CH619087A5

CH619087A5 - Device for receiving frequency-modulated digital communications signals

Info

Publication number: CH619087A5
Application number: CH774377A
Authority: CH
Inventors: Josef Gammel; Karl Kammerlander; Hans Juergen Von Der Nerven
Original assignee: Siemens Ag
Priority date: 1976-06-28
Filing date: 1977-06-24
Publication date: 1980-08-29
Also published as: NL178115B; NO772272L; GB1584641A; FI771996A7; AT358631B; NL178115C; LU77628A1; DK281077A; ATA452177A; IE45444B1; FR2357115B1; ES460184A1; IE45444L; SE417047B; SE7707400L; IT1086275B; NL7707119A; FR2357115A1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein System zum Empfang digitaler Nachrichtensignale, die in Form einer Frequenzmodu- The invention relates to a system for receiving digital message signals in the form of a frequency module.

2 2nd

5 5

10 10th

15 15

20 20th

25 25th

30 30th

35 35

40 40

45 45

50 50

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60 60

b5 b5

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lation einem Träger aufgeprägt sind, in einem reflexionsbehaf- Amplituden- und Phasengang (Minima und Maxima). Für viele teten Ausbreitungsmedium, insbesondere für den Empfang bei Frequenzen und Orte bedeutet diese Energieverteilung infolge mobilen Stationen, Weityerkehr- und Streustrahlverbindungen, der durch sie verursachten Verzerrungen und Energieabsen- lation are imprinted on a carrier, in a reflective amplitude and phase response (minima and maxima). For many propagation media, especially for reception at frequencies and locations, this energy distribution means mobile stations, Weityerkehr and stray radiation connections, the distortions caused by them and energy dissipation.

Bei digitalen Nachrichtenübertragungssystemen ist unter kungen (Minima) den Verlust der Lesbarkeit digitaler Emp-stark gestörten Ausbreitungsbedingungen (Mehrwegeausbrei- 5 fangssignale. In the case of digital message transmission systems, the readability of digital Emp-strongly disturbed propagation conditions (multipath propagation signals) is among the losses (minima).

tung) die Reichweite näherungsweise umgekehrt proportional Zur grundsätzlichen Erläuterung der durch Mehrwegeaus- ) the range is approximately inversely proportional to the basic explanation of the

zur Höhe der zu übertragenden Bitrate. Den die Reichweite breitung verursachten Verzerrungen ist es zweckmässig, die bestimmenden Grenzfall stellt die totale Informatiönsauslö- Ortspunkte von Sender und Empfänger zunächst fest zu wäh-schung dar, bei der die Modulationszeichen infolge der durch len. Hierdurch wird die Ortsabhängigkeit der Energievertei-die Umwegedifferenzen der reflektierten Trägerweilen verur- 10 lung aus der Betrachtung eliminiert und es bleibt nur die Fre-sachten Laufzeitdifferenzen gegenphasig am Empfangsort ein- quenzabhängigkeit der Energieverteilung bestehen. the amount of the bit rate to be transmitted. The distortions caused by the range spread are expedient, the determining limit case is the total information trigger location points of the sender and receiver, in which the modulation characters are caused by the len. As a result, the location dependency of the energy distribution — the detour differences of the reflected carrier occasional damage — is eliminated from the consideration, and only the free travel time differences remain in phase opposition at the receiving location and frequency dependence of the energy distribution.

treffen und sich gegenseitig auslöschen. In einem weiten Sobald die Laufzeitunterschiede 8t der am Empfangsort meet and annihilate each other. In a wide as soon as the transit time differences 8t that of the receiving location

Bereich schon vor diesem Grenzfall treten bereits teilweise einfallenden Wellenfronten des direkten Strahls Ud und des Informationsverluste durch Laufzeit- und Amplitudenverzer- indirekten Umwegstrahles Uu in die Grössenordnung der Bitrungen auf, die zu sehr hohen Fehlerraten in der Übertragung 15 dauer tbit kommen (etwa ôt = 0,1 bis 0,7 • tbit), wird der Fre-führen. Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, für den letzt- quenzabstand der Minima der Verteilungscharakteristik so erwähnten Fall eine erhebliche Verbesserung der Übertra- klein, dass die Energie des Empfangssignals bereits innerhalb gungsqualität herbeizuführen, d. h. letztlich eine Verbesserung des Modulationshubs mit der Modulationsgeschwindigkeit und der Reichweite von digitalen Nachrichtensystemen mit Fre- abhängig von der Radiofrequenz coot und der Tiefe der Minima quenzmodulation, insbesondere zwischen mobilen Stationen 20 beliebig gross schwanken kann. In the area before this borderline case, the wave fronts of the direct beam Ud and the loss of information due to delay and amplitude distortion and indirect detour beam Uu appear in the magnitude of the bitrations, which result in very high error rates in the transmission of 15 tbit (about ôt = 0 , 1 to 0.7 • tbit), the Fre-will. The invention is based on the object, in the case of the last-sequence spacing of the minima of the distribution characteristic, a so-called significant improvement in the transmission that the energy of the received signal can already be brought about within supply quality, ie. H. ultimately an improvement of the modulation stroke with the modulation speed and the range of digital messaging systems with frequency depending on the radio frequency coot and the depth of the minimum modulation, in particular between mobile stations 20, can vary as large as desired.

und bei sich ständig verändernder Ausbreitungssituation zu Eine Folge dieser durch die vektorielle Addition der einfal- and with a constantly changing spreading situation to a consequence of this by the vectorial addition of the simple

erzielen. Ienden Signale verursachten Energieschwankungen, die im achieve. Ienden signals caused energy fluctuations in the

Diese Aufgabe wird bei einem System zum Empfang digita- Amplitudenbegrenzer des Empfangssystems vor der Démoduler Nachrichtensignale, die in Form einer Frequenzmodulation lation wieder eliminiert werden, sind die bei der vektoriellen einem Träger aufgeprägt sind, in einem reflexionsbehafteten 25 Addition zwangsläufig entstehenden schnellen Phasenänderun-Ausbreitungsmedium, insbesondere für den Empfang bei mobi- gen des resultierenden Signales. Diese schnellen Phasenände-len Stationen, Weitverkehr und Streustrahlverbindungen, rungen können naturgemäss durch den Amplitudenbegrenzer gemäss der Erfindung dadurch gelöst, dass die durch Phasen- nicht unterdrückt werden und erzeugen deshalb am Ausgang und Amplitudenverzerrungen verursachten Informationsverlu- des FM-Demodulators eine bitsynchrone Störmodulation, ste ihrer Ursache nach in zwei sich ergänzenden Anordnungen 30 Diese Störmodulation kann in ihrer Grösse die Nutzmodula-automatisch erfasst werden, von denen die eine ein Frequenz- tion um ein Vielfaches übertreffen und macht damit die Lesbar-diuskriminator ist, dem eine Einrichtung zum Erkennen von keit der Nutzmodulation zunichte. This task is performed in a system for receiving digital amplitude limiters of the receiving system before the demodulator message signals, which are eliminated again in the form of frequency modulation lation, which are imprinted on the vector in a carrier, in a reflection-dependent 25 addition, inevitably occurring phase change propagation medium, especially for reception when the resulting signal is mobile. These fast phase-changing stations, long-distance traffic and stray radiation connections can of course be solved by the amplitude limiter according to the invention in that the phase dem information is not suppressed and therefore produce loss of information caused by the output and amplitude distortions of the FM demodulator, a bit-synchronous interference modulation according to their cause in two complementary arrangements 30 This interference modulation can be automatically detected in terms of its size, the useful modules, one of which exceed a frequency many times over, making it the readable di-discriminator, which is a device for recognizing it the useful modulation.

durch Reflexionsverzerrungen verursachten Störspitzen nach- Die maximale Phasengeschwindigkeit des resultierenden geschaltet ist, und einer Schaltung, die diese Störspitzen aus- Vektors tritt in den Minima der Verteilungscharakteristik auf gleicht, ferner ein Amplitudendemodulator, der dem Frequenz- 35 und ist um so grösser, je tiefer ein Minimum ist. Im Grenzfall, demodulator in einem anderen Zweig parallel geschaltet ist, bei selektiver Totalauslöschung, kann sie beliebig gross wer-und dass die Ausgänge beider Demodulatoren auf einen den. Interference peaks caused by reflection distortions - The maximum phase velocity of the resulting circuit is switched, and a circuit that compensates for these interference peaks. Vector occurs in the minima of the distribution characteristic. Furthermore, an amplitude demodulator that is frequency-35 and the greater the lower is a minimum. In the borderline case, where the demodulator is connected in parallel in another branch, with selective total extinction, it can be of any size and that the outputs of both demodulators are on one.

Umschalter geführt sind, der von einer Amplitudenmodula- Abhängig davon, ob sich das Minimum innerhalb des Hub- Changeover switches are guided, which are dependent on an amplitude module, depending on whether the minimum is within the stroke

tions-Auswertevorrichtung gesteuert wird und der bei erkenn- bereiches, der durch die beiden Eckfrequenzen definiert ist, barer Amplitudenmodulation den Amplitudendemodulator und 40 oder ausserhalb desselben befindet, treten zwei Störungsfälle bei erkennbarer Frequenzmodulation den Frequenzdiskrimina- mit charakteristischen Unterschieden auf. tion evaluation device is controlled and the amplitude demodulator is located at or outside of the same in the case of a detectable range, which is defined by the two corner frequencies, of amplitude modulation and frequency variation, the frequency discriminations occur with characteristic differences, with characteristic differences.

tor mit Störspitzenerkenner auf einen gemeinsamen Ausgang a) Minimum ausserhalb des Hubbereiches schaltet, dass ferner dem Ausgang des AM-Demodulators ein Befindet sich das Minimum ausserhalb des Hubbereiches, gate with interference peak detector to a common output a) switches the minimum outside the stroke range, that the output of the AM demodulator is also located the minimum outside the stroke range,

Polaritätsinverter nachgeschaltet ist, der von einem Polaritäts- aber in der Nähe einer der beiden Eckfrequenzen, so wird die integrator gesteuert, das AM-Demodulationsprodukt abhängig 45 Empfangsenergie bei dieser Eckfrequenz relativ gering sein, von der Grösse des FM-Demodulationsproduktes im Sinne Die Empfangsenergie bei der zweiten Eckfrequenz hingegen polaritätserkennender AM-Demodulation umsteuert. muss nun zwangsläufig höher sein, da sie dichter am nächsten The polarity inverter is connected downstream, which is controlled by a polarity but close to one of the two corner frequencies, so the integrator controls that the AM demodulation product is relatively low depending on the receiving energy at this corner frequency, depending on the size of the FM demodulation product in the sense of the receiving energy the second corner frequency, however, reverses polarity-detecting AM demodulation. must inevitably be higher now, since it is closer to each other

Durch dieses Empfangssystem wird eine erhebliche Verbes- Maximum liegt. Aus diesem Verhalten ergibt sich im Empfangs-serung der Übertragungsqualität und der Reichweite digitali- signal vor dem Begrenzer eine eindeutige bitsynchrone Ampli-sierter Nachrichten in Form von binärer Frequenzmodulation 50 tudenmodulation, deren Polung abhängig von der Lage des erreicht. Minimums entweder in Gleichlage oder in Gegenlage zum This reception system results in a considerable improvement maximum. This behavior results in the reception of the transmission quality and the range of the digital signal in front of the limiter, a clear, bit-synchronized, amplified message in the form of binary frequency modulation, the polarity of which depends on the position of the signal. Minimums either in equal or opposite to

Vorteilhafte Weiterbildungen des Empfangssystems sind in ursprünglichen Modulationssignal ist. Die bei Frequenzmoduladen Ansprüchen 2 bis 6 enthalten. tion übliche Begrenzung vor der Démodulation unterdrückt Nachstehend wird die prinzipielle Wirkungsweise der diese Amplitudenmodulation. Damit ist sie am Ausgang des Erfindung mit ihren Vorteilen anhand von Figuren näher erläu- 55 Demodulators nicht wirksam. Wirksam hingegen wird die in tert. der Nähe des Minimums bei Zeichenwechsel auftretende Pha-Bei allen ortsgebundenen Funksystemen treten, abhängig senänderung, die sich am Ausgang des Demodulators als starke von den topographischen Gegebenheiten, Mehrwegewellen- Zeichenverzerrung äussert. Advantageous further developments of the receiving system are in the original modulation signal. Contained in frequency modems claims 2 to 6. tion usual limitation before demodulation is suppressed. The principle of this amplitude modulation works in the following. It is therefore not effective at the exit of the invention with its advantages based on figures. Demodulator. In contrast, the in tert. Pha occurring in the vicinity of the minimum when there is a change of characters. All fixed radio systems experience, depending on the change in sen, which manifests itself at the exit of the demodulator as strong from the topographical conditions, multipath wave character distortion.

