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Schaltungsanordnung zur elektronischen Regelung der Drehzahl einer Antriebsvorrichtung Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur elektronischen Regelung der Drehzahl einer Antriebs- vorrichtung auf einen vorbestimmten Sollwert. Unter Antriebsvorrichtung sind dabei ein Motor oder zwischen Motor und angetriebenen Teil liegende Verbindungsteile zu verstehen.
Besonders bei Magnetspeichergeräten werden sehr hohe Anforderungen an die Drehzahlkonstanz gestellt. Die für diese Zwecke vielfach verwendeten Fliehkraftkontaktregler genügen den Genauigkeitsanforderungen nicht und sind ausserdem unkonstant und wegen der Kontakte störanfällig. Auch die zusätzliche Verwendung verstärkender Bauelemente und die Hochfrequenzrege- lung beseitigen die grundsätzlichen Nachteile nicht.
Zur Vermeidung dieser Nachteile sind auch vollelektronische Schaltungen zur Drehzahlregelung bekannt, bei denen von dem zu regelnden Motor eine der Drehzahl proportionale Frequenz abgenommen wird, aus der mittels Diskriminator- oder Filteranordnungen eine Grösse abgeleitet wird, welche wiederum die Betriebsgrössen beeinflusst. Die bei diesen Schaltungen erforderliche Abweichung vom Sollwert zur Erreichung einer ausreichenden Regelgrösse und damit die Regelgenauigkeit ist vom Aufwand in der verwendeten Schaltung abhängig. Ausserdem ist es trotz guter zeitlicher Konstanz schwer, den Absolutwert der geforderten Drehzahl einzuhalten, weil die drehzahlbestimmenden Schaltelemente immer Toleranzen aufweisen.
Die in der Praxis häufige Forderung, zwei oder mehr verschiedene Geräte zu genau gleichen Drehzahlen zu zwingen, ist nach diesem Verfahren deshalb nicht erfüllbar.
Um eine vorgegebene Drehzahl genau einhalten zu können, ist auch eine Frequenz- oder Phasenvergleichsschaltung zwischen einer vorgegebenen Frequenz (Synchronfrequenz) fs, welche die Drehzahl bestimmt und einer von der Motordrehzahl abgeleiteten Frequenz (Motorfrequenz) fm bekannt. Dabei bestimmen beide Frequenzen die Drehzahl je eines Synchronmotors. Die Winkelstellung zwischen den beiden Achsen ist dann proportional dem Phasenwinkel zwischen fs und fm. Mit Hilfe eines Potentiometers, eines Drehkondensators oder anderer Geber lässt sich aus dieser Winkelstellung eine Grösse ableiten, die einer Veränderung des Phasenwinkels entgegenwirkt und damit den Synchronismus zwischen fs und fm bewirkt.
Es ist schon am Prinzip zu erkennen, dass eine solche Anordnung einen hohen Aufwand erfordert.
Es liegt nahe, die z. B. aus der Fernsehtechnik bekannten Schaltungen zum Phasen- oder Frequenzver- gleich zu verwenden, um diesen Phasenwinkel rein elektronisch auszuwerten. Dafür geeignete Schaltungen liefern jedoch nur relativ kleine Ausgangsgrössen, was eine erhebliche Nachverstärkung bedingt. Ausserdem wird die Regelgrösse neben dem Phassenwinkel zwischen fs und fm noch durch andere Einflüsse, z. B. die Amplitude der aus fs und fm abgeleiteten Impulse, beeinflusst. Auch die notwendige Nachverstärkung beeinflusst die Stabilität nachteilig.
