CH711205A2

CH711205A2 - AC / DC converter

Info

Publication number: CH711205A2
Application number: CH00839/15A
Authority: CH
Inventors: Walter Kolar Johann; Cortes Estay Patricio; Florian Vancu Mircea
Original assignee: Eth Zürich Eth Transfer Hg E 47-49
Priority date: 2015-06-11
Filing date: 2015-06-11
Publication date: 2016-12-15
Also published as: CH711205B1

Abstract

Ein erfindungsgemässer AC/DC-Konverter weist einen Eingangsteil (1, 2) mit einer dreiphasigen Brückenschaltung (1) und mit je einem positiven und einem negativen Ausgang (x, z) an einer Gleichspannungsseite auf, wobei – wechselspannungsseitige Anschlusspunkte ( , , ) über Vierquadrantenschalter (6, 7, 8) mit einem mittleren Ausgang (y) des Eingangsteils verbindbar sind, – eine Filteranordnung (51) mit einer Dreieckschaltung oder Sternschaltung von Filterkapazitäten (C F ) an die Ausgänge (x, y, z) des Eingangsteils (1, 2) angeschlossen ist, – zwischen einem positiven Ausgang ( ) der Filteranordnung (51) und einer positiven Anschlussklemme (p) des AC/DC-Konverters ein oberer DC/DC-Konverter (9) mit einem unteren Anschlusspunkt (11) als Bezugspunkt geschaltet ist, und – zwischen einem negativen Ausgang ( ) der Filteranordnung (51) und einer negativen Anschlussklemme (n) des AC/DC-Konverters ein unterer DC/DC-Konverter (13) mit einem oberen Anschlusspunkt (15) als Bezugspunkt geschaltet ist, – wobei der untere und der obere Anschlusspunkt (11, 15) miteinander verbunden sind und einen gleichspannungsseitigen Mittelpunkt ( ) bilden, – und der mittlere Ausgang der Filteranordnung 51 mit dem gleichspannungsseitigen Mittelpunkt ( ) verbunden ist.An AC / DC converter according to the invention has an input part (1, 2) with a three-phase bridge circuit (1) and with one positive and one negative output (x, z) on a DC voltage side, wherein - AC voltage-side connection points (1, 2) Four quadrant switches (6, 7, 8) with a central output (y) of the input part are connectable, - a filter arrangement (51) with a delta connection or star connection of filter capacitors (CF) to the outputs (x, y, z) of the input part (1 , 2), between a positive output (12) of the filter arrangement (51) and a positive terminal (p) of the AC / DC converter, an upper DC / DC converter (9) with a lower connection point (11) as reference point and between a negative output (12) of the filter assembly (51) and a negative terminal (n) of the AC / DC converter, a lower DC / DC converter (13) having an upper terminal (15) as a reference is connected, - wherein the lower and the upper terminal point (11, 15) are interconnected and form a DC-side center (), - and the middle output of the filter assembly 51 is connected to the DC voltage side center ().

Description

[0001] Die Erfindung betrifft das Gebiet der leistungselektronischen Schaltungen und bezieht sich auf einen Gleichrichter mit Leistungsfaktorkorrektur gemäss CH 704 553 A2. The invention relates to the field of power electronic circuits and relates to a rectifier with power factor correction according to CH 704 553 A2.

[0002] In CH 704 553 A2 ist eine Injektionsschaltung zur Leistungsfaktorkorrektur in einem Dreiphasen-Gleichrichter respektive AC/DC-Konverter beschrieben. Varianten davon sind in den Fig. 1a und 1b dargestellt. Dieser AC/DC-Konverter zur Leistungsübertragung von einer dreiphasigen Wechselspannungsseite an eine Gleichspannungsseite mit einer positiven Anschlussklemme und einer negativen Anschlussklemme und/oder umgekehrt, weist eine dreiphasige Brückenschaltung oder Eingangs-Brückenschaltung 1 mit drei Eingangsphasenklemmen oder Anschlusspunkten für jeweils eine Eingangsphase an ihrer Wechselspannungsseite und mit je einem positiven Anschlusspunkt und einem negativen Anschlusspunkt an ihrer Gleichspannungsseite auf. Es ist zwischen dem positiven Anschlusspunkt der Brückenschaltung und der positiven Anschlussklemme p des AC/DC-Konverters ein oberer DC/DC-Konverter 9 mit einem unteren Anschlusspunkt 11 als Bezugspunkt geschaltet, und zwischen dem negativen Anschlusspunkt der Brückenschaltung und der negativen Anschlussklemme n des AC/DC-Konverters ein unterer DC/DC-Konverter 13 mit einem oberen Anschlusspunkt 15 als Bezugspunkt geschaltet. Dabei sind der untere und der obere Anschlusspunkt 13, 15 miteinander verbunden und bilden einen gleichspannungsseitigen Mittelpunkt Y. In CH 704 553 A2 an injection circuit for power factor correction in a three-phase rectifier or AC / DC converter is described. Variants of this are shown in FIGS. 1a and 1b. This AC / DC converter for power transmission from a three-phase AC voltage side to a DC voltage side with a positive connection terminal and a negative connection terminal and / or vice versa has a three-phase bridge circuit or input bridge circuit 1 with three input phase terminals or connection points for one input phase each on its AC voltage side and each with a positive connection point and a negative connection point on their DC voltage side. An upper DC / DC converter 9 with a lower connection point 11 as a reference point is connected between the positive connection point of the bridge circuit and the positive connection terminal p of the AC / DC converter, and between the negative connection point of the bridge circuit and the negative connection terminal n of the AC / DC converter, a lower DC / DC converter 13 is connected to an upper connection point 15 as a reference point. The lower and upper connection points 13, 15 are connected to one another and form a center point Y on the DC voltage side.

[0003] Jeder der drei Anschlusspunkte ist jeweils über einen Vierquadrantenschalter, also einen bidirektionalen Schalter, mit dem gleichspannungsseitigen Mittelpunkt verbunden. Diese Schaltung von drei Vierquadrantenschaltern wird im Folgenden auch als Injektionsschaltung 2 bezeichnet. Each of the three connection points is each connected via a four-quadrant switch, that is, a bidirectional switch, to the midpoint on the DC voltage side. This circuit of three four-quadrant switches is also referred to below as injection circuit 2.

[0004] Der Wandler mit der beschriebenen Kombination von Eingangs-Brückenschaltung, DC/DC-Konvertern und Injektionsschaltung wird auch als SWISS-Gleichrichter bezeichnet. The converter with the described combination of input bridge circuit, DC / DC converter and injection circuit is also referred to as a SWISS rectifier.

[0005] Ein Vierquadrantenschalter kann jeweils durch eine Gegenserienschaltung von zwei unipolar mit Sperrspannung belastbaren elektronischen Schaltern realisiert werden, wobei aus Schutzgründen und um unabhängig von der konkreten praktischen Realisierung der elektronischen Schalter zwei Stromflussrichtungen zu ermöglichen, über jeden Schalter eine antiparallele Diode gelegt sein kann oder rückwärts leitende Schalter eingesetzt werden können. A four-quadrant switch can be implemented by a counter-series circuit of two unipolar with reverse voltage loadable electronic switches, whereby for reasons of protection and to enable two directions of current flow independently of the specific practical implementation of the electronic switch, an anti-parallel diode can be placed over each switch or Reverse conducting switches can be used.

[0006] Alternativ kann ein Vierquadrantenschalter auch durch eine Einphasen-Diodenbrücke und nur einen, zwischen der positiven und negativen Ausgangsklemme der Einphasen-Diodenbrücke angeordneten elektronischen Schalter realisiert werden, wobei die Wechselspannungsklemmen der Einphasen-Diodenbrücke die beiden Schalterklemmen bilden. Alternatively, a four-quadrant switch can also be realized by a single-phase diode bridge and only one electronic switch arranged between the positive and negative output terminal of the single-phase diode bridge, the AC voltage terminals of the single-phase diode bridge forming the two switch terminals.

[0007] Eine weitere Alternative bildet die Antiparallelschaltung von zwei bipolar mit Sperrspannung belastbaren jedoch nur unidirektionalen Stromfluss erlaubenden elektronischen Schaltern. Eine weitere Alternative ist ein monolithischer Vierquadrantenschalter. Another alternative is the anti-parallel connection of two bipolar electronic switches that can be loaded with reverse voltage but only allow unidirectional current flow. Another alternative is a monolithic four-quadrant switch.