ausbreitungen auf, die insbesondere bei der mobilen Übertra- Ein wesentlicher Grenzfall dieses Betriebsverhaltens ist gung digitaler frequenzmodulierter Datenströme, besonders t>o erreicht, sobald die Energie bei einer der Eckfrequenzen das bei Verwendung von Rundstrahlantennen, unter bestimmten Eigenrauschen des Empfängers unterschreitet. Dies ist dann Umständen zu schwerwiegenden Empfangsstörungen führen. häufig der Fall, wenn das Funksystem in der Nähe der Grenz-Die von der Sendeantenne abgestrahlten Wellenfronten tref- empfindlichkeit arbeitet oder das Minimum sich direkt auf der fen dabei aufgrund von Reflexionen aus verschiedenen Rieh- Eckfrequenz befindet und sehr ausgeprägt ist (selektive Totaltungen mit unterschiedlichen Laufzeiten auf die Empfangsan- es auslöschung). Infolge des negativen Geräuschabstandes bei tenne. Infolge der vektoriellen Addition dieser Wellenfronten einer der Eckfrequenzen erscheint anstelle aller Binärzeichen, am Empfangsort erleidet die Antennenfusspunktspannung die dieser Eckfrequenz entsprechen (Nullen oder Einsen) ledig einen sowohl frequenzabhängigen als auch ortsabhängigen lieh Rauschen am Begrenzer- und Demodulatorausgang. Das Propagation, particularly in the case of mobile transmissions, is a significant limit of this operating behavior in the direction of digital frequency-modulated data streams, especially t> o, as soon as the energy falls below one of the corner frequencies when using omnidirectional antennas under certain intrinsic noise of the receiver. This can then lead to serious reception problems. This is often the case if the radio system works close to the front-end of the wavefronts emitted by the transmitting antenna or if the minimum is located directly on the fen due to reflections from different Rieh corner frequency and is very pronounced (selective killings with different Deletion times on the receiving end). As a result of the negative signal-to-noise ratio at tenne. As a result of the vectorial addition of these wave fronts, one of the corner frequencies appears instead of all binary characters, at the receiving location the antenna base voltage corresponding to this corner frequency (zeros or ones) suffers only a frequency-dependent and location-dependent noise at the limiter and demodulator output. The

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mit dem FM-Demoduiator demodulierte Signal ist damit unbrauchbar geworden. Das Empfangssignal vor dem Begrenzer besitzt aber auch hierbei eine bitsynchrone Amplitudenmodulation. signal demodulated with the FM demodulator has thus become unusable. However, the received signal upstream of the limiter also has a bit-synchronous amplitude modulation.

Die Dauer dieses durch die Auslöschung bedingten Rauschens am Demodulatorausgang entspricht jeweils der Zeichenfolge des Modulationsdatenstromes. Da sich während eine länger als 1 bit dauernden Zeichenfolge gleicher Aussage (Null oder Eins) die Empfangsfrequenz nicht verändert, und auch über alle Umwege die gleiche Frequenz am Empfangsort eintrifft, dieser Zustand also unverändert bis zum nächsten Zeichenwechsel erhalten bleibt, wird dieser Zustand als «statisch» bezeichnet. Signalverluste, die auf dieses Erscheinungsbild zurückzuführen sind, werden nachfolgend als «Statische Auslöschungen» bezeichnet. The duration of this noise at the demodulator output caused by the cancellation corresponds in each case to the character string of the modulation data stream. As the reception frequency does not change during a longer than 1 bit string of the same statement (zero or one), and the same frequency arrives at the receiving location via all detours, i.e. this state remains unchanged until the next character change, this state is called « statically ». Signal losses that can be attributed to this appearance are referred to below as "static erasures".

b) Definitionsgemäss wird der Zustand, bei dem das Minimum auf der Eckfrequenz liegt, als statische Auslöschung bezeichnet Diese Definition gilt auch dann noch, wenn die Auslöschstelle bereits innerhalb des Hubbereiches, aber noch nahe an der Eckfrequenz liegt, da die Hubveränderungsgeschwindigkeit bei der aus Gründen der Frequenzökonomie üblichen weichen Tastung (cos2-Übergang) in der Nähe der Eckfrequenzen sehr gering ist. Sobald sich aber das Minimum merklich der Mitte des Hubbereiches nähert, ändern sich die Verhältnisse folgendermassen : b) According to the definition, the state in which the minimum is at the base frequency is referred to as static extinction.This definition also applies if the extinction point is already within the stroke range, but still close to the base frequency, since the stroke rate of change is due to reasons the frequency-sensitive soft keying (cos2 transition) in the vicinity of the corner frequencies is very low. As soon as the minimum noticeably approaches the middle of the stroke range, the conditions change as follows:

1) Die Phasenänderungsgeschwindigkeit im Minimum wird sehr gross. Die daraus resultierende momentane Frequenzabweichung am Begrenzer- und Demodulatorausgang wird ebenfalls sehr gross und erreicht ein Vielfaches des Nutzhubes. Die Dauer der Frequenzabweichung hängt ab von der Modulationsgeschwindigkeit und der relativen Tiefe des Minimums. Da infolge dieses Zusammenhanges die Dauer der Frequenzabweichung immer kleiner als die Bitdauer sein muss, äussert sich die Frequenzabweichung innerhalb eines Modulationszeichens (bits) als Spitze, deren Grösse und Ausprägung von der Tiefe des Minimums abhängen. Innerhalb eines Zeichens kann mehr als eine Spitze auftreten (Regelfall bei kleinem Modulationsindex: max. 2 Spitzen entgegengesetzter Polung pro bit). 1) The phase change speed becomes very large at a minimum. The resulting instantaneous frequency deviation at the limiter and demodulator output is also very large and reaches a multiple of the useful stroke. The duration of the frequency deviation depends on the modulation speed and the relative depth of the minimum. Since the duration of the frequency deviation must always be less than the bit duration as a result of this relationship, the frequency deviation manifests itself as a peak within a modulation character (bits), the size and characteristics of which depend on the depth of the minimum. More than one peak can occur within a character (rule with a small modulation index: max. 2 peaks of opposite polarity per bit).

Die Verzerrungsspitzen treten aber nicht zwangsläufig innerhalb jedes Einzelbits auf, sondern nur bei Zeichenwechsel, da ausschliesslich hierbei der Hubbereich durchlaufen wird. Aus diesem Grunde werden diese Verzerrungen des demodulierten Ausgangssignals als «Dynamische Verzerrungen» bezeichnet. The distortion peaks do not necessarily occur within each individual bit, but only when there is a change of characters, since this is the only area through which the stroke range is run. For this reason, these distortions of the demodulated output signal are referred to as "dynamic distortions".

2) Sobald das Minimum sich der Mittenfrequenz merklich nähert, geht die Eindeutigkeit der bitsynchronen Amplitudenmodulation vor dem Begrenzer verloren. 2) As soon as the minimum noticeably approaches the center frequency, the uniqueness of the bit-synchronous amplitude modulation in front of the limiter is lost.

Die vorhergehenden Ausführungen sollen nun zum besseren Verständnis anhand von Figuren und eines Ausführungsbeispiels noch näher erläutert werden. The preceding explanations will now be explained in more detail for better understanding with the aid of figures and an exemplary embodiment.

In der Fig. 1 sind drei ausgeprägte Fälle I bis III einzeln dargestellt. Es sei zunächst der Fall I behandelt, bei dem der resultierende Vektor des Empfangssignals Ures bei der mittleren Radiofrequenz fm ein Minimum durchläuft und bei den beiden Eckfrequenzen des Hubbereiches fo und fi damit etwa den gleichen Betrag hat. Sobald sich die momentane Frequenz f der Mittenfrequenz fm nähert, tritt neben dem Rückgang der resultierenden Amplitude Ures die damit zwangsweise verbundene Phasendrehung 8res, d. h. ein entsprechender Phasensprung auf. Dieser innerhalb des Modulationsspektrums auftretende relativ kurzzeitige Phasensprung muss sich zwangsläufig als momentane Frequenzabweichung (d ô/dt) oder entsprechende laufzeitverzerrungen (da/df) äussern und bedeutet eine der ursprünglichen Modulationsfunktion überlagerte Störfunktion, die bei jedem digitalen Zeichenwechsel auftritt. Ein digitaler Zeichenwechsel durchfährt jeweils den gesamten Hubbereich. In Fig. 1 three distinct cases I to III are shown individually. Let us first deal with case I, in which the resulting vector of the received signal Ures passes through a minimum at the middle radio frequency fm and thus has approximately the same amount at the two corner frequencies of the stroke range fo and fi. As soon as the instantaneous frequency f approaches the center frequency fm, in addition to the decrease in the resulting amplitude Ures, the phase rotation 8res necessarily associated therewith occurs. H. a corresponding phase jump. This relatively short-term phase jump occurring within the modulation spectrum must inevitably manifest itself as an instantaneous frequency deviation (d ô / dt) or corresponding delay time distortion (da / df) and means an interference function superimposed on the original modulation function, which occurs with every digital character change. A digital character change runs through the entire stroke range.

In der Fig. 2 ist eine Gegenüberstellung zwischen dem ursprünglich vorhandenen digitalen Datenstrom (oben binäre 2 is a comparison between the originally existing digital data stream (above binary

Frequenzmodulation mit zugehörigen Datenstrom) und der bei Auftreten der Störung nach I erhaltenen Störfunktion samt Modulation (unten) dargestellt. Man ersieht daraus, dass die im Frequenzdemodulator auftretenden Hubspitzen bei weitem die Spannungswerte der sogenannten Eckfrequenzen fo und fi, also den Maximalhub, überschreiten. Man kann jedoch bereits aus der Darstellung für den Fall I in der Fig. I entnehmen, dass das Zeichen prinzipiell an den Abtastpunkten jeweils in Bitmitte ohne weiteres lesbar ist. Frequency modulation with associated data stream) and the interference function obtained when the disturbance according to I occurs, including modulation (below). It can be seen from this that the stroke peaks occurring in the frequency demodulator far exceed the voltage values of the so-called corner frequencies fo and fi, that is to say the maximum stroke. However, it can already be seen from the illustration for case I in FIG. I that the character is in principle readily readable at the sampling points in the middle of the bit.

Die Verhältnisse verändern sich gravierend, wenn man die Mittenfrequenz fm verändert und z. B. auf den Wert fm. bringt. Dies ist der Fall II in der Fig. 1 und er ist gleichbedeutend mit einer geringen Umwegeveränderung gegenüber Fall I. Nunmehr tritt die Auslöschung bzw. das Amplitudenminimum bei der Eckfrequenz fi' auf, und da die Modulationsfunktion gerade in diesem Zustand einen Umkehrpunkt hat (relativ niedrige Phasenänderungsgeschwindigkeit), treten hierbei keine sehr entscheidenden Störfunktionen auf. Ungleich gravierender aber ist die Tatsache, dass durch die merkliche Reduzierung der Empfangsspannung der Rauschabstand verringert und in vielen'Fällen sogar negativ wird (d. h. den minimalen Empfangspegel unterschreitet). Damit ist unweigerlich der Verlust der Lesbarkeit aller digitalen Zeichen «Eins» eingetreten und die damit verursachte Zwischenfehlerrate am Ausgang des FM-Demodulators sehr hoch. The conditions change drastically if you change the center frequency fm and z. B. to the value fm. brings. This is the case II in FIG. 1 and it is synonymous with a slight detour change compared to case I. Now the cancellation or the amplitude minimum occurs at the corner frequency fi ', and since the modulation function has a turning point in this state (relative low phase change speed), there are no very important disturbance functions. However, the fact that the noticeable reduction in the reception voltage reduces the signal-to-noise ratio and in many cases even becomes negative (i.e. falls below the minimum reception level) is far more serious. This inevitably resulted in the loss of readability of all digital characters “one” and the resulting intermediate error rate at the output of the FM demodulator was very high.

Amplitudenmässig ist das Zeichen jedoch prinzipiell lesbar, weil - bei allen Zeichen «Null» (fo' in Fig. 1) der Empfangspegel deutlich höher ist als bei fm.. In terms of amplitude, however, the character is basically legible because - with all characters "zero" (fo 'in Fig. 1) the reception level is significantly higher than with fm ..

Mit den Fällen I und II aus der Fig. 1 liegen zwei Grundtypen der Verzerrung vor, die im nachfolgenden, soweit sie den Fall I betreffen (Auslöschung zwischen den Eckfrequenzen und damit Verzerrungen nur bei Zeichenwechsel), «dynamische Auslöschung» genannt werden. Soweit sie Fall II betreffen (Auslöschung auf der Eckfrequenz und damit Verlust der Lesbarkeit eines der beiden digitalen Zustände, der bis zum nächsten Zeichenwechsel andauert), sollen sie «statische Auslöschung» genannt werden. With cases I and II from FIG. 1, there are two basic types of distortion, which in the following, as far as they relate to case I (cancellation between the corner frequencies and thus distortions only when changing characters), are called “dynamic cancellation”. Insofar as they relate to case II (extinction on the corner frequency and thus loss of readability of one of the two digital states, which continues until the next character change), they should be called "static extinction".

Statische Auslöschung kann ihrer Natur nach immer nur dann auftreten, wenn eine der beiden Eckfrequenzen relativ exakt auf der Auslöschstelle sitzt. Dynamische Auslöschung hingegen tritt auf, sobald sich die Auslöschstelle zwischen den beiden Eckfrequenzen fo und f i befindet. Damit gehen die dynamische Auslöschung und die statische Auslöschung durch Veränderung der Lage des Minimums zum Spektrum ineinander über. By nature, static extinction can only occur if one of the two corner frequencies sits relatively exactly on the extinction point. Dynamic cancellation, on the other hand, occurs as soon as the cancellation point is between the two corner frequencies fo and f i. The dynamic extinction and the static extinction thus merge into one another by changing the position of the minimum to the spectrum.

