CH619087A5 - Device for receiving frequency-modulated digital communications signals - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein System zum Empfang digitaler Nachrichtensignale, die in Form einer Frequenzmodu-

2

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

b5

J 619087

lation einem Träger aufgeprägt sind, in einem reflexionsbehaf- Amplituden- und Phasengang (Minima und Maxima). Für viele teten Ausbreitungsmedium, insbesondere für den Empfang bei Frequenzen und Orte bedeutet diese Energieverteilung infolge mobilen Stationen, Weityerkehr- und Streustrahlverbindungen, der durch sie verursachten Verzerrungen und Energieabsen-

Bei digitalen Nachrichtenübertragungssystemen ist unter kungen (Minima) den Verlust der Lesbarkeit digitaler Emp-stark gestörten Ausbreitungsbedingungen (Mehrwegeausbrei- 5 fangssignale.

tung) die Reichweite näherungsweise umgekehrt proportional Zur grundsätzlichen Erläuterung der durch Mehrwegeaus-

zur Höhe der zu übertragenden Bitrate. Den die Reichweite breitung verursachten Verzerrungen ist es zweckmässig, die bestimmenden Grenzfall stellt die totale Informatiönsauslö- Ortspunkte von Sender und Empfänger zunächst fest zu wäh-schung dar, bei der die Modulationszeichen infolge der durch len. Hierdurch wird die Ortsabhängigkeit der Energievertei-die Umwegedifferenzen der reflektierten Trägerweilen verur- 10 lung aus der Betrachtung eliminiert und es bleibt nur die Fre-sachten Laufzeitdifferenzen gegenphasig am Empfangsort ein- quenzabhängigkeit der Energieverteilung bestehen.

treffen und sich gegenseitig auslöschen. In einem weiten Sobald die Laufzeitunterschiede 8t der am Empfangsort

Bereich schon vor diesem Grenzfall treten bereits teilweise einfallenden Wellenfronten des direkten Strahls Ud und des Informationsverluste durch Laufzeit- und Amplitudenverzer- indirekten Umwegstrahles Uu in die Grössenordnung der Bitrungen auf, die zu sehr hohen Fehlerraten in der Übertragung 15 dauer tbit kommen (etwa ôt = 0,1 bis 0,7 • tbit), wird der Fre-führen. Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, für den letzt- quenzabstand der Minima der Verteilungscharakteristik so erwähnten Fall eine erhebliche Verbesserung der Übertra- klein, dass die Energie des Empfangssignals bereits innerhalb gungsqualität herbeizuführen, d. h. letztlich eine Verbesserung des Modulationshubs mit der Modulationsgeschwindigkeit und der Reichweite von digitalen Nachrichtensystemen mit Fre- abhängig von der Radiofrequenz coot und der Tiefe der Minima quenzmodulation, insbesondere zwischen mobilen Stationen 20 beliebig gross schwanken kann.

und bei sich ständig verändernder Ausbreitungssituation zu Eine Folge dieser durch die vektorielle Addition der einfal-

erzielen. Ienden Signale verursachten Energieschwankungen, die im

Diese Aufgabe wird bei einem System zum Empfang digita- Amplitudenbegrenzer des Empfangssystems vor der Démoduler Nachrichtensignale, die in Form einer Frequenzmodulation lation wieder eliminiert werden, sind die bei der vektoriellen einem Träger aufgeprägt sind, in einem reflexionsbehafteten 25 Addition zwangsläufig entstehenden schnellen Phasenänderun-Ausbreitungsmedium, insbesondere für den Empfang bei mobi- gen des resultierenden Signales. Diese schnellen Phasenände-len Stationen, Weitverkehr und Streustrahlverbindungen, rungen können naturgemäss durch den Amplitudenbegrenzer gemäss der Erfindung dadurch gelöst, dass die durch Phasen- nicht unterdrückt werden und erzeugen deshalb am Ausgang und Amplitudenverzerrungen verursachten Informationsverlu- des FM-Demodulators eine bitsynchrone Störmodulation, ste ihrer Ursache nach in zwei sich ergänzenden Anordnungen 30 Diese Störmodulation kann in ihrer Grösse die Nutzmodula-automatisch erfasst werden, von denen die eine ein Frequenz- tion um ein Vielfaches übertreffen und macht damit die Lesbar-diuskriminator ist, dem eine Einrichtung zum Erkennen von keit der Nutzmodulation zunichte.

durch Reflexionsverzerrungen verursachten Störspitzen nach- Die maximale Phasengeschwindigkeit des resultierenden geschaltet ist, und einer Schaltung, die diese Störspitzen aus- Vektors tritt in den Minima der Verteilungscharakteristik auf gleicht, ferner ein Amplitudendemodulator, der dem Frequenz- 35 und ist um so grösser, je tiefer ein Minimum ist. Im Grenzfall, demodulator in einem anderen Zweig parallel geschaltet ist, bei selektiver Totalauslöschung, kann sie beliebig gross wer-und dass die Ausgänge beider Demodulatoren auf einen den.

Umschalter geführt sind, der von einer Amplitudenmodula- Abhängig davon, ob sich das Minimum innerhalb des Hub-

tions-Auswertevorrichtung gesteuert wird und der bei erkenn- bereiches, der durch die beiden Eckfrequenzen definiert ist, barer Amplitudenmodulation den Amplitudendemodulator und 40 oder ausserhalb desselben befindet, treten zwei Störungsfälle bei erkennbarer Frequenzmodulation den Frequenzdiskrimina- mit charakteristischen Unterschieden auf.

tor mit Störspitzenerkenner auf einen gemeinsamen Ausgang a) Minimum ausserhalb des Hubbereiches schaltet, dass ferner dem Ausgang des AM-Demodulators ein Befindet sich das Minimum ausserhalb des Hubbereiches,

Polaritätsinverter nachgeschaltet ist, der von einem Polaritäts- aber in der Nähe einer der beiden Eckfrequenzen, so wird die integrator gesteuert, das AM-Demodulationsprodukt abhängig 45 Empfangsenergie bei dieser Eckfrequenz relativ gering sein, von der Grösse des FM-Demodulationsproduktes im Sinne Die Empfangsenergie bei der zweiten Eckfrequenz hingegen polaritätserkennender AM-Demodulation umsteuert. muss nun zwangsläufig höher sein, da sie dichter am nächsten

Durch dieses Empfangssystem wird eine erhebliche Verbes- Maximum liegt. Aus diesem Verhalten ergibt sich im Empfangs-serung der Übertragungsqualität und der Reichweite digitali- signal vor dem Begrenzer eine eindeutige bitsynchrone Ampli-sierter Nachrichten in Form von binärer Frequenzmodulation 50 tudenmodulation, deren Polung abhängig von der Lage des erreicht. Minimums entweder in Gleichlage oder in Gegenlage zum

Vorteilhafte Weiterbildungen des Empfangssystems sind in ursprünglichen Modulationssignal ist. Die bei Frequenzmoduladen Ansprüchen 2 bis 6 enthalten. tion übliche Begrenzung vor der Démodulation unterdrückt Nachstehend wird die prinzipielle Wirkungsweise der diese Amplitudenmodulation. Damit ist sie am Ausgang des Erfindung mit ihren Vorteilen anhand von Figuren näher erläu- 55 Demodulators nicht wirksam. Wirksam hingegen wird die in tert. der Nähe des Minimums bei Zeichenwechsel auftretende Pha-Bei allen ortsgebundenen Funksystemen treten, abhängig senänderung, die sich am Ausgang des Demodulators als starke von den topographischen Gegebenheiten, Mehrwegewellen- Zeichenverzerrung äussert.

ausbreitungen auf, die insbesondere bei der mobilen Übertra- Ein wesentlicher Grenzfall dieses Betriebsverhaltens ist gung digitaler frequenzmodulierter Datenströme, besonders t>o erreicht, sobald die Energie bei einer der Eckfrequenzen das bei Verwendung von Rundstrahlantennen, unter bestimmten Eigenrauschen des Empfängers unterschreitet. Dies ist dann Umständen zu schwerwiegenden Empfangsstörungen führen. häufig der Fall, wenn das Funksystem in der Nähe der Grenz-Die von der Sendeantenne abgestrahlten Wellenfronten tref- empfindlichkeit arbeitet oder das Minimum sich direkt auf der fen dabei aufgrund von Reflexionen aus verschiedenen Rieh- Eckfrequenz befindet und sehr ausgeprägt ist (selektive Totaltungen mit unterschiedlichen Laufzeiten auf die Empfangsan- es auslöschung). Infolge des negativen Geräuschabstandes bei tenne. Infolge der vektoriellen Addition dieser Wellenfronten einer der Eckfrequenzen erscheint anstelle aller Binärzeichen, am Empfangsort erleidet die Antennenfusspunktspannung die dieser Eckfrequenz entsprechen (Nullen oder Einsen) ledig einen sowohl frequenzabhängigen als auch ortsabhängigen lieh Rauschen am Begrenzer- und Demodulatorausgang. Das

619087

mit dem FM-Demoduiator demodulierte Signal ist damit unbrauchbar geworden. Das Empfangssignal vor dem Begrenzer besitzt aber auch hierbei eine bitsynchrone Amplitudenmodulation.