Es sind auch Schaltungsanordnungen bekannt, in denen die Phasen von Impulsen oder anderen Wellenformen zur Drehzahlregelung verglichen werden. Die Pha- senvergleichsschaltung beginnt jedoch erst zu wirken, wenn beide zu vergleichenden Frequenzen nur wenig voneinander abweichen. Ist der Frequenzunterschied der beiden zu vergleichenden Frequenzen gross, dann ändert sich ihre relative Phasenlage zueinander laufend. Am Ausgang der Phasenvergleichsschaltung liegt dann eine Spannung, die aus zwei Komponenten besteht: 1. eine Gleichkomponente. Sie ist unabhängig vom Frequenzverhältnis oder der Phasenlage der zu vergleichenden Spannungen und nur abhängig vom Aufbau der Schaltung.
2. eine Wechselkomponente, deren Frequenz gleich der Differenz der Frequenzen der beiden zu vergleichen-
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den Spannungen ist. Die Amplitude ist ebenfalls nur vom Aufbau der Schaltung abhängig.
Da der an die Phasenvergleichsschaltung angeschlossene Motor Tiefpasscharakter hat, spricht er nur auf die zuerst genannte Gleichkomponente (die auch Null sein kann) an. Er erhält somit kein Signal, welches in Richtung auf Verkleinerung der Differenz der zu vergleichenden Synchron- und Motorfrequenzen wirkt.
In einer anderen bekannten Schaltungsanordnung wird durch Differentiation der am Anfang der Phasen- vergleichsschaltung liegenden Spannung eine weitere Spannung erzeugt, die zu der Ausgangsspannung der Phasenvergleichsschaltung addiert und dann dem Motor zugeführt wird. Damit lässt es sich erreichen, dass auch bei grossen Frequenzdifferenzen eine einwandfreie Syn- chronisierung des Motors mit der Synchronquelle erfolgt.
Die Nachteile dieser Anordnung sind folgende: Die Ausgangsspannung jeder Phasenvergleichsschalt- einrichtung besteht primär aus Impulsen. Es soll jedoch der Mittelwert der Ausgangsspannung differenziert werden. Die Ausgangsspannung muss also erst gesiebt und dann differenziert werden. Ist nun die Synchronfrequenz nicht sehr hoch, so hat man am Ausgang des Differentia- tionsgliedes einen grossen störenden Wechselanteil. Dieses Signal muss dann ausserdem noch getrennt verstärkt werden.
Eine andere bekannte Schaltung verwendet eine spezielle Generatorschaltung für die Synchronfrequenz in Verbindung mit einer bistabilen Kippschaltung zum Phasenvergleich. Diese Schaltung funktioniert nur solange, wie der verwendete Motor bei Erreichen der Synchrondrehzahl nicht überschwingt. Schwingt der Motor über, so ist eine weitere Entfernung vom Sollwert nicht ausgeschlossen. Ein weiterer Nachteil ist, dass sich der spezielle Generator durch eine äussere Frequenz nicht beliebig synchronisieren lässt.
Es sind auch bereits Zählschaltungen mit zwei Eingängen verwendet worden, die nur bis zu ihrem Maximalwert vorwärts und bis zu ihrem Minimalwert rückwärts die Differenz zwischen Soll- und Istimpulsen zählen, wobei die Sollimpulse direkt oder über Vervielfacher- oder Teilerstufen von einem Synchrongenerator oder einem anderen Antrieb stammen und die Istimpulse auf die gleiche Weise vom zu regelnden Antrieb. Zur Auswertung des Zählergebnisses wird ein Digital-Analogwandler verwendet.
Die über diesen dem Antrieb zugeführte Leistung wird mit steigendem Zählerstand, also grösserer Differenz zwischen Soll- und Istwert immer grösser.
Diese Anordnung ist mit folgenden Nachteilen verbunden: 1. Es können an den beiden Eingängen des Zählers innerhalb des Regelbereiches gleichzeitig Impulse auftreten. Dazu besteht innerhalb des Regelbereiches k-mal die Möglichkeit, wenn k die Zählkapazität ist. Das gleichzeitige Auftreten von Impulsen an den beiden Eingangsleitungen kann zu falschen Ergebnissen führen.