Ein relativ unproblematischer Fall bei Mehrwegeausbreitung ist bei Betrieb der Mittenfrequenz fm direkt auf der Additionsstelle gegeben, z. B, im Fall III der Fig. 1. Hierbei treten weder merkliche Amplitudenverzerrungen, noch Laufzeitverzerrungen innerhalb der Eckfrequenzen fo' ' und Fi ' ' auf. Das frequenzmodulierte Signal ist dabei praktisch unverzerrt. A relatively unproblematic case with multipath propagation is given when operating the center frequency fm directly on the addition point, e.g. B, in case III of FIG. 1. In this case, there are no noticeable amplitude distortions or delay distortions within the corner frequencies fo ″ and Fi ″. The frequency-modulated signal is practically undistorted.

Die Verhältnisse nach Fig. 1 gelten für feste Standorte von Sender und Empfänger und stellen eine frequenzabhängige Amplituden- und Phasenverteilung dar. Im allgemeinen kann man sagen, dass die Verhältnisse für die Dauer eines Gesprächs auf einer Frequenz konstant bleiben, sofern nur ortsfeste Reflektoren und keine mobilen Reflektoren (z. B. Flugzeuge) am Ausbreitungsgeschehen beteiligt sind, womit man in den weitaus meisten Fällen rechnen kann. Bei Fahrbetrieb tritt neben der frequenzmässigen Verteilung der Amplituden- und Phasencharakteristik auch die räumliche Verteilung dieser Parameter im Gelände merklich auf. Die räumliche Verteilung steht direkt mit der Wellenlänge der Radiofrequenz in Relation. Im Grenzfall ist deshalb der Abstand zwischen zwei Minima entsprechend der halben Wellenlänge (z. B. bei f = 300 MHz ist %J2 — 0,5 m). Die Antenne eines sich mit 36 km/Std. = 10 m/sec bewegenden Fahrzeugs wird demnach pro Sekunde 20 Minima durchfahren. Um sich ein plausibles Bild von den 1 apply to fixed locations of transmitter and receiver and represent a frequency-dependent amplitude and phase distribution. In general, it can be said that the conditions remain constant for the duration of a conversation on one frequency, provided that only fixed reflectors and none mobile reflectors (e.g. airplanes) are involved in the spreading events, which can be expected in most cases. When driving, in addition to the frequency distribution of the amplitude and phase characteristics, the spatial distribution of these parameters in the terrain also noticeably occurs. The spatial distribution is directly related to the wavelength of the radio frequency. In the borderline case, the distance between two minima is therefore half the wavelength (e.g. at f = 300 MHz,% J2 - 0.5 m). The antenna of one at 36 km / h. = 10 m / sec moving vehicle is traversed 20 minima per second. To get a plausible picture of the

4 4th

5 5

10 10th

15 15

20 20th

25 25th

30 30th

35 35

40 40

45 45

50 50

55 55

60 60

65 65

verzerrungsmässigen Konsequenzen zu machen, ist es zweckmässig, in Fig. 1 die Frequenzachse durch eine Zeitachse zu ersetzen und das in I dargestellte Modulationsband fo und fi mit einer solchen Geschwindigkeit z. B. nach rechts zu verschieben, dass die Zeiten zum Durchlaufen einer Amplituden- und Phasenwelle 1/20 sec. dauert bzw. 20 solche Wellen pro Sekunde mit gleichförmiger Geschwindigkeit durchlaufen werden. Aus den vorgenannten Erkenntnissen lässt sich nun folgern, dass bei Fahrbetrieb die aus Fig. 1 abgeleiteten Fälle der dynamischen und statischen Auslöschung (Fall I und Fall II) sowie auch der Fall III, bei dem keine FM-Yerzerrung auftritt, in schneller Folge, entsprechend des Durchfahrens der räumlichen Verteilung, ineinander übergehen und sich mit entsprechender Periodizität wiederholen. to make distortion-related consequences, it is expedient to replace the frequency axis in FIG. 1 by a time axis and the modulation band fo and fi shown in I at such a speed z. B. shift to the right that the times to go through an amplitude and phase wave lasts 1/20 sec. Or 20 such waves are run through at a uniform speed per second. From the above-mentioned findings, it can now be concluded that, when driving, the cases of dynamic and static extinction derived from FIG. 1 (cases I and case II) and also case III, in which no FM distortion occurs, in rapid succession, accordingly traversing the spatial distribution, merging and repeating itself with the appropriate periodicity.

Anschliessend soll nun ein Verfahren angegeben werden, bei dem die Erkennbarkeit der Digitalzeichen in jedem der Fälle I bis III weitgehend sichergestellt ist. Man muss dabei davon ausgehen, dass neben der Wirtschaftlichkeit ein Entzerrungsverfahren angegeben werden soll, das vor allem technisch in der Lage ist, selbsttätig und ausschlieslich am Empfangsort die Einflüsse der Ausbreitungsmechanismen, schon im Zuge der normalen Nachrichtenübertragung, d. h. momentan zu erkennen (und zu kompensieren). Der Vorteil einer solchen Anordnung liegt auf der Hand: Durch die Systemsteuerung braucht der Nachrichtenfluss nicht mehr unterbrochen zu werden, da eine Testsendung nicht erforderlich ist. Damit entfallen auch die entsprechenden Massnahmen zur Testsendung am Sender. Die momentane Erkennung der Auswirkung der Ausbreitungssituation soll daher lediglich am Empfänger vorgenommen werden. Es wird zunächst im Basisband zur Klärung der Entzerrungsmöglichkeit der dynamischen Auslöschung die Fig. 1, Fall I betrachtet. Die Stelle der Auslöschung befindet sich definitionsgemäss hier zwischen den Eckfrequenzen fo und fi. Zur Erkennung der Auswirkung der Auslöschung soll Fig. 3a dienen, aus der klar ersichtlich ist, dass die Störfunktion in diesem Fall einen Frequenzsprung darstellt, der nur bei Zeichenwechsel auftritt. Dieser Frequenzsprung tritt bei 01-Folgen periodisch auf und erschwert die Auswertung an Einzelbits erheblich, weil er deren Energieinhalt verändert und somit eine Verschiebung gegenüber längeren Null- oder Einsfolgen hervorruft. Diese Verschiebung ist unabhängig davon, ob zur weiteren Signalauswertung und Regeneration integrierende oder bandbegrenzende Mittel verwendet werden. A method is then to be specified in which the recognizability of the digital characters is largely ensured in each of the cases I to III. One must assume that in addition to the economic efficiency, an equalization procedure should be specified that is above all technically capable of automatically and exclusively at the point of reception, the influences of the propagation mechanisms, already in the course of normal message transmission, i.e. H. currently recognized (and compensated). The advantage of such an arrangement is obvious: the system control no longer has to interrupt the flow of messages, since a test transmission is not required. This also eliminates the corresponding measures for test transmission at the transmitter. The current detection of the impact of the spreading situation should therefore only be carried out at the receiver. 1, case I is considered in the baseband to clarify the possibility of equalization of the dynamic extinction. By definition, the location of the extinction is between the corner frequencies fo and fi. 3a, from which it can clearly be seen that the interference function in this case represents a frequency jump that only occurs when the character changes. This frequency jump occurs periodically in 01 sequences and makes the evaluation of individual bits considerably more difficult because it changes their energy content and thus causes a shift compared to longer zero or one sequences. This shift is independent of whether integrating or band-limiting means are used for further signal evaluation and regeneration.

Um die unerwünschten Energieanteile im demodulierten Signal, die durch die Phasensprünge hervorgerufen werden, zu vermeiden, ist eine Austastmethode möglich, wie sie in der Fig. 4 dargestellt ist. Diese zeigt einen Grenzwertschalter GS, der immer dann betätigt wird, wenn ein bestimmter Grenzwert, also z. B. der normale Hubwert von fo oder fi überschritten wird. Am Eingang des Grenzwertschalters liegt das normale frequenzmodulierte Signal und am Ausgang das ausgetastete Signal. Durch die Austastung entsteht dort, wo früher eine grosse Spitze des Signals war, eine Einsenkung auf Null (Fig. 3b zeigt dieses Resultat). Dadurch wird zwar die Spitze vermieden, dem Einzelbit wird aber ein für die meisten Fälle zu grosser Energieteil entzogen, der Signalauswertungsfehler nicht ausschliesst. Eine bessere Möglichkeit besteht in einer Schaltung nach Fig. 5, bei der in einem Sample-Holdkreis SH bei Überschreitung des oben zitierten Spitzenwertes dieser Wert gespeichert wird und für die Dauer der Grenzwertüberschreitung in die bei der Austastmethode entstehende Lücke substituiert wird. Da der Grenzwertschalter eine geringe Ansprechverzögerung hat, wird der zu haltende Wert des Empfangssignals über eine Verzögerungsleitung At dem Sample-Holdkreis zugeführt. Der Umschalter US wird dann während dieser Zeit auf den Sample-Holdkreis geschaltet und liegt damit nicht mehr am unmittelbaren Signaleingang. Das Ergebnis dieser Methode ist in Fig. 3c dargestellt. In order to avoid the undesirable energy components in the demodulated signal, which are caused by the phase jumps, a blanking method as shown in FIG. 4 is possible. This shows a limit switch GS, which is always operated when a certain limit, z. B. the normal stroke value of fo or fi is exceeded. The normal frequency-modulated signal is at the input of the limit switch and the blanked signal is at the output. The blanking results in a drop to zero where previously there was a large peak of the signal (Fig. 3b shows this result). Although this avoids the peak, the energy bit that is too large for most cases is withdrawn from the single bit and does not exclude signal evaluation errors. A better possibility consists in a circuit according to FIG. 5, in which this value is stored in a sample hold circuit SH when the peak value cited above is exceeded and is substituted for the duration of the limit value exceeding in the gap resulting from the blanking method. Since the limit switch has a low response delay, the value of the received signal to be held is fed to the sample hold circuit via a delay line At. The US switch is then switched to the sample hold circuit during this time and is therefore no longer connected to the direct signal input. The result of this method is shown in Fig. 3c.

619087 619087

Damit hat zunächst die dynamische Auslöschungsentzerrung eine befriedigende Lösung. Diese Methode versagt aber bei der statischen Auslöschung (Auslöschung der Eckfrequenz), weil dabei eine Spitze des Hubes nicht auftritt. First of all, dynamic cancellation equalization has a satisfactory solution. However, this method fails in the case of static cancellation (cancellation of the corner frequency) because a peak in the stroke does not occur.

Bevor nun die Möglichkeit für die Entzerrung der statischen Auslöschung diskutiert wird, soll das Verhalten der Substitutionsmethode ausserhalb des statischen und dynamischen Auslöschungsbereichs beleuchtet werden. Der Standardfall hierfür ist Fall III in Fig. 1, dessen demoduliertes FM-Signal keine Spitzen besitzt, die nur bei dynamischer Auslöschung auftreten. Somit wird der Grenzwertschalter nicht betätigt und damit liegt am Ausgang des Entzerrers nach der Substitutionsmethode in diesem Fall das unveränderte direkt durchgeschaltete Eingangsignal. Before discussing the possibility of equalization of static extinction, the behavior of the substitution method outside the static and dynamic extinction range should be examined. The standard case for this is case III in FIG. 1, the demodulated FM signal of which has no peaks that only occur with dynamic cancellation. Thus, the limit switch is not actuated and the unchanged, directly switched input signal is thus at the output of the equalizer according to the substitution method.

An sich ist mit dieser relativ einfachen Anordnung bereits eine automatische Entzerrung möglich, die im Bereich der dynamischen und ausserhalb der statischen Auslöschung sich gleichzeitig und ohne Zeitverzögerung dem entsprechenden momentanen Betriebszustand adaptiert. With this relatively simple arrangement, an automatic equalization is already possible per se, which in the dynamic and outside the static extinction area adapts to the corresponding instantaneous operating state simultaneously and without a time delay.

Zur Beherrschung der dynamischen Auslöschung ist folgendes zu beachten: Sobald bei Frequenzmodulation die Auslöschung auf der Eckfrequenz auftritt und somit bei dieser Frequenz der minimale Empfangspegel unterschritten wird, versagen alle auf FM-Entzerrung ausgelegten Entzerrungsverfahren. Für die bisherigen Folgerungen der FM-Entzerrung wurde von der Annahme ausgegangen, dass infolge der Amplitudenbegrenzung vor der Frequenzdemodulation lediglich die Phasenverzerrung von Interesse ist. Betrachtet man aber nun den Amplitudengang vor dem Begrenzer bei statischer Auslöschung, wie er im Fall II auftritt, so ist erkennbar, dass immer dann, wenn die Frequenz fo' erreicht wird, die Zwischenfre-quenzspannung den maximalen Wert, im Auslöschungsfall beim Erreichen der Frequenz fi' aber den minimalen Wert erreicht. Damit tritt im Zwischenfrequenzsignal vor dem Begrenzer eine der digitalen Zeichenfolge entsprechende, offensichtlich auswertbare Amplitudenmodulation auf. Das heisst mit anderen Worten, immer dann, wenn entsprechend der Frequenzmodulation statische Auslöschung herrscht, ist die Amplitudenmodulation des unbegrenzten Zwischenfre-quenzsignals am ausgeprägtesten. In order to master dynamic cancellation, the following must be observed: As soon as cancellation occurs on frequency at modulation frequency and the frequency falls below the minimum reception level at this frequency, all equalization methods designed for FM equalization fail. For the previous conclusions of FM equalization, it was assumed that due to the amplitude limitation before frequency demodulation, only phase distortion is of interest. However, if we now consider the amplitude response in front of the limiter with static extinction, as occurs in case II, it can be seen that whenever the frequency fo 'is reached, the intermediate frequency voltage has the maximum value, in the event of extinction when the frequency is reached fi 'but reached the minimum value. Thus, in the intermediate frequency signal in front of the limiter, an amplitude modulation that can obviously be evaluated corresponds to the digital character sequence. In other words, whenever the frequency modulation causes static cancellation, the amplitude modulation of the unlimited intermediate frequency signal is most pronounced.