Die Dauer dieses durch die Auslöschung bedingten Rauschens am Demodulatorausgang entspricht jeweils der Zeichenfolge des Modulationsdatenstromes. Da sich während eine länger als 1 bit dauernden Zeichenfolge gleicher Aussage (Null oder Eins) die Empfangsfrequenz nicht verändert, und auch über alle Umwege die gleiche Frequenz am Empfangsort eintrifft, dieser Zustand also unverändert bis zum nächsten Zeichenwechsel erhalten bleibt, wird dieser Zustand als «statisch» bezeichnet. Signalverluste, die auf dieses Erscheinungsbild zurückzuführen sind, werden nachfolgend als «Statische Auslöschungen» bezeichnet.

b) Definitionsgemäss wird der Zustand, bei dem das Minimum auf der Eckfrequenz liegt, als statische Auslöschung bezeichnet Diese Definition gilt auch dann noch, wenn die Auslöschstelle bereits innerhalb des Hubbereiches, aber noch nahe an der Eckfrequenz liegt, da die Hubveränderungsgeschwindigkeit bei der aus Gründen der Frequenzökonomie üblichen weichen Tastung (cos2-Übergang) in der Nähe der Eckfrequenzen sehr gering ist. Sobald sich aber das Minimum merklich der Mitte des Hubbereiches nähert, ändern sich die Verhältnisse folgendermassen :

1) Die Phasenänderungsgeschwindigkeit im Minimum wird sehr gross. Die daraus resultierende momentane Frequenzabweichung am Begrenzer- und Demodulatorausgang wird ebenfalls sehr gross und erreicht ein Vielfaches des Nutzhubes. Die Dauer der Frequenzabweichung hängt ab von der Modulationsgeschwindigkeit und der relativen Tiefe des Minimums. Da infolge dieses Zusammenhanges die Dauer der Frequenzabweichung immer kleiner als die Bitdauer sein muss, äussert sich die Frequenzabweichung innerhalb eines Modulationszeichens (bits) als Spitze, deren Grösse und Ausprägung von der Tiefe des Minimums abhängen. Innerhalb eines Zeichens kann mehr als eine Spitze auftreten (Regelfall bei kleinem Modulationsindex: max. 2 Spitzen entgegengesetzter Polung pro bit).

Die Verzerrungsspitzen treten aber nicht zwangsläufig innerhalb jedes Einzelbits auf, sondern nur bei Zeichenwechsel, da ausschliesslich hierbei der Hubbereich durchlaufen wird. Aus diesem Grunde werden diese Verzerrungen des demodulierten Ausgangssignals als «Dynamische Verzerrungen» bezeichnet.

2) Sobald das Minimum sich der Mittenfrequenz merklich nähert, geht die Eindeutigkeit der bitsynchronen Amplitudenmodulation vor dem Begrenzer verloren.

Die vorhergehenden Ausführungen sollen nun zum besseren Verständnis anhand von Figuren und eines Ausführungsbeispiels noch näher erläutert werden.

In der Fig. 1 sind drei ausgeprägte Fälle I bis III einzeln dargestellt. Es sei zunächst der Fall I behandelt, bei dem der resultierende Vektor des Empfangssignals Ures bei der mittleren Radiofrequenz fm ein Minimum durchläuft und bei den beiden Eckfrequenzen des Hubbereiches fo und fi damit etwa den gleichen Betrag hat. Sobald sich die momentane Frequenz f der Mittenfrequenz fm nähert, tritt neben dem Rückgang der resultierenden Amplitude Ures die damit zwangsweise verbundene Phasendrehung 8res, d. h. ein entsprechender Phasensprung auf. Dieser innerhalb des Modulationsspektrums auftretende relativ kurzzeitige Phasensprung muss sich zwangsläufig als momentane Frequenzabweichung (d ô/dt) oder entsprechende laufzeitverzerrungen (da/df) äussern und bedeutet eine der ursprünglichen Modulationsfunktion überlagerte Störfunktion, die bei jedem digitalen Zeichenwechsel auftritt. Ein digitaler Zeichenwechsel durchfährt jeweils den gesamten Hubbereich.

In der Fig. 2 ist eine Gegenüberstellung zwischen dem ursprünglich vorhandenen digitalen Datenstrom (oben binäre

Frequenzmodulation mit zugehörigen Datenstrom) und der bei Auftreten der Störung nach I erhaltenen Störfunktion samt Modulation (unten) dargestellt. Man ersieht daraus, dass die im Frequenzdemodulator auftretenden Hubspitzen bei weitem die Spannungswerte der sogenannten Eckfrequenzen fo und fi, also den Maximalhub, überschreiten. Man kann jedoch bereits aus der Darstellung für den Fall I in der Fig. I entnehmen, dass das Zeichen prinzipiell an den Abtastpunkten jeweils in Bitmitte ohne weiteres lesbar ist.

Die Verhältnisse verändern sich gravierend, wenn man die Mittenfrequenz fm verändert und z. B. auf den Wert fm. bringt. Dies ist der Fall II in der Fig. 1 und er ist gleichbedeutend mit einer geringen Umwegeveränderung gegenüber Fall I. Nunmehr tritt die Auslöschung bzw. das Amplitudenminimum bei der Eckfrequenz fi' auf, und da die Modulationsfunktion gerade in diesem Zustand einen Umkehrpunkt hat (relativ niedrige Phasenänderungsgeschwindigkeit), treten hierbei keine sehr entscheidenden Störfunktionen auf. Ungleich gravierender aber ist die Tatsache, dass durch die merkliche Reduzierung der Empfangsspannung der Rauschabstand verringert und in vielen'Fällen sogar negativ wird (d. h. den minimalen Empfangspegel unterschreitet). Damit ist unweigerlich der Verlust der Lesbarkeit aller digitalen Zeichen «Eins» eingetreten und die damit verursachte Zwischenfehlerrate am Ausgang des FM-Demodulators sehr hoch.

Amplitudenmässig ist das Zeichen jedoch prinzipiell lesbar, weil - bei allen Zeichen «Null» (fo' in Fig. 1) der Empfangspegel deutlich höher ist als bei fm..

Mit den Fällen I und II aus der Fig. 1 liegen zwei Grundtypen der Verzerrung vor, die im nachfolgenden, soweit sie den Fall I betreffen (Auslöschung zwischen den Eckfrequenzen und damit Verzerrungen nur bei Zeichenwechsel), «dynamische Auslöschung» genannt werden. Soweit sie Fall II betreffen (Auslöschung auf der Eckfrequenz und damit Verlust der Lesbarkeit eines der beiden digitalen Zustände, der bis zum nächsten Zeichenwechsel andauert), sollen sie «statische Auslöschung» genannt werden.

Statische Auslöschung kann ihrer Natur nach immer nur dann auftreten, wenn eine der beiden Eckfrequenzen relativ exakt auf der Auslöschstelle sitzt. Dynamische Auslöschung hingegen tritt auf, sobald sich die Auslöschstelle zwischen den beiden Eckfrequenzen fo und f i befindet. Damit gehen die dynamische Auslöschung und die statische Auslöschung durch Veränderung der Lage des Minimums zum Spektrum ineinander über.

Ein relativ unproblematischer Fall bei Mehrwegeausbreitung ist bei Betrieb der Mittenfrequenz fm direkt auf der Additionsstelle gegeben, z. B, im Fall III der Fig. 1. Hierbei treten weder merkliche Amplitudenverzerrungen, noch Laufzeitverzerrungen innerhalb der Eckfrequenzen fo' ' und Fi ' ' auf. Das frequenzmodulierte Signal ist dabei praktisch unverzerrt.