Um das zu vermeiden, werden entweder genau gleich grosse Impulse angestrebt, (das erfordert weiteren Aufwand und hebt ausserdem den Vorteil weitgehender Unabhängigkeit in der einwandfreien Funktion der digitalen Regelung von Amplitude der Steuerimpulse auf) oder es wird eine Antikoinzidenzschaltung verwendet.
Dadurch steigt einerseits wieder der Aufwand und andererseits besteht in dem Bereich, in dem die Antikoinzidenzschaltung arbeitet, kein eindeutiger Zusammenhang der Ausgangsspannung des Digital-Analog- wandlers zur Phasendifferenz der Eingangsimpulse. Diese Wirkung kann nur durch eine Vergrösserung der Zählkapazität in ihren Auswirkungen gemildert werden. Dadurch steigt der Aufwand sowohl für den Zähler als auch für den Digital-Analogwandler.
2. Je grösser die Zählkapazität ist, desto grösser kann die vorübergehende Regelabweichung (Phasendifferenz) werden, obwohl sich der Regler noch in seinem Regelbereich befindet. Die möglich stationäre Abweichung der Phasen der beiden Impulsreihen, z. B. die Belastung des Motors, steigt ebenfalls mit grösserer Zählkapazität. Sie beträgt 2z. k, wenn k wieder die Zählkapazität bedeutet.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die erwähnten Nachteile zu vermeiden und eine Schaltungsanordnung mit geringem Aufwand und hoher Regelgenauigkeit zu schaffen, die alle Vorteile der digitalen Technik ohne Einschränkung durch analoge Elemente oder Fehlerkompensationen ausnutzt.
Diese Aufgabe wird mit einer Schaltungsanordnung gelöst, die ebenfalls eine Zählschaltung mit zwei Eingängen enthält, die nur bis zu ihrem Maximalwert vorwärts und bis zu ihrem Minimalwert rückwärts zählt, an deren zwei Eingangsleitungen vom Sollwert und von der momentanen Drehzahl abgeleitete Impulse liegen und die dadurch gekennzeichnet ist, dass die zu regelnde Antriebsvorrichtung mit dem Ausgang einer Zählstufe verbunden ist, die einer im Zählbereich gewählten Zahl entspricht und durch die die Stromzuführung eingeschaltet ist, solange diese Zahl unterschritten ist und die Stromzuführung sperrt, sobald diese Zahl überschritten ist.
Soweit nicht besondere Anforderungen an die Auf- holung des Verlustes an Umdrehungen durch kurzzeitige Überlastungen gestellt werden, ist es nicht nur wegen des Aufwandes, sondern auch für die Funktion vorteilhaft, wenn die Zählschaltung nur eine geringe Zählkapazität aufweist.
Die Zählschaltung besteht vorteilhaft aus bistabilen Kippstufen und Torschaltungen in geeigneten an sich bekannten Zusammenschaltungen. Solche Zählschaltungen mit zwei bistabilen Kippstufen sind z. B. für Rechenschaltungen allgemein geläufig. Ein Beispiel mit drei bistabilen Kippstufen wird als Ausführungsbeispiel noch näher beschrieben. Bei hohen Ansprüchen an die Gleichförmigkeit des Antriebes und geringen umlaufenden Massen ist es vorteilhaft, zwischen dem Ausgang der Zählstufe und die zu regelnde Antriebsvorrichtung Siebschaltungen anzuordnen. Bei hohen Leistungen können sinngemäss Verstärkerelemente zwischengeschaltet werden.
Die Schaltung ist in der Lage, beliebige Differenzen zwischen Motorfrequenz fm und Synchronfrequenz fs zu verarbeiten. Die Nullpunktkonstanz wirkt sich nicht aus, weil es sich um einen integralen Regler handelt. Der Aufwand ist gering, vor allem dann, wenn übliche transistorisierte logische Bausteine verwendet werden, die auch für andere Zwecke, z. B. für Rechenmaschinen, in grossen Mengen hergestellt werden.