Allerdings gibt das Auftreten einer sinngemäss richtigen Amplitudenmodulation über ihre Auswertbarkeit noch keinerlei Auskunft. Einerseits besteht eine ernste Schwierigkeit darin, dass die Werte der Zwischenfrequenzspannung um ca. 80 dB schwanken können, d. h. dass die auswertbare Amplitudenmodulation bei hoher ZF-Spannung ausreichend gross ist, bei kleiner ZF-Spannung aber sehr klein ist. Gerade bei geringen Zwi-schenfrequenzspannungen ist aber die Auswertung am meisten wünschenswert. Dieser Nachteil kann dadurch behoben werden, dass ein negativ logarithmischer Verstärker mit einem hohen Dynamikbereich in einem Parallelzweig zum Frequenz-demodulator samt vorgeschaltetem Amplitudenbegrenzer vorgesehen wird. Diesem wird ein AM-Demodulator nachgeschaltet, dessen Ausgang eine Spitze-Spitze-Spannung abgibt, die dem logarithmischen Mass des Modulationsgrades entspricht, welches seinerseits vom absoluten Empfangspegel unabhängig ist. However, the occurrence of a correspondingly correct amplitude modulation does not provide any information about its evaluability. On the one hand, there is a serious difficulty that the values of the intermediate frequency voltage can fluctuate by approximately 80 dB, i. H. that the evaluable amplitude modulation is sufficiently large at a high IF voltage, but is very small at a low IF voltage. However, the evaluation is most desirable especially with low intermediate frequency voltages. This disadvantage can be remedied by providing a negative logarithmic amplifier with a high dynamic range in a parallel branch to the frequency demodulator together with an upstream amplitude limiter. This is followed by an AM demodulator, the output of which outputs a peak-to-peak voltage which corresponds to the logarithmic measure of the degree of modulation, which in turn is independent of the absolute reception level.

Ein weiteres Problem besteht darin, dass bei der statischen Auslöschung (Auslöschung auf einer der Eckfrequenzen) zwangsläufig zwei verschiedene Zustände existieren: Another problem is that with static cancellation (cancellation at one of the corner frequencies) there are inevitably two different states:

a) Auslöschung auf der Eckfrequenz fo', die der digitalen Null entspricht. In diesem Fall ist die Amplitudenmodulation vereinbarungsgemäss in Phase mit der digitalen Zeichenfolge. a) extinction at the corner frequency fo ', which corresponds to the digital zero. In this case, as agreed, the amplitude modulation is in phase with the digital string.

b) Auslöschung auf der Eckfrequenz fi', die der digitalen Eins entspricht. Hierbei ist die Amplitudenmodulation in Gegenphase zur digitalen Zeichenfolge. Für die richtige Auswertung der Amplitudenmodulation muss also im Bedarfsfall ein geeignetes Kriterium zur Verfügung gestellt werden. b) cancellation on the corner frequency fi ', which corresponds to the digital one. Here the amplitude modulation is in phase opposition to the digital string. A suitable criterion must therefore be provided for the correct evaluation of the amplitude modulation if necessary.

5 5

10 10th

15 15

20 20th

25 25th

30 30th

35 35

40 40

45 45

50 50

55 55

60 60

65 65

619087 619087

Wenn die geschilderten beiden Auswertungen von Amplitudenmodulation und Frequenzmodulation gemeinsam vorgenommen werdén, so wird ein Höchstmass an Adaptionsgeschwindigkeit, Einfachheit und Wirtschaftlichkeit bei der Entzerrung von Ausbreitungsstörungen geboten. Praktische Messungen bestätigen diese Erkenntnis in vollem Umfang. If the described two evaluations of amplitude modulation and frequency modulation are carried out together, then a maximum of adaptation speed, simplicity and economy are offered in the equalization of propagation disturbances. Practical measurements fully confirm this finding.

In der Folge wird nun ein Ausführungsbeispiel, belegt durch das Blockschaltbild gemäss Fig. 6, beschrieben. An exemplary embodiment will now be described, which is illustrated by the block diagram according to FIG. 6.

Die Fig. 6 zeigt das Blockschaltbild der Gesamtanordnung, bestehend aus dem ZF- und Demodulationsteil, dem dynamischen Entzerrer, dem statischen Entzerrer und der Datenauswertung. 6 shows the block diagram of the overall arrangement, consisting of the IF and demodulation section, the dynamic equalizer, the static equalizer and the data evaluation.

Das ZF- und Demodulationsteil DE ist Teil eines konventionellen Empfängers und hier nur übersichtshalber dargestellt. Das ZF-Eingangssignal wird über das ZF-Filter 1 dem Begrenzer 2 zugeführt und im FM-Demodulator 3 demoduliert. The IF and demodulation part DE is part of a conventional receiver and is only shown here for the sake of clarity. The IF input signal is fed to the limiter 2 via the IF filter 1 and demodulated in the FM demodulator 3.

Zwischen dem Filter 1 und dem Begrenzer 2 ist ein selektiver ZF-Ausgang zusätzlich angeordnet, der mit dem statischen Entzerrer SE verbunden ist. Between the filter 1 and the limiter 2, a selective IF output is additionally arranged, which is connected to the static equalizer SE.

Der Ausgang des FM-Demodulators 3 führt zum dynamischen Entzerrer DE. The output of the FM demodulator 3 leads to the dynamic equalizer DE.

Zunächst soll der dynamische Entzerrer DE beschrieben werden. Das Ausgangssignal des FM-Demodulators 3 ist zum Schalter 5 geführt und wird bei störungsfreiem FM-Empfang direkt über den Schalter 13 zum Daten-Regenerator 15 geführt. Sobald nun dynamische Verzerrungen (Minimum etwa in der Hubmitte, Beispiel I in Fig. 1) bzw. die dadurch verursachten Spitzen auftreten, tritt der Grenzwertschalter 4 in Funktion und schaltet den Schalter 5 in seine zweite Stellung. Gleichzeitig ergeht ein Schaltbefehl an den Sampleholdkreis 7, der über das Laufzeitglied 6 das geringfügig zeitverzögerte Demodula-torsignal erhält. Zum Zeitpunkt des Ansprechens von Grenzwertschalter 4 liegt damit am Sampleholdkreis 7 ein verzögertes Signal, dessen Momentanwert dem des demodulierten Signales vor der Grenzwertüberschreitung in erster Näherung entspricht. Für die Dauer der Grenzwertüberschreitung wird dieser Momentanwert mittels Sampleholdkreis 7 gespeichert und über den Schalter 5 in den Datenstrom substituiert. Mit dieser Massnahme wird der Energieinhalt des ursprünglichen Bits erhalten und seine Lesbarkeit im Regenerator 15 sichergesellt. The dynamic equalizer DE will first be described. The output signal of the FM demodulator 3 is routed to the switch 5 and, in the case of interference-free FM reception, is routed directly to the data regenerator 15 via the switch 13. As soon as dynamic distortions (minimum approximately in the middle of the stroke, example I in FIG. 1) or the peaks caused thereby occur, the limit switch 4 comes into operation and switches the switch 5 to its second position. At the same time, a switching command is sent to the sample holding circuit 7, which receives the slightly time-delayed demodulator signal via the delay element 6. At the time the limit switch 4 responds, there is therefore a delayed signal at the sample holding circuit 7, the instantaneous value of which corresponds to that of the demodulated signal before the limit value is exceeded in a first approximation. For the duration of the limit value being exceeded, this instantaneous value is stored by means of sample holding circuit 7 and substituted into the data stream via switch 5. With this measure, the energy content of the original bit is preserved and its readability ensured in the regenerator 15.

Die Wirkungsweise des statischen Entzerrers ist folgender-massen. Das vor dem Begrenzer 2 ausgekoppelte ZF-Signal besitzt im Falle der statischen Auslöschung eine bitsynchrone Amplitudenmodulation. Dieses AM-Signal wird über den logarithmischen Verstärker 8 dem AM-Demodulator 9 zugeführt. Der logarithmische Verstärker 8 sorgt dafür, dass das am Ausgang von 9 entstehende Datensignal in seiner Amplitude unabhängig von der Empfangsfeldstärke ist. Das AM-Ausgangssig-nal läuft vom Ausgang des AM-Demodulators 9 über den AM-Begrenzer 10 und den Inverter 11 zum Schalter 13, der zunächst noch in seiner Grundstellung am Ausgang des Schalters 5 liegt. Die Polarität des demodulierten AM-Signals am Ausgang von 9 und 10 ist entweder in Gleichlage oder Gegenlage mit dem demodulierten FM-Signal am Ausgang von 5, je nachdem, ob die eine oder die andere der beiden Eckfrequenzen definitionsgemäss ausgelöscht ist. Um die hier notwendigen eindeutigen Verhältnisse zu schaffen, wird der jeweils lesbare Anteil der demodulierten FM mit der demodulierten AM in einem Polaritätsintegrator 12 verglichen und nach Bedarf im Inverter 11 invertiert. Der Polaritätsintegrator besteht aus einer Koinzidenzschaltung, bei der je nach Gleich- oder Gegenlage von FM/AM ein entsprechend integrierter Entscheidungswert abgegeben wird. Es soll an dieser Stelle kurz die Funktion des Inverters 11 und des Polaritätsintegrators 12 beschrieben werden: Wie schon erwähnt, kann die Phase der AM-Funktion um 180° falsch sein, abhängig davon, ob die der Eins entsprechende Eckfrequenz fi' oder die der Null entsprechende Eckfrequenz fo' auf der Auslöschstelle liegt. The operation of the static equalizer is as follows. The IF signal coupled out before the limiter 2 has a bit-synchronous amplitude modulation in the case of static cancellation. This AM signal is fed to the AM demodulator 9 via the logarithmic amplifier 8. The logarithmic amplifier 8 ensures that the amplitude of the data signal at the output of 9 is independent of the received field strength. The AM output signal runs from the output of the AM demodulator 9 via the AM limiter 10 and the inverter 11 to the switch 13, which is initially still in its basic position at the output of the switch 5. The polarity of the demodulated AM signal at the output of 9 and 10 is either in or opposite to the demodulated FM signal at the output of 5, depending on whether one or the other of the two corner frequencies is by definition extinguished. In order to create the clear conditions necessary here, the legible portion of the demodulated FM is compared with the demodulated AM in a polarity integrator 12 and inverted in the inverter 11 as required. The polarity integrator consists of a coincidence circuit in which, depending on the counterpart or counterpart of FM / AM, a correspondingly integrated decision value is given. The function of the inverter 11 and the polarity integrator 12 will be briefly described at this point: As already mentioned, the phase of the AM function can be wrong by 180 °, depending on whether the corner frequency fi 'corresponding to one or that of zero corresponding cut-off frequency fo 'lies on the extinction point.

Die jeweils auf der Auslöschstelle liegende Eckfrequenz kann im FM-Demodulator zu keiner vernünftigen Aussage führen. Die andere, jeweils nicht auf der Auslöschstelle liegende Eckfrequenz führt hingegen zu einer völlig eindeutigen Aussage, da immer dann, wenn sie in der digitalen Zeichenfolge auftritt, die Empfängereingangsspannung und damit der Momentanwert der AM-Funktion hoch ist. Wird also in Fig. 7 die Koinzidenzschaltung KS des Polaritätsintegrators IR zu allen Zeiten hoher AM-Spannung aufgetastet, so entsteht als Integrationsergebnis eine positive oder negative Spannung je nach Polaritätslage der AM gegen die FM. Ist das Ergebnis negativ, so wird der Inverter 11 umgesteuert, so dass die zum Schalter 13 geführte AM-Funktion die richtige Polung erhält. The corner frequency lying on the extinction point in each case cannot lead to a reasonable statement in the FM demodulator. The other corner frequency, which is not at the extinction point, however, leads to a completely unambiguous statement, since whenever it occurs in the digital string, the receiver input voltage and thus the instantaneous value of the AM function is high. 7, if the coincidence circuit KS of the polarity integrator IR is sensed at all times of a high AM voltage, the result of the integration is a positive or negative voltage depending on the polarity position of the AM against the FM. If the result is negative, the inverter 11 is reversed so that the AM function led to the switch 13 receives the correct polarity.