Die Verhältnisse nach Fig. 1 gelten für feste Standorte von Sender und Empfänger und stellen eine frequenzabhängige Amplituden- und Phasenverteilung dar. Im allgemeinen kann man sagen, dass die Verhältnisse für die Dauer eines Gesprächs auf einer Frequenz konstant bleiben, sofern nur ortsfeste Reflektoren und keine mobilen Reflektoren (z. B. Flugzeuge) am Ausbreitungsgeschehen beteiligt sind, womit man in den weitaus meisten Fällen rechnen kann. Bei Fahrbetrieb tritt neben der frequenzmässigen Verteilung der Amplituden- und Phasencharakteristik auch die räumliche Verteilung dieser Parameter im Gelände merklich auf. Die räumliche Verteilung steht direkt mit der Wellenlänge der Radiofrequenz in Relation. Im Grenzfall ist deshalb der Abstand zwischen zwei Minima entsprechend der halben Wellenlänge (z. B. bei f = 300 MHz ist %J2 — 0,5 m). Die Antenne eines sich mit 36 km/Std. = 10 m/sec bewegenden Fahrzeugs wird demnach pro Sekunde 20 Minima durchfahren. Um sich ein plausibles Bild von den

4

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

65

verzerrungsmässigen Konsequenzen zu machen, ist es zweckmässig, in Fig. 1 die Frequenzachse durch eine Zeitachse zu ersetzen und das in I dargestellte Modulationsband fo und fi mit einer solchen Geschwindigkeit z. B. nach rechts zu verschieben, dass die Zeiten zum Durchlaufen einer Amplituden- und Phasenwelle 1/20 sec. dauert bzw. 20 solche Wellen pro Sekunde mit gleichförmiger Geschwindigkeit durchlaufen werden. Aus den vorgenannten Erkenntnissen lässt sich nun folgern, dass bei Fahrbetrieb die aus Fig. 1 abgeleiteten Fälle der dynamischen und statischen Auslöschung (Fall I und Fall II) sowie auch der Fall III, bei dem keine FM-Yerzerrung auftritt, in schneller Folge, entsprechend des Durchfahrens der räumlichen Verteilung, ineinander übergehen und sich mit entsprechender Periodizität wiederholen.

Anschliessend soll nun ein Verfahren angegeben werden, bei dem die Erkennbarkeit der Digitalzeichen in jedem der Fälle I bis III weitgehend sichergestellt ist. Man muss dabei davon ausgehen, dass neben der Wirtschaftlichkeit ein Entzerrungsverfahren angegeben werden soll, das vor allem technisch in der Lage ist, selbsttätig und ausschlieslich am Empfangsort die Einflüsse der Ausbreitungsmechanismen, schon im Zuge der normalen Nachrichtenübertragung, d. h. momentan zu erkennen (und zu kompensieren). Der Vorteil einer solchen Anordnung liegt auf der Hand: Durch die Systemsteuerung braucht der Nachrichtenfluss nicht mehr unterbrochen zu werden, da eine Testsendung nicht erforderlich ist. Damit entfallen auch die entsprechenden Massnahmen zur Testsendung am Sender. Die momentane Erkennung der Auswirkung der Ausbreitungssituation soll daher lediglich am Empfänger vorgenommen werden. Es wird zunächst im Basisband zur Klärung der Entzerrungsmöglichkeit der dynamischen Auslöschung die Fig. 1, Fall I betrachtet. Die Stelle der Auslöschung befindet sich definitionsgemäss hier zwischen den Eckfrequenzen fo und fi. Zur Erkennung der Auswirkung der Auslöschung soll Fig. 3a dienen, aus der klar ersichtlich ist, dass die Störfunktion in diesem Fall einen Frequenzsprung darstellt, der nur bei Zeichenwechsel auftritt. Dieser Frequenzsprung tritt bei 01-Folgen periodisch auf und erschwert die Auswertung an Einzelbits erheblich, weil er deren Energieinhalt verändert und somit eine Verschiebung gegenüber längeren Null- oder Einsfolgen hervorruft. Diese Verschiebung ist unabhängig davon, ob zur weiteren Signalauswertung und Regeneration integrierende oder bandbegrenzende Mittel verwendet werden.

Um die unerwünschten Energieanteile im demodulierten Signal, die durch die Phasensprünge hervorgerufen werden, zu vermeiden, ist eine Austastmethode möglich, wie sie in der Fig. 4 dargestellt ist. Diese zeigt einen Grenzwertschalter GS, der immer dann betätigt wird, wenn ein bestimmter Grenzwert, also z. B. der normale Hubwert von fo oder fi überschritten wird. Am Eingang des Grenzwertschalters liegt das normale frequenzmodulierte Signal und am Ausgang das ausgetastete Signal. Durch die Austastung entsteht dort, wo früher eine grosse Spitze des Signals war, eine Einsenkung auf Null (Fig. 3b zeigt dieses Resultat). Dadurch wird zwar die Spitze vermieden, dem Einzelbit wird aber ein für die meisten Fälle zu grosser Energieteil entzogen, der Signalauswertungsfehler nicht ausschliesst. Eine bessere Möglichkeit besteht in einer Schaltung nach Fig. 5, bei der in einem Sample-Holdkreis SH bei Überschreitung des oben zitierten Spitzenwertes dieser Wert gespeichert wird und für die Dauer der Grenzwertüberschreitung in die bei der Austastmethode entstehende Lücke substituiert wird. Da der Grenzwertschalter eine geringe Ansprechverzögerung hat, wird der zu haltende Wert des Empfangssignals über eine Verzögerungsleitung At dem Sample-Holdkreis zugeführt. Der Umschalter US wird dann während dieser Zeit auf den Sample-Holdkreis geschaltet und liegt damit nicht mehr am unmittelbaren Signaleingang. Das Ergebnis dieser Methode ist in Fig. 3c dargestellt.

619087

Damit hat zunächst die dynamische Auslöschungsentzerrung eine befriedigende Lösung. Diese Methode versagt aber bei der statischen Auslöschung (Auslöschung der Eckfrequenz), weil dabei eine Spitze des Hubes nicht auftritt.

Bevor nun die Möglichkeit für die Entzerrung der statischen Auslöschung diskutiert wird, soll das Verhalten der Substitutionsmethode ausserhalb des statischen und dynamischen Auslöschungsbereichs beleuchtet werden. Der Standardfall hierfür ist Fall III in Fig. 1, dessen demoduliertes FM-Signal keine Spitzen besitzt, die nur bei dynamischer Auslöschung auftreten. Somit wird der Grenzwertschalter nicht betätigt und damit liegt am Ausgang des Entzerrers nach der Substitutionsmethode in diesem Fall das unveränderte direkt durchgeschaltete Eingangsignal.

An sich ist mit dieser relativ einfachen Anordnung bereits eine automatische Entzerrung möglich, die im Bereich der dynamischen und ausserhalb der statischen Auslöschung sich gleichzeitig und ohne Zeitverzögerung dem entsprechenden momentanen Betriebszustand adaptiert.

Zur Beherrschung der dynamischen Auslöschung ist folgendes zu beachten: Sobald bei Frequenzmodulation die Auslöschung auf der Eckfrequenz auftritt und somit bei dieser Frequenz der minimale Empfangspegel unterschritten wird, versagen alle auf FM-Entzerrung ausgelegten Entzerrungsverfahren. Für die bisherigen Folgerungen der FM-Entzerrung wurde von der Annahme ausgegangen, dass infolge der Amplitudenbegrenzung vor der Frequenzdemodulation lediglich die Phasenverzerrung von Interesse ist. Betrachtet man aber nun den Amplitudengang vor dem Begrenzer bei statischer Auslöschung, wie er im Fall II auftritt, so ist erkennbar, dass immer dann, wenn die Frequenz fo' erreicht wird, die Zwischenfre-quenzspannung den maximalen Wert, im Auslöschungsfall beim Erreichen der Frequenz fi' aber den minimalen Wert erreicht. Damit tritt im Zwischenfrequenzsignal vor dem Begrenzer eine der digitalen Zeichenfolge entsprechende, offensichtlich auswertbare Amplitudenmodulation auf. Das heisst mit anderen Worten, immer dann, wenn entsprechend der Frequenzmodulation statische Auslöschung herrscht, ist die Amplitudenmodulation des unbegrenzten Zwischenfre-quenzsignals am ausgeprägtesten.

Allerdings gibt das Auftreten einer sinngemäss richtigen Amplitudenmodulation über ihre Auswertbarkeit noch keinerlei Auskunft. Einerseits besteht eine ernste Schwierigkeit darin, dass die Werte der Zwischenfrequenzspannung um ca. 80 dB schwanken können, d. h. dass die auswertbare Amplitudenmodulation bei hoher ZF-Spannung ausreichend gross ist, bei kleiner ZF-Spannung aber sehr klein ist. Gerade bei geringen Zwi-schenfrequenzspannungen ist aber die Auswertung am meisten wünschenswert. Dieser Nachteil kann dadurch behoben werden, dass ein negativ logarithmischer Verstärker mit einem hohen Dynamikbereich in einem Parallelzweig zum Frequenz-demodulator samt vorgeschaltetem Amplitudenbegrenzer vorgesehen wird. Diesem wird ein AM-Demodulator nachgeschaltet, dessen Ausgang eine Spitze-Spitze-Spannung abgibt, die dem logarithmischen Mass des Modulationsgrades entspricht, welches seinerseits vom absoluten Empfangspegel unabhängig ist.

Ein weiteres Problem besteht darin, dass bei der statischen Auslöschung (Auslöschung auf einer der Eckfrequenzen) zwangsläufig zwei verschiedene Zustände existieren:

a) Auslöschung auf der Eckfrequenz fo', die der digitalen Null entspricht. In diesem Fall ist die Amplitudenmodulation vereinbarungsgemäss in Phase mit der digitalen Zeichenfolge.

b) Auslöschung auf der Eckfrequenz fi', die der digitalen Eins entspricht. Hierbei ist die Amplitudenmodulation in Gegenphase zur digitalen Zeichenfolge. Für die richtige Auswertung der Amplitudenmodulation muss also im Bedarfsfall ein geeignetes Kriterium zur Verfügung gestellt werden.

5

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

65

619087

Wenn die geschilderten beiden Auswertungen von Amplitudenmodulation und Frequenzmodulation gemeinsam vorgenommen werdén, so wird ein Höchstmass an Adaptionsgeschwindigkeit, Einfachheit und Wirtschaftlichkeit bei der Entzerrung von Ausbreitungsstörungen geboten. Praktische Messungen bestätigen diese Erkenntnis in vollem Umfang.

In der Folge wird nun ein Ausführungsbeispiel, belegt durch das Blockschaltbild gemäss Fig. 6, beschrieben.

Die Fig. 6 zeigt das Blockschaltbild der Gesamtanordnung, bestehend aus dem ZF- und Demodulationsteil, dem dynamischen Entzerrer, dem statischen Entzerrer und der Datenauswertung.

Das ZF- und Demodulationsteil DE ist Teil eines konventionellen Empfängers und hier nur übersichtshalber dargestellt. Das ZF-Eingangssignal wird über das ZF-Filter 1 dem Begrenzer 2 zugeführt und im FM-Demodulator 3 demoduliert.

Zwischen dem Filter 1 und dem Begrenzer 2 ist ein selektiver ZF-Ausgang zusätzlich angeordnet, der mit dem statischen Entzerrer SE verbunden ist.

Der Ausgang des FM-Demodulators 3 führt zum dynamischen Entzerrer DE.

Zunächst soll der dynamische Entzerrer DE beschrieben werden. Das Ausgangssignal des FM-Demodulators 3 ist zum Schalter 5 geführt und wird bei störungsfreiem FM-Empfang direkt über den Schalter 13 zum Daten-Regenerator 15 geführt. Sobald nun dynamische Verzerrungen (Minimum etwa in der Hubmitte, Beispiel I in Fig. 1) bzw. die dadurch verursachten Spitzen auftreten, tritt der Grenzwertschalter 4 in Funktion und schaltet den Schalter 5 in seine zweite Stellung. Gleichzeitig ergeht ein Schaltbefehl an den Sampleholdkreis 7, der über das Laufzeitglied 6 das geringfügig zeitverzögerte Demodula-torsignal erhält. Zum Zeitpunkt des Ansprechens von Grenzwertschalter 4 liegt damit am Sampleholdkreis 7 ein verzögertes Signal, dessen Momentanwert dem des demodulierten Signales vor der Grenzwertüberschreitung in erster Näherung entspricht. Für die Dauer der Grenzwertüberschreitung wird dieser Momentanwert mittels Sampleholdkreis 7 gespeichert und über den Schalter 5 in den Datenstrom substituiert. Mit dieser Massnahme wird der Energieinhalt des ursprünglichen Bits erhalten und seine Lesbarkeit im Regenerator 15 sichergesellt.

Die Wirkungsweise des statischen Entzerrers ist folgender-massen. Das vor dem Begrenzer 2 ausgekoppelte ZF-Signal besitzt im Falle der statischen Auslöschung eine bitsynchrone Amplitudenmodulation. Dieses AM-Signal wird über den logarithmischen Verstärker 8 dem AM-Demodulator 9 zugeführt. Der logarithmische Verstärker 8 sorgt dafür, dass das am Ausgang von 9 entstehende Datensignal in seiner Amplitude unabhängig von der Empfangsfeldstärke ist. Das AM-Ausgangssig-nal läuft vom Ausgang des AM-Demodulators 9 über den AM-Begrenzer 10 und den Inverter 11 zum Schalter 13, der zunächst noch in seiner Grundstellung am Ausgang des Schalters 5 liegt. Die Polarität des demodulierten AM-Signals am Ausgang von 9 und 10 ist entweder in Gleichlage oder Gegenlage mit dem demodulierten FM-Signal am Ausgang von 5, je nachdem, ob die eine oder die andere der beiden Eckfrequenzen definitionsgemäss ausgelöscht ist. Um die hier notwendigen eindeutigen Verhältnisse zu schaffen, wird der jeweils lesbare Anteil der demodulierten FM mit der demodulierten AM in einem Polaritätsintegrator 12 verglichen und nach Bedarf im Inverter 11 invertiert. Der Polaritätsintegrator besteht aus einer Koinzidenzschaltung, bei der je nach Gleich- oder Gegenlage von FM/AM ein entsprechend integrierter Entscheidungswert abgegeben wird. Es soll an dieser Stelle kurz die Funktion des Inverters 11 und des Polaritätsintegrators 12 beschrieben werden: Wie schon erwähnt, kann die Phase der AM-Funktion um 180° falsch sein, abhängig davon, ob die der Eins entsprechende Eckfrequenz fi' oder die der Null entsprechende Eckfrequenz fo' auf der Auslöschstelle liegt.

Die jeweils auf der Auslöschstelle liegende Eckfrequenz kann im FM-Demodulator zu keiner vernünftigen Aussage führen. Die andere, jeweils nicht auf der Auslöschstelle liegende Eckfrequenz führt hingegen zu einer völlig eindeutigen Aussage, da immer dann, wenn sie in der digitalen Zeichenfolge auftritt, die Empfängereingangsspannung und damit der Momentanwert der AM-Funktion hoch ist. Wird also in Fig. 7 die Koinzidenzschaltung KS des Polaritätsintegrators IR zu allen Zeiten hoher AM-Spannung aufgetastet, so entsteht als Integrationsergebnis eine positive oder negative Spannung je nach Polaritätslage der AM gegen die FM. Ist das Ergebnis negativ, so wird der Inverter 11 umgesteuert, so dass die zum Schalter 13 geführte AM-Funktion die richtige Polung erhält.

Im AM-Entscheider 14, der in der Datenauswertung untergebracht ist, wird automatisch geprüft, ob eine brauchbare bitsynchrone AM und somit mit gewisser Wahrscheinlichkeit keine brauchbare FM vorhanden ist. Ist dies der Fall, was näherungsweise nur bei statischer Auslöschung sein kann, so schaltet der AM-Entscheider 14 den Schalter 13 an den Inverter 11 und dem Regenerator 15 werden die aus der AM gewonnenen Daten zugeführt.

Das Zusammenwirken der vorstehenden Einrichtungen geschieht wie folgt.

Das entsprechend der jeweiligen Ausbreitungssituation verzerrte ZF-Signal, das einen Pegel von -92 bis -10 dBm haben kann, durchläuft zuerst das ZF-Filter 1 (B = 16 kHz) und anschliessend einen Trennverstärker. Mit einem Pegel von je -82 bis 0 dBm (1 mW) erreicht es gleichzeitig den Begrenzer 2 und den Dynamikkompressor 8, um entweder im FM-Demodulator 3 oder im AM-Demodulator 9 detektiert zu werden. Am Ausgang des FM-Demodulators 3 steht nun ein dem entsprechenden Nutz- oder auch Störhub proportionales Signal und am Ausgang des AM-Demodulators 9 steht ein dem AM-Modu-lationsgrad proportionales Signal zur Verfügung.

Bei reiner FM erscheint am Ausgang des AM-Demodulators 9 kein AM-Signal, der AM-Entscheider 14 liefert das logische Ausgangssignal «Null», der FM-AM-Schalter 13 bleibt in seiner Ruhestellung FM.

Damit kann das in diesem Fall reine (störfunktionsfreie) FM-Ausgangssignal des FM-Demodulators 3 direkt über den in Ruhestellung befindlichen Substitutionsschalter 5, den FM-AM-Schalter 13 und ein Basisbandfilter zum Regenerator 15 gelangen. Dieser Signalfluss entspricht exakt dem konventionellen Signalfluss eines optimierten FM-Empfängers.

