beispielsweise Öffnungs- zu Schliessverhältnis von 1 : 1 des Kontaktes - im Gleichgewichtszustand bei pulsierender Speisegleichspannung U, höchstens eine Kondensatorendspannung U" von 25% des Spitzenwertes der Speisespannung. Diese 25% werden sogar nur erreicht, wenn man den Wert des Widerstandes 42 auf 0 reduziert, so dass der gesamte wirksame Ladewiderstand gleich dem Entladewiderstandswert wird.
Dabei ist - gemäss Fig. 2 - auch noch berücksichtigt, dass während der nicht ausgenützten negativen Halbwelle der 50-Hz-Spannung der Kontakt 19 gleichwohl arbeitet und den Kondensator 13 entlädt, nicht aber nachlädt. Bei Speisung mit konstanter Gleichspannung würde man einen Wert von 50% der Speisespannung erreichen.
Höhere Kondensator-Endspannungswerte sind nur durch Vergrösserung des Öffnungs- zu Schliessverhält- nisses des Kontaktes 19 zu erreichen.
Fig. 3a zeigt für diesen Fall den zeitlichen Verlauf der Speicherkondensatorspannung U, im Gleichgewichtszustand für eine Schaltanordnung gemäss Fig. 1, während Fig. 3b den entsprechenden Verlauf für die Schaltung nach Fig. 1 des Hauptpatentes bei gleicher Speicherkondensatorspannung U" d.h. bei gleich hoher prozentualer Ausnützung der Speisespannung Up darstellt.
Im Gegensatzt zu Fig. 3b sind in Fig. 3a die Ent- ladezeitabschnitte tF, wesentlich kürzer als die Ladezeitabschnitte tL pro Periode der Steuerfrequenz T,;
,. Wird ausserdem der Ladevorgang bzw. die Steuerung des Kontaktes 19 in Fig. 3a im Zeitpunkt t. unterbrochen, so entlädt sich der Speicherkondensator 13, entsprechend dem Verlauf während der Zwischenentladung, sehr rasch über den Widerstand 14 und den nun in dauernder Ruhelage befindlichen Kontakt 19. In Fig. 3b erfolgt dagegen nach diesem gleichen Zeitpunkt t. eine - ebenfalls entsprechend dem Verlauf der Zwischenentladung - wesentlich langsamere totale Entladung des Speicher- kondensators 13 über den hier hochohmigeren Entladewiderstand 14.
Die Schaltung nach Fig. 1 gestattet somit, trotz wesentlich kürzerer Entladezeit nach Wegfall des Steuersignals eine im Vergleich zur Speisespannung U5" ebenso hohe Speicherkondensatorspannung U,# zu erzielen, wie dies in einer solchen nach Fig. 1 des Hauptpatentes möglich ist.
Wie im nachfolgenden noch näher erläutert wird, ist gerade diese kurze Entladezeit tE bei langer Aufladezeit tL für das Verhalten der Schaltung gegenüber wiederkehr- renden Störspannungen von entscheidender Bedeutung. Dieses Ziel wird in idealer Weise erreicht durch die Anwendung des an sich bekannten, durch ein schwingendes Gebilde betätigten Kontaktes 19 in der Schaltung nach Fig. 1.
Eine beispielsweise Anordnung eines solchen Kontaktes als Ruhekontakt ist aus Fig. 4 ersichtlich. Auf der Schwingfeder 8, deren Eigenschwingung mit der Steuer- quenz übereinstimmt, liegt ein um die Achse 44 beweglicher Kontaktarm 45 unter dem Einfluss seines Eigengewichts G auf. Bei Erregung der Schwingfeder in ihrer Eigenresonanzfrequenz folgt vorerst der bewegliche Kontaktarm 45 den Schwingfederamplituden im Kontaktpunkt. Nach Erreichen einer Grenzamplitude, bei welcher die Schwingfederbeschleunigung im Kontaktpunkt gleich der Erdbeschleunigung wird, kann der bewegliche Kontaktarm dem Schwingfederkontakt nicht mehr folgen und unterbricht den Kontakt 19 während einem Teil der Schwingungsperiode.
Dieser periodische Unterbruch wird mit zunehmender Aussteuerung rasch grösser und das Öffnungs- zu Schliessverhältnis erreicht schnell Werte von 5 bis 10 : 1, d. h. der Kontakt ist bereits fast dauernd geöffnet und der Speicherkondensator wird auf die gewünschte hohe Spannung U" gemäss Fig. 3a aufgeladen.