Im AM-Entscheider 14, der in der Datenauswertung untergebracht ist, wird automatisch geprüft, ob eine brauchbare bitsynchrone AM und somit mit gewisser Wahrscheinlichkeit keine brauchbare FM vorhanden ist. Ist dies der Fall, was näherungsweise nur bei statischer Auslöschung sein kann, so schaltet der AM-Entscheider 14 den Schalter 13 an den Inverter 11 und dem Regenerator 15 werden die aus der AM gewonnenen Daten zugeführt. In the AM decision maker 14, which is accommodated in the data evaluation, it is automatically checked whether a usable bit-synchronous AM and thus with a certain probability no usable FM is present. If this is the case, which can only be approximately with static extinction, the AM decision maker 14 switches the switch 13 to the inverter 11 and the regenerator 15 is supplied with the data obtained from the AM.

Das Zusammenwirken der vorstehenden Einrichtungen geschieht wie folgt. The interaction of the above facilities is as follows.

Das entsprechend der jeweiligen Ausbreitungssituation verzerrte ZF-Signal, das einen Pegel von -92 bis -10 dBm haben kann, durchläuft zuerst das ZF-Filter 1 (B = 16 kHz) und anschliessend einen Trennverstärker. Mit einem Pegel von je -82 bis 0 dBm (1 mW) erreicht es gleichzeitig den Begrenzer 2 und den Dynamikkompressor 8, um entweder im FM-Demodulator 3 oder im AM-Demodulator 9 detektiert zu werden. Am Ausgang des FM-Demodulators 3 steht nun ein dem entsprechenden Nutz- oder auch Störhub proportionales Signal und am Ausgang des AM-Demodulators 9 steht ein dem AM-Modu-lationsgrad proportionales Signal zur Verfügung. The IF signal, distorted according to the respective propagation situation, which can have a level of -92 to -10 dBm, first passes through the IF filter 1 (B = 16 kHz) and then through an isolation amplifier. With a level of -82 to 0 dBm (1 mW) each, it simultaneously reaches the limiter 2 and the dynamic compressor 8 in order to be detected either in the FM demodulator 3 or in the AM demodulator 9. At the output of the FM demodulator 3 there is now a signal proportional to the corresponding useful or interference stroke and at the output of the AM demodulator 9 a signal proportional to the AM modulation level is available.

Bei reiner FM erscheint am Ausgang des AM-Demodulators 9 kein AM-Signal, der AM-Entscheider 14 liefert das logische Ausgangssignal «Null», der FM-AM-Schalter 13 bleibt in seiner Ruhestellung FM. In the case of pure FM, no AM signal appears at the output of the AM demodulator 9, the AM decision maker 14 supplies the logic output signal “zero”, the FM-AM switch 13 remains in its rest position FM.

Damit kann das in diesem Fall reine (störfunktionsfreie) FM-Ausgangssignal des FM-Demodulators 3 direkt über den in Ruhestellung befindlichen Substitutionsschalter 5, den FM-AM-Schalter 13 und ein Basisbandfilter zum Regenerator 15 gelangen. Dieser Signalfluss entspricht exakt dem konventionellen Signalfluss eines optimierten FM-Empfängers. In this case, the pure (interference-free) FM output signal of the FM demodulator 3 can reach the regenerator 15 directly via the substitution switch 5 which is in the rest position, the FM-AM switch 13 and a baseband filter. This signal flow corresponds exactly to the conventional signal flow of an optimized FM receiver.

Reine FM ist aber nur relativ selten, nämlich beim Vorhandensein eines einzigen Ausbreitungsweges, vorhanden. Ein vergleichbarer Fall tritt, wie schon erläutert, bei Mehrwegeausbreitung auf, wenn die Lage der Radiofrequenz fm,. auf dem Maximum der Amplitudencharakteristik liegt (z. B. Fig. 1, Fall III). Fig. 8 zeigt unter dieser Voraussetzung ein Oszillogramm des FM-Datenstromes (oben) und der AM-Funktion am Ausgang des AM-Detektors 9 (unten). Pure FM is, however, only relatively rare, namely when a single path of propagation is present. A comparable case occurs, as already explained, with multipath propagation if the position of the radio frequency fm. is at the maximum of the amplitude characteristic (e.g. FIG. 1, case III). 8 shows an oscillogram of the FM data stream (top) and the AM function at the output of the AM detector 9 (bottom).

Verändert man nun die Lage des Spektrums z.B. infolge einer Veränderung der Radiofrequenz Fig. 9, so hat dies eine entsprechende AM zur Folge. In diesem Zustand reicht aber die AM noch nicht zur Betätigung des AM-Entscheiders aus und dies wäre auch gar nicht notwendig, denn die FM ist noch einwandfrei zu lesen. Now change the position of the spectrum e.g. due to a change in the radio frequency in FIG. 9, this results in a corresponding AM. In this state, however, the AM is not yet sufficient to actuate the AM decision maker and this would not be necessary at all, because the FM can still be read perfectly.

Verschiebt man das Spektrum weiter zur Nullstelle hin (Fig. 10), so dass eine Eckfrequenz das Minimum gerade erreicht, so verliert man die Lesbarkeit der FM infolge statischer Auslöschung, während die AM nun völlig ausgebildet ist. Der AM-Entscheider hat bereits den FM-AM-Schalter 13 in die Stellung AM gebracht. Das am Ausgang des AM-Demodulators vorhandene AM-Signal wird über den AM-Begrenzer 10 und den Inverter 11 in den Signalweg (Schalter 13), mit einer dem FM-Signal entsprechenden Amplitude, eingeblendet. If the spectrum is shifted further to the zero point (FIG. 10) so that a corner frequency just reaches the minimum, the readability of the FM due to static extinction is lost, while the AM is now fully developed. The AM decision maker has already set the FM-AM switch 13 to the AM position. The AM signal present at the output of the AM demodulator is faded in via the AM limiter 10 and the inverter 11 into the signal path (switch 13) with an amplitude corresponding to the FM signal.

Verschiebt man nun das Spektrum weiter, so dass Symme- If you move the spectrum further, so that symmetry

6 6

5 5

10 10th

15 15

20 20th

25 25th

30 30th

35 35

40 40

45 45

50 50

55 55

60 60

65 65

trie der Eckfreguenzen um die Auslöschstelle herum erreicht wird (Fig. 11), so verschwindet die AM wiederum, die FM ist mit einer Störfunktion behaftet, da es sich hierbei um eine dynamische Auslöschung handelt. If the corner frequencies around the extinction point are reached (FIG. 11), the AM disappears again, the FM has an interference function, since this is a dynamic extinction.

Der AM-Entscheider 14 hat nun den Schalter 13 wieder in seine Ausgangsstellung FM zurückgestellt. Die am Ausgang des FM-Demodulators herrschende Störfunktion überschreitet den Grenzwertschalter 4, der im Sample-Hold-Kreis 7 den zu substituierenden Momentanwert aus der Verzögerungsleitung 6 zum Substitutionsschalter 5 führt, der gleichzeitig für die Dauer der Überschreitung durch den Grenzwertschalter 4 nach unten geschaltet wird und damit den im Sample-Hold-Kreis gespeicherten Analogwert substituiert. The AM decision maker 14 has now reset the switch 13 to its initial position FM. The disturbance function prevailing at the output of the FM demodulator exceeds the limit switch 4, which in the sample-hold circuit 7 leads the instantaneous value to be substituted from the delay line 6 to the substitution switch 5, which is simultaneously switched down for the duration of the limit switch 4 being exceeded and thus substitutes the analog value stored in the sample hold circuit.

Somit wird dem Regenerator 15 am Ausgang des Basis-bandbegrenzungsfilters für alle diskutierten Fälle ein von Störungen befreites Signal angeboten. Thus, the regenerator 15 at the output of the baseband filter is offered a signal free of interference for all the cases discussed.

Die hier vorgestellte Anordnung ist in der Lage, bei einem Laufzeitunterschied 8t = Vitb\t auf dem Umweg und einer maximalen Auslöschungstiefe von 22 dB alle Fehler automatisch zu kompensieren. The arrangement presented here is able to automatically compensate for all errors with a runtime difference of 8t = Vitb \ t on the detour and a maximum extinction depth of 22 dB.

Treten darüber hinaus bei FM-Auswertung kurze Rauschoder Pulsstörungen auf, so äussern sich diese ebenfalls als kurze Spitzen im Modulationstext. Der dynamische Entzerrer erkennt und eliminiert solche Spitzen automatisch und fungiert somit als Störaustastung. If, in addition, short noise or pulse disturbances occur during FM evaluation, these are also expressed as short peaks in the modulation text. The dynamic equalizer automatically detects and eliminates such peaks and thus acts as a noise blanker.

Beim Blockschaltbild der Fig. 6 wurde bereits der dynamische Entzerrer beschrieben. Ein Ausführungsbeispiel für diesen Entzerer zeigt die Fig. 12. In der Fig. 13 ist ein Impulsbild für den Ablauf der einzelnen Vorgänge gezeigt. The dynamic equalizer has already been described in the block diagram of FIG. 6. FIG. 12 shows an exemplary embodiment of this equalizer. FIG. 13 shows a pulse image for the sequence of the individual processes.

Am Eingang der Schaltung, der mit FM bezeichnet ist, liegt das bereits demodulierte FM-Signal, Zeile a Fig. 13 an. Im Schaltbild der Fig. 12 sind die Signalverläufe gemäss den Zeilen der Fig. 13 eingekreist angetragen. Dieses Signal gelangt einerseits über eine Laufzeitleitung 20 an einen Schalter 25, der von einem Monoflop-Ausgang 23 im Sample-Hold-Kreis SH gesteuert wird. Das FM-Signal gelangt andererseits auf eine unipolare Begrenzerschaltung 21 im Grenzwertschalter GS. Die Begrenzerschaltung ist durch einen Doppelspannungs-Komparator realisiert, dessen positive Schwelle mittels eines Einstellpotentiometers 21a und die negative mittels eines Potentiometers 21b veränderbar ist. Die Ansprechschwellen des Begrenzers 21 sind über die Potentiometer 21a und 21b so eingestellt, dass dieser auf jede den Nutzhub überschreitende positive und negative Veränderung (Mehrwegeverzerrung, Rauschen), reagiert. So lange diese Schwelle überschritten wird, gibt der Spannungskomparator 21 ein Ausgangssignal ab, welches über die ODER-Schaltung 22 einerseits am Monoflop 23 und andererseits am Verknüpfungsglied 23a anliegt. Das Ansteuersignal, d. h. das Ausgangssignal des ODER-Gatters 22, dessen Verlauf in Zeile c der Fig. 13 dargestellt ist, liefert für die Dauer der Überschreitung der positiven oder negativen Schwelle einen Rechteckimpuls. Das Monoflop 23 ist so eingestellt, dass es aus der Anstiegsflanke dieses Signals einen schmalen Steuerimpuls (Zeile d in Fig. 13) an einen Schalter 25 liefert, der im Sample-Hold-Kreis (Block 6 bei Fig. 6) des Blockschaltbildes enthalten ist. Der Schalter entnimmt so dem über das Laufzeitglied 20 zeitverzögerten Ausgangssignal des FM-Demodulators (welches in Zeile b, Fig. 13 dargestellt ist) eine Probe, auf deren Wert der Kondensator C über den Verstärker 26 aufgeladen wird. The already demodulated FM signal, line a, FIG. 13, is present at the input of the circuit, which is designated FM. In the circuit diagram of FIG. 12, the signal curves are shown circled according to the lines of FIG. 13. On the one hand, this signal reaches a switch 25 via a delay line 20, which switch is controlled by a monoflop output 23 in the sample-hold circuit SH. The FM signal, on the other hand, reaches a unipolar limiter circuit 21 in the limit switch GS. The limiter circuit is realized by a double voltage comparator, the positive threshold of which can be changed by means of a setting potentiometer 21a and the negative threshold by means of a potentiometer 21b. The response thresholds of the limiter 21 are set via the potentiometers 21a and 21b so that it responds to any positive and negative change (multipath distortion, noise) that exceeds the useful stroke. As long as this threshold is exceeded, the voltage comparator 21 outputs an output signal, which is present via the OR circuit 22 on the one hand at the monoflop 23 and on the other hand at the logic element 23a. The drive signal, i.e. H. the output signal of the OR gate 22, the course of which is shown in line c of FIG. 13, supplies a rectangular pulse for the duration of the exceeding of the positive or negative threshold. The monoflop 23 is set such that it delivers a narrow control pulse (line d in FIG. 13) from the rising edge of this signal to a switch 25 which is contained in the sample-hold circuit (block 6 in FIG. 6) of the block diagram . The switch thus takes a sample from the output signal of the FM demodulator (which is shown in line b, FIG. 13) with a time delay via the delay element 20, to the value of which the capacitor C is charged via the amplifier 26.

Die Verzögerungszeit t desLaufzeitgliedes 20 ist klein gegenüber der Bitdauer, aber so bemessen, dass eine Probe kurz vor Überschreitung der Schwelle aus dem Signal b entnommen wird, welche maximal dem Amplitudenwert der jeweils unverzerrten Zeicheninformation entspricht. The delay time t of the delay element 20 is small compared to the bit duration, but dimensioned such that a sample is taken shortly before the threshold is exceeded from the signal b, which corresponds at most to the amplitude value of the undistorted character information.