[0008] Die Vierquadrantenschalter können jeweils mit zwei IGBTs mit antiparallelen Dioden realisiert werden, wie in Fig. 1a gezeigt. Alternativ können die Vierquadrantenschalter jeweils mit einem IGBT in einer Einphasen-Diodenbrücke realisiert werden, wie in Fig. 1b gezeigt. [0008] The four-quadrant switches can each be implemented with two IGBTs with anti-parallel diodes, as shown in FIG. 1a. Alternatively, the four-quadrant switches can each be implemented with an IGBT in a single-phase diode bridge, as shown in FIG. 1b.

[0009] Eine Aufgabe der Erfindung ist es, eine neue Anwendung unter Nutzung der Vorteile der eingangs genannten Injektionsschaltung bereitzustellen. Eine weitere Aufgabe der Erfindung ist es, neue Einsatzmöglichkeiten für solche elektronische Leistungswandler zu ermöglichen. It is an object of the invention to provide a new application using the advantages of the injection circuit mentioned at the beginning. Another object of the invention is to enable new possible uses for such electronic power converters.

[0010] Eine weitere Aufgabe der Erfindung ist es, eine Regelung für den Gleichrichter mit Injektionsschaltung zu schaffen, welche netzseitige Eingangsströme erlaubt, die nicht gleichphasig mit einer Netzspannung verlaufen. A further object of the invention is to create a control for the rectifier with an injection circuit which allows input currents on the network side that are not in phase with a network voltage.

[0011] Mindestens eine der Aufgaben wird gemäss mindestens einem der Patentansprüche gelöst. [0011] At least one of the objects is achieved according to at least one of the claims.

[0012] Gemäss einem ersten Aspekt der Erfindung, der unabhängig vom zweiten Aspekt realisiert werden kann, liegt ein AC/DC-Konverter gemäss Patentanspruch 1 vor. According to a first aspect of the invention, which can be implemented independently of the second aspect, there is an AC / DC converter according to claim 1.

[0013] Damit ist es möglich, ein AC-seitiges Eingangsfilter durch eines oder mehrere DC-seitige Filter ganz oder teilweise zu ersetzen. Auch wird bei örtlicher getrennter Anordnung von Ein- und Ausgangsteil trotz zwischen beiden Schaltungsteilen auftretenden Leitungsinduktivitäten eine überspannungsfreie Kommutierung der DC/DC-Wandler ermöglicht. Ferner können mehrere Ausgangsteile mit DC/DC-Wandlern und eigenen, lokalen Filtern realisiert werden, die alle durch den Eingangsteil über einen gemeinsamen DC-Bus gespeist sind. It is thus possible to completely or partially replace an AC-side input filter with one or more DC-side filters. Even if the input and output sections are locally separated, an overvoltage-free commutation of the DC / DC converter is made possible despite the line inductances occurring between the two circuit sections. In addition, several output sections with DC / DC converters and their own local filters can be implemented, all of which are fed by the input section via a common DC bus.

[0014] Gemäss einem zweiten Aspekt der Erfindung, der unabhängig vom ersten Aspekt realisiert werden kann, liegt ein AC/DC-Konverter der folgenden Art vor: Der AC/DC-Konverter dient zur Leistungsübertragung von einer dreiphasigen According to a second aspect of the invention, which can be implemented independently of the first aspect, there is an AC / DC converter of the following type: The AC / DC converter is used to transmit power from a three-phase

[0015] Wechselspannungsseite an eine Gleiehspannungsseite mit einer positiven Anschlussklemme und einer negativen Anschlussklemme und/oder umgekehrt. Er weist eine dreiphasige Brückenschaltung mit drei wechselspannungsseitigen Anschlusspunkten für jeweils eine Eingangsphase an ihrer Wechselspannungsseite und mit je einem positiven und einem negativen Anschlusspunkt an ihrer Gleichspannungsseite auf. Dabei ist zwischen dem positiven Anschlusspunkt der Brückenschaltung und der positiven Anschlussklemme des AC/DC-Konverters ein oberer DC/DC-Konverter mit einem unteren Anschlusspunkt als Bezugspunkt geschaltet, und ist zwischen dem negativen Anschlusspunkt der Brückenschaltung und der negativen Anschlussklemme des AC/DC-Konverters ein unterer DC/DC-Konverter mit einem oberen Anschlusspunkt als Bezugspunkt geschaltet, wobei der untere und der obere Anschlusspunkt miteinander verbunden sind und dadurch einen gleichspannungsseitigen Mittelpunkt bilden, und jeder der drei wechselspannungsseitigen Anschlusspunkte jeweils über einen Vierquadrantenschalter direkt oder über eine Induktivität, im Folgenden auch Kommutierungsinduktivität genannt, mit dem gleichspannungsseitigen Mittelpunkt verbindbar ist.Dabei weist der AC/DC-Konverter einen Regler zur Steuerung des oberen und des unteren DC/DC-Konverters auf, wobei der Regler jeweils eine Modulationsfunktion für einen oberen elektronischen Schalter des oberen DC/DC-Konverters und für einen unteren elektronischen Schalter des unteren DC/DC-Konverters bestimmt, und wobei der Regler die beiden Modulationsfunktionen jeweils proportional zu einem normierten Spannungssteuersignal bestimmt, wobei für den oberen elektronischen Schalter das normierte Spannungssteuersignal proportional zu einer um einen vorgebbaren Phasenwinkel phasenverschobenen Differenz zwischen der Spannung am positiven Anschlusspunkt der Brückenschaltung und einer wechselspannungsseitigen Sternpunktspannung an einem Sternpunkt ist, und wobei für den unteren elektronischen Schalter das normierte Spannungssteuersignal proportional zu einer um denselben Phasenwinkel phasenverschobenen Differenz zwischen der Spannung am negativen Anschlusspunkt der Brückenschaltung und der wechselspannungsseitigen Sternpunktspannung am Sternpunkt ist, und der Phasenwinkel von Null verschieden ist. AC voltage side to a DC voltage side with a positive connection terminal and a negative connection terminal and / or vice versa. It has a three-phase bridge circuit with three AC voltage side connection points for one input phase each on its AC voltage side and with one positive and one negative connection point each on its DC voltage side. It is an upper DC / DC converter with a lower connection point as a reference point is connected between the positive connection point of the bridge circuit and the positive connection terminal of the AC / DC converter, and is A lower DC / DC converter with an upper connection point as a reference point is connected between the negative connection point of the bridge circuit and the negative connection terminal of the AC / DC converter, The lower and the upper connection point are connected to one another and thus form a center point on the DC voltage side, and each of the three AC voltage side connection points can be connected to the center point on the DC voltage side either directly via a four-quadrant switch or via an inductance, also referred to below as commutation inductance / DC converter has a controller for controlling the upper and lower DC / DC converter, the controller each having a modulation function for an upper electronic switch of the upper DC / DC converter and for a lower electronic switch of the lower DC / DC converter Converter, and the controller determines the two modulation functions proportionally to a normalized voltage control signal, wherein for the upper electronic switch the normalized voltage control signal is proportional to a difference in phase by a predeterminable phase angle between the voltage at the positive connection point of the bridge circuit and an AC voltage-side neutral point voltage at a neutral point, and For the lower electronic switch, the normalized voltage control signal is proportional to a difference in phase by the same phase angle between the voltage at the negative connection point of the bridge circuit and the AC voltage-side neutral point voltage at the neutral point, and the phase angle is different from zero.

[0016] Diese Regelung ist auch in Kombination mit einer Filteranordnung gemäss dem ersten Aspekt der Erfindung realisierbar. This regulation can also be implemented in combination with a filter arrangement according to the first aspect of the invention.

