CH711205A2 - AC/DC-Konverter - Google Patents

Abstract

Ein erfindungsgemässer AC/DC-Konverter weist einen Eingangsteil (1, 2) mit einer dreiphasigen Brückenschaltung (1) und mit je einem positiven und einem negativen Ausgang (x, z) an einer Gleichspannungsseite auf, wobei – wechselspannungsseitige Anschlusspunkte ( , , ) über Vierquadrantenschalter (6, 7, 8) mit einem mittleren Ausgang (y) des Eingangsteils verbindbar sind, – eine Filteranordnung (51) mit einer Dreieckschaltung oder Sternschaltung von Filterkapazitäten (C F ) an die Ausgänge (x, y, z) des Eingangsteils (1, 2) angeschlossen ist, – zwischen einem positiven Ausgang ( ) der Filteranordnung (51) und einer positiven Anschlussklemme (p) des AC/DC-Konverters ein oberer DC/DC-Konverter (9) mit einem unteren Anschlusspunkt (11) als Bezugspunkt geschaltet ist, und – zwischen einem negativen Ausgang ( ) der Filteranordnung (51) und einer negativen Anschlussklemme (n) des AC/DC-Konverters ein unterer DC/DC-Konverter (13) mit einem oberen Anschlusspunkt (15) als Bezugspunkt geschaltet ist, – wobei der untere und der obere Anschlusspunkt (11, 15) miteinander verbunden sind und einen gleichspannungsseitigen Mittelpunkt ( ) bilden, – und der mittlere Ausgang der Filteranordnung 51 mit dem gleichspannungsseitigen Mittelpunkt ( ) verbunden ist.

Description

[0001] Die Erfindung betrifft das Gebiet der leistungselektronischen Schaltungen und bezieht sich auf einen Gleichrichter mit Leistungsfaktorkorrektur gemäss CH 704 553 A2.

[0002] In CH 704 553 A2 ist eine Injektionsschaltung zur Leistungsfaktorkorrektur in einem Dreiphasen-Gleichrichter respektive AC/DC-Konverter beschrieben. Varianten davon sind in den Fig. 1a und 1b dargestellt. Dieser AC/DC-Konverter zur Leistungsübertragung von einer dreiphasigen Wechselspannungsseite an eine Gleichspannungsseite mit einer positiven Anschlussklemme und einer negativen Anschlussklemme und/oder umgekehrt, weist eine dreiphasige Brückenschaltung oder Eingangs-Brückenschaltung 1 mit drei Eingangsphasenklemmen oder Anschlusspunkten für jeweils eine Eingangsphase an ihrer Wechselspannungsseite und mit je einem positiven Anschlusspunkt und einem negativen Anschlusspunkt an ihrer Gleichspannungsseite auf. Es ist zwischen dem positiven Anschlusspunkt der Brückenschaltung und der positiven Anschlussklemme p des AC/DC-Konverters ein oberer DC/DC-Konverter 9 mit einem unteren Anschlusspunkt 11 als Bezugspunkt geschaltet, und zwischen dem negativen Anschlusspunkt der Brückenschaltung und der negativen Anschlussklemme n des AC/DC-Konverters ein unterer DC/DC-Konverter 13 mit einem oberen Anschlusspunkt 15 als Bezugspunkt geschaltet. Dabei sind der untere und der obere Anschlusspunkt 13, 15 miteinander verbunden und bilden einen gleichspannungsseitigen Mittelpunkt Y.

[0003] Jeder der drei Anschlusspunkte ist jeweils über einen Vierquadrantenschalter, also einen bidirektionalen Schalter, mit dem gleichspannungsseitigen Mittelpunkt verbunden. Diese Schaltung von drei Vierquadrantenschaltern wird im Folgenden auch als Injektionsschaltung 2 bezeichnet.

[0004] Der Wandler mit der beschriebenen Kombination von Eingangs-Brückenschaltung, DC/DC-Konvertern und Injektionsschaltung wird auch als SWISS-Gleichrichter bezeichnet.

[0005] Ein Vierquadrantenschalter kann jeweils durch eine Gegenserienschaltung von zwei unipolar mit Sperrspannung belastbaren elektronischen Schaltern realisiert werden, wobei aus Schutzgründen und um unabhängig von der konkreten praktischen Realisierung der elektronischen Schalter zwei Stromflussrichtungen zu ermöglichen, über jeden Schalter eine antiparallele Diode gelegt sein kann oder rückwärts leitende Schalter eingesetzt werden können.

[0006] Alternativ kann ein Vierquadrantenschalter auch durch eine Einphasen-Diodenbrücke und nur einen, zwischen der positiven und negativen Ausgangsklemme der Einphasen-Diodenbrücke angeordneten elektronischen Schalter realisiert werden, wobei die Wechselspannungsklemmen der Einphasen-Diodenbrücke die beiden Schalterklemmen bilden.

[0007] Eine weitere Alternative bildet die Antiparallelschaltung von zwei bipolar mit Sperrspannung belastbaren jedoch nur unidirektionalen Stromfluss erlaubenden elektronischen Schaltern. Eine weitere Alternative ist ein monolithischer Vierquadrantenschalter.

[0008] Die Vierquadrantenschalter können jeweils mit zwei IGBTs mit antiparallelen Dioden realisiert werden, wie in Fig. 1a gezeigt. Alternativ können die Vierquadrantenschalter jeweils mit einem IGBT in einer Einphasen-Diodenbrücke realisiert werden, wie in Fig. 1b gezeigt.

[0009] Eine Aufgabe der Erfindung ist es, eine neue Anwendung unter Nutzung der Vorteile der eingangs genannten Injektionsschaltung bereitzustellen. Eine weitere Aufgabe der Erfindung ist es, neue Einsatzmöglichkeiten für solche elektronische Leistungswandler zu ermöglichen.

[0010] Eine weitere Aufgabe der Erfindung ist es, eine Regelung für den Gleichrichter mit Injektionsschaltung zu schaffen, welche netzseitige Eingangsströme erlaubt, die nicht gleichphasig mit einer Netzspannung verlaufen.

[0011] Mindestens eine der Aufgaben wird gemäss mindestens einem der Patentansprüche gelöst.

[0012] Gemäss einem ersten Aspekt der Erfindung, der unabhängig vom zweiten Aspekt realisiert werden kann, liegt ein AC/DC-Konverter gemäss Patentanspruch 1 vor.

[0013] Damit ist es möglich, ein AC-seitiges Eingangsfilter durch eines oder mehrere DC-seitige Filter ganz oder teilweise zu ersetzen. Auch wird bei örtlicher getrennter Anordnung von Ein- und Ausgangsteil trotz zwischen beiden Schaltungsteilen auftretenden Leitungsinduktivitäten eine überspannungsfreie Kommutierung der DC/DC-Wandler ermöglicht. Ferner können mehrere Ausgangsteile mit DC/DC-Wandlern und eigenen, lokalen Filtern realisiert werden, die alle durch den Eingangsteil über einen gemeinsamen DC-Bus gespeist sind.

[0014] Gemäss einem zweiten Aspekt der Erfindung, der unabhängig vom ersten Aspekt realisiert werden kann, liegt ein AC/DC-Konverter der folgenden Art vor: Der AC/DC-Konverter dient zur Leistungsübertragung von einer dreiphasigen

[0015] Wechselspannungsseite an eine Gleiehspannungsseite mit einer positiven Anschlussklemme und einer negativen Anschlussklemme und/oder umgekehrt. Er weist eine dreiphasige Brückenschaltung mit drei wechselspannungsseitigen Anschlusspunkten für jeweils eine Eingangsphase an ihrer Wechselspannungsseite und mit je einem positiven und einem negativen Anschlusspunkt an ihrer Gleichspannungsseite auf. Dabei ist zwischen dem positiven Anschlusspunkt der Brückenschaltung und der positiven Anschlussklemme des AC/DC-Konverters ein oberer DC/DC-Konverter mit einem unteren Anschlusspunkt als Bezugspunkt geschaltet, und ist zwischen dem negativen Anschlusspunkt der Brückenschaltung und der negativen Anschlussklemme des AC/DC-Konverters ein unterer DC/DC-Konverter mit einem oberen Anschlusspunkt als Bezugspunkt geschaltet, wobei der untere und der obere Anschlusspunkt miteinander verbunden sind und dadurch einen gleichspannungsseitigen Mittelpunkt bilden, und jeder der drei wechselspannungsseitigen Anschlusspunkte jeweils über einen Vierquadrantenschalter direkt oder über eine Induktivität, im Folgenden auch Kommutierungsinduktivität genannt, mit dem gleichspannungsseitigen Mittelpunkt verbindbar ist.Dabei weist der AC/DC-Konverter einen Regler zur Steuerung des oberen und des unteren DC/DC-Konverters auf, wobei der Regler jeweils eine Modulationsfunktion für einen oberen elektronischen Schalter des oberen DC/DC-Konverters und für einen unteren elektronischen Schalter des unteren DC/DC-Konverters bestimmt, und wobei der Regler die beiden Modulationsfunktionen jeweils proportional zu einem normierten Spannungssteuersignal bestimmt, wobei für den oberen elektronischen Schalter das normierte Spannungssteuersignal proportional zu einer um einen vorgebbaren Phasenwinkel phasenverschobenen Differenz zwischen der Spannung am positiven Anschlusspunkt der Brückenschaltung und einer wechselspannungsseitigen Sternpunktspannung an einem Sternpunkt ist, und wobei für den unteren elektronischen Schalter das normierte Spannungssteuersignal proportional zu einer um denselben Phasenwinkel phasenverschobenen Differenz zwischen der Spannung am negativen Anschlusspunkt der Brückenschaltung und der wechselspannungsseitigen Sternpunktspannung am Sternpunkt ist, und der Phasenwinkel von Null verschieden ist.

[0016] Diese Regelung ist auch in Kombination mit einer Filteranordnung gemäss dem ersten Aspekt der Erfindung realisierbar.

[0017] Im Folgenden wird der Erfindungsgegenstand anhand von bevorzugten Ausführungsbeispielen, welche in den beiliegenden Zeichnungen dargestellt sind, näher erläutert. Es zeigen: Fig. 1a – 1b SWISS-Gleichrichterschaltungen gemäss dem Stand der Technik; Fig. 2 Eine Schaltung mit einer gleichspannungsseitigen Filteranordnung; Fig. 3 Einen SWISS Gleichrichter mit einer Regelung zum Erzeugen phasenverschobener Eingangsströme; Fig. 4 – 5 Varianten der Regelung aus Fig. 3 ; Fig. 6 Ströme und Spannungen im Gleichrichter ohne Phasenverschiebung; und Fig. 7 Ströme und Spannungen im Gleichrichter mit Phasenverschiebung.

[0018] Grundsätzlich sind in den Figuren gleiche oder gleich wirkende Teile mit gleichen Bezugszeichen versehen.

[0019] Konvention zur Notation: wo in den Figuren ein Symbol mit einem darüber liegenden Querstrich angeordnet ist, ist dies im folgenden Text durch ein auf das entsprechende Symbol folgendes «quer» wiedergegeben. Eine Spannung zwischen zwei Schaltungspunkten A und B wird mit uAB oder uABwiedergegeben.

[0020] In den verschiedenen Schaltungsvarianten ist jeweils gezeigt: ein Gleichrichter oder AC/DC-Konverter zur Leistungsübertragung von einer dreiphasigen Wechselspannungsseite an eine Gleichspannungsseite mit einer positiven Anschlussklemme p und einer negativen Anschlussklemme n und/oder umgekehrt, aufweisend einen Eingangsteil 1, 2 mit einer dreiphasigen Brückenschaltung 1 als Gleichrichterbrücke mit drei wechselspannungsseitigen Anschlusspunkten ( , , ) für jeweils eine Eingangsphase an ihrer Wechselspannungsseite und mit je einem positiven x und einem negativen z Anschlusspunkt oder Ausgang an ihrer Gleichspannungsseite, wobei –jeder der drei wechselspannungsseitigen Anschlusspunkte , , jeweils über einen Vierquadrantenschalter 6, 7, 8 mit einem mittleren Ausgang y des Eingangsteils verbindbar ist (diese Schaltung von drei Vierquadrantenschaltern 6, 7, 8 wird im Folgenden auch als Injektionsschaltung 2 bezeichnet), – optional eine Filteranordnung 51 vorliegt, welche an die Ausgänge x, y, z des Eingangsteils angeschlossen ist und einen positiven , einen negativen zquer und einen mittleren Ausgang der Filteranordnung 51 aufweist, – zwischen dem positiven Ausgang des Eingangsteils respektive der Filteranordnung 51 und der positiven Anschlussklemme p des AC/DC-Konverters ein oberer DC/DC-Konverter 9 mit einem unteren Anschlusspunkt 11 als Bezugspunkt geschaltet ist, und – zwischen dem negativen Ausgang des Eingangsteils respektive der Filteranordnung 51 und der negativen Anschlussklemme n des AC/DC-Konverters ein unterer DC/DC-Konverter 13 mit einem oberen Anschlusspunkt 15 als Bezugspunkt geschaltet ist, – wobei der untere und der obere Anschlusspunkt 11, 15 miteinander verbunden sind und dadurch einen gleichspannungsseitigen Mittelpunkt bilden, – und der mittlere Ausgang des Eingangsteils respektive der Filteranordnung 51 direkt oder über eine Kommutierungsinduktivität mit dem gleichspannungsseitigen Mittelpunkt verbunden ist.

[0021] An der Wechselspannungsseite kann als Teil des Eingangsteils ein Netzfilter oder Eingangsfilter 10 zwischen den wechselspannungsseitigen Anschlusspunkten , , und Netzanschlüssen a, b, c vorliegen.

[0022] Fig. 2 zeigt eine Schaltung mit einer gleichspannungsseitigen Filteranordnung 51: diese ist zwischen der dreiphasigen Brückenschaltung 1 und den DC/DC-Konvertern angeordnet. Sie weist auf: – eine obere Filterinduktivität LFzwischen dem positiven Anschlusspunkt oder Ausgang x der Brückenschaltung und dem oberen DC/DC-Konverter 9; – eine untere Filterinduktivität zwischen dem negativen Anschlusspunkt oder Ausgang z der Brückenschaltung und dem unteren DC/DC-Konverter 13; – eine mittlere Filterinduktivität zwischen dem mittleren Ausgang y des Eingangsteils und dem gleichspannungsseitigen Mittelpunkt und – eine Dreieckschaltung von Filterkapazitäten CFzwischen den Ausgängen , , zquer der Filteranordnung 51.

[0023] Die Filteranordnung kann Dämpfungselemente Rd, Ldparallel zu den FiIterinduktivitäten aufweisen.

[0024] Die Struktur des Leistungsteils des SWISS Rectifier wird in bekannter Weise durch ein netzseitiges Tiefpassfilter oder Eingangsfilter 10, einen netzfrequent kommutierten Eingangsteil 1, 2 (Eingangsgleichrichter, d.h. einer Dreiphasen-diodenbrücke oder Brückenschaltung 1 mit Dioden D +, D +, D + einer oberen Brückenhälfte und Dioden D– , D– , D– einer unteren Brückenhälfte und einer Injektionsschaltung 2 mit drei Vierquadrantenschaltern, S y , S y , S y , welche durch eine Sektorerkennung in Abhängigkeit der Grössenverhältnisse der Netzphasenspannungen angesteuert werden) und einen schaitfrequent und damit hochfrequent betriebenen Ausgangsteil in Form von zwei übereinander angeordneten Tiefsetzstellern oder DC/DC-Konvertern 9, 13 (Schalter S+ und S–, Dioden D+ und D– und gemeinsames LC-Ausgangsfilter) gebildet. Wie in der Literatur angegeben (siehe Three-Phase Modular Multüevel Current Source Rectissers for Electric Vehicle Battery Charging Systems; T. Soeiro, M. Heldwein, J. W. Kolar; Proceedings of the Brazilian Power Electronics Conference (COBEP 2013), Gramado, Brazil. October 27–31, 2013) kann der Ausgangsteil durch mehrere phasenversetzt parallel betriebene Tiefsetzstellersysteme gebildet werden, welche gemeinsam aus einem für die Gesamtleistung dimensionierten Eingangsteil gespeist werden. Um trotz der dann, insbesondere bei örtlicher getrennter Anordnung von Ein- und Ausgangsteil zwischen beiden Schaltungsteilen auftretenden Leitungsinduktivitäten eine überspannungfreie Kommutierung der Tiefsetzstellerschalter zu ermöglichen kann zwischen Ein- und Ausgangsteil als Filteranordnung 51 ein dreiphasiges LC-Tiefpassfilter angeordnet sein, dessen Kondensatoren CF die Spannungen an den Ausgängen , , der Filteranordnung 51 für transiente Vorgänge stützen. Vorteilhaft werden durch die Filteranordnung 51 weiter diskontinuierlichen Eingangsströme = , und = des Ausgangsteils geglättet, sodass die Ströme zwischen Ein- und Ausgangsteil geringere Amplituden der schaltfrequenten Oberschwingungen aufweisen und benachbarte Systeme einer geringeren Störbeinflussung ausgesetzt sind. Zusätzlich zu diesem DC-seitigen Tiefpassfilter kann nach wie vor auf der AC-Seite des Eingangsteils das dem Stand der Technik entsprechende dreiphasige Eingangsfilter 10 vorgesehen sein. Die Kondensatoren CF der Filteranordnung 51 können an den Ausgängen , , der Filteranordnung 51 in Dreieckschaltung oder in Sternschaltung angeordnet sein. Weiter können ggf. noch an sich bekannte Dämpfungszweige parallel zu den zwischen den Schaltungspunkten x und , y und , z und liegenden Filterinduktivitäten LF oder parallel zu den Filterkapazitäten CF angeordnet werden. Dabei ist trotz der Platzierung der Filterkapazitäten CF auf der DC Seite anstelle der naheliegenden Anordnung von nur je einem Filterkondensator am Eingang jeder Tiefsetzstellerstufe respektive DC/DC-Konverter des Ausgangsteils, d.h. zwischen und sowie und , drei Filterkondensatoren in dreiphasiger Verschaltung vorliegen. So ist die Bildung symmetrischer (ohmsch-kapazitiver) Netzphasenströme sichergestellt bzw. eine Kompensation der durch die Kondensatoren aufgenommenen Blindleistung, beispielsweise durch eine der nachfolgend beschriebenen erfindungsgemässen Regelschaltungen, möglich. Dies erklärt sich daraus, dass an den Ausgängen x, y, z des Eingangsteils stets Ausschnitte aller drei Netzphasenspannungen auftreten; die Netzphasenspannungen werden in bekannter Weise derart an die Ausgänge geschaltet, dass am positiven Ausgang x die positivste, am negativen Ausgang z die negativste und am mittleren Ausgang y die hinsichtlich des Spannungsmomentanwertes mittlere Phasenspannung auftritt. Die Netzphasenspannungsausschnitte kommen dann an den Filterkapazitäten CF zu liegen (denn die wie oben erwähnt zwischen x, y, z und , und , d.h. den Anschlusspunkten der Kondensatoren CF liegenden Filterinduktivitäten LF sind für netzfrequente Vorgänge als Kurzschlüsse zu sehen) und, wie für eine Sternschaltung unmittelbar einsichtig, treten dann entsprechende kapazitive Ströme auf, welche letztlich aus den Netzphasen geliefert werden. Nach einem 60-Grad Intervall (einem 60-Grad Sektor) ändern sich die Grössenverhältnisse der Netzphasenspannungen und der Eingangsteil ändert die Zuordnung der Eingangsphasenklemmen , , zu den Ausgängen x, y, z (es werden andere Dioden der Dreiphasendiodenbrücke leitend und der Schaltzustand der Injektionsschalter wird geändert, d.h. durch die Sektorerkennung wird der vorher leitende Vierquadrantenschalter nun gesperrt und ein anderer Vierquadrantenschalter durchgeschaltet). Allerdings liegt nun nach wie vor an jedem Ausgang x, y ,z für netzfrequente Vorgänge effektiv eine Filterkapazität CF und es treten dementsprechend Kondensatorströme auf welche über den Eingangsteil aus dem Netz bezogen werden. Für den Stromfluss auf der Netzseite ist es unerheblich, ob stets derselbe oder jeweils ein anderer Kondensator gleicher Kapazität (über die Filterinduktivitäten LF) an einer Eingangsphasenklemme , , liegt, d.h. der durch die Filterkondensatoren aufgenommene Strom ist gleich dem Strom der bei direkter AC-seitiger Anordnung der Kondensatoren CF auftreten würde. Dies gilt, solange innerhalb der gesamten Netzperiode jeweils eine Diode der oberen und eine Diode der unteren Hälfte der Dreiphasendiodenbrücke des Eingangsteils leitet, d.h. stets eine der Eingangsphasenklemmen , , mit dem positiven x und negativen z Ausgang verbunden ist (die jeweils dritte Eingangsphasenklemme ist über einen Vierquadrantenschalter unabhängig vom Stromvorzeichen mit dem mittleren Ausgang y verbunden). Dies ist gegeben, wenn der durch die LC-Tiefpassfilterung gebildete lokale Mittelwert des Stromes bzw. über dem Momentanwert des Stromes des jeweils (über die Filterinduktivitäten LF) an einem Ausgang bzw. der Filteranordnung 51 liegenden Filterkapazität CF liegt. Anzumerken ist, dass, wie oben erwähnt anstelle der Sternschaltung auch eine Dreieckschaltung der Filterkapazitäten CF Anwendung finden kann (siehe Fig. 2 ), da beide Schaltungen als hinsichtlich des Verhaltens an den Anschlusspunkten funktionsgleich ineinander umgerechnet werden können. Es ist hier einzig zu berücksichtigen, dass für Äquivalenz beider Schaltungen ein Kondensator in Dreckschaltung durch einen Kondensator dreifacher Kapazität in Sternschaltung zu ersetzen ist.

[0025] Eine Regelung des Gleichrichters kann entsprechend der Erweiterung um die gleich-spannungsseitige Filteranordnung angepasst werden. Beispielsweise liegt eine Regelung, vor, wie sie in der eingangs erwähnten CH 704 553 A2 beschrieben ist, insbesondere im Abschnitt «Regelung’» und in Bezug auf Fig. 10 , auch betreffend die Erzeugung der pulsbreitenmodulierten Ansteuersignale sowie einer Netzspannungsauswerteschaltung, hier als Sektordetektor bezeichnet. Diese Regelung regelt die Ströme durch die beiden DC/DC-Konverter und bildet dazu jeweils einen Sollwert iD+, iD–für diese Ströme. Im hier gezeigten Beispiel ist ein reiner Proportionalregler verwendet, es können aber auch andere Regler eingesetzt werden.

[0026] Es wird gemäss CH 704 553 A2 für die Regelung des Systems ein Ausgangsspannungsregler mit unterlagertem Ausgangsstromregler eingesetzt. Der obere und der untere Ausgangsstromregler geben dabei Sollwerte der durch die Schalter S+ (oberer Tiefsetzsteller) und Schalter S– (unterer Tiefsetzsteller) an den Eingang des LC-Ausgangsfilters des Tiefsetzstellers zu schaltenden Spannungen derart aus, dass durch die Summe beider Spannungen, upqueryquer+ uyquernquer, der durch den Ausgangsspannungsregler geforderte Ausgangsstromsollwert i2* eingeprägt wird. Um gleichzeitig einen sinusförmigen Verlauf der Netzphasenströme sicherzustellen werden dabei die Spannungen uxNund uzn(N bezeichnet den Netzsternpunkt oder einen künstlich nachgebildeten Netzsternpunkt) als Vorsteuersignale in die Pulsbreitenmodulation einbezogen. Der Netzstrom wird dabei rein ohmsch eingestellt, d.h. die Netzphasenströme weisen nach AC-seitiger Tiefpassfilterung ein ohmsch kapazitives Verhalten auf, da sich die für die Speisung der Last bezogenen Wirkströme und die Ströme der Filterkondensatoren zum gesamten Netzstrom addieren. Die Ansteuerung der Schalter S+und S–wird durch Pulsbreitenmodulatorstufen definiert, welche die Modulationsfunktion m+bzw. m–mit einem Dreiecksignal d+ bzw. d– verschneiden und daraus mittels Komparatoren K+ und K– die Ansteuerschaltfunktion s+bzw. s–. der Schalter ableiten. Jede Modulationsfunktion wird dabei jeweils als Summe von Stromreglerausgangssignal und Vorsteuersignal gebildet.

[0027] Gemäss dem Stand der Technik können die Dreiecksignale d+ und d– der oberen und unteren Pulsbreitenmodulatorstufe gleich- oder gegenphasig gewählt werden, womit einerseits geringere Oberschwingungen des Netzstromes und andererseits ein geringerer Rippel des Stromes in den Filterinduktivitäten der Tiefsetzstellerstufe erreicht wird.

[0028] Es wird diese Regelstruktur nun derart erweitert bzw. geändert, dass einerseits nach wie vor der benötigte Ausgangsstrom i2* eingestellt bzw. die benötigte Wirkleistung P* aus dem Netz bezogen wird, zusätzlich aber auch eine definierte Phasenverschiebung φ* von Netzspannung und Netzstrom erreicht bzw. eine definierte netzseitige Blindleistung Q* gebildet wird.

[0029] Für die nachfolgende Beschreibung der Regelstruktur wird im Sinne der Übersichtlichkeit eine Regelung des Ausgangsstromes mit nur einem Ausgangsstromregler zugrunde gelegt, da zwei Ausgangsstromregler nur bei Parallelschaltung mehrerer Pulsgleichrichtersysteme erforderlich sind um Kreisströme zwischen den Systemen zu vermeiden und die Grundgedanken der Erfindung einfach auf diesen Fall zu übertragen sind.

[0030] Anmerkung: Die hier beschriebenen Regelschaltungen sind für Schaltungen mit oder ohne DC-seitigem LC-Tiefpassfilter einsetzbar, sind nachfolgend aber aufgrund der einfacheren Schaltungsstruktur für den Fall einer rein netzseitigen LC-Filterung gezeigt. Strichliert eingerahmte Teile der Regelschaltungen kennzeichnen Erweiterungen bzw. Modifikationen gegenüber dem Stand der Technik. Aus Gründen der Übersichtlichkeit ist weiters die Sektordetektierung. welche die Ansteuersignale für die Vierquadrantenschalter der Injektionsschalter generiert, weggelassen.

[0031] Fig. 3 zeigt die Grundstruktur des Leistungsteiles des SWISS Rectiiier mit Ausgangsspannungsregelung und unterlagerter Ausgangsstromregelung. Durch den Stromregler wird der für die Führung des Ausgangsstromes i2gemäss dem Sollwert i2* einzustellende lokale Mittelwert der Spannung ausgegeben, wobei vorteilhaft eine Vorsteuerung mit dem Sollwert U2* der Ausgangsspannung u2erfolgt, sodass der Stromregler nur den Sollwert uL* des induktiven Spannungsabfalls an der Ausgangsinduktivität L zu bilden hat.

[0032] Anschliessend wird nun der für die Generierung von einzustellende Aussteuerungsgrad M*der Pulsbreitenmodulation durch Division von durch 3/2Upkcosφ* berechnet, wobei Upkin den Figuren auch mit û bezeichnet, den Spitzenwert der Netzphasenspannung und φ* den zwischen Netzspannung und Netzstrom gewünschten Phasenwinkel bezeichnet. Dies begründet sich dadurch, dass, wie eine nähere Analyse zeigt 3/2Upkcosφ* den Maximalwert der bei einem Netzphasenwinkel φ* erzeugbaren Spannung darstellt (Anmerkung: Eine ähnlich funktionale Abhängigkeit der Ausgangsgleichspannung ist für netzgeführte Thyristorbrückenschaltungen bekannt, wo sich ein Ansteuerwinkel bzw. eine Phasenverschiebung φ* des Netzstromes direkt in einer durch cosφ* definiertenReduktion der Ausgangsgleichspannung äussert); der Aussteuerungsgrad M* kann damit je nacheinzustellendem Wert Werte zwischen 0 und 1 annehmen.Durch Multiplikation von oberen respektive unteren normierten Spannungssteuersignalen n+respektive n–(Amplitude gleich Eins) mit M* folgen damit unmittelbar die Modulationsfunktionen m+und m–, welche dann die die Ansteuersignale s+und s–der Schalter S+und S–erzeugenden Pulsbreitenmodulatorstufen zugeführt werden.

[0033] Durch die Schalter S+und S–werden einerseits die Augangsspannungen uxyund uyzdes Eingangsteils pulsbreitenmoduliert und so gebildet, andererseits wird der Strom i2in der Tiefsetzstellerausgangsinduktivität während der Einschaltintervalle von S+dem Schaltungspunkt x und während der Einschaltintervalle von S– in den Schaltungspunkt z gespeist, x ist nun über die jeweils leitende Diode der oberen Brückenhälfte der Dreiphasendiodenbrücke mit einer Netzklemme, z.B. und z über die jeweils leitende Diode der unteren Brückenhälfte der Dreiphasendiodenbrücke mit einer anderen Netzklemme, z.B. verbunden, sodass die Schalterströme is+ und is– letztlich (nach Tiefpassfilterung) die Ströme in den Netzphasen a und c bestimmen. Der Strom in der jeweils dritten Phase, im betrachteten Fall der Phase b, wird sich aufgrund der Kirchhoffschen Kontenregel über den jeweils leitenden Vierquadrantenschalter der Injektionsschaltung so einstellen, dass die Stromsumme zu Null folgt. Werden durch iS+ und iS– also nach netzseitiger Tiefpassfilterung sinusförmige Phasenströme eingeprägt, wird auch der dritte Phasenstrom Sinusform aufweisen. Dies zeigt deutlich, dass durch die normierten Spannungssteuersignale n+und n–einerseits die zu bildende Spannung und andererseits auch eine definierte Phasenlage des Netzstromes gegenüber der Netzspannung definiert werden kann.

[0034] Für rein ohmsches Netzverhalten könnten nun n+und n–direkt von den Spannungen der Schaltungspunkte x und z gegenüber dem Netzsternpunkt N abgeleitet werden, die vorgehend beschriebene Modulation der Ströme iS+ und iS– erfolgt dann direkt proportional zu den Spannungen der jeweils an x und z liegenden Netzphasen, wie dies grundsätzlich auch in der Erstanmeldung zum SWISS Rectifier beschrieben ist. Für phasenverschobenen Betrieb kann diese phasenspannungsproportionale Modulation (ndcosφ*+und ndcosφ*–) durch orthogonale Komponenten (nqsinφ*+und nqsinφ*–) erweitert werden um zusätzlich zu den Wirkkomponenten der Netzphasenströme orthogonale Blindstromkomponenten (Querkomponenten) zu bilden. Durch Addition beider Modulationsfunktionskomponenten, ndcosφ*+und nqsinφ*+bzw. ndcosφ*–und nqsinφ*–werden dann die normierten Spannungssteuersignale n+bzw. n–erhalten.

[0035] Die weitere Beschreibung ist im Sinne der Kürze auf die Bildung von n+beschränkt; die Überlegungen zur Bildung von n– sind sinngemäss analog zu führen bzw. folgen unmittelbar u.a. durch Austausch der Indizes der einzelnen Grössen. Es wird uxNgemessen und durch Division durch die Amplitude der Netzphasenspannungen normiert. Ist z.B. der netzseitige Anschlusspunkt über die Diode D + mit x verbunden (d.h. zeigt die Spannung der Netzphase a den höchsten Momentanwert), liegt dann ein proportionales Signal nd+mit Amplitude Eins vor. Die normierte Querkomponente kann nun erfindungsgemäss einfach ausgehend von der zwischen den Schaltungspunkten y und z auftretenden Spannung ermittelt werden. Weist z.B. Netzphase b den höchsten negativen Wert auf, ist über die Diode D- mit Schaltungspunkt z verbunden und der Vierquadrantenschalter von Phase c durchgeschaltet, womit y mit , d.h. der Phase mittlerer Spannung verbunden ist. Demgemäss tritt als Spannung uyzdirekt die Netzaussenleiterspannung auf welche unter Vernachlässigung netzfrequenter Spannungsabfälle an den Induktivitäten des netzseitigen LC-Filters direkt gleich der Netzaussenleiterspannung ucbist, die, wie ein Zeigerdiagramm unmittelbar zeigt, orthogonal voreilend zur Phasenspannung steht. Nach Division durch die Amplitude sqrt(3)Upkder Aussenleiterspannung wird so eine Querkomponente nq+ mit Amplitude Eins erhalten. Die Wirkkomponente ndcosφ*+des Steuersignales n+kann nun einfach durch Multiplikation von nd+mit cosφ* und die Blindkomponente nqsinφ+durch Multiplikation von nq+mit sinφ* ermittelt werden, womit auch sichergestellt ist, dass das Summensignal n+wieder eine Amplitude Eins aufweist. Allerdings ist innerhalb des 120 Grad breiten Intervalls einer Netzperiode in dem Phase a die positivste Spannung aller Phasen aufweist, nur innerhalb der ersten 60 Grad der Schaltungspunkt mit y und Schaltungspunkt mit z verbunden. Nach 60 Grad kehren sich die Grössenverhältnisse der Spannungen der Phasen b und c um, sodass dann mit y und mit z verbunden ist. Um nach wie vor ausgehend vom Messwert uyzdie Netzaussenleiterspannung zu erhalten ist dann der Messwert uyzwie in Fig. 3 gezeigt zu invertieren. Wie eine Überlegung für die beiden anderen 120 Grad Intervalle einer Netzperiode zeigt, weist das Steuersignal c+ des Umschalters zwischen uyzund –uyzdreifache Netzfrequenz auf.

[0036] Fig. 4 zeigt eine Variation der Regelung nach Fig. 3 . Es wird dabei die normierte Querkomponente nq+respektive nq–nicht ausgehend von der Messung der verketteten Netzspannungen sondern einfach durch Differentiation von nd+respektive nd–und anschliessende Division durch die Netzkreisfrequenz ω gebildet.

[0037] Fig. 5 zeigt eine Variation der Regelungen nach Fig. 3 bzw. Fig. 4 wobei auf einen unterlagerten Ausgangsstromregler verzichtet wird und der durch den Ausgangsspannungregler vorgegebene Sollwert I2* des Stromes i2in der Tiefsetzstellerausgangsinduktivität (bei Vorsteuerung des Laststromes ILfolgt I2* durch Addition des für die Ausgangsspannungsregelung erforderlichen Sollwertes des Ladestromes iC* des Ausgangskondensators und des gemessenen Laststromes IL; I2* = IL+ IC*) durch Multiplikation mit dem Sollwert der Ausgangsspannung U2* direkt in einen Sollwert P* der vom Netz her zu beziehenden Leistung und dieser dann mittels Division durch (3/2)u<2>pkrespektive (3/2)û<2>in einen Phasenleitwert G* umgerechnet wird.

[0038] Die weitere Beschreibung wird im Sinne der Kürze wieder auf die Ansteuerung des Schalters S+ beschränkt. Durch Multiplikation der Phasenleitwertes G* mit der an x gegenüber dem Netzsternpunkt N auftretenden Spannung nxN, z.B. der Phasenspannung kann nun direkt der Wirkanteil id+des Stromes in Netzphase a bzw. der Wirkanteil des Schalterstromes iS+berechnet werden. Weiter wird die netzseitig einzustellende Blindleistung Q* mittels Division durch (3/2)u<2>pkin einen Phasenblindleitwert Y* umgerechnet, welcher nach Multiplikation mit einer, für den vorstehend betrachteten Fall der Netzspannung um 90 Grad voreilenden Blindspannung auf den Blindanteil iq+des Stromes in Netzphase a bzw. des Schalterstromes iS+führt. Die Blindspannung kann dabei durch Skalierung der der Spannung uaum 90 Grad voreilenden Aussenleiterspannung (welche wieder wie in Verbindung mit Fig. 3 beschrieben von den Schaltungspunkten y und z abgegriffen, oder auch direkt ausgehend von den Netzanschlüssen a, b, c gemessen werden kann) mit einem Faktor berechnet werden.

[0039] Die Summe von Wirkanteil und Blindanteil bildet dann den Sollwert iS+* des insgesamt durch Pulsbreitenmodulation des Ausgangsstromes im Schalter S+einzustellenden Stromes, iS+* = id++ iq+. Die Modulationsfunktion m+ist dann einfach durch Division von iS+* durch den für die Modulation zur Verfügung stehenden Strom i2in der Tiefsetzstellerausgangsinduktivität zu ermitteln und kann durch eine dem Stand der Technik entsprechende Pulsbreitenmodulatorstufe (Dreieck-verschneidung und Komparator) in Ansteuerbefehle s+für die Schalter S+umgeformt werden.

[0040] Anzumerken ist. dass anstelle der Ermittlung der Querspannungskomponente über die Netzaussenleiterspannungen auch hier wieder eine zeitliche Ableitung der Spannungswirkkomponenten uxNbzw. uzNmit nachfolgender Division durch die Netzkreisfrequenz treten kann (vergleiche Fig. 4 ).

[0041] Allgemein ist darauf hinzuweisen, dass eine vorteilhafte Anwendung der durch die beschriebenen Regelschaltungen möglichen netzseitigen Blindleistung die Kompensation der kapazitiven Blindleistung AC-seitigen Tiefpassfilters oder des DC-seitigen Tiefpassfilters (wie oben erklärt, wirken die Filterkondensatoren des DC seitigen Filters, als wären sie direkt mit den AC-Klemmen verbunden) oder beider Filter darstellt. Es ist dann die jeweils von den Filterkondensatoren benötigte Blindleistung QCF* zu berechnen und mit umgekehrtem Vorzeichen als Sollwert Q* vorzugeben, sodass eine gegenseitige Kompensation beider Blindleistungsanteile erreicht wird.

[0042] Weitere mögliche Modifikationen der Regelungen sind: 1) In der Regelung gemäss Fig. 3 kann bei der Berechnung von M* einfach durch 3/2Upkdividiert und die Multiplikation mit cosφ* bei der Berechnung von n+dweggelassen und die Multiplikation mit sinφ* bei der Berechnung von n+qdurch eine Multiplikation mit tanφ* ersetzt werden. 2) cosφ* und sinφ* sind aus P* und Q* berechenbar (über φ* = atan(Q*/P*)). 3) Q* folgt bei gegebenem P* (durch die Ausgangsspannungsregelung bzw. die unterlagerte Ausgangsstromregelung definiert) und einem Zielwert φ* auch direkt aus Q* = P*tanφ*. 4) Regelschaltungen sind sinngemäss gleich auch für Rückspeisung von Leistung in das Netz einzusetzen, d.h. für nur rückspeisefähige oder bidirektionale SWISS Rectifier einzusetzen.