Das Monoflop 24 triggert mit der negativen Flanke des Signals des Verknüpfungsgliedes 23a und verlängert über das ODER-Gatter 24a den Substitutionszeitraum um t. Das Aus619087 The monoflop 24 triggers with the negative edge of the signal of the logic element 23a and extends the substitution period by t via the OR gate 24a. The Aus619087

gangssignal von 24a schaltet einerseits einen Schalter 32, der im unverzerrten Betrieb geschlossen ist. Für diesen Fall gelangt das gut lesbare FM-Signal über das Laufzeitglied 20 und den Schalter 32 auf einen Zwischenverstärker 33 und von dort zum Ausgang E. An diesem Ausgang ist, wie im Blockschaltbild Fig. 6 angegeben, der FM-AM-Umschalter (dort mit 13 bezeichnet) angeschlossen. Andererseits schaltet das Ausgangssignal von 24a über den Inverter 31 einen Schalter 30, der im unverzerrten Betrieb offen ist. Tritt jedoch infolge Hubüberschreitungen am Ausgang des ODER-Gatters 24a ein Impuls auf, wie er in Zeile e, Fig. 13 angezeigt ist, so schliesst er den Schalter 30 und öffnet den Schalter 32. Das Monoflop 24 verlängert praktisch den um die Zeitdauer der Probe verkürzten Substitutionszeitraum um die Verzögerungszeit x der Verzögerungsleitung 20. Auf der Ausgangsseite sind die Schalter 30 und 32 mit dem Eingang des Verstärkers 33 verbunden. 24a on the one hand switches a switch 32, which is closed in undistorted operation. In this case, the easily readable FM signal passes through the delay element 20 and the switch 32 to an intermediate amplifier 33 and from there to the output E. As indicated in the block diagram in FIG. 6, the FM-AM switch (there designated 13) connected. On the other hand, the output signal from 24a switches via the inverter 31 a switch 30 which is open in undistorted operation. If, however, a pulse occurs at the output of the OR gate 24a as a result of the stroke being exceeded, as indicated in line e, FIG. 13, it closes the switch 30 and opens the switch 32. The monoflop 24 practically extends that by the duration of the sample shortened substitution period by the delay time x of the delay line 20. On the output side, the switches 30 and 32 are connected to the input of the amplifier 33.

Parallel zum Kondensator C liegt ein Schalter 27, der vom Impuls des ODER-Gatters 29 so gesteuert wird, dass er während der Zeit des Pulses öffnet und damit den Ladezustand des Kondensators nicht verändert. Das ODER-Gatter 29 erhält während der Sample-Phase einen Öffnungsimpuls vom Monoflop 23 und während der Holdphase vom ODER-Gatter 24a. D. h. für die Zeit nach dem Impuls aus Zeile g, dem Steuersignal des Schalters 27, kann die im Kondensator C gespeicherte Ladung über einen Verstärker 28 und den durchgeschalteten Schalter 30 auf den FM-Ausgang gelangen. In der übrigen Zeit ist der Kondensator C durch den geschlossenen Schalter 27 jedoch kurzgeschlossen, d. h. entladen. Es ist auf diese Weise gesichert, dass nicht unkontrollierte Ladungen des Kondensators C auf den Schalter 30 und von dort zum Ausgang gelangen können. Der Schalter 30 (Steuersignal f) schaltet erst dann den Substitutionswert auf den Ausgang, wenn die Sample-Phase abgeschlossen ist. Parallel to the capacitor C is a switch 27, which is controlled by the pulse of the OR gate 29 so that it opens during the time of the pulse and thus does not change the state of charge of the capacitor. The OR gate 29 receives an opening pulse from the monoflop 23 during the sample phase and from the OR gate 24a during the hold phase. I.e. for the time after the pulse from line g, the control signal of the switch 27, the charge stored in the capacitor C can reach the FM output via an amplifier 28 and the switched switch 30. In the rest of the time, the capacitor C is short-circuited by the closed switch 27, i. H. unload. In this way it is ensured that uncontrolled charges of the capacitor C can reach the switch 30 and from there to the output. The switch 30 (control signal f) only switches the substitution value to the output when the sample phase is complete.

In der Fig. 14 ist eine Schaltung für den statischen Entzerrer für ortsfesten Betrieb dargestellt, der folgenden Teilen der Fig. 2 entspricht. PI ist der Polaritätsintegrator, DA ist die Schaltung für den Datenausgang, I ist der Polaritätsinverter, im Blockschaltbild der Fig. 6 mit 11 bezeichnet, AMB ist der AM-Begrenzer. Die Elemente 52 und 50 bilden den AM-Entscheider 14 im Datenausgang der Fig. 6. FIG. 14 shows a circuit for the static equalizer for stationary operation, which corresponds to the following parts of FIG. 2. PI is the polarity integrator, DA is the circuit for the data output, I is the polarity inverter, labeled 11 in the block diagram of FIG. 6, AMB is the AM limiter. The elements 52 and 50 form the AM decision maker 14 in the data output of FIG. 6.

Im Zusammenhang mit dem Blockschaltbild wurde dargelegt, dass das ZF-Signal zunächst einen logarithmischen Verstärker bekannter Art durchläuft und anschliessend in einem AM-Demodulator demoduliert wird. Das Ausgangssignal dieses Demodulators ist hier mit AM bezeichnet und wird zunächst einer Klemmschaltung 57 zugeführt. Diese dient zur Abtrennung des mittleren Gleichspannungswertes, der von der Feldstärke des Empfangssignales bestimmt wird. Sie besteht im einfachsten Fall wie in der Schaltung angedeutet, aus einem Längskondensator und einer Klemmdiode im Querzweig. Danach wird das Signal einem Tiefpass 56 zugeführt, dessen Grenzfrequenz etwa bei der höchsten Modulationsfrequenz liegt. Von dort aus gelangt das Signal zunächst zu einem AM-Begrenzer 54, dessen Schwelle mittels eines Potentiometers 55 einstellbar ist. Das Potentiometer 55 wird so eingestellt, dass in reinen FM-Auswertezuständen (Fig. 1, Fälle I und III) der bei Mehrwegeempfang durch den Amplitudengang entstehende AM-Welligkeit die AM-Auswertung nicht aktivieren kann. Durch diesen als Komparator ausgebildeten Begrenzer 54 werden die AM-Signale begrenzt und so in eine digitale Information umgewandelt. Das Signal gelangt dann als AM-Daten-strom in den Block des Polaritätsintegrators PI und in den AM-Inverter I. In connection with the block diagram, it was shown that the IF signal first passes through a logarithmic amplifier of a known type and is then demodulated in an AM demodulator. The output signal of this demodulator is designated AM here and is first fed to a clamping circuit 57. This is used to separate the mean DC voltage value, which is determined by the field strength of the received signal. In the simplest case, as indicated in the circuit, it consists of a series capacitor and a clamping diode in the shunt arm. The signal is then fed to a low-pass filter 56, whose cut-off frequency is approximately at the highest modulation frequency. From there, the signal first arrives at an AM limiter 54, the threshold of which can be set by means of a potentiometer 55. The potentiometer 55 is set in such a way that in pure FM evaluation states (FIG. 1, cases I and III) the AM ripple caused by the amplitude response in the case of multipath reception cannot activate the AM evaluation. This limiter 54, which is designed as a comparator, limits the AM signals and thus converts them into digital information. The signal then arrives as an AM data stream in the block of the polarity integrator PI and in the AM inverter I.

Wie bereits erwähnt, ist bei einem auswertbaren AM-Datenstrom zwangsläufig der ZF-Pegel an einer der beiden Eckfrequenzen um einen gewissen Betrag höher als bei der anderen Eckfrequenz. Demnach muss auch die Zeichenpolarität des höheren ZF-Pegels nach dem FM-Demodulator lesbar As already mentioned, with an evaluable AM data stream the IF level at one of the two corner frequencies is inevitably higher by a certain amount than at the other corner frequency. Accordingly, the character polarity of the higher IF level must also be readable after the FM demodulator

7 7

5 5

10 10th

15 15

20 20th

25 25th

30 30th

35 35

40 40

45 45

50 50

55 55

60 60

65 65

619 087 619 087

sein. Nur dieses Signal gewährt jedoch eine sichere Aussage über die Zeichenpolarität, d. h. eine logische Null oder logische Eins. Je nachdem, an welcher der beiden Eckfrequenzen die Auslöschung erfolgt, kann die Polaritätszuordnung zwischen dem AM-Signal und dem FM-Datenstrom in Gleich- oder Gegenlage sein. Dem Polaritätsintegrator wird also neben dem AM-Signal aus 54 zum Vergleich auch das FM-Signal, mit FM bezeichnet, über den Tiefpass 35 zugeführt. Das FM-Signal wird dem Ausgang E des dynamischen Entzerrers nach Fig. 12 entnommen. Der Tiefpass 35 hat eine Grenzfrequenz, die etwa der höchsten Modulationsfrequenz entspricht. Seinem Ausgang folgt zunächst ein Begrenzer 36. Über einen Schalter 37 kommt dann dieses FM-Signal bei geschlossenem Schalter auf das RC-Glied 38. Der Schalter 37 wird also nur dann geschlossen, wenn die AM so gross ist, dass die Schwelle 55 überschritten wird. Mit anderen Worten wird während der unverzerrten Eckfrequenz der Kondensator C' im Glied 38 geladen und behält diese Ladung auch während der verzerrten Eckfrequenz. Parallel zum Kondensator C' des Gliedes 38 liegt ein Schalter 39. Dieser Schalter wird über einen Pulsformer 40 und einen Monoflop 41 gesteuert. Das Monoflop 41 erzeugt aus der Anstiegsflanke des AM-Datensignals, einen gegenüber der Bitdauer sehr kurzen Impuls. Während dieses Impulses wird der Kondensator C' im Glied 38 vollständig entladen. Nachgeschaltet ist dem Schalter 39 ein Tiefpass 42 und ein Pulsformer 43. Der Tiefpass soll die Entladeschaltspitzen unterdrücken, um eine notwendige eindeutige Polaritätsaussage am Ausgang des Pulsformer 43 zu gewährleisten. be. However, only this signal provides reliable information about the character polarity, i. H. a logical zero or logical one. Depending on which of the two corner frequencies the extinction takes place, the polarity assignment between the AM signal and the FM data stream can be in the same or opposite position. In addition to the AM signal from 54, the polarity integrator is also supplied with the FM signal, designated FM, for comparison via the low pass 35. The FM signal is taken from the output E of the dynamic equalizer according to FIG. 12. The low pass 35 has a cutoff frequency that corresponds approximately to the highest modulation frequency. Its output is initially followed by a limiter 36. This FM signal then comes via a switch 37 to the RC element 38 when the switch is closed. The switch 37 is therefore only closed when the AM is so large that the threshold 55 is exceeded . In other words, the capacitor C 'in the element 38 is charged during the undistorted corner frequency and retains this charge even during the distorted corner frequency. A switch 39 is connected in parallel with the capacitor C 'of the link 38. This switch is controlled via a pulse shaper 40 and a monoflop 41. From the rising edge of the AM data signal, the monoflop 41 generates a pulse that is very short compared to the bit duration. During this pulse, capacitor C 'in gate 38 is completely discharged. A low-pass filter 42 and a pulse shaper 43 are connected downstream of the switch 39. The low-pass filter is intended to suppress the discharge switching peaks in order to ensure a necessary clear polarity statement at the output of the pulse shaper 43.

Im einzelnen sind die Vorgänge anhand der Fig. 15 noch einmal geschildert. The processes are described again in detail with reference to FIG. 15.

In der Zeile a der Fig. 15 ist ein verzertes FM-Signal dargestellt, das im Zeitraum I der einem Bit entspricht eine eindeutige Aussage hat und im Zeitraum II unlesbar ist. Im Zeitraum I kann die Diskriminatorausgangsspannung je nach Zeichenpolarität (logisch 1 oder logisch 0) positiv oder negativ sein. Letzteres ist durch die gestrichelte Linie bei minus angedeutet. Im darauffolgenden Zeitraum III (entspricht mehreren Bits) kann das Signal wieder positiv oder negativ sein, ist jedoch nach dem Frequenzdemodulator lesbar. In der Zeile b ist das zugehörige AM-Datensignal des AM-Demodulators dargestellt, das als digitales Ausgangssignal (Zeile c) am Ausgang des Kompara-tors 54 erscheint. Dieses Signal steuert den Monoflop 41 und den Schalter 37. In der Zeile d ist der Verlauf der Kondensatorspannung an C' dargestellt und zwar für den Fall, dass eine positive Polarität des FM-Signales vorgelegen hat. In der Zeile e ist das gleiche für eine negative Polarität dargestellt. Wegen der Anfangsbedingung (Ladung 0) muss für eine kurze Zeit «tbit beim Anstieg des AM-Signales über das Monoflop 41 die Kondensatorladung durch den Schalter 39 kurzgeschlossen werden. Dies ist durch das Signal gemäss Zeile f, Fig. 15 angezeigt. Am Ausgang des Pulsformers 43 erscheint also je nach Polaritätsgleichlage oder Polaritätsumkehrlage von AM- zu FM-Daten eine eindeutige digitale Stellinformation, welche über den Polaritätsinverter 51 den nun auswertbaren AM-Daten-strom von 54 entsprechend der zeichenpolaritätsrichtung in den FM-Datenstrom einfügt. A distorted FM signal is shown in line a of FIG. 15, which has a clear statement in the period I corresponding to a bit and is illegible in the period II. In period I, the discriminator output voltage can be positive or negative depending on the polarity of the characters (logic 1 or logic 0). The latter is indicated by the dashed line at minus. In the following period III (corresponds to several bits) the signal can again be positive or negative, but can be read after the frequency demodulator. Line b shows the associated AM data signal of the AM demodulator, which appears as a digital output signal (line c) at the output of comparator 54. This signal controls the monoflop 41 and the switch 37. The line d shows the course of the capacitor voltage at C ', in the event that there was a positive polarity of the FM signal. The same is shown in line e for a negative polarity. Because of the initial condition (charge 0), the capacitor charge must be short-circuited by switch 39 for a short time “tbit when the AM signal rises via monoflop 41. This is indicated by the signal according to line f, Fig. 15. At the output of the pulse shaper 43, depending on the polarity equality or polarity reversal position from AM to FM data, unique digital positioning information appears which, via the polarity inverter 51, inserts the AM data stream 54 that can now be evaluated into the FM data stream in accordance with the character polarity direction.