[0017] Im Folgenden wird der Erfindungsgegenstand anhand von bevorzugten Ausführungsbeispielen, welche in den beiliegenden Zeichnungen dargestellt sind, näher erläutert. Es zeigen: Fig. 1a – 1b SWISS-Gleichrichterschaltungen gemäss dem Stand der Technik; Fig. 2 Eine Schaltung mit einer gleichspannungsseitigen Filteranordnung; Fig. 3 Einen SWISS Gleichrichter mit einer Regelung zum Erzeugen phasenverschobener Eingangsströme; Fig. 4 – 5 Varianten der Regelung aus Fig. 3 ; Fig. 6 Ströme und Spannungen im Gleichrichter ohne Phasenverschiebung; und Fig. 7 Ströme und Spannungen im Gleichrichter mit Phasenverschiebung.In the following, the subject matter of the invention is explained in more detail with reference to preferred exemplary embodiments which are illustrated in the accompanying drawings. They show: FIGS. 1a-1b SWISS rectifier circuits according to the prior art; 2 shows a circuit with a filter arrangement on the DC voltage side; 3 shows a SWISS rectifier with a control for generating phase-shifted input currents; FIGS. 4-5 variants of the control from FIG. 3; 6 shows currents and voltages in the rectifier without phase shift; and FIG. 7 currents and voltages in the rectifier with phase shift.

[0018] Grundsätzlich sind in den Figuren gleiche oder gleich wirkende Teile mit gleichen Bezugszeichen versehen. In principle, identical or identically acting parts are provided with the same reference numerals in the figures.

[0019] Konvention zur Notation: wo in den Figuren ein Symbol mit einem darüber liegenden Querstrich angeordnet ist, ist dies im folgenden Text durch ein auf das entsprechende Symbol folgendes «quer» wiedergegeben. Eine Spannung zwischen zwei Schaltungspunkten A und B wird mit uAB oder uABwiedergegeben. Notation convention: where in the figures a symbol is arranged with an overlying horizontal line, this is reproduced in the following text by a "across" following the corresponding symbol. A voltage between two circuit points A and B is represented by uAB or uAB.

[0020] In den verschiedenen Schaltungsvarianten ist jeweils gezeigt: ein Gleichrichter oder AC/DC-Konverter zur Leistungsübertragung von einer dreiphasigen Wechselspannungsseite an eine Gleichspannungsseite mit einer positiven Anschlussklemme p und einer negativen Anschlussklemme n und/oder umgekehrt, aufweisend einen Eingangsteil 1, 2 mit einer dreiphasigen Brückenschaltung 1 als Gleichrichterbrücke mit drei wechselspannungsseitigen Anschlusspunkten ( , , ) für jeweils eine Eingangsphase an ihrer Wechselspannungsseite und mit je einem positiven x und einem negativen z Anschlusspunkt oder Ausgang an ihrer Gleichspannungsseite, wobei –jeder der drei wechselspannungsseitigen Anschlusspunkte , , jeweils über einen Vierquadrantenschalter 6, 7, 8 mit einem mittleren Ausgang y des Eingangsteils verbindbar ist (diese Schaltung von drei Vierquadrantenschaltern 6, 7, 8 wird im Folgenden auch als Injektionsschaltung 2 bezeichnet), – optional eine Filteranordnung 51 vorliegt, welche an die Ausgänge x, y, z des Eingangsteils angeschlossen ist und einen positiven , einen negativen zquer und einen mittleren Ausgang der Filteranordnung 51 aufweist, – zwischen dem positiven Ausgang des Eingangsteils respektive der Filteranordnung 51 und der positiven Anschlussklemme p des AC/DC-Konverters ein oberer DC/DC-Konverter 9 mit einem unteren Anschlusspunkt 11 als Bezugspunkt geschaltet ist, und – zwischen dem negativen Ausgang des Eingangsteils respektive der Filteranordnung 51 und der negativen Anschlussklemme n des AC/DC-Konverters ein unterer DC/DC-Konverter 13 mit einem oberen Anschlusspunkt 15 als Bezugspunkt geschaltet ist, – wobei der untere und der obere Anschlusspunkt 11, 15 miteinander verbunden sind und dadurch einen gleichspannungsseitigen Mittelpunkt bilden, – und der mittlere Ausgang des Eingangsteils respektive der Filteranordnung 51 direkt oder über eine Kommutierungsinduktivität mit dem gleichspannungsseitigen Mittelpunkt verbunden ist. The different circuit variants each show: a rectifier or AC / DC converter for power transmission from a three-phase AC voltage side to a DC voltage side with a positive terminal p and a negative terminal n and / or vice versa, having an input part 1, 2 with a three-phase bridge circuit 1 as a rectifier bridge with three AC voltage side connection points (,,) each for an input phase on its AC voltage side and with a positive x and a negative z connection point or output on its DC voltage side, with - each of the three AC voltage-side connection points,, can be connected to a central output y of the input part via a four-quadrant switch 6, 7, 8 (this circuit of three four-quadrant switches 6, 7, 8 is also referred to below as injection circuit 2), - optionally a filter arrangement 51 is present which is connected to the outputs x, y, z of the input part and has a positive, a negative ztransverse and a middle output of the filter arrangement 51, - An upper DC / DC converter 9 with a lower connection point 11 as a reference point is connected between the positive output of the input part or the filter arrangement 51 and the positive connection terminal p of the AC / DC converter, and - A lower DC / DC converter 13 with an upper connection point 15 as a reference point is connected between the negative output of the input part or the filter arrangement 51 and the negative connection terminal n of the AC / DC converter, - The lower and the upper connection point 11, 15 are connected to one another and thereby form a center point on the DC voltage side, And the middle output of the input part or the filter arrangement 51 is connected to the midpoint on the DC voltage side either directly or via a commutation inductance.

[0021] An der Wechselspannungsseite kann als Teil des Eingangsteils ein Netzfilter oder Eingangsfilter 10 zwischen den wechselspannungsseitigen Anschlusspunkten , , und Netzanschlüssen a, b, c vorliegen. On the AC voltage side, a line filter or input filter 10 can be present as part of the input part between the AC voltage side connection points,, and line connections a, b, c.

[0022] Fig. 2 zeigt eine Schaltung mit einer gleichspannungsseitigen Filteranordnung 51: diese ist zwischen der dreiphasigen Brückenschaltung 1 und den DC/DC-Konvertern angeordnet. Sie weist auf: – eine obere Filterinduktivität LFzwischen dem positiven Anschlusspunkt oder Ausgang x der Brückenschaltung und dem oberen DC/DC-Konverter 9; – eine untere Filterinduktivität zwischen dem negativen Anschlusspunkt oder Ausgang z der Brückenschaltung und dem unteren DC/DC-Konverter 13; – eine mittlere Filterinduktivität zwischen dem mittleren Ausgang y des Eingangsteils und dem gleichspannungsseitigen Mittelpunkt und – eine Dreieckschaltung von Filterkapazitäten CFzwischen den Ausgängen , , zquer der Filteranordnung 51. Fig. 2 shows a circuit with a DC voltage-side filter arrangement 51: this is arranged between the three-phase bridge circuit 1 and the DC / DC converter. It shows: An upper filter inductance LF between the positive connection point or output x of the bridge circuit and the upper DC / DC converter 9; - A lower filter inductance between the negative connection point or output z of the bridge circuit and the lower DC / DC converter 13; - A mean filter inductance between the mean output y of the input part and the center point on the DC voltage side and A delta connection of filter capacitances CF between the outputs,, z across the filter arrangement 51.

[0023] Die Filteranordnung kann Dämpfungselemente Rd, Ldparallel zu den FiIterinduktivitäten aufweisen. The filter arrangement can have damping elements Rd, Ld parallel to the filter inductances.