Bei Verwendung eines Quarzgenerators mit Fre- quenzteiler für die Erzeugung der Synchronfrequenz fs ist eine dessen Genauigkeit entsprechende hohe Regelkonstanz zu erreichen. Der Regler ist dabei prinzipiell unabhängig von Temperatur- und Speisespannungs- schwankungen.
Die Erfindung soll nachstehend an einem Ausführungsbeispiel näher erläutert werden. Die zugehörige
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Zeichnung zeigt ein Blockschaltbild einer Motorregelschaltung, die beliebige Frequenzdifferenzen ausre- gelt.
Die der Synchronfrequenz fs entsprechenden Impulse fs' und die der Motorfrequenz fm entsprechenden Impulse frn' liegen an je drei Toren, die z. B. aus vorgespannten Dioden bestehen können. Je zwei dieser Tore, eines vom Synchronzweig und eines vom Motorzweig liegen an je einem bistabilen Schalter, der z. B. eine Transistor-Flip-Flop-Schaltung sein kann.
Die Schaltungsanordnung arbeitet wie ein Zähler mit zwei Zählrichtungen. Bei zu langsam laufendem Motor kommen vom Eingangs fs' mehr Impulse als vom Eingang frri auf die Schaltung. Durch das Tor T21 kommen Impulse, während das Tor T sperrt. Der Motor bekommt durch die stabile Lage des bistabilen Schalters SZ die volle Spannung. überwiegen die Impulse frri dann sperrt das Tor T21 und durch T22 kommen Impulse. Der bistabile Schalter S2 nimmt die andere stabile Lage ein und der Motor erhält keine Spannung.
Die bistabilen Schalter S1 und S3 dienen mit ihren Toren T11, T12, T31 und T32 als Zähler, der je nach der Richtung der Zähldifferenz die Tore T21 oder T22 öffnet bzw. sperrt.
Stimmen die Frequenzen f, und f. an den Eingängen fs' und fni überein, was bei der Einschaltung der Solldrehzahl der Fall ist, dann befinden sich die bistabilen Schalter S1 und S3 in einer bistabilen Lage, so dass die Tore T21 und T22 geöffnet sind. Dadurch erhält der Motor vom Ausgang des bistabilen Schalters SZ eine Spannung, deren Mittelwert der Phasendifferenz zwischen Sollwert- und Istwertimpulsen entspricht.
Die Mittelwertbildung mittels eines Tiefpasses ist nur bei hohen Ansprüchen an die Gleichmässigkeit und bei niedrigen Drehfrequenzen und leichten Rotoren erforderlich. Bei Anwendung eines schweren Rotors, einer hohen Drehfrequenz und bei geringeren Ansprüchen an die Gleichmässigkeit kann der Tiefpass auch entfallen.
Die Erfindung ist nicht nur für elektrische Synchron- und Gleichstrommotoren, sondern auch für Asynchronmotoren, bei Magnetkupplungen und sogar über Ventilsteuerung für Brennkraftmaschinen anwendbar.
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Circuit arrangement for electronically regulating the speed of a drive device The invention relates to a circuit arrangement for electronically regulating the speed of a drive device to a predetermined setpoint value. A drive device is to be understood as a motor or connecting parts located between the motor and the driven part.
Particularly in the case of magnetic storage devices, very high demands are placed on the constant speed. The centrifugal contact regulators often used for this purpose do not meet the accuracy requirements and are also inconsistent and, because of the contacts, prone to failure. The additional use of reinforcing components and the high-frequency control do not eliminate the fundamental disadvantages.
To avoid these disadvantages, fully electronic circuits for speed control are also known, in which a frequency proportional to the speed is taken from the motor to be controlled, from which a variable is derived by means of discriminator or filter arrangements, which in turn influences the operating variables. The deviation from the setpoint required with these circuits to achieve a sufficient controlled variable and thus the control accuracy depends on the complexity of the circuit used. In addition, despite good temporal constancy, it is difficult to maintain the absolute value of the required speed because the speed-determining switching elements always have tolerances.