Der Polaritätsinverter I besteht im einfachsten Fall aus einem Exklusiv-ODER-Gatter, wie dargestellt. Es ist auf diese Weise gesichert, dass die vom Komparator 54 gelieferte Eingabe immer in Gleichlage zu den FM-Daten am Ausgang von 51 erscheint. Dieses Signal wird dann über einen Schalter 47 dem eigentlichen Datenausgang, d. h. dem Datenregenerator 48 zugeführt. Um zu gewährleisten, dass die AM-Auswertung nur bei genügendem Signal/Geräuschverhältnis und bei sicherer Aussage des AM-Begrenzers und Polaritätsintegrators vollzogen wird, sind zwei nachtriggerbare Monoflops 44 und 50 vorgesehen. Monoflop 44 wird vom Ausgang des Pulsformers 43 gesteuert und gibt dann die AM-Umschaltung frei, wenn für eine gewisse Zeit eine sichere Aussage des Polaritätsintegrators vorhanden war. Auf der anderen Seite ist das Monoflop 50 vorgesehen, das über einen AM-Entscheider AME angesteuert wird. Dieser besteht aus einem Komparator 52 mit einer über ein Potentiometer 53 einstellbaren Schwelle und wird vom AM-Ausgang des Tiefpasses 56 angesteuert. Hierfür gelten die gleichen Gesichtspunkte wie für das Potentiometer 55 beim Komparator 54. Hat die am Entscheider 52 anliegende AM die Schwelle für einen gewissen Zeitraum, der wesentlich grösser als die Bitdauer ist, überschritten, so gibt auch das Monoflop 50 die AM-Auswertung frei. In the simplest case, the polarity inverter I consists of an exclusive-OR gate, as shown. In this way it is ensured that the input supplied by the comparator 54 always appears in the same position as the FM data at the output from 51. This signal is then a switch 47 to the actual data output, i. H. fed to the data regenerator 48. In order to ensure that the AM evaluation is carried out only when there is a sufficient signal / noise ratio and when the AM limiter and polarity integrator are reliably indicated, two retriggerable monoflops 44 and 50 are provided. Monoflop 44 is controlled by the output of pulse shaper 43 and then releases the AM switchover if the polarity integrator has given a reliable statement for a certain time. On the other hand, the monoflop 50 is provided, which is controlled by an AM decision maker AME. This consists of a comparator 52 with a threshold that can be set via a potentiometer 53 and is controlled by the AM output of the low pass 56. The same considerations apply here as for the potentiometer 55 in the comparator 54. If the AM present at the decision maker 52 has exceeded the threshold for a certain period of time, which is significantly greater than the bit duration, the monoflop 50 also enables the AM evaluation.

Der eigentliche Umschalter zwischen AM und FM besteht aus den Schaltstrecken 45 und 47 und dem Polaritätsinverter 46 und wird nur dann auf AM-Auswertung umgeschaltet, wenn beide eindeutigen AM-Aussagen der Monoflops 44 und 50 am Verknüpfungsglied bestehend aus Gatter 49 anliegen. Die Zeitkonstante der Monoflops 50 bzw. 44 hängt im wesentlichen von der Veränderungsgeschwindigkeit des Ausbreitungsmediums und der mit der damit verbundenen automatischen Umschaltschnelligkeit der Auswertezustände ab. The actual switch between AM and FM consists of the switching paths 45 and 47 and the polarity inverter 46 and is only switched to AM evaluation if both unambiguous AM statements of the monoflops 44 and 50 are present at the logic element consisting of gate 49. The time constant of the monoflops 50 and 44 essentially depends on the rate of change of the propagation medium and the associated automatic switching speed of the evaluation states.

Im Zusammenhang mit der Beschreibung von Fig. 1 ist davon ausgegangen worden, dass Sender und Empfänger ortsfest sind, so dass hier der empfangene Signalpegel in seiner Energieverteilung im wesentlichen abhängig von den verwendeten Frequenzen ist. Ein Auswandern des Minimums aus dem Frequenzhubbereich heraus oder in den Frequenzhubbereich hinein kann bei fest vorgegebenen Radiofrequenzen durch örtliche Veränderungen der Reflektoren oder Schwankungen der Reflexions- und Beugungserscheinungen im Zuge des Mehrwegeempfangs erfolgen (Ionosphäre und Troposcatterempfang). Im allgemeinen weisen diese Veränderungen relativ kleine Änderungsgeschwindigkeiten auf. In connection with the description of FIG. 1, it has been assumed that the transmitter and receiver are stationary, so that the received signal level in its energy distribution is essentially dependent on the frequencies used. A migration of the minimum out of the frequency range or into the frequency range can occur at fixed radio frequencies due to local changes in the reflectors or fluctuations in the reflection and diffraction phenomena in the course of multi-path reception (ionosphere and troposcatter reception). In general, these changes have relatively slow rates of change.

Wenn nun Sender und Empfänger während des Betriebs Bewegungen ausführen, wie das bei mobilen Stationen während der Fahrt der Fall ist, gehorcht der empfangene Signalpegel nicht nur der frequenzmässigen, sondern zusätzlich noch der damit zusammenhängenden ortsabhängigen Energieverteilung, wobei der örtliche Abstand der Minima direkt proportional der benutzten Radiowellenlänge ist. Mit anderen Worten ändert sich im Fahrbetrieb unter Einfluss längerer Umwege bei feststehenden Reflektoren der jeweilige Verzerrungsgrad ortsabhängig mit der Relativgeschwindigkeit von Sende- und Empfangsfahrzeug und abhängig von der verwendeten Radiowellenlänge. Beispielsweise bei Verwendung einer Radiofrequenz von 300 MHz, entsprechend einer halben Wellenlänge von 0,5 m, werden bei einer Geschwindigkeit von 10 m/s (36 km/h) von einer mobilen Station pro Sekunde 20 Minima durchfahren. Anhand von Fig. 1 lässt sich das Ausmass der Verzerrungen verdeutlichen, wenn die Frequenzachse durch eine Zeitachse ersetzt wird und das im Falle I dargestellte Modulationsband zwischen den Frequenzen fo und fi mit einer solchen Geschwindigkeit z. B. nach rechts verschoben wird, dass die Zeiten zum Durchlaufen einer Amplituden- und Phasenwelle ein Vio sec dauert bzw. 20 solcher Wellen pro Sekunde mit gleichförmiger Geschwindigkeit durchlaufen werden. Die in Fig. 1 dargestellten Grenzfälle I, II und III werden also in rascher Folge entsprechend des Durchfahrens der räumlichen Verteilung ineinander übergehen und sich mit entsprechender Periodizität wiederholen. If the transmitter and receiver now perform movements during operation, as is the case with mobile stations while driving, the received signal level obeys not only the frequency-related but also the associated location-dependent energy distribution, the local distance of the minima being directly proportional to the radio wavelength used. In other words, when driving under the influence of longer detours with fixed reflectors, the respective degree of distortion changes depending on the location with the relative speed of the transmitting and receiving vehicle and depending on the radio wavelength used. For example, when using a radio frequency of 300 MHz, corresponding to a half wavelength of 0.5 m, a mobile station traverses 20 minima per second at a speed of 10 m / s (36 km / h). 1, the extent of the distortions can be clarified if the frequency axis is replaced by a time axis and the modulation band shown in case I between the frequencies fo and fi at such a speed z. B. is shifted to the right that the times to go through an amplitude and phase wave lasts a Vio sec or 20 such waves per second are run through at a uniform speed. The limit cases I, II and III shown in FIG. 1 will therefore merge into one another in rapid succession in accordance with the spatial distribution and repeat with the appropriate periodicity.

Die Substitutionsgeschwindigkeit des dynamischen Entzerrers DE nach Fig. 6 ist nur abhängig von der Ansprech- und Durchlaufzeit der darin verwendeten integrierten Bausteine. Somit kann die dynamische Entzerrung schnell genug die durch die maximal zu erwartende Wegeänderung zwischen Sender und Empfänger bewirkten Änderung der mittleren Feldstärke ausgleichen. The substitution speed of the dynamic equalizer DE according to FIG. 6 is only dependent on the response and throughput time of the integrated modules used therein. The dynamic equalization can thus compensate quickly enough for the change in the average field strength caused by the maximum expected path change between transmitter and receiver.

Anders sehen die Verhältnisse beim statischen Entzerrer SE aus. Aus dem vor dem Begrenzer abgenommenen logarith8 The situation is different with the static equalizer SE. From the logarith8 taken before the delimiter

5 5

10 10th

15 15

20 20th

25 25th

30 30th

35 35

40 40

45 45

50 50

55 55

bO bO

65 65

misch bewerteten und gleichgerichteten ZF-Signal wird im statischen Entzerrer SE die für die Gewinnung der AM-Daten notwendige bitsynchrone Wechselspannung von der der mittleren Feldstärke entsprechenden Gleichspannung am Ausgang des Amplitudendemodulators 9 über einen Kondensator abgetrennt. Ändert sich bei Fahrbetrieb die mittlere Feldstärke periodisch, so wird durch Lade- und Entladezeitkonstante des Kondensators die Grösse der am Ausgang des Amplitudende-modülators auftretenden Signalspannung dann verfälscht, mixed evaluated and rectified IF signal in the static equalizer SE, the bit-synchronous AC voltage required for obtaining the AM data is separated from the DC voltage corresponding to the average field strength at the output of the amplitude demodulator 9 via a capacitor. If the mean field strength changes periodically during driving, the charge and discharge time constant of the capacitor then falsifies the magnitude of the signal voltage occurring at the output of the amplitude modulator.

wenn diese Zeitkonstanten nicht mehr vernachlässigbar klein gegenüber der reziproken Änderungsgeschwindigkeit der mittleren Feldstärke sind. Diese Verfälschung der Wechselspannung beeinträchtigt in erheblichem Masse die Auswertung der AM-Daten. when these time constants are no longer negligibly small compared to the reciprocal rate of change of the mean field strength. This falsification of the AC voltage significantly affects the evaluation of the AM data.

Die bei einer üblichen Wechselspannungsabtrennung mit einer Kondensatorkopplung bei schnellen Änderungen der mittleren Feldstärke auftretende Wechselspannungsverzerung beeinträchtigen nicht nur das exakte Arbeiten des AM-Ent-scheiders 14 nach Fig. 2 und damit das zeitrichtige Umschalten des Umschalters 13, sondern hat darüber hinaus auch ein unsymmetrisches Tastverhältnis des Bitstromes am Ausgang des AM-Demodulators 9 zur Folge, wodurch das Integrationsergebnis im Polaritätsintegrator einen sehr grossen Streubereich erhält. Die Auswertung der über die Amplitudenmodulation erhaltenen Daten wird dadurch praktisch verhindert. The AC voltage distortion that occurs in a conventional AC voltage disconnection with a capacitor coupling with rapid changes in the average field strength not only impair the exact work of the AM decoder 14 according to FIG. 2 and thus the correct switching of the changeover switch 13, but also has an asymmetrical pulse duty factor of the bit stream at the output of the AM demodulator 9 result, whereby the integration result in the polarity integrator receives a very large spread. This practically prevents the evaluation of the data obtained via the amplitude modulation.

Zweckmässig wird im Verbindungsweg der zweiten Abtastschaltung zum Subtrahierer ein Tiefpassfilter angeordnet, um auf diese Weise den Verlauf der Änderung der der mittleren Feldstärke proportionalen Gleichgrösse in einem für die Funktion der Gesamtschaltung günstigen Masse zu glätten. A low-pass filter is expediently arranged in the connection path of the second sampling circuit to the subtractor, in order in this way to smooth the course of the change in the direct variable proportional to the mean field strength to a degree which is favorable for the function of the overall circuit.