Bei einem steuerfrequenten Impuls von der Dauer des notwendigen Startimpulses
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gemäss Fig. 2 des Hauptpatentes arbeitet der Kontakt 19 bereits bei der minimal notwendigen Steuerspannung
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mit so grossen prozentualen Kontaktöffnungszeiten, dass der Speicherkon-
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densator 13 auf mindestens 80% der Speisespannung Usp aufgeladen wird.
Noch stärkere Aussteuerungen, wie sie bei sehr starken, aber kurzen Impulsen der Steuerfrequenz auftreten können, vermögen den Kondensator nicht wesentlich höher aufzuladen, da sich die Ladezeit höchstens noch von 90 auf 100% der Steuerfrequenzperiode T.;, erhöhen kann.
Der zur betriebsmässigen Auslösung der gespeicherten Ladung aus Auswertung des Startimpulses nötige hochohmige Spannungsfühler parallel zum Speicherkondensator 13 in Fig. 1 in Form einer Glimmröhre 15 ist nun zur Erzielung einer guten Störfestigkeit (wie später noch genauer beschrieben wird) mit seiner Ansprechspan- nung möglichst nahe an die maximal erreichbare Speicherkondensatorspannung
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heranzurücken.
Nach erfolgter Zündung entlädt sich der Speicherkondensator 13 schlagartig über das Impulsrelais 16, wobei dieses betätigt wird und seine Betätigung weiter ausgewertet werden kann.
Damit die Differenz zwischen der Glimmröhren- Zündspannung und der maximal erreichbaren Konden- satorspannung
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für alle Netzspannungen zwischen 180 und 150 Volt klein gehalten werden kann, ist die Speisespannung vorteilhafterweise zu stabilisieren.
Damit ermöglicht diese Schaltanordnung nach Fig. 1 bei hoher prozentualer Ausnützung der Speisespannung, durch beliebige Wahl des Summenladewiderstandes 42 -f- 14, eine im Vergleich zur Soll-Startimpulsdauer prozentual grosse Mindestimpulsdauer gemäss Fig. 2
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des Hauptpatentes, einzustellen. Die Grösse der Speicherkapazität 13 ist dabei durch den Energiebedarf des Impulsrelais 16 und durch die Zündspannung der Glimm- röhre 15 festgelegt.
Diese Minimalzeit kann auch bei
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sehr starken steuerfrequenten Impulsen nicht unterschritten werden, da aus der stabilisierten Speisespannung auch bei dauernd offenem Kontakt - nur der durch den Summenladewiderstand 42 + 14 und die Kondensatorgegenspannung U, bestimmte maximale Ladestrom iL fliessen kann. Einmalige starke Störimpulse kürzerer Dauer vermögen somit den Speicherkondensator nicht auf die für einen Start notwendige Spannungshöhe aufzuladen.
Am Ende eines steuerfrequenten Impulses, dessen Dauer oder Amplitude gerade für die Auslösung über die Glimmröhre nicht ausreicht, schwingen die Schwingfedern 6 und 8 mit ihrer Eigenschwingung aus. Der Kontakt kehrt nach der Ausschwingzeit des Filters wieder in seine Ruhelage zurück und schaltet den Widerstand 14 als Entladewiderstand über den Speicherkondensator 13. Gleichzeitig unterbindet er eine weitere Aufladung durch den Kurzschluss der Klemme 43 hinter dem Ladewiderstand 42 auf die Klemme 2.
Durch diese dauernde Kontaktgabe erfolgt über den Widerstand 14 eine gegenüber der Anordnung von Fig. 1 des Hauptpatentes, bzw. gegenüber der minimalen Aufladezeit
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wesentlich schnellere Entladung der Speicherkondensator-Restladung (Siehe auch in Fig. 3 den Verlauf von U, nach dem Zeitpunkt tY). Damit ist der Empfänger gegen kurze, sich in geringen Abständen wiederholende Einzelimpulse der Steuerfrequenz ebenfalls störfest, sofern die Impulse nicht zu rasch aufeinander folgen.
Bei sich regelmässig oder unregelmässig wiederholenden Störimpulsen, wie sie beispielsweise bei leistungsstarken Wackelkontakten auftreten können, werden die Schwingfedern 6, 8 des mechanischen Banfilters regel- oder unregelmässig, aber nicht immer in Phase mit ihren Eigenschwingungen angestossen, so dass sich neben Unterstützungen auch Aufhebungen in der Schwingamplitude der den Kontakt betätigenden Sekundärfeder 8 ergeben können.