The requirement, which is common in practice, to force two or more different devices to exactly the same speed, cannot therefore be met with this method.
In order to be able to adhere to a given speed exactly, a frequency or phase comparison circuit between a given frequency (synchronous frequency) fs, which determines the speed and a frequency (motor frequency) fm derived from the motor speed, is known. Both frequencies determine the speed of each synchronous motor. The angular position between the two axes is then proportional to the phase angle between fs and fm. With the help of a potentiometer, a variable capacitor or other encoder, a variable can be derived from this angular position that counteracts a change in the phase angle and thus brings about the synchronism between fs and fm.
It can already be seen from the principle that such an arrangement requires a great deal of effort.
It stands to reason that the z. B. to use circuits known from television technology for phase or frequency comparison in order to evaluate this phase angle purely electronically. Circuits suitable for this, however, only provide relatively small output quantities, which requires considerable post-amplification. In addition to the phase angle between fs and fm, the controlled variable is also influenced by other factors, e.g. B. the amplitude of the pulses derived from fs and fm influenced. The necessary reinforcement also adversely affects the stability.
Circuit arrangements are also known in which the phases of pulses or other waveforms for speed control are compared. However, the phase comparison circuit only begins to work when the two frequencies to be compared differ only slightly from one another. If the frequency difference between the two frequencies to be compared is large, their relative phase position changes continuously. At the output of the phase comparison circuit there is then a voltage which consists of two components: 1. A DC component. It is independent of the frequency ratio or the phase position of the voltages to be compared and only depends on the structure of the circuit.
2. an alternating component whose frequency is equal to the difference between the frequencies of the two to be compared-
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the tension is. The amplitude also only depends on the structure of the circuit.
Since the motor connected to the phase comparison circuit has a low-pass character, it only responds to the first-mentioned direct component (which can also be zero). He thus does not receive a signal which acts in the direction of reducing the difference between the synchronous and motor frequencies to be compared.
In another known circuit arrangement, by differentiating the voltage at the beginning of the phase comparison circuit, a further voltage is generated which is added to the output voltage of the phase comparison circuit and then fed to the motor. It can thus be achieved that the motor is perfectly synchronized with the synchronous source even with large frequency differences.
The disadvantages of this arrangement are as follows: The output voltage of each phase comparison switching device consists primarily of pulses. However, the mean value of the output voltage should be differentiated. The output voltage must first be screened and then differentiated. If the synchronous frequency is not very high, there is a large, interfering alternating component at the output of the differentiation element. This signal must then also be amplified separately.
Another known circuit uses a special generator circuit for the synchronous frequency in conjunction with a bistable multivibrator for phase comparison. This circuit only works as long as the motor used does not overshoot when the synchronous speed is reached. If the motor overshoots, a further distance from the setpoint cannot be ruled out. Another disadvantage is that the special generator cannot be synchronized at will due to an external frequency.
Counting circuits with two inputs have also already been used, which count the difference between target and actual pulses only up to their maximum value forwards and up to their minimum value backwards, the target pulses being supplied directly or via multiplier or divider stages from a synchronous generator or another drive and the actual pulses come from the drive to be controlled in the same way. A digital-to-analog converter is used to evaluate the counter result.
The power supplied to the drive via this becomes greater and greater with increasing counter reading, i.e. greater difference between the setpoint and actual value.
This arrangement is associated with the following disadvantages: 1. Pulses can occur simultaneously at the two inputs of the counter within the control range. There is the possibility of doing this k times within the control range if k is the counting capacity. The simultaneous appearance of pulses on the two input lines can lead to incorrect results.
In order to avoid this, the aim is either to aim for pulses of exactly the same size (this requires further effort and also removes the advantage of extensive independence in the proper functioning of the digital regulation of the amplitude of the control pulses) or an anti-coincidence circuit is used.