[0043] Fig. 6 zeigt Ströme und Spannungen im Gleichrichter ohne Phasenverschiebung. Von oben nach unten sind gezeigt: drei Phasenpannungen ua, ub, ucan der Wechselspannungsseite; einen der Phasenströme ia, gleichphasig mit der entsprechenden Phasenspannung ua; einen Aussteuerungsgrad α+eines elektronischen Schalters S+des oberen DC/DC-Konverters 9 und einen Aussteuerungsgrad α–eines elektronischen Schalters S–des unteren DC/DC-Konverters 13; und einen durchschnittlichen Strom iS+,avgdurch den Schalter S+des oberen DC/DC-Konverters 9.Beispielsweise ist im Abschnitt zwischen π/3 und 2π/3 der Aussteuerungsgrad α+proportional zu uaund der Aussteuerungsgrad α–betragsmässig proportional zu ub. Die Phasenströme sind dadurch gleichphasig mit den entsprechenden Phasenspannungen.

[0044] Fig. 7 zeigt dieselben Ströme und Spannungen, jedoch mit einer Phasenverschiebung, wie sie mit der vorgängig beschriebenen Regelung erzeugt werden können. Anstelle der Aussteuerungsgrade der Fig. 6 treten die normierten Spannungssteuersignale n+, n–. Es ist beispielhaft eine Phasenverschiebung um einem Phasenwinkel φ * von 15° gezeigt. Im Abschnitt zwischen π/3 und 2π/3 ist das obere normierte Spannungssteuersignal n+proportional zu einem bezüglich uaphasenverschobenen Signal, und ist das untere normierte Spannungssteuersignal n–betragsmässig proportional zu einem bezüglich ubphasenverschobenen Signal. Wenn der Strom durch die elektronischen Schalter S+, S–positiv bleiben muss, ist die Phasenverschiebung auf +30° bis –30° begrenzt. Bei diesen Werten werden die Aussteuerung und der zeitliche Durchschnittswert der Ströme durch den oberen und unteren Schalter zu Null.

Claims (2)

1. AC/DC-Konverter zur Leistungsübertragung von einer dreiphasigen Wechselspannungsseite an eine Gleichspannungsseite mit einer positiven Anschlussklemme (p) und einer negativen Anschlussklemme (n) und/oder umgekehrt, aufweisend einen Eingangsteil (1, 2) mit einer dreiphasigen Brückenschaltung (1) mit drei wechselspannungsseitigen Anschlusspunkten ( , , ) für jeweils eine Eingangsphase an ihrer Wechselspannungsseite und mit je einem positiven und einem negativen Ausgang (x, z) des Eingangsteils an ihrer Gleichspannungsseite, wobei – jeder der drei wechselspannungsseitigen Anschlusspunkte ( , , ) jeweils über einen Vierquadrantenschalter (6, 7, 8) mit einem mittleren Ausgang (y) des Eingangsteils verbindbar ist, – eine Filteranordnung (51) vorliegt, welche an die Ausgänge (x, y, z) des Eingangsteils (1,2) angeschlossen ist und einen positiven ( ), einen negativen ( ) und einen mittleren Ausgang der Filteranordnung (51) aufweist, – zwischen dem positiven Ausgang der Filteranordnung (51) und der positiven Anschlussklemme (p) des AC/DC-Konverters ein oberer DC/DC-Konverter (9) mit einem unteren Anschlusspunkt (11) als Bezugspunkt geschaltet ist, und – zwischen dem negativen Ausgang der Filteranordnung (51) und der negativen Anschlussklemme (n) des AC/DC-Konverters ein unterer DC/DC-Konverter (13) mit einem oberen Anschlusspunkt (15) als Bezugspunkt geschaltet ist, – wobei der untere und der obere Anschlusspunkt (11. 15) miteinander verbunden sind und dadurch einen gleichspannungsseitigen Mittelpunkt ( ) bilden, – und der mittlere Ausgang der Filteranordnung 51 direkt oder über eine Kommutierungsinduktivität mit dem gleichspannungsseitigen Mittelpunkt ( ) verbunden ist, wobei die Filteranordnung (51) aufweist: – eine obere Filterinduktivität (LF) zwischen dem positiven Ausgang (x) des Eingangsteils und dem oberen DC/DC-Konverter (9); – eine untere Filterinduktivität zwischen dem negativen Ausgang (z) des Eingangsteils und dem unteren DC/DC-Konverter (13); – eine mittlere Filterinduktivität zwischen dem mittleren Ausgang (y) des Eingangsteils dem gleichspannungsseitigen Mittelpunkt ( ); – eine Dreieckschaltung oder eine Sternschaltung von Filterkapazitäten (CF) zwischen den Ausgängen ( , , ) der Filteranordnung (51).

2. AC/DC-Konverter gemäss Anspruch 1, aufweisend einen Regler zur Steuerung des oberen und des unteren DC/DC-Konverters (9, 13), wobei der Regler jeweils eine Modulationsfunktion (m+, m–) für einen oberen elektronischen Schalter (S+) des oberen DC/DC-Konverters (9) und für einen unteren elektronischen Schalter (S–) des unteren DC/DC-Konverters (13) bestimmt, dadurch gekennzeichnet, dass der Regler die beiden Modulationsfunktionen (m+, m–) jeweils proportional zu einem oberen respektive unteren normierten Spannungssteuersignal (n+, n–) bestimmt, wobei für den oberen elektronischen Schalter (S+) das obere normierte Spannungssteuersignal (n+) proportional zu einer um einen vorgebbaren Phasenwinkel (φ*) phasenverschobenen Differenz (uxN= ud+) zwischen der Spannung am positiven Anschlusspunkt (x) der Brückenschaltung und einer wechselspannungsseitigen Sternpunktspannung an einem Stempunkt ist, und wobei für den unteren elektronischen Schalter (S–) das untere normierte Spannungssteuersignal (n–) proportional zu einer um denselben Phasenwinkel (φ*) phasenverschobenen Differenz (uzN= ud–) zwischen der Spannung am negativen Anschlusspunkt (z) der Brückenschaltung und der wechselspannungsseitigen Sternpunktspannung am Sternpunkt ist, und der Phasenwinkel von Null verschieden ist.