[0024] Die Struktur des Leistungsteils des SWISS Rectifier wird in bekannter Weise durch ein netzseitiges Tiefpassfilter oder Eingangsfilter 10, einen netzfrequent kommutierten Eingangsteil 1, 2 (Eingangsgleichrichter, d.h. einer Dreiphasen-diodenbrücke oder Brückenschaltung 1 mit Dioden D +, D +, D + einer oberen Brückenhälfte und Dioden D– , D– , D– einer unteren Brückenhälfte und einer Injektionsschaltung 2 mit drei Vierquadrantenschaltern, S y , S y , S y , welche durch eine Sektorerkennung in Abhängigkeit der Grössenverhältnisse der Netzphasenspannungen angesteuert werden) und einen schaitfrequent und damit hochfrequent betriebenen Ausgangsteil in Form von zwei übereinander angeordneten Tiefsetzstellern oder DC/DC-Konvertern 9, 13 (Schalter S+ und S–, Dioden D+ und D– und gemeinsames LC-Ausgangsfilter) gebildet. Wie in der Literatur angegeben (siehe Three-Phase Modular Multüevel Current Source Rectissers for Electric Vehicle Battery Charging Systems; T. Soeiro, M. Heldwein, J. W. Kolar; Proceedings of the Brazilian Power Electronics Conference (COBEP 2013), Gramado, Brazil. October 27–31, 2013) kann der Ausgangsteil durch mehrere phasenversetzt parallel betriebene Tiefsetzstellersysteme gebildet werden, welche gemeinsam aus einem für die Gesamtleistung dimensionierten Eingangsteil gespeist werden. Um trotz der dann, insbesondere bei örtlicher getrennter Anordnung von Ein- und Ausgangsteil zwischen beiden Schaltungsteilen auftretenden Leitungsinduktivitäten eine überspannungfreie Kommutierung der Tiefsetzstellerschalter zu ermöglichen kann zwischen Ein- und Ausgangsteil als Filteranordnung 51 ein dreiphasiges LC-Tiefpassfilter angeordnet sein, dessen Kondensatoren CF die Spannungen an den Ausgängen , , der Filteranordnung 51 für transiente Vorgänge stützen. Vorteilhaft werden durch die Filteranordnung 51 weiter diskontinuierlichen Eingangsströme = , und = des Ausgangsteils geglättet, sodass die Ströme zwischen Ein- und Ausgangsteil geringere Amplituden der schaltfrequenten Oberschwingungen aufweisen und benachbarte Systeme einer geringeren Störbeinflussung ausgesetzt sind. Zusätzlich zu diesem DC-seitigen Tiefpassfilter kann nach wie vor auf der AC-Seite des Eingangsteils das dem Stand der Technik entsprechende dreiphasige Eingangsfilter 10 vorgesehen sein. Die Kondensatoren CF der Filteranordnung 51 können an den Ausgängen , , der Filteranordnung 51 in Dreieckschaltung oder in Sternschaltung angeordnet sein. Weiter können ggf. noch an sich bekannte Dämpfungszweige parallel zu den zwischen den Schaltungspunkten x und , y und , z und liegenden Filterinduktivitäten LF oder parallel zu den Filterkapazitäten CF angeordnet werden. Dabei ist trotz der Platzierung der Filterkapazitäten CF auf der DC Seite anstelle der naheliegenden Anordnung von nur je einem Filterkondensator am Eingang jeder Tiefsetzstellerstufe respektive DC/DC-Konverter des Ausgangsteils, d.h. zwischen und sowie und , drei Filterkondensatoren in dreiphasiger Verschaltung vorliegen. So ist die Bildung symmetrischer (ohmsch-kapazitiver) Netzphasenströme sichergestellt bzw. eine Kompensation der durch die Kondensatoren aufgenommenen Blindleistung, beispielsweise durch eine der nachfolgend beschriebenen erfindungsgemässen Regelschaltungen, möglich. Dies erklärt sich daraus, dass an den Ausgängen x, y, z des Eingangsteils stets Ausschnitte aller drei Netzphasenspannungen auftreten; die Netzphasenspannungen werden in bekannter Weise derart an die Ausgänge geschaltet, dass am positiven Ausgang x die positivste, am negativen Ausgang z die negativste und am mittleren Ausgang y die hinsichtlich des Spannungsmomentanwertes mittlere Phasenspannung auftritt. Die Netzphasenspannungsausschnitte kommen dann an den Filterkapazitäten CF zu liegen (denn die wie oben erwähnt zwischen x, y, z und , und , d.h. den Anschlusspunkten der Kondensatoren CF liegenden Filterinduktivitäten LF sind für netzfrequente Vorgänge als Kurzschlüsse zu sehen) und, wie für eine Sternschaltung unmittelbar einsichtig, treten dann entsprechende kapazitive Ströme auf, welche letztlich aus den Netzphasen geliefert werden. Nach einem 60-Grad Intervall (einem 60-Grad Sektor) ändern sich die Grössenverhältnisse der Netzphasenspannungen und der Eingangsteil ändert die Zuordnung der Eingangsphasenklemmen , , zu den Ausgängen x, y, z (es werden andere Dioden der Dreiphasendiodenbrücke leitend und der Schaltzustand der Injektionsschalter wird geändert, d.h. durch die Sektorerkennung wird der vorher leitende Vierquadrantenschalter nun gesperrt und ein anderer Vierquadrantenschalter durchgeschaltet). Allerdings liegt nun nach wie vor an jedem Ausgang x, y ,z für netzfrequente Vorgänge effektiv eine Filterkapazität CF und es treten dementsprechend Kondensatorströme auf welche über den Eingangsteil aus dem Netz bezogen werden. Für den Stromfluss auf der Netzseite ist es unerheblich, ob stets derselbe oder jeweils ein anderer Kondensator gleicher Kapazität (über die Filterinduktivitäten LF) an einer Eingangsphasenklemme , , liegt, d.h. der durch die Filterkondensatoren aufgenommene Strom ist gleich dem Strom der bei direkter AC-seitiger Anordnung der Kondensatoren CF auftreten würde. Dies gilt, solange innerhalb der gesamten Netzperiode jeweils eine Diode der oberen und eine Diode der unteren Hälfte der Dreiphasendiodenbrücke des Eingangsteils leitet, d.h. stets eine der Eingangsphasenklemmen , , mit dem positiven x und negativen z Ausgang verbunden ist (die jeweils dritte Eingangsphasenklemme ist über einen Vierquadrantenschalter unabhängig vom Stromvorzeichen mit dem mittleren Ausgang y verbunden). Dies ist gegeben, wenn der durch die LC-Tiefpassfilterung gebildete lokale Mittelwert des Stromes bzw. über dem Momentanwert des Stromes des jeweils (über die Filterinduktivitäten LF) an einem Ausgang bzw. der Filteranordnung 51 liegenden Filterkapazität CF liegt. Anzumerken ist, dass, wie oben erwähnt anstelle der Sternschaltung auch eine Dreieckschaltung der Filterkapazitäten CF Anwendung finden kann (siehe Fig. 2 ), da beide Schaltungen als hinsichtlich des Verhaltens an den Anschlusspunkten funktionsgleich ineinander umgerechnet werden können. Es ist hier einzig zu berücksichtigen, dass für Äquivalenz beider Schaltungen ein Kondensator in Dreckschaltung durch einen Kondensator dreifacher Kapazität in Sternschaltung zu ersetzen ist. The structure of the power section of the SWISS Rectifier is in a known manner by a mains-side low-pass filter or input filter 10, a mains frequency commutated input part 1, 2 (input rectifier, ie a three-phase diode bridge or bridge circuit 1 with diodes D +, D +, D + an upper half of the bridge and diodes D–, D–, D–, a lower half of the bridge and an injection circuit 2 with three four-quadrant switches, S y, S y, S y, which are controlled by a sector recognition depending on the size relationships of the mains phase voltages) and a switching frequency and thus high-frequency operated output part in the form of two superimposed buck converters or DC / DC converters 9, 13 (switches S + and S–, diodes D + and D– and common LC output filter). As stated in the literature (see Three-Phase Modular Multüevel Current Source Rectissers for Electric Vehicle Battery Charging Systems; T. Soeiro, M. Heldwein, JW Kolar; Proceedings of the Brazilian Power Electronics Conference (COBEP 2013), Gramado, Brazil. October 27–31, 2013), the output section can be formed by several buck converter systems operated in parallel with a phase offset, which are fed jointly from an input section dimensioned for the total power. In order to enable overvoltage-free commutation of the buck converter, in spite of the line inductances occurring between the two circuit parts, especially when the input and output sections are locally separated, a three-phase LC low-pass filter can be arranged between the input and output section as a filter arrangement 51, the capacitors CF of which apply the voltages the outputs,, of the filter arrangement 51 for transient processes. The filter arrangement 51 advantageously smooths further discontinuous input currents =, and = of the output part, so that the currents between the input and output part have lower amplitudes of the switching-frequency harmonics and neighboring systems are less exposed to interference. In addition to this DC-side low-pass filter, the three-phase input filter 10 corresponding to the prior art can still be provided on the AC side of the input part. The capacitors CF of the filter arrangement 51 can be arranged at the outputs,, of the filter arrangement 51 in a delta connection or in a star connection. Furthermore, attenuation branches which are known per se can optionally be arranged parallel to the filter inductances LF located between the circuit points x and, y and, z and, or parallel to the filter capacitances CF. Despite the placement of the filter capacitances CF on the DC side, instead of the obvious arrangement of only one filter capacitor each at the input of each step-down converter stage or DC / DC converter of the output part, i.e. between and and and, three filter capacitors are present in a three-phase connection. In this way, the formation of symmetrical (ohmic-capacitive) line phase currents is ensured and the reactive power absorbed by the capacitors can be compensated, for example by one of the control circuits according to the invention described below. This is explained by the fact that at the outputs x, y, z of the input part, all three line phase voltages always appear; the mains phase voltages are switched to the outputs in a known manner in such a way that the most positive phase voltage occurs at the positive output x, the most negative at the negative output z, and the average phase voltage with regard to the instantaneous voltage value occurs at the middle output y. The line phase voltage sections then come to lie at the filter capacitances CF (because the filter inductances LF, as mentioned above, between x, y, z and, and, i.e. the connection points of the capacitors CF are to be seen as short circuits for line frequency processes) and, as for a star connection immediately apparent, then corresponding capacitive currents occur, which are ultimately supplied from the network phases. After a 60-degree interval (a 60-degree sector) the proportions of the mains phase voltages change and the input part changes the assignment of the input phase terminals,, to the outputs x, y, z (other diodes of the three-phase diode bridge become conductive and the switching status of the injection switch is changed, ie the previously conductive four-quadrant switch is now blocked and another four-quadrant switch is switched through by the sector detection). However, a filter capacitance CF is still effectively present at each output x, y, z for network-frequency processes and corresponding capacitor currents occur which are drawn from the network via the input section. For the current flow on the network side, it is irrelevant whether the same or a different capacitor of the same capacitance (via the filter inductances LF) is always connected to an input phase terminal,, i.e. the current absorbed by the filter capacitors is equal to the current that would occur if the capacitors CF were arranged directly on the AC side. This applies as long as one diode of the upper half and one diode of the lower half of the three-phase diode bridge of the input section conducts within the entire network period, i.e. always one of the input phase terminals,, is connected to the positive x and negative z output (the third input phase terminal is connected to the middle output y via a four-quadrant switch, regardless of the current sign). This is the case when the local mean value of the current formed by the LC low-pass filtering or above the instantaneous value of the current of the respective filter capacitance CF (via the filter inductances LF) at an output or the filter arrangement 51 is. It should be noted that, as mentioned above, a delta connection of the filter capacitances CF can also be used instead of the star connection (see FIG. 2), since both circuits can be converted into one another in terms of their behavior at the connection points. The only thing to be taken into account here is that for equivalence of the two circuits, a capacitor in a dirty circuit has to be replaced by a capacitor with three times the capacity in a star circuit.