Die Aufhebungen wirken sich aber gleich aus wie das Ende eines normalen Steuerimpulses, und haben, durch eine länger dauernde Rückkehr des Kontaktes in die Ruhelage, eine verstärkte Entladung des Speicherkonden- sators zur Folge. Dieser dauernde Ladungsabbau während den Perioden kleiner Schwingfederamplituden trägt in entscheidendem Mass dazu bei, dass sich der Speicherkondensator auch bei sich wiederholenden Störimpulsen nicht oder nur sehr schwer auf den zum Ansprechen notwendigen Spannungspegel UZ aufladen lässt.
Von welch entscheidender Bedeutung für eine gute Störfestigkeit die bereits erwähnte Festlegung des Verhältnisses Zündspannung U, zu maximal erreichbarer Kondensatorspannung
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(bei starker Aussteuerung) ist, zeigt Fig. 5. Je grösser dieses Verhältnis bei sonst gleichen Werten der Schaltelemente ist, desto günstiger ist das Verhältnis der notwendigen Auf- und Entladezeiten, um beispielsweise den Speicherkondensator von der halben auf die ganze Zündspannung aufzuladen bzw. zu entladen.
Wählt man eine halb so grosse Zündspan- nung
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bei gleicher max, Kondensatorspannung
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so wird bei gleicher Entladezeitkonstante TEdas günstige Verhalten bei der doppelten Zündspannung
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- lange Ladezeit
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kurze Entladezeit
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- ins Gegenteil umgekehrt. Die notwendige Ladezeit ist bei der Hälfte
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der Zündspannung
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d.h. bei sowohl absolut wie
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auch relativ zur Entladezeit
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wesentlich kleiner als die Ladezeit bei der halben Zündspannung
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Eine
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Lösung mit halber Zündspannung spricht somit wesentlich schneller auf wiederkehrende Störspannungen an.
Die tatsächlichen Lade- und Entladeverhältnisse für solche Wackelkontaktstörspannungen sind in Fig. 6 im Vergleich zu denjenigen beim kürzest möglichen Steuerfrequenzimpuls dargelegt. Auf der Ordinate ist einerseits die für die Arbeitsweise entscheidende Kontaktöffnungszeit to in Prozenten der Steuerfrequenzperiode TS;
g aufgetragen, anderseits die Kondensatorspannung U,. Fig. 6a zeigt die Verhältnisse für ein starkes, konstantes Steuersignal mit der für einen Start minimal möglichen Impulsdauer
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Die zum Erreichen der hohen relativen Zündspannung U., nötige Kontaktöffnungszeit to ist beinahe 1000/L der Steuerfrequenzperiode T,;,.
In Fig. 6b sind ebenfalls die prozentualen Kontakt- öffnungszeiten to für unregelmässig wiederkehrende, stark variable Störimpulse aufgetragen. Auch bei stärksten Störimpulsen mit aufeinanderfolgender Unterstützung der Schwingfederauslenkungen kann die prozentuale Kon- taktöffnungszeit kurzzeitig 100% nicht übersteigen. Die Perioden gegenseitiger Kompensation zwischen Eigen-
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Schwingung und Anstossung der Schwingfeder durch die kurzen Stossimpulse ergeben dagegen zeitliche Einbrüche im Verlauf der Öffnungszeitkurve. Während diesen Perioden erhöhter Kontaktgabe
entlädt sich der Speicherkondensator bei genügend kleiner Entladezeitkonstante immer wieder über den Widerstand 14, so dass die Kon- densatorspannung U, praktisch nie den Zündspannungs- wert UZ erreicht. Mit anderen Worten, je näher die Zünd- spannung bei der maximal möglichen Kondensatorspan- nung gewählt wird, desto geringer ist die Wahrscheinlichkeit, dass die unregelmässigen Störspannungen den Kondensator bis zur Zündspannung der Glimmlampe aufzuladen vermögen.
Die Entladegeschwindigkeit ist dazu so gross zu wählen, dass die Kondensatorspannung U, praktisch jeder Änderung der t. -Kurve folgen kann.
Damit ist der Rundsteuerungsempfänger nicht nur gegen einmalige oder repetierende kurze, starke Impulse der Steuerfrequenz immun, sondern auch gegen unregel- mässige Wackelkontaktstörungen.