On the one hand, this increases the effort and, on the other hand, there is no clear relationship between the output voltage of the digital-to-analog converter and the phase difference of the input pulses in the area in which the anticoincidence circuit works. This effect can only be mitigated in its effects by increasing the counting capacity. This increases the effort for both the counter and the digital-to-analog converter.
2. The greater the counting capacity, the greater the temporary control deviation (phase difference) can be, although the controller is still in its control range. The possible stationary deviation of the phases of the two pulse trains, e.g. B. the load on the motor also increases with a larger counting capacity. It is 2z. k, if k means the counting capacity again.
The invention is based on the object of avoiding the disadvantages mentioned and of creating a circuit arrangement with little effort and high control accuracy that utilizes all the advantages of digital technology without being restricted by analog elements or error compensations.
This object is achieved with a circuit arrangement which also contains a counting circuit with two inputs, which only counts up to its maximum value and down to its minimum value, on the two input lines of which there are pulses derived from the nominal value and the current speed and which are characterized by this is that the drive device to be controlled is connected to the output of a counting stage which corresponds to a number selected in the counting range and through which the power supply is switched on as long as this number is undershot and the power supply is blocked as soon as this number is exceeded.
Unless special requirements are placed on making up for the loss of revolutions due to brief overloads, it is advantageous not only because of the complexity but also for the function if the counting circuit has only a low counting capacity.
The counting circuit advantageously consists of bistable multivibrators and gate circuits in suitable interconnections known per se. Such counting circuits with two bistable multivibrators are z. B. common for computing circuits. An example with three bistable multivibrators will be described in more detail as an exemplary embodiment. With high demands on the uniformity of the drive and low rotating masses, it is advantageous to arrange filter circuits between the output of the counting stage and the drive device to be controlled. In the case of high powers, amplifier elements can be connected in between.
The circuit is able to process any differences between motor frequency fm and synchronous frequency fs. The zero point constancy has no effect because it is an integral controller. The effort is low, especially when conventional transistorized logic modules are used, which are also used for other purposes, e.g. B. for calculating machines, are produced in large quantities.
When using a quartz generator with a frequency divider to generate the synchronous frequency fs, a high level of control constancy corresponding to its accuracy can be achieved. In principle, the controller is independent of temperature and supply voltage fluctuations.
The invention will be explained in more detail below using an exemplary embodiment. The associated
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The drawing shows a block diagram of a motor control circuit that regulates any frequency differences.
The pulses fs 'corresponding to the synchronous frequency fs and the pulses frn' corresponding to the motor frequency fm are each applied to three gates, which are e.g. B. may consist of biased diodes. Two of these gates, one from the synchronous branch and one from the motor branch, are each connected to a bistable switch that z. B. can be a transistor flip-flop circuit.
The circuit arrangement works like a counter with two counting directions. If the motor is running too slowly, more pulses come from input fs' than from input frri to the circuit. Pulses come through gate T21 while gate T blocks. The motor receives full voltage due to the stable position of the bistable switch SZ. If the impulses outweigh the frri then the gate T21 blocks and impulses come through T22. The bistable switch S2 assumes the other stable position and the motor receives no voltage.
The bistable switches S1 and S3 with their gates T11, T12, T31 and T32 serve as a counter that opens or blocks gates T21 or T22 depending on the direction of the counting difference.
Are the frequencies f and f correct. at the inputs fs' and fni match, which is the case when the target speed is switched on, then the bistable switches S1 and S3 are in a bistable position so that the gates T21 and T22 are open. As a result, the motor receives a voltage from the output of the bistable switch SZ, the mean value of which corresponds to the phase difference between setpoint and actual value pulses.
The averaging by means of a low pass is only necessary for high demands on evenness and for low rotational frequencies and light rotors. If a heavy rotor is used, a high rotational frequency is used and there are less demands on evenness, the low pass can also be omitted.
The invention can be used not only for electrical synchronous and direct current motors, but also for asynchronous motors, with magnetic clutches and even via valve control for internal combustion engines.