[0025] Eine Regelung des Gleichrichters kann entsprechend der Erweiterung um die gleich-spannungsseitige Filteranordnung angepasst werden. Beispielsweise liegt eine Regelung, vor, wie sie in der eingangs erwähnten CH 704 553 A2 beschrieben ist, insbesondere im Abschnitt «Regelung’» und in Bezug auf Fig. 10 , auch betreffend die Erzeugung der pulsbreitenmodulierten Ansteuersignale sowie einer Netzspannungsauswerteschaltung, hier als Sektordetektor bezeichnet. Diese Regelung regelt die Ströme durch die beiden DC/DC-Konverter und bildet dazu jeweils einen Sollwert iD+, iD–für diese Ströme. Im hier gezeigten Beispiel ist ein reiner Proportionalregler verwendet, es können aber auch andere Regler eingesetzt werden. A regulation of the rectifier can be adapted in accordance with the expansion to include the DC voltage-side filter arrangement. For example, there is a control as described in CH 704 553 A2 mentioned at the outset, in particular in the "Control" section and with reference to FIG. 10, also relating to the generation of the pulse-width-modulated control signals and a network voltage evaluation circuit, referred to here as a sector detector . This control regulates the currents through the two DC / DC converters and creates a setpoint iD +, iD– for these currents. In the example shown here, a purely proportional controller is used, but other controllers can also be used.

[0026] Es wird gemäss CH 704 553 A2 für die Regelung des Systems ein Ausgangsspannungsregler mit unterlagertem Ausgangsstromregler eingesetzt. Der obere und der untere Ausgangsstromregler geben dabei Sollwerte der durch die Schalter S+ (oberer Tiefsetzsteller) und Schalter S– (unterer Tiefsetzsteller) an den Eingang des LC-Ausgangsfilters des Tiefsetzstellers zu schaltenden Spannungen derart aus, dass durch die Summe beider Spannungen, upqueryquer+ uyquernquer, der durch den Ausgangsspannungsregler geforderte Ausgangsstromsollwert i2* eingeprägt wird. Um gleichzeitig einen sinusförmigen Verlauf der Netzphasenströme sicherzustellen werden dabei die Spannungen uxNund uzn(N bezeichnet den Netzsternpunkt oder einen künstlich nachgebildeten Netzsternpunkt) als Vorsteuersignale in die Pulsbreitenmodulation einbezogen. Der Netzstrom wird dabei rein ohmsch eingestellt, d.h. die Netzphasenströme weisen nach AC-seitiger Tiefpassfilterung ein ohmsch kapazitives Verhalten auf, da sich die für die Speisung der Last bezogenen Wirkströme und die Ströme der Filterkondensatoren zum gesamten Netzstrom addieren. Die Ansteuerung der Schalter S+und S–wird durch Pulsbreitenmodulatorstufen definiert, welche die Modulationsfunktion m+bzw. m–mit einem Dreiecksignal d+ bzw. d– verschneiden und daraus mittels Komparatoren K+ und K– die Ansteuerschaltfunktion s+bzw. s–. der Schalter ableiten. Jede Modulationsfunktion wird dabei jeweils als Summe von Stromreglerausgangssignal und Vorsteuersignal gebildet. According to CH 704 553 A2, an output voltage regulator with a subordinate output current regulator is used to regulate the system. The upper and lower output current regulators output setpoints for the voltages to be switched by switches S + (upper buck converter) and switch S– (lower buck converter) to the input of the LC output filter of the buck converter in such a way that the sum of the two voltages, upqueryquer + uyquernquer , the output current setpoint i2 * required by the output voltage regulator is impressed. In order to ensure a sinusoidal curve of the mains phase currents at the same time, the voltages uxN and uzn (N denotes the network star point or an artificially simulated network star point) are included in the pulse width modulation as pilot control signals. The mains current is set purely ohmic, i.e. the mains phase currents show an ohmic capacitive behavior after AC-side low-pass filtering, since the active currents related to the supply of the load and the currents of the filter capacitors add up to the total mains current. The control of the switches S + and S - is defined by pulse width modulator stages, which the modulation function m + or. Intersect m – with a triangular signal d + or d– and from this using comparators K + and K–, the control switching function s + or. s–. derive the switch. Each modulation function is formed as the sum of the current controller output signal and the precontrol signal.

[0027] Gemäss dem Stand der Technik können die Dreiecksignale d+ und d– der oberen und unteren Pulsbreitenmodulatorstufe gleich- oder gegenphasig gewählt werden, womit einerseits geringere Oberschwingungen des Netzstromes und andererseits ein geringerer Rippel des Stromes in den Filterinduktivitäten der Tiefsetzstellerstufe erreicht wird. According to the prior art, the triangular signals d + and d- of the upper and lower pulse width modulator stage can be selected in phase or out of phase, which on the one hand lower harmonics of the mains current and on the other hand a lower ripple of the current in the filter inductances of the buck converter stage is achieved.

[0028] Es wird diese Regelstruktur nun derart erweitert bzw. geändert, dass einerseits nach wie vor der benötigte Ausgangsstrom i2* eingestellt bzw. die benötigte Wirkleistung P* aus dem Netz bezogen wird, zusätzlich aber auch eine definierte Phasenverschiebung φ* von Netzspannung und Netzstrom erreicht bzw. eine definierte netzseitige Blindleistung Q* gebildet wird. This control structure is now expanded or changed in such a way that, on the one hand, the required output current i2 * is set or the required active power P * is drawn from the network, but also a defined phase shift φ * of the network voltage and network current reached or a defined network-side reactive power Q * is formed.

[0029] Für die nachfolgende Beschreibung der Regelstruktur wird im Sinne der Übersichtlichkeit eine Regelung des Ausgangsstromes mit nur einem Ausgangsstromregler zugrunde gelegt, da zwei Ausgangsstromregler nur bei Parallelschaltung mehrerer Pulsgleichrichtersysteme erforderlich sind um Kreisströme zwischen den Systemen zu vermeiden und die Grundgedanken der Erfindung einfach auf diesen Fall zu übertragen sind. The following description of the control structure is based on a control of the output current with only one output current regulator for the sake of clarity, since two output current regulators are only required when several pulse rectifier systems are connected in parallel in order to avoid circulating currents between the systems and the basic idea of the invention simply applies to these Case are to be transferred.

[0030] Anmerkung: Die hier beschriebenen Regelschaltungen sind für Schaltungen mit oder ohne DC-seitigem LC-Tiefpassfilter einsetzbar, sind nachfolgend aber aufgrund der einfacheren Schaltungsstruktur für den Fall einer rein netzseitigen LC-Filterung gezeigt. Strichliert eingerahmte Teile der Regelschaltungen kennzeichnen Erweiterungen bzw. Modifikationen gegenüber dem Stand der Technik. Aus Gründen der Übersichtlichkeit ist weiters die Sektordetektierung. welche die Ansteuersignale für die Vierquadrantenschalter der Injektionsschalter generiert, weggelassen. Note: The control circuits described here can be used for circuits with or without a DC-side LC low-pass filter, but are shown below for the case of purely network-side LC filtering due to the simpler circuit structure. Parts of the control circuits framed by broken lines indicate expansions or modifications compared to the prior art. For the sake of clarity, there is also sector detection. which generates the control signals for the four-quadrant switches of the injection switches, omitted.

[0031] Fig. 3 zeigt die Grundstruktur des Leistungsteiles des SWISS Rectiiier mit Ausgangsspannungsregelung und unterlagerter Ausgangsstromregelung. Durch den Stromregler wird der für die Führung des Ausgangsstromes i2gemäss dem Sollwert i2* einzustellende lokale Mittelwert der Spannung ausgegeben, wobei vorteilhaft eine Vorsteuerung mit dem Sollwert U2* der Ausgangsspannung u2erfolgt, sodass der Stromregler nur den Sollwert uL* des induktiven Spannungsabfalls an der Ausgangsinduktivität L zu bilden hat. Fig. 3 shows the basic structure of the power section of the SWISS Rectiiier with output voltage regulation and subordinate output current regulation. The current regulator outputs the local mean value of the voltage to be set for the guidance of the output current i2 according to the setpoint i2 *, with a precontrol with the setpoint U2 * of the output voltage u2 advantageously taking place so that the current regulator only uses the setpoint uL * of the inductive voltage drop at the output inductance L. has to form.

[0032] Anschliessend wird nun der für die Generierung von einzustellende Aussteuerungsgrad M*der Pulsbreitenmodulation durch Division von durch 3/2Upkcosφ* berechnet, wobei Upkin den Figuren auch mit û bezeichnet, den Spitzenwert der Netzphasenspannung und φ* den zwischen Netzspannung und Netzstrom gewünschten Phasenwinkel bezeichnet. Dies begründet sich dadurch, dass, wie eine nähere Analyse zeigt 3/2Upkcosφ* den Maximalwert der bei einem Netzphasenwinkel φ* erzeugbaren Spannung darstellt (Anmerkung: Eine ähnlich funktionale Abhängigkeit der Ausgangsgleichspannung ist für netzgeführte Thyristorbrückenschaltungen bekannt, wo sich ein Ansteuerwinkel bzw. eine Phasenverschiebung φ* des Netzstromes direkt in einer durch cosφ* definiertenReduktion der Ausgangsgleichspannung äussert); der Aussteuerungsgrad M* kann damit je nacheinzustellendem Wert Werte zwischen 0 und 1 annehmen.Durch Multiplikation von oberen respektive unteren normierten Spannungssteuersignalen n+respektive n–(Amplitude gleich Eins) mit M* folgen damit unmittelbar die Modulationsfunktionen m+und m–, welche dann die die Ansteuersignale s+und s–der Schalter S+und S–erzeugenden Pulsbreitenmodulatorstufen zugeführt werden. Subsequently, the level of modulation M * to be set for the pulse width modulation is calculated by dividing by 3 / 2Upkcosφ *, Upkin in the figures also denoted by û, the peak value of the mains phase voltage and φ * the phase angle desired between mains voltage and mains current designated. This is due to the fact that, as a closer analysis shows, 3 / 2Upkcosφ * represents the maximum value of the voltage that can be generated at a line phase angle φ * (Note: A similar functional dependency of the output DC voltage is known for line-commutated thyristor bridge circuits, where there is a control angle or a phase shift φ * of the mains current is expressed directly in a reduction in the DC output voltage defined by cosφ *); the modulation level M * can therefore assume values between 0 and 1, depending on the value to be set. By multiplying upper or lower normalized voltage control signals n + or n- (amplitude equal to one) by M *, the modulation functions m + and m- follow immediately, which then which the control signals s + and s - of the switches S + and S - generating pulse width modulator stages are supplied.

[0033] Durch die Schalter S+und S–werden einerseits die Augangsspannungen uxyund uyzdes Eingangsteils pulsbreitenmoduliert und so gebildet, andererseits wird der Strom i2in der Tiefsetzstellerausgangsinduktivität während der Einschaltintervalle von S+dem Schaltungspunkt x und während der Einschaltintervalle von S– in den Schaltungspunkt z gespeist, x ist nun über die jeweils leitende Diode der oberen Brückenhälfte der Dreiphasendiodenbrücke mit einer Netzklemme, z.B. und z über die jeweils leitende Diode der unteren Brückenhälfte der Dreiphasendiodenbrücke mit einer anderen Netzklemme, z.B. verbunden, sodass die Schalterströme is+ und is– letztlich (nach Tiefpassfilterung) die Ströme in den Netzphasen a und c bestimmen. Der Strom in der jeweils dritten Phase, im betrachteten Fall der Phase b, wird sich aufgrund der Kirchhoffschen Kontenregel über den jeweils leitenden Vierquadrantenschalter der Injektionsschaltung so einstellen, dass die Stromsumme zu Null folgt. Werden durch iS+ und iS– also nach netzseitiger Tiefpassfilterung sinusförmige Phasenströme eingeprägt, wird auch der dritte Phasenstrom Sinusform aufweisen. Dies zeigt deutlich, dass durch die normierten Spannungssteuersignale n+und n–einerseits die zu bildende Spannung und andererseits auch eine definierte Phasenlage des Netzstromes gegenüber der Netzspannung definiert werden kann. By the switches S + and S- the output voltages uxyund uyzdes input part are pulse width modulated and so formed, on the other hand the current i2in the buck converter output inductance during the switch-on intervals from S + to the node x and during the switch-on intervals from S- to the circuit point z fed, x is now on the respective conductive diode of the upper half of the three-phase diode bridge with a power terminal, e.g. and z via the respective conductive diode of the lower half of the bridge of the three-phase diode bridge to another network terminal, e.g. connected so that the switch currents is + and is– ultimately (after low-pass filtering) determine the currents in network phases a and c. The current in the third phase in each case, phase b in the case under consideration, is set based on Kirchhoff's rule of accounts via the respectively conductive four-quadrant switch of the injection circuit in such a way that the current sum follows zero. If sinusoidal phase currents are impressed by iS + and iS– after low-pass filtering on the mains side, the third phase current will also have a sinusoidal shape. This clearly shows that the normalized voltage control signals n + and n- can be used to define on the one hand the voltage to be generated and on the other hand also a defined phase position of the mains current with respect to the mains voltage.

[0034] Für rein ohmsches Netzverhalten könnten nun n+und n–direkt von den Spannungen der Schaltungspunkte x und z gegenüber dem Netzsternpunkt N abgeleitet werden, die vorgehend beschriebene Modulation der Ströme iS+ und iS– erfolgt dann direkt proportional zu den Spannungen der jeweils an x und z liegenden Netzphasen, wie dies grundsätzlich auch in der Erstanmeldung zum SWISS Rectifier beschrieben ist. Für phasenverschobenen Betrieb kann diese phasenspannungsproportionale Modulation (ndcosφ*+und ndcosφ*–) durch orthogonale Komponenten (nqsinφ*+und nqsinφ*–) erweitert werden um zusätzlich zu den Wirkkomponenten der Netzphasenströme orthogonale Blindstromkomponenten (Querkomponenten) zu bilden. Durch Addition beider Modulationsfunktionskomponenten, ndcosφ*+und nqsinφ*+bzw. ndcosφ*–und nqsinφ*–werden dann die normierten Spannungssteuersignale n+bzw. n–erhalten. For purely ohmic network behavior, n + and n- could now be derived directly from the voltages of the switching points x and z relative to the network star point N, the previously described modulation of the currents iS + and iS- is then directly proportional to the voltages of the respective x and z grid phases, as is basically also described in the initial registration for the SWISS Rectifier. For phase-shifted operation, this phase-voltage-proportional modulation (ndcosφ * + and ndcosφ * -) can be extended by orthogonal components (nqsinφ * + and nqsinφ * -) in order to form orthogonal reactive current components (transverse components) in addition to the active components of the mains phase currents. By adding both modulation function components, ndcosφ * + and nqsinφ * + or. ndcosφ * - and nqsinφ * - then the normalized voltage control signals n + or. n – received.

[0035] Die weitere Beschreibung ist im Sinne der Kürze auf die Bildung von n+beschränkt; die Überlegungen zur Bildung von n– sind sinngemäss analog zu führen bzw. folgen unmittelbar u.a. durch Austausch der Indizes der einzelnen Grössen. Es wird uxNgemessen und durch Division durch die Amplitude der Netzphasenspannungen normiert. Ist z.B. der netzseitige Anschlusspunkt über die Diode D + mit x verbunden (d.h. zeigt die Spannung der Netzphase a den höchsten Momentanwert), liegt dann ein proportionales Signal nd+mit Amplitude Eins vor. Die normierte Querkomponente kann nun erfindungsgemäss einfach ausgehend von der zwischen den Schaltungspunkten y und z auftretenden Spannung ermittelt werden. Weist z.B. Netzphase b den höchsten negativen Wert auf, ist über die Diode D- mit Schaltungspunkt z verbunden und der Vierquadrantenschalter von Phase c durchgeschaltet, womit y mit , d.h. der Phase mittlerer Spannung verbunden ist. Demgemäss tritt als Spannung uyzdirekt die Netzaussenleiterspannung auf welche unter Vernachlässigung netzfrequenter Spannungsabfälle an den Induktivitäten des netzseitigen LC-Filters direkt gleich der Netzaussenleiterspannung ucbist, die, wie ein Zeigerdiagramm unmittelbar zeigt, orthogonal voreilend zur Phasenspannung steht. Nach Division durch die Amplitude sqrt(3)Upkder Aussenleiterspannung wird so eine Querkomponente nq+ mit Amplitude Eins erhalten. Die Wirkkomponente ndcosφ*+des Steuersignales n+kann nun einfach durch Multiplikation von nd+mit cosφ* und die Blindkomponente nqsinφ+durch Multiplikation von nq+mit sinφ* ermittelt werden, womit auch sichergestellt ist, dass das Summensignal n+wieder eine Amplitude Eins aufweist. Allerdings ist innerhalb des 120 Grad breiten Intervalls einer Netzperiode in dem Phase a die positivste Spannung aller Phasen aufweist, nur innerhalb der ersten 60 Grad der Schaltungspunkt mit y und Schaltungspunkt mit z verbunden. Nach 60 Grad kehren sich die Grössenverhältnisse der Spannungen der Phasen b und c um, sodass dann mit y und mit z verbunden ist. Um nach wie vor ausgehend vom Messwert uyzdie Netzaussenleiterspannung zu erhalten ist dann der Messwert uyzwie in Fig. 3 gezeigt zu invertieren. Wie eine Überlegung für die beiden anderen 120 Grad Intervalle einer Netzperiode zeigt, weist das Steuersignal c+ des Umschalters zwischen uyzund –uyzdreifache Netzfrequenz auf. For the sake of brevity, the further description is limited to the formation of n +; the considerations on the formation of n- are to be carried out analogously or follow directly, among other things by exchanging the indices of the individual quantities. UxN is measured and normalized by dividing it by the amplitude of the line phase voltages. Is e.g. the connection point on the network side is connected to x via the diode D + (i.e. if the voltage of the network phase a shows the highest instantaneous value), then there is a proportional signal nd + with an amplitude of one. According to the invention, the normalized transverse component can now be determined simply on the basis of the voltage occurring between the circuit points y and z. For example, Line phase b has the highest negative value, is connected to circuit point z via diode D- and the four-quadrant switch of phase c is switched through, whereby y with, i.e. connected to the medium voltage phase. Accordingly, the mains line-to-line voltage occurs as the voltage uyzdirect, which, neglecting the line-frequency voltage drops at the inductances of the line-side LC filter, is directly equal to the line line line voltage ucb, which, as a phasor diagram shows, is orthogonally leading to the phase voltage. After dividing the line-to-line voltage by the amplitude sqrt (3) Upk, a transverse component nq + with an amplitude of one is obtained. The active component ndcosφ * + of the control signal n + can now be determined simply by multiplying nd + with cosφ * and the reactive component nqsinφ + by multiplying nq + with sinφ *, which also ensures that the sum signal n + again has an amplitude of one having. However, within the 120 degree wide interval of a network period in which phase a has the most positive voltage of all phases, the circuit point is connected to y and the circuit point to z only within the first 60 degrees. After 60 degrees, the proportions of the voltages in phases b and c reverse, so that it is then connected with y and z. In order to continue to obtain the line-to-line voltage from the measured value uyz, the measured value uyz must then be inverted as shown in FIG. As a consideration for the other two 120 degree intervals of a network period shows, the control signal c + of the switch between uyz and –uyz has three times the network frequency.

[0036] Fig. 4 zeigt eine Variation der Regelung nach Fig. 3 . Es wird dabei die normierte Querkomponente nq+respektive nq–nicht ausgehend von der Messung der verketteten Netzspannungen sondern einfach durch Differentiation von nd+respektive nd–und anschliessende Division durch die Netzkreisfrequenz ω gebildet. FIG. 4 shows a variation of the control according to FIG. 3. The normalized transverse component nq + or nq - is not formed on the basis of the measurement of the linked network voltages, but simply by differentiating nd + or nd - and then dividing by the network angular frequency ω.

[0037] Fig. 5 zeigt eine Variation der Regelungen nach Fig. 3 bzw. Fig. 4 wobei auf einen unterlagerten Ausgangsstromregler verzichtet wird und der durch den Ausgangsspannungregler vorgegebene Sollwert I2* des Stromes i2in der Tiefsetzstellerausgangsinduktivität (bei Vorsteuerung des Laststromes ILfolgt I2* durch Addition des für die Ausgangsspannungsregelung erforderlichen Sollwertes des Ladestromes iC* des Ausgangskondensators und des gemessenen Laststromes IL; I2* = IL+ IC*) durch Multiplikation mit dem Sollwert der Ausgangsspannung U2* direkt in einen Sollwert P* der vom Netz her zu beziehenden Leistung und dieser dann mittels Division durch (3/2)u<2>pkrespektive (3/2)û<2>in einen Phasenleitwert G* umgerechnet wird. Fig. 5 shows a variation of the controls according to Fig. 3 and Fig. 4, where a subordinate output current regulator is dispensed with and the setpoint value I2 * of the current i2in the buck converter output inductance specified by the output voltage regulator (with precontrol of the load current IL follows I2 * through Addition of the required value for the output voltage regulation of the charging current iC * of the output capacitor and the measured load current IL; I2 * = IL + IC *) by multiplication with the target value of the output voltage U2 * directly into a target value P * of the power to be drawn from the network and this is then converted into a phase conductance G * by dividing by (3/2) u <2> pk or (3/2) û <2>.

[0038] Die weitere Beschreibung wird im Sinne der Kürze wieder auf die Ansteuerung des Schalters S+ beschränkt. Durch Multiplikation der Phasenleitwertes G* mit der an x gegenüber dem Netzsternpunkt N auftretenden Spannung nxN, z.B. der Phasenspannung kann nun direkt der Wirkanteil id+des Stromes in Netzphase a bzw. der Wirkanteil des Schalterstromes iS+berechnet werden. Weiter wird die netzseitig einzustellende Blindleistung Q* mittels Division durch (3/2)u<2>pkin einen Phasenblindleitwert Y* umgerechnet, welcher nach Multiplikation mit einer, für den vorstehend betrachteten Fall der Netzspannung um 90 Grad voreilenden Blindspannung auf den Blindanteil iq+des Stromes in Netzphase a bzw. des Schalterstromes iS+führt. Die Blindspannung kann dabei durch Skalierung der der Spannung uaum 90 Grad voreilenden Aussenleiterspannung (welche wieder wie in Verbindung mit Fig. 3 beschrieben von den Schaltungspunkten y und z abgegriffen, oder auch direkt ausgehend von den Netzanschlüssen a, b, c gemessen werden kann) mit einem Faktor berechnet werden. For the sake of brevity, the further description is again limited to the control of the switch S +. By multiplying the phase conductance G * with the voltage nxN occurring at x with respect to the network star point N, e.g. the phase voltage, the active component id + of the current in network phase a or the active component of the switch current iS + can now be calculated directly. In addition, the reactive power Q * to be set on the network side is converted by dividing by (3/2) u <2> pkin a phase inductance value Y *, which after multiplication by a reactive voltage leading by 90 degrees for the mains voltage case considered above is converted to the reactive component iq + of the current in mains phase a or the switch current iS +. The reactive voltage can be measured by scaling the phase-to-phase voltage by 90 degrees leading the voltage (which can again be tapped from the circuit points y and z as described in connection with FIG. 3, or can also be measured directly from the network connections a, b, c) a factor can be calculated.

[0039] Die Summe von Wirkanteil und Blindanteil bildet dann den Sollwert iS+* des insgesamt durch Pulsbreitenmodulation des Ausgangsstromes im Schalter S+einzustellenden Stromes, iS+* = id++ iq+. Die Modulationsfunktion m+ist dann einfach durch Division von iS+* durch den für die Modulation zur Verfügung stehenden Strom i2in der Tiefsetzstellerausgangsinduktivität zu ermitteln und kann durch eine dem Stand der Technik entsprechende Pulsbreitenmodulatorstufe (Dreieck-verschneidung und Komparator) in Ansteuerbefehle s+für die Schalter S+umgeformt werden. The sum of the active component and the reactive component then forms the setpoint iS + * of the total current to be set by pulse width modulation of the output current in the switch S +, iS + * = id ++ iq +. The modulation function m + can then be determined simply by dividing iS + * by the current i2 in the buck converter output inductance available for the modulation and can be converted into control commands s + for the switches using a state-of-the-art pulse width modulator stage (triangular intersection and comparator) S + are reshaped.

[0040] Anzumerken ist. dass anstelle der Ermittlung der Querspannungskomponente über die Netzaussenleiterspannungen auch hier wieder eine zeitliche Ableitung der Spannungswirkkomponenten uxNbzw. uzNmit nachfolgender Division durch die Netzkreisfrequenz treten kann (vergleiche Fig. 4 ). It should be noted. that instead of determining the transverse voltage component via the network external conductor voltages, a time derivative of the effective voltage components uxN or uzN can occur with subsequent division by the network angular frequency (see Fig. 4).

[0041] Allgemein ist darauf hinzuweisen, dass eine vorteilhafte Anwendung der durch die beschriebenen Regelschaltungen möglichen netzseitigen Blindleistung die Kompensation der kapazitiven Blindleistung AC-seitigen Tiefpassfilters oder des DC-seitigen Tiefpassfilters (wie oben erklärt, wirken die Filterkondensatoren des DC seitigen Filters, als wären sie direkt mit den AC-Klemmen verbunden) oder beider Filter darstellt. Es ist dann die jeweils von den Filterkondensatoren benötigte Blindleistung QCF* zu berechnen und mit umgekehrtem Vorzeichen als Sollwert Q* vorzugeben, sodass eine gegenseitige Kompensation beider Blindleistungsanteile erreicht wird. In general, it should be noted that an advantageous application of the network-side reactive power possible through the control circuits described is the compensation of the capacitive reactive power AC-side low-pass filter or the DC-side low-pass filter (as explained above, the filter capacitors of the DC-side filter act as if connected directly to the AC terminals) or both filters. The reactive power QCF * required by the filter capacitors must then be calculated and specified as the setpoint Q * with the opposite sign, so that mutual compensation of both reactive power components is achieved.

[0042] Weitere mögliche Modifikationen der Regelungen sind: 1) In der Regelung gemäss Fig. 3 kann bei der Berechnung von M* einfach durch 3/2Upkdividiert und die Multiplikation mit cosφ* bei der Berechnung von n+dweggelassen und die Multiplikation mit sinφ* bei der Berechnung von n+qdurch eine Multiplikation mit tanφ* ersetzt werden. 2) cosφ* und sinφ* sind aus P* und Q* berechenbar (über φ* = atan(Q*/P*)). 3) Q* folgt bei gegebenem P* (durch die Ausgangsspannungsregelung bzw. die unterlagerte Ausgangsstromregelung definiert) und einem Zielwert φ* auch direkt aus Q* = P*tanφ*. 4) Regelschaltungen sind sinngemäss gleich auch für Rückspeisung von Leistung in das Netz einzusetzen, d.h. für nur rückspeisefähige oder bidirektionale SWISS Rectifier einzusetzen. Further possible modifications of the regulations are: 1) In the scheme according to FIG. 3, when calculating M *, simply divide by 3 / 2Upk and omit the multiplication by cosφ * when calculating n + d and the multiplication with sinφ * when calculating n + q by multiplying by tanφ * must be replaced. 2) cosφ * and sinφ * can be calculated from P * and Q * (via φ * = atan (Q * / P *)). 3) With a given P * (defined by the output voltage regulation or the subordinate output current regulation) and a target value φ *, Q * also follows directly from Q * = P * tanφ *. 4) Control circuits can also be used for feeding power back into the network, i.e. to be used for only regenerative or bidirectional SWISS rectifiers.

[0043] Fig. 6 zeigt Ströme und Spannungen im Gleichrichter ohne Phasenverschiebung. Von oben nach unten sind gezeigt: drei Phasenpannungen ua, ub, ucan der Wechselspannungsseite; einen der Phasenströme ia, gleichphasig mit der entsprechenden Phasenspannung ua; einen Aussteuerungsgrad α+eines elektronischen Schalters S+des oberen DC/DC-Konverters 9 und einen Aussteuerungsgrad α–eines elektronischen Schalters S–des unteren DC/DC-Konverters 13; und einen durchschnittlichen Strom iS+,avgdurch den Schalter S+des oberen DC/DC-Konverters 9.Beispielsweise ist im Abschnitt zwischen π/3 und 2π/3 der Aussteuerungsgrad α+proportional zu uaund der Aussteuerungsgrad α–betragsmässig proportional zu ub. Die Phasenströme sind dadurch gleichphasig mit den entsprechenden Phasenspannungen. Fig. 6 shows currents and voltages in the rectifier without phase shift. From top to bottom are shown: three phase voltages ua, ub, ucan on the alternating voltage side; one of the phase currents ia, in phase with the corresponding phase voltage ua; a modulation level α + of an electronic switch S + of the upper DC / DC converter 9 and a modulation level α - of an electronic switch S - of the lower DC / DC converter 13; and an average current iS +, avg through the switch S + of the upper DC / DC converter 9. For example, in the section between π / 3 and 2π / 3, the level of modulation α + is proportional to ua and the level of modulation α is proportional to ub. The phase currents are thus in-phase with the corresponding phase voltages.

[0044] Fig. 7 zeigt dieselben Ströme und Spannungen, jedoch mit einer Phasenverschiebung, wie sie mit der vorgängig beschriebenen Regelung erzeugt werden können. Anstelle der Aussteuerungsgrade der Fig. 6 treten die normierten Spannungssteuersignale n+, n–. Es ist beispielhaft eine Phasenverschiebung um einem Phasenwinkel φ * von 15° gezeigt. Im Abschnitt zwischen π/3 und 2π/3 ist das obere normierte Spannungssteuersignal n+proportional zu einem bezüglich uaphasenverschobenen Signal, und ist das untere normierte Spannungssteuersignal n–betragsmässig