Reine FM ist aber nur relativ selten, nämlich beim Vorhandensein eines einzigen Ausbreitungsweges, vorhanden. Ein vergleichbarer Fall tritt, wie schon erläutert, bei Mehrwegeausbreitung auf, wenn die Lage der Radiofrequenz fm,. auf dem Maximum der Amplitudencharakteristik liegt (z. B. Fig. 1, Fall III). Fig. 8 zeigt unter dieser Voraussetzung ein Oszillogramm des FM-Datenstromes (oben) und der AM-Funktion am Ausgang des AM-Detektors 9 (unten).

Verändert man nun die Lage des Spektrums z.B. infolge einer Veränderung der Radiofrequenz Fig. 9, so hat dies eine entsprechende AM zur Folge. In diesem Zustand reicht aber die AM noch nicht zur Betätigung des AM-Entscheiders aus und dies wäre auch gar nicht notwendig, denn die FM ist noch einwandfrei zu lesen.

Verschiebt man das Spektrum weiter zur Nullstelle hin (Fig. 10), so dass eine Eckfrequenz das Minimum gerade erreicht, so verliert man die Lesbarkeit der FM infolge statischer Auslöschung, während die AM nun völlig ausgebildet ist. Der AM-Entscheider hat bereits den FM-AM-Schalter 13 in die Stellung AM gebracht. Das am Ausgang des AM-Demodulators vorhandene AM-Signal wird über den AM-Begrenzer 10 und den Inverter 11 in den Signalweg (Schalter 13), mit einer dem FM-Signal entsprechenden Amplitude, eingeblendet.

Verschiebt man nun das Spektrum weiter, so dass Symme-

6

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

65

trie der Eckfreguenzen um die Auslöschstelle herum erreicht wird (Fig. 11), so verschwindet die AM wiederum, die FM ist mit einer Störfunktion behaftet, da es sich hierbei um eine dynamische Auslöschung handelt.

Der AM-Entscheider 14 hat nun den Schalter 13 wieder in seine Ausgangsstellung FM zurückgestellt. Die am Ausgang des FM-Demodulators herrschende Störfunktion überschreitet den Grenzwertschalter 4, der im Sample-Hold-Kreis 7 den zu substituierenden Momentanwert aus der Verzögerungsleitung 6 zum Substitutionsschalter 5 führt, der gleichzeitig für die Dauer der Überschreitung durch den Grenzwertschalter 4 nach unten geschaltet wird und damit den im Sample-Hold-Kreis gespeicherten Analogwert substituiert.

Somit wird dem Regenerator 15 am Ausgang des Basis-bandbegrenzungsfilters für alle diskutierten Fälle ein von Störungen befreites Signal angeboten.

Die hier vorgestellte Anordnung ist in der Lage, bei einem Laufzeitunterschied 8t = Vitb\t auf dem Umweg und einer maximalen Auslöschungstiefe von 22 dB alle Fehler automatisch zu kompensieren.

Treten darüber hinaus bei FM-Auswertung kurze Rauschoder Pulsstörungen auf, so äussern sich diese ebenfalls als kurze Spitzen im Modulationstext. Der dynamische Entzerrer erkennt und eliminiert solche Spitzen automatisch und fungiert somit als Störaustastung.

Beim Blockschaltbild der Fig. 6 wurde bereits der dynamische Entzerrer beschrieben. Ein Ausführungsbeispiel für diesen Entzerer zeigt die Fig. 12. In der Fig. 13 ist ein Impulsbild für den Ablauf der einzelnen Vorgänge gezeigt.

Am Eingang der Schaltung, der mit FM bezeichnet ist, liegt das bereits demodulierte FM-Signal, Zeile a Fig. 13 an. Im Schaltbild der Fig. 12 sind die Signalverläufe gemäss den Zeilen der Fig. 13 eingekreist angetragen. Dieses Signal gelangt einerseits über eine Laufzeitleitung 20 an einen Schalter 25, der von einem Monoflop-Ausgang 23 im Sample-Hold-Kreis SH gesteuert wird. Das FM-Signal gelangt andererseits auf eine unipolare Begrenzerschaltung 21 im Grenzwertschalter GS. Die Begrenzerschaltung ist durch einen Doppelspannungs-Komparator realisiert, dessen positive Schwelle mittels eines Einstellpotentiometers 21a und die negative mittels eines Potentiometers 21b veränderbar ist. Die Ansprechschwellen des Begrenzers 21 sind über die Potentiometer 21a und 21b so eingestellt, dass dieser auf jede den Nutzhub überschreitende positive und negative Veränderung (Mehrwegeverzerrung, Rauschen), reagiert. So lange diese Schwelle überschritten wird, gibt der Spannungskomparator 21 ein Ausgangssignal ab, welches über die ODER-Schaltung 22 einerseits am Monoflop 23 und andererseits am Verknüpfungsglied 23a anliegt. Das Ansteuersignal, d. h. das Ausgangssignal des ODER-Gatters 22, dessen Verlauf in Zeile c der Fig. 13 dargestellt ist, liefert für die Dauer der Überschreitung der positiven oder negativen Schwelle einen Rechteckimpuls. Das Monoflop 23 ist so eingestellt, dass es aus der Anstiegsflanke dieses Signals einen schmalen Steuerimpuls (Zeile d in Fig. 13) an einen Schalter 25 liefert, der im Sample-Hold-Kreis (Block 6 bei Fig. 6) des Blockschaltbildes enthalten ist. Der Schalter entnimmt so dem über das Laufzeitglied 20 zeitverzögerten Ausgangssignal des FM-Demodulators (welches in Zeile b, Fig. 13 dargestellt ist) eine Probe, auf deren Wert der Kondensator C über den Verstärker 26 aufgeladen wird.

Die Verzögerungszeit t desLaufzeitgliedes 20 ist klein gegenüber der Bitdauer, aber so bemessen, dass eine Probe kurz vor Überschreitung der Schwelle aus dem Signal b entnommen wird, welche maximal dem Amplitudenwert der jeweils unverzerrten Zeicheninformation entspricht.

Das Monoflop 24 triggert mit der negativen Flanke des Signals des Verknüpfungsgliedes 23a und verlängert über das ODER-Gatter 24a den Substitutionszeitraum um t. Das Aus619087

gangssignal von 24a schaltet einerseits einen Schalter 32, der im unverzerrten Betrieb geschlossen ist. Für diesen Fall gelangt das gut lesbare FM-Signal über das Laufzeitglied 20 und den Schalter 32 auf einen Zwischenverstärker 33 und von dort zum Ausgang E. An diesem Ausgang ist, wie im Blockschaltbild Fig. 6 angegeben, der FM-AM-Umschalter (dort mit 13 bezeichnet) angeschlossen. Andererseits schaltet das Ausgangssignal von 24a über den Inverter 31 einen Schalter 30, der im unverzerrten Betrieb offen ist. Tritt jedoch infolge Hubüberschreitungen am Ausgang des ODER-Gatters 24a ein Impuls auf, wie er in Zeile e, Fig. 13 angezeigt ist, so schliesst er den Schalter 30 und öffnet den Schalter 32. Das Monoflop 24 verlängert praktisch den um die Zeitdauer der Probe verkürzten Substitutionszeitraum um die Verzögerungszeit x der Verzögerungsleitung 20. Auf der Ausgangsseite sind die Schalter 30 und 32 mit dem Eingang des Verstärkers 33 verbunden.

Parallel zum Kondensator C liegt ein Schalter 27, der vom Impuls des ODER-Gatters 29 so gesteuert wird, dass er während der Zeit des Pulses öffnet und damit den Ladezustand des Kondensators nicht verändert. Das ODER-Gatter 29 erhält während der Sample-Phase einen Öffnungsimpuls vom Monoflop 23 und während der Holdphase vom ODER-Gatter 24a. D. h. für die Zeit nach dem Impuls aus Zeile g, dem Steuersignal des Schalters 27, kann die im Kondensator C gespeicherte Ladung über einen Verstärker 28 und den durchgeschalteten Schalter 30 auf den FM-Ausgang gelangen. In der übrigen Zeit ist der Kondensator C durch den geschlossenen Schalter 27 jedoch kurzgeschlossen, d. h. entladen. Es ist auf diese Weise gesichert, dass nicht unkontrollierte Ladungen des Kondensators C auf den Schalter 30 und von dort zum Ausgang gelangen können. Der Schalter 30 (Steuersignal f) schaltet erst dann den Substitutionswert auf den Ausgang, wenn die Sample-Phase abgeschlossen ist.

In der Fig. 14 ist eine Schaltung für den statischen Entzerrer für ortsfesten Betrieb dargestellt, der folgenden Teilen der Fig. 2 entspricht. PI ist der Polaritätsintegrator, DA ist die Schaltung für den Datenausgang, I ist der Polaritätsinverter, im Blockschaltbild der Fig. 6 mit 11 bezeichnet, AMB ist der AM-Begrenzer. Die Elemente 52 und 50 bilden den AM-Entscheider 14 im Datenausgang der Fig. 6.

Im Zusammenhang mit dem Blockschaltbild wurde dargelegt, dass das ZF-Signal zunächst einen logarithmischen Verstärker bekannter Art durchläuft und anschliessend in einem AM-Demodulator demoduliert wird. Das Ausgangssignal dieses Demodulators ist hier mit AM bezeichnet und wird zunächst einer Klemmschaltung 57 zugeführt. Diese dient zur Abtrennung des mittleren Gleichspannungswertes, der von der Feldstärke des Empfangssignales bestimmt wird. Sie besteht im einfachsten Fall wie in der Schaltung angedeutet, aus einem Längskondensator und einer Klemmdiode im Querzweig. Danach wird das Signal einem Tiefpass 56 zugeführt, dessen Grenzfrequenz etwa bei der höchsten Modulationsfrequenz liegt. Von dort aus gelangt das Signal zunächst zu einem AM-Begrenzer 54, dessen Schwelle mittels eines Potentiometers 55 einstellbar ist. Das Potentiometer 55 wird so eingestellt, dass in reinen FM-Auswertezuständen (Fig. 1, Fälle I und III) der bei Mehrwegeempfang durch den Amplitudengang entstehende AM-Welligkeit die AM-Auswertung nicht aktivieren kann. Durch diesen als Komparator ausgebildeten Begrenzer 54 werden die AM-Signale begrenzt und so in eine digitale Information umgewandelt. Das Signal gelangt dann als AM-Daten-strom in den Block des Polaritätsintegrators PI und in den AM-Inverter I.

Wie bereits erwähnt, ist bei einem auswertbaren AM-Datenstrom zwangsläufig der ZF-Pegel an einer der beiden Eckfrequenzen um einen gewissen Betrag höher als bei der anderen Eckfrequenz. Demnach muss auch die Zeichenpolarität des höheren ZF-Pegels nach dem FM-Demodulator lesbar

7

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

65

619 087

sein. Nur dieses Signal gewährt jedoch eine sichere Aussage über die Zeichenpolarität, d. h. eine logische Null oder logische Eins. Je nachdem, an welcher der beiden Eckfrequenzen die Auslöschung erfolgt, kann die Polaritätszuordnung zwischen dem AM-Signal und dem FM-Datenstrom in Gleich- oder Gegenlage sein. Dem Polaritätsintegrator wird also neben dem AM-Signal aus 54 zum Vergleich auch das FM-Signal, mit FM bezeichnet, über den Tiefpass 35 zugeführt. Das FM-Signal wird dem Ausgang E des dynamischen Entzerrers nach Fig. 12 entnommen. Der Tiefpass 35 hat eine Grenzfrequenz, die etwa der höchsten Modulationsfrequenz entspricht. Seinem Ausgang folgt zunächst ein Begrenzer 36. Über einen Schalter 37 kommt dann dieses FM-Signal bei geschlossenem Schalter auf das RC-Glied 38. Der Schalter 37 wird also nur dann geschlossen, wenn die AM so gross ist, dass die Schwelle 55 überschritten wird. Mit anderen Worten wird während der unverzerrten Eckfrequenz der Kondensator C' im Glied 38 geladen und behält diese Ladung auch während der verzerrten Eckfrequenz. Parallel zum Kondensator C' des Gliedes 38 liegt ein Schalter 39. Dieser Schalter wird über einen Pulsformer 40 und einen Monoflop 41 gesteuert. Das Monoflop 41 erzeugt aus der Anstiegsflanke des AM-Datensignals, einen gegenüber der Bitdauer sehr kurzen Impuls. Während dieses Impulses wird der Kondensator C' im Glied 38 vollständig entladen. Nachgeschaltet ist dem Schalter 39 ein Tiefpass 42 und ein Pulsformer 43. Der Tiefpass soll die Entladeschaltspitzen unterdrücken, um eine notwendige eindeutige Polaritätsaussage am Ausgang des Pulsformer 43 zu gewährleisten.

Im einzelnen sind die Vorgänge anhand der Fig. 15 noch einmal geschildert.

In der Zeile a der Fig. 15 ist ein verzertes FM-Signal dargestellt, das im Zeitraum I der einem Bit entspricht eine eindeutige Aussage hat und im Zeitraum II unlesbar ist. Im Zeitraum I kann die Diskriminatorausgangsspannung je nach Zeichenpolarität (logisch 1 oder logisch 0) positiv oder negativ sein. Letzteres ist durch die gestrichelte Linie bei minus angedeutet. Im darauffolgenden Zeitraum III (entspricht mehreren Bits) kann das Signal wieder positiv oder negativ sein, ist jedoch nach dem Frequenzdemodulator lesbar. In der Zeile b ist das zugehörige AM-Datensignal des AM-Demodulators dargestellt, das als digitales Ausgangssignal (Zeile c) am Ausgang des Kompara-tors 54 erscheint. Dieses Signal steuert den Monoflop 41 und den Schalter 37. In der Zeile d ist der Verlauf der Kondensatorspannung an C' dargestellt und zwar für den Fall, dass eine positive Polarität des FM-Signales vorgelegen hat. In der Zeile e ist das gleiche für eine negative Polarität dargestellt. Wegen der Anfangsbedingung (Ladung 0) muss für eine kurze Zeit «tbit beim Anstieg des AM-Signales über das Monoflop 41 die Kondensatorladung durch den Schalter 39 kurzgeschlossen werden. Dies ist durch das Signal gemäss Zeile f, Fig. 15 angezeigt. Am Ausgang des Pulsformers 43 erscheint also je nach Polaritätsgleichlage oder Polaritätsumkehrlage von AM- zu FM-Daten eine eindeutige digitale Stellinformation, welche über den Polaritätsinverter 51 den nun auswertbaren AM-Daten-strom von 54 entsprechend der zeichenpolaritätsrichtung in den FM-Datenstrom einfügt.

Der Polaritätsinverter I besteht im einfachsten Fall aus einem Exklusiv-ODER-Gatter, wie dargestellt. Es ist auf diese Weise gesichert, dass die vom Komparator 54 gelieferte Eingabe immer in Gleichlage zu den FM-Daten am Ausgang von 51 erscheint. Dieses Signal wird dann über einen Schalter 47 dem eigentlichen Datenausgang, d. h. dem Datenregenerator 48 zugeführt. Um zu gewährleisten, dass die AM-Auswertung nur bei genügendem Signal/Geräuschverhältnis und bei sicherer Aussage des AM-Begrenzers und Polaritätsintegrators vollzogen wird, sind zwei nachtriggerbare Monoflops 44 und 50 vorgesehen. Monoflop 44 wird vom Ausgang des Pulsformers 43 gesteuert und gibt dann die AM-Umschaltung frei, wenn für eine gewisse Zeit eine sichere Aussage des Polaritätsintegrators vorhanden war. Auf der anderen Seite ist das Monoflop 50 vorgesehen, das über einen AM-Entscheider AME angesteuert wird. Dieser besteht aus einem Komparator 52 mit einer über ein Potentiometer 53 einstellbaren Schwelle und wird vom AM-Ausgang des Tiefpasses 56 angesteuert. Hierfür gelten die gleichen Gesichtspunkte wie für das Potentiometer 55 beim Komparator 54. Hat die am Entscheider 52 anliegende AM die Schwelle für einen gewissen Zeitraum, der wesentlich grösser als die Bitdauer ist, überschritten, so gibt auch das Monoflop 50 die AM-Auswertung frei.

Der eigentliche Umschalter zwischen AM und FM besteht aus den Schaltstrecken 45 und 47 und dem Polaritätsinverter 46 und wird nur dann auf AM-Auswertung umgeschaltet, wenn beide eindeutigen AM-Aussagen der Monoflops 44 und 50 am Verknüpfungsglied bestehend aus Gatter 49 anliegen. Die Zeitkonstante der Monoflops 50 bzw. 44 hängt im wesentlichen von der Veränderungsgeschwindigkeit des Ausbreitungsmediums und der mit der damit verbundenen automatischen Umschaltschnelligkeit der Auswertezustände ab.

Im Zusammenhang mit der Beschreibung von Fig. 1 ist davon ausgegangen worden, dass Sender und Empfänger ortsfest sind, so dass hier der empfangene Signalpegel in seiner Energieverteilung im wesentlichen abhängig von den verwendeten Frequenzen ist. Ein Auswandern des Minimums aus dem Frequenzhubbereich heraus oder in den Frequenzhubbereich hinein kann bei fest vorgegebenen Radiofrequenzen durch örtliche Veränderungen der Reflektoren oder Schwankungen der Reflexions- und Beugungserscheinungen im Zuge des Mehrwegeempfangs erfolgen (Ionosphäre und Troposcatterempfang). Im allgemeinen weisen diese Veränderungen relativ kleine Änderungsgeschwindigkeiten auf.

Wenn nun Sender und Empfänger während des Betriebs Bewegungen ausführen, wie das bei mobilen Stationen während der Fahrt der Fall ist, gehorcht der empfangene Signalpegel nicht nur der frequenzmässigen, sondern zusätzlich noch der damit zusammenhängenden ortsabhängigen Energieverteilung, wobei der örtliche Abstand der Minima direkt proportional der benutzten Radiowellenlänge ist. Mit anderen Worten ändert sich im Fahrbetrieb unter Einfluss längerer Umwege bei feststehenden Reflektoren der jeweilige Verzerrungsgrad ortsabhängig mit der Relativgeschwindigkeit von Sende- und Empfangsfahrzeug und abhängig von der verwendeten Radiowellenlänge. Beispielsweise bei Verwendung einer Radiofrequenz von 300 MHz, entsprechend einer halben Wellenlänge von 0,5 m, werden bei einer Geschwindigkeit von 10 m/s (36 km/h) von einer mobilen Station pro Sekunde 20 Minima durchfahren. Anhand von Fig. 1 lässt sich das Ausmass der Verzerrungen verdeutlichen, wenn die Frequenzachse durch eine Zeitachse ersetzt wird und das im Falle I dargestellte Modulationsband zwischen den Frequenzen fo und fi mit einer solchen Geschwindigkeit z. B. nach rechts verschoben wird, dass die Zeiten zum Durchlaufen einer Amplituden- und Phasenwelle ein Vio sec dauert bzw. 20 solcher Wellen pro Sekunde mit gleichförmiger Geschwindigkeit durchlaufen werden. Die in Fig. 1 dargestellten Grenzfälle I, II und III werden also in rascher Folge entsprechend des Durchfahrens der räumlichen Verteilung ineinander übergehen und sich mit entsprechender Periodizität wiederholen.

Die Substitutionsgeschwindigkeit des dynamischen Entzerrers DE nach Fig. 6 ist nur abhängig von der Ansprech- und Durchlaufzeit der darin verwendeten integrierten Bausteine. Somit kann die dynamische Entzerrung schnell genug die durch die maximal zu erwartende Wegeänderung zwischen Sender und Empfänger bewirkten Änderung der mittleren Feldstärke ausgleichen.

Anders sehen die Verhältnisse beim statischen Entzerrer SE aus. Aus dem vor dem Begrenzer abgenommenen logarith8

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

bO

65

misch bewerteten und gleichgerichteten ZF-Signal wird im statischen Entzerrer SE die für die Gewinnung der AM-Daten notwendige bitsynchrone Wechselspannung von der der mittleren Feldstärke entsprechenden Gleichspannung am Ausgang des Amplitudendemodulators 9 über einen Kondensator abgetrennt. Ändert sich bei Fahrbetrieb die mittlere Feldstärke periodisch, so wird durch Lade- und Entladezeitkonstante des Kondensators die Grösse der am Ausgang des Amplitudende-modülators auftretenden Signalspannung dann verfälscht,

wenn diese Zeitkonstanten nicht mehr vernachlässigbar klein gegenüber der reziproken Änderungsgeschwindigkeit der mittleren Feldstärke sind. Diese Verfälschung der Wechselspannung beeinträchtigt in erheblichem Masse die Auswertung der AM-Daten.

Die bei einer üblichen Wechselspannungsabtrennung mit einer Kondensatorkopplung bei schnellen Änderungen der mittleren Feldstärke auftretende Wechselspannungsverzerung beeinträchtigen nicht nur das exakte Arbeiten des AM-Ent-scheiders 14 nach Fig. 2 und damit das zeitrichtige Umschalten des Umschalters 13, sondern hat darüber hinaus auch ein unsymmetrisches Tastverhältnis des Bitstromes am Ausgang des AM-Demodulators 9 zur Folge, wodurch das Integrationsergebnis im Polaritätsintegrator einen sehr grossen Streubereich erhält. Die Auswertung der über die Amplitudenmodulation erhaltenen Daten wird dadurch praktisch verhindert.

Zweckmässig wird im Verbindungsweg der zweiten Abtastschaltung zum Subtrahierer ein Tiefpassfilter angeordnet, um auf diese Weise den Verlauf der Änderung der der mittleren Feldstärke proportionalen Gleichgrösse in einem für die Funktion der Gesamtschaltung günstigen Masse zu glätten.

Das Steuersignal für die Taktzufuhr zur zweiten Abtastschaltung in Abhängigkeit der Änderung des Amplitudenverlaufs des Ausgangssignals der ersten Abtastschaltung wird in vorteilhafter Weise dadurch gewonnen, dass der Steuereingang des Schalters mit dem Ausgang der ersten Abtastschaltung über einen Differenzierer, gegebenenfalls in Kette mit einer Pulsformerstufe, verbunden ist.

Die Wechselspannungstrennschaltung nach Fig. 16 ersetzt die Kondensatorkopplung auf der Ausgangsseite des Amplitudendemodulators 9 des statischen Entzerrers SE nach Fig. 6, d. h sie ersetzt die Baueinheiten 56 und 57 des Schaltbildes nach Fig. 14. In ihr ist also die Klemmschaltung 56 und der Tiefpass 57 enthalten. Sie weist zwei Abtastschaltungen 116 und 117 auf, denen das demodulierte Signal jeweils eingangsseitig zugeführt ist. Beide Abtastschaltungen werden von dem empfangsseitig aus dem ankommenden Signal abgeleiteten Takt T gesteuert, und zwar die Abtastschaltung 116 unmittelbar und die Abtastschaltung 117 mittelbar über den Schalter 122. Ausgangsseitig besteht die Wechselspannungstrennschaltung nach Fig. 16 aus dem Subtrahierer 118, dessen einem Eingang das Ausgangssig619087

nal der Abtastschaltung 116 unmittelbar zugeführt ist, während das Ausgangssignal der Abtastschaltung 117 dem anderen Eingang des Subtrahierers 118 über den Tiefpass 119 zugeführt wird. Der Steuereingang des Schalters 122 ist weiterhin mit dem Ausgang der Abtastschaltung 116 über die Hintereinanderschaltung des Differenzierers 120 und der Pulsformerstufe 121 verbunden.

Die über der Zeit t aufgetragenen Spannungsverläufe der Diagramme a bis f nach Fig. 17 stellen die Spannungsverläufe an den entsprechend bezeichneten Punkten der Wechselspannungstrennschaltung nach Fig. 16 dar. Im Diagramm a ist das eingangsseitige demodulierte Signal angegeben, das einen zwischen den Spannungswerten U1 und U 2 schwankenden Datenstrom repräsentiert. Jeweils in der Mitte eines Bits wird dieses Eingangssignal impulsförmig vom Takt mit der Impulsamplitude UT in einer vergleichsweise zur Bitdauer kurzen Zeit abgetastet. Dies gilt zunächst nur für die Abtastschaltung 116, der der Takt unmittelbar zugeführt wird. Am Ausgang der Abtastschaltung 116 ergibt sich demnach das regenerierte Eingangssignal mit symmetrischem Tastverhältnis in Form einer mit einer Gleichspannung überlagerten Rechteckimpulsfolge. Diese Rechteckimpulsfolge wird im Differenzierer 120 differenziert und nach Durchlauf durch die Pulsformerstufe 121 dem Steuereingang des Schalters 122 zugeführt. Die Schaltung für die Ableitung des Steuersignals für den Schalter 122 aus dem Ausgangssignal der Abtastschaltung 116 ist so bemessen, dass lediglich die aufsteigenden Flanken der Rechteckimpulsfolge nach Diagramm c den Schalter vom geöffneten in den geschlossenen Zustand umsteuern. Dies hat zur Folge, dass die Abtastschaltung 117 nur einen Abtastwert aus dem eingangs-seitigen demodulierten Signal speichert, der einen Maximalwert entsprechend dem Spannungswert U 1 aufweist. Als Folge hiervon tritt am Ausgang der Abtastschaltung 117 eine Gleichspannung auf, die im Diagramm e dargestellt ist und den Wert U1 aufweist. Diese Gleichspannung ist dem jeweiligen Mittelwert der Feldstärke des empfangenen ursprünglichen Signals proportional und liefert damit die Bezugsgrösse für die Amplitudenmodulation des AM-demodulierten Signals. Die Grenzfrequenz des Tiefpasses 119 ist nach der höchsten verwendeten Radiofrequenz (ortsabhängiger Abstand der Dämp-fungsmaxima) und der maximal auftretenden Relativgeschwindigkeit zwischen Sende- und Empfangsfahrzeug bemessen. Auf diese Weise ist gewährleistet, dass die maximale Änderungsgeschwindigkeit der Gleichspannung am Ausgang der Abtastschaltung 117 über den Tiefpass noch voll übertragen wird, während durch irgendwelche Störungen bedingte schnellere Änderungen unterdrückt werden. Am Ausgang des Subtrahierers 118 ergibt sich demnach der im Diagramm f dargestellte Spannungsverlauf aus der Differenz der Spannungswerte U1-U 2 nach Diagramm a.

9

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

G

6 Blatt Zeichnungen

Claims (12)

619087 PATENTANSPRÜCHE

1. Vorrichtung zum Empfang digitaler Nachrichtensignale, die in Form einer Frequenzmodulation einem Träger aufgeprägt sind, in einem reflexionsbehafteten Ausbreitungsmedium, insbesondere für den Empfang bei mobilen Stationen, Weitverkehr- und Streustrahlverbindungen, dadurch gekennzeichnet, dass die durch Phasen- und Amplitudenverzerrungen verursachten Informationsverluste ihrer Ursache nach in zwei sich ergänzenden Anordnungen automatisch erfasst werden, von denen die eine ein Frequenzdiskriminator (3) ist, dem eine Einrichtung (4) zum Erkennen von durch Reflexionsverzerrungen verursachten Störspitzen nachgeschaltet ist, und eine Schaltung (6,7), die diese Störspitzen ausgleicht, ferner ein Amplitudendemodulator (9), der dem Frequenzdemodulator (3) in einem anderen Zweig parallel geschaltet ist, und dass die Ausgänge beider Demodulatoren (3,9) auf einen Umschalter (13) geführt sind, der von einer Amplitudenmodulations-Auswerte-vorrichtung (14) gesteuert wird und der bei erkennbarer Amplitudenmodulation den Amplitudendemoduator (9) und bei erkennbarer Frequenzmodulation den Frequenzdiskriminator (3) mit Störspitzenerkenner (4,6,7) auf einen gemeinsamen Ausgang schaltet, dass ferner dem Ausgang des AM-Demodu-lators (9) ein Polaritätsinverter (11) nachgeschaltet ist, der von einem Polaritätsintegrator (12) gesteuert, das AM-Demodula-tionsprodukt abhängig von der Grösse des FM-Demodulations-produktes im Sinne polaritätserkennender AM-Demodulation umsteuert.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass nach gemeinsamem Weg durch ein ZF-Filter vor dem FM-Demodulator (3) ein Begrenzer (2) und vor dem AM-Demodu-lator (9) ein Dynamikkompressor (8) liegt.

3. Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Dynamikkompressor (8) als Verstärker mit negativ logarithmischer Amplitudencharakteristik ausgebildet ist.

4. Vorrichtung nach Anspruch 1,2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Einrichtung zur Erkennung von durch Reflexionsverzerrungen verursachten Störungen ein Grenzwertschalter (4) ist, der bei Störspitzen über einer gewissen Grösse das vom FM-Demodulator kommende Signal über einen Umschalter (5) von dessen Ausgang abschaltet und während der Dauer der Störspitze auf eine Verzögerungsleitung (6) legt, die ebenfalls am Ausgang des FM-Demodulators (3) liegt.

5. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Polaritätsintegrator (12) im AM-Zweig eine Koinzidenzschaltung und den Polaritätsinverter (11) im Sinne der Polaritätserkennung des AM-Signals steuert.

6. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen dem AM-Demodulator (9) und dem Polaritätsinverter (11) ein AM-Begrenzer (10) liegt.

7. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Störspitzen-Erkennungs- und -Beseitigungsschaltung aus einem Doppelspannungskomparator (21) besteht, dessen positive und negative Schwelle auf den Nutzhub einstellbar sind, dass dem Komparator (21) ein ODER-Gatter (22) nachgeschaltet ist, von dessen Ausgangssignalen bei Überschreitung der Schwellen jeweils kurzzeitig ein Schalter (25) gesteuert wird, der den Momentanwert des um einen gegenüber der Bitdauer kleinen Zeitraum t verzögerten Eingangsignals b kurz vor dem Zeitpunkt der Überschreitung auf einen Kondensator (C) überträgt, dessen Ladung sich bis zum Unterschreiten der Schwelle hält und über einen Teil (30) eines Umschalters auf den Ausgang (E) gelegt ist, dass ferner ein Schaltungsteil vorgesehen ist (23a, 24,24a, 29), der beim Auftreten des Schaltimpulses für den Schalter (25) einen Kurzschlussschalter (27) für den Kondensator öffnet und den einen Teil des Umschalters (30) schliesst, während er den anderen Teil (32) des Umschalters, der das verzögerte Signal b auf den Ausgang (E) legt, öffnet und dort der Schaltungsteil so ausgebildet ist, dass er diesen Schaltzustand so lange aufrechterhält bis die Überschreitung der Schwelle beendet ist

8. Vorrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass das Signal vom AM-Demodulator einer Klemmschaltung (57) zur Abtrennung des mittleren Gleichspannungswertes zugeführt ist, dann einem Tiefpass (56), von wo aus es zu einem AM-Begrenzer (54) gelangt, und dass dessen Ausgangssignal einerseits dem einen Eingang des als Exklusiv-ODER-Gatter

(51) ausgeführten Polaritätsinverters zugeführt wird und andererseits einem Schalter (37), der bei genügend grossem AM-Signal durch dieses geschlossen wird und das FM-Signal auf einen Kondensator (C) durchschaltet, von wo aus dieses Signal über einen Tiefpass (42) und einen Pulsformer (43) dem anderen Eingang des Exklusiv-ODER-Gatters (51) zugeführt wird, dass ferner das Ausgangssignal des AM-Begrenzers (54) einer Pulsformerschaltung (40,41) zugeführt wird, die aus den Anstiegsflanken dieses Signals einen im Vergleich zur Bitdauer sehr kurzen Puls (Zeile f, Fig. 15) formt, durch den ein Schalter (39) geschlossen wird, der den Kondensator (C) entlädt, und dass schliesslich das Ausgangssignal des als Exklusiv-ODER-Gatter (51) ausgebildeten Polaritätsinverters (I), über eine bei lesbarer AM geschlossene Schaltstrecke (47) des AM-FM-Umschalters zum Ausgang der Gesamtanordnung gelangt, an den sich ein Datenregenerator (48) anschliesst.

9. Vorrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass am Ausgang des Pulsformers (43) ein nachtriggerbares Monoflop (44) liegt, dessen Ausgang auf einen Eingang eines Verknüpfungsgliedes (49) geführt ist, und dass das AM-Signal am Ausgang des Tiefpasses (56) übert eine Schwellenschaltung

(52) und ein Monoflop (50) auf den anderen Eingang des Gatters (49) geführt ist, von dessen Ausgang wiederum dann, wenn wegen der Monoflops (44,50) eine eindeutige Aussage über AM vorliegt, der AM-FM-Umschalter auf die Stellung AM, d. h. AM-Schaltstrecke (47) geschlossen und FM-Schaltstrecke (45) offen umgelegt wird, während bei gut lesbarer FM die FM-Schaltstrecke (45) des AM-FM-Umschalters geschlossen und die AM-Schaltstrecke (47) geöffnet ist und die FM vom Ausgang (E) an den Eingang des Daten-Regenerators (48) legt.

10. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der AM-Demodulator ausgangsseitig eine Wechselspan-nungstrennschaltung enthält, die eingangsseitig eine erste und eine zweite, zur ersten parallel geschaltete Abtastschaltung

(116,117) aufweist, von denen die erste (116) unmittelbar und die zweite (117) mittelbar über einen Schalter (122) vom emp-fangsseitig aus dem ankommenden Signal abgeleiteten Takt (T) gesteuert ist und die auf der Ausgangsseite einen Subtrahierer (128) enthält, dessen beide Eingänge mit den beiden Ausgängen der Abtastschaltungen in Verbindung stehen und dass der Schalter für die Taktzufuhr zur zweiten Abtastschaltung in Abhängigkeit der Änderung des Amplitudenverlaufs des Ausgangssignals der ersten Abtastschaltung betätigt.

11. Vorrichtung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass im Verbindungsweg der zweiten Abtastschaltung (117) zum Subtrahierer (118) ein Tiefpassfilter (119) angeordnet ist.

12. Vorrichtung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass der Steuereingang des Schalters (122) mit dem Ausgang der ersten Abtastschaltung (116) über einen Differenzierer (120), gegebenenfalls in Kette mit einer Pulsformerstufe (121), verbunden ist.