Das Steuersignal für die Taktzufuhr zur zweiten Abtastschaltung in Abhängigkeit der Änderung des Amplitudenverlaufs des Ausgangssignals der ersten Abtastschaltung wird in vorteilhafter Weise dadurch gewonnen, dass der Steuereingang des Schalters mit dem Ausgang der ersten Abtastschaltung über einen Differenzierer, gegebenenfalls in Kette mit einer Pulsformerstufe, verbunden ist. The control signal for the clock supply to the second sampling circuit as a function of the change in the amplitude profile of the output signal of the first sampling circuit is advantageously obtained in that the control input of the switch is connected to the output of the first sampling circuit via a differentiator, optionally in a chain with a pulse shaper stage .

Die Wechselspannungstrennschaltung nach Fig. 16 ersetzt die Kondensatorkopplung auf der Ausgangsseite des Amplitudendemodulators 9 des statischen Entzerrers SE nach Fig. 6, d. h sie ersetzt die Baueinheiten 56 und 57 des Schaltbildes nach Fig. 14. In ihr ist also die Klemmschaltung 56 und der Tiefpass 57 enthalten. Sie weist zwei Abtastschaltungen 116 und 117 auf, denen das demodulierte Signal jeweils eingangsseitig zugeführt ist. Beide Abtastschaltungen werden von dem empfangsseitig aus dem ankommenden Signal abgeleiteten Takt T gesteuert, und zwar die Abtastschaltung 116 unmittelbar und die Abtastschaltung 117 mittelbar über den Schalter 122. Ausgangsseitig besteht die Wechselspannungstrennschaltung nach Fig. 16 aus dem Subtrahierer 118, dessen einem Eingang das Ausgangssig619087 16 replaces the capacitor coupling on the output side of the amplitude demodulator 9 of the static equalizer SE according to FIG. 6, i. h it replaces the components 56 and 57 of the circuit diagram according to FIG. 14. The clamping circuit 56 and the low-pass filter 57 are therefore contained in it. It has two sampling circuits 116 and 117, to each of which the demodulated signal is fed on the input side. Both sampling circuits are controlled by the clock T derived on the receiving side from the incoming signal, namely the sampling circuit 116 directly and the sampling circuit 117 indirectly via the switch 122.On the output side, the AC voltage separation circuit according to FIG. 16 consists of the subtractor 118, one input of which is the output signal 619087

nal der Abtastschaltung 116 unmittelbar zugeführt ist, während das Ausgangssignal der Abtastschaltung 117 dem anderen Eingang des Subtrahierers 118 über den Tiefpass 119 zugeführt wird. Der Steuereingang des Schalters 122 ist weiterhin mit dem Ausgang der Abtastschaltung 116 über die Hintereinanderschaltung des Differenzierers 120 und der Pulsformerstufe 121 verbunden. nal of the sampling circuit 116 is supplied directly, while the output signal of the sampling circuit 117 is supplied to the other input of the subtractor 118 via the low pass 119. The control input of the switch 122 is also connected to the output of the sampling circuit 116 via the series connection of the differentiator 120 and the pulse shaper stage 121.

Die über der Zeit t aufgetragenen Spannungsverläufe der Diagramme a bis f nach Fig. 17 stellen die Spannungsverläufe an den entsprechend bezeichneten Punkten der Wechselspannungstrennschaltung nach Fig. 16 dar. Im Diagramm a ist das eingangsseitige demodulierte Signal angegeben, das einen zwischen den Spannungswerten U1 und U 2 schwankenden Datenstrom repräsentiert. Jeweils in der Mitte eines Bits wird dieses Eingangssignal impulsförmig vom Takt mit der Impulsamplitude UT in einer vergleichsweise zur Bitdauer kurzen Zeit abgetastet. Dies gilt zunächst nur für die Abtastschaltung 116, der der Takt unmittelbar zugeführt wird. Am Ausgang der Abtastschaltung 116 ergibt sich demnach das regenerierte Eingangssignal mit symmetrischem Tastverhältnis in Form einer mit einer Gleichspannung überlagerten Rechteckimpulsfolge. Diese Rechteckimpulsfolge wird im Differenzierer 120 differenziert und nach Durchlauf durch die Pulsformerstufe 121 dem Steuereingang des Schalters 122 zugeführt. Die Schaltung für die Ableitung des Steuersignals für den Schalter 122 aus dem Ausgangssignal der Abtastschaltung 116 ist so bemessen, dass lediglich die aufsteigenden Flanken der Rechteckimpulsfolge nach Diagramm c den Schalter vom geöffneten in den geschlossenen Zustand umsteuern. Dies hat zur Folge, dass die Abtastschaltung 117 nur einen Abtastwert aus dem eingangs-seitigen demodulierten Signal speichert, der einen Maximalwert entsprechend dem Spannungswert U 1 aufweist. Als Folge hiervon tritt am Ausgang der Abtastschaltung 117 eine Gleichspannung auf, die im Diagramm e dargestellt ist und den Wert U1 aufweist. Diese Gleichspannung ist dem jeweiligen Mittelwert der Feldstärke des empfangenen ursprünglichen Signals proportional und liefert damit die Bezugsgrösse für die Amplitudenmodulation des AM-demodulierten Signals. Die Grenzfrequenz des Tiefpasses 119 ist nach der höchsten verwendeten Radiofrequenz (ortsabhängiger Abstand der Dämp-fungsmaxima) und der maximal auftretenden Relativgeschwindigkeit zwischen Sende- und Empfangsfahrzeug bemessen. Auf diese Weise ist gewährleistet, dass die maximale Änderungsgeschwindigkeit der Gleichspannung am Ausgang der Abtastschaltung 117 über den Tiefpass noch voll übertragen wird, während durch irgendwelche Störungen bedingte schnellere Änderungen unterdrückt werden. Am Ausgang des Subtrahierers 118 ergibt sich demnach der im Diagramm f dargestellte Spannungsverlauf aus der Differenz der Spannungswerte U1-U 2 nach Diagramm a. The voltage profiles plotted over time t in diagrams a to f according to FIG. 17 represent the voltage profiles at the correspondingly designated points of the AC voltage isolating circuit according to FIG. 16. Diagram a shows the demodulated signal on the input side, which is between the voltage values U1 and U. 2 fluctuating data stream represents. In the middle of a bit, this input signal is sampled in pulse form by the clock with the pulse amplitude UT in a time that is short compared to the bit duration. This initially only applies to the sampling circuit 116 to which the clock is fed directly. At the output of the sampling circuit 116, the regenerated input signal with a symmetrical duty cycle results in the form of a square-wave pulse sequence superimposed with a DC voltage. This rectangular pulse sequence is differentiated in the differentiator 120 and, after passing through the pulse shaper stage 121, is fed to the control input of the switch 122. The circuit for deriving the control signal for the switch 122 from the output signal of the sampling circuit 116 is dimensioned such that only the rising edges of the rectangular pulse sequence according to diagram c switch the switch from the open to the closed state. As a result, the sampling circuit 117 stores only one sample value from the input-side demodulated signal, which has a maximum value corresponding to the voltage value U 1. As a result, a DC voltage occurs at the output of the sampling circuit 117, which is shown in diagram e and has the value U1. This DC voltage is proportional to the respective mean value of the field strength of the received original signal and thus provides the reference variable for the amplitude modulation of the AM demodulated signal. The cut-off frequency of the low-pass filter 119 is dimensioned according to the highest radio frequency used (location-dependent distance of the damping maxima) and the maximum relative speed that occurs between the transmitting and receiving vehicle. In this way it is ensured that the maximum rate of change of the DC voltage at the output of the sampling circuit 117 is still fully transmitted via the low-pass filter, while faster changes caused by any disturbances are suppressed. At the output of the subtractor 118, the voltage curve shown in diagram f results from the difference between the voltage values U1-U 2 according to diagram a.

9 9

5 5

10 10th

15 15

20 20th

25 25th

30 30th

35 35

40 40

45 45

50 50

G G

6 Blatt Zeichnungen 6 sheets of drawings

Claims

619087 PATENT CLAIMS

1.Device for receiving digital message signals, which are imprinted on a carrier in the form of frequency modulation, in a reflection-based propagation medium, in particular for reception at mobile stations, long-distance and stray beam connections, characterized in that the information losses caused by phase and amplitude distortions are caused by them after are automatically detected in two complementary arrangements, one of which is a frequency discriminator (3), followed by a device (4) for detecting interference peaks caused by reflection distortions, and a circuit (6, 7) which compensates for these interference peaks , furthermore an amplitude demodulator (9) which is connected in parallel to the frequency demodulator (3) in another branch, and that the outputs of both demodulators (3,9) are led to a changeover switch (13) which is provided by an amplitude modulation evaluation device (14) is controlled and the at recognizable Am plititude modulation switches the amplitude demodulator (9) and, if frequency modulation is recognizable, the frequency discriminator (3) with interference peak detectors (4,6,7) to a common output, so that a polarity inverter (11) is also connected downstream of the output of the AM demodulator (9) which is controlled by a polarity integrator (12) and which reverses the AM demodulation product depending on the size of the FM demodulation product in the sense of polarity-detecting AM demodulation.

2. Device according to claim 1, characterized in that after a common path through an IF filter in front of the FM demodulator (3) there is a limiter (2) and in front of the AM demodulator (9) there is a dynamic compressor (8).

3. Device according to claim 2, characterized in that the dynamic compressor (8) is designed as an amplifier with a negative logarithmic amplitude characteristic.

4. Apparatus according to claim 1, 2 or 3, characterized in that the device for detecting interference caused by reflection distortions is a limit switch (4) which, in the event of interference peaks of a certain size, the signal coming from the FM demodulator via a changeover switch (5 ) switches off its output and, during the duration of the interference peak, places it on a delay line (6), which is also at the output of the FM demodulator (3).

5. Device according to one of the preceding claims, characterized in that the polarity integrator (12) in the AM branch controls a coincidence circuit and the polarity inverter (11) in the sense of polarity detection of the AM signal.

6. Device according to one of the preceding claims, characterized in that an AM limiter (10) lies between the AM demodulator (9) and the polarity inverter (11).

7. The device according to claim 1, characterized in that the glitch detection and elimination circuit consists of a double voltage comparator (21), the positive and negative threshold of which can be adjusted to the useful stroke, that the comparator (21) has an OR gate (22 ) is connected downstream, the output signals of which, when the thresholds are exceeded, briefly control a switch (25) which transmits the instantaneous value of the input signal b delayed by a time period t that is short in terms of the bit duration to a capacitor (C) shortly before the time of exceeding, the charge of which remains until the threshold is undershot and is connected to the output (E) via part (30) of a switch, that a circuit part is also provided (23a, 24, 24a, 29) which, when the switching pulse occurs for the Switch (25) opens a short-circuit switch (27) for the capacitor and closes one part of the change-over switch (30) while it closes the other part ( 32) of the changeover switch, which places the delayed signal b on the output (E), opens and the circuit part is designed there so that it maintains this switching state until the threshold is exceeded

8. The device according to claim 7, characterized in that the signal from the AM demodulator is fed to a clamping circuit (57) for separating the mean DC voltage value, then a low-pass filter (56), from where it reaches an AM limiter (54) , and that its output signal, on the one hand, to one input of the exclusive OR gate

(51) is carried out and on the other hand a switch (37), which is closed when the AM signal is sufficiently large and switches the FM signal through to a capacitor (C), from where this signal is sent via a low-pass filter (42) and a pulse shaper (43) is fed to the other input of the exclusive-OR gate (51), that the output signal of the AM limiter (54) is also fed to a pulse shaper circuit (40, 41) which generates an im from the rising edges of this signal Forms a very short pulse (line f, FIG. 15) compared to the bit duration, by which a switch (39) is closed, which discharges the capacitor (C), and finally the output signal of the exclusive OR gate (51) Polarity inverter (I), via a closed switching path (47) of the AM-FM switch, which can be read at AM, to the output of the overall arrangement, to which a data regenerator (48) is connected.

9. The device according to claim 8, characterized in that at the output of the pulse shaper (43) is a retriggerable monoflop (44), the output of which is led to an input of a logic element (49), and that the AM signal at the output of the low pass ( 56) transmits a threshold circuit

(52) and a monoflop (50) is led to the other input of the gate (49), from the output of which, when there is a clear statement about AM because of the monoflops (44, 50), the AM-FM switch is on the position AM, d. H. AM switching path (47) is closed and FM switching path (45) is flipped open, while with easily legible FM the FM switching path (45) of the AM-FM switch is closed and the AM switching path (47) is open and the FM from the output (E) to the input of the data regenerator (48).

10. The device according to claim 1, characterized in that the AM demodulator on the output side contains an AC voltage isolating circuit which has on the input side a first and a second scanning circuit connected in parallel with the first

(116,117), of which the first (116) is controlled directly and the second (117) indirectly via a switch (122) of the clock (T) derived on the receiving side from the incoming signal and which on the output side has a subtractor (128 ) contains, the two inputs of which are connected to the two outputs of the sampling circuits and that the switch for the clock supply to the second sampling circuit operates as a function of the change in the amplitude profile of the output signal of the first sampling circuit.

11. The device according to claim 10, characterized in that a low-pass filter (119) is arranged in the connection path of the second sampling circuit (117) to the subtractor (118).

12. The device according to claim 10, characterized in that the control input of the switch (122) is connected to the output of the first sampling circuit (116) via a differentiator (120), optionally in chain with a pulse shaper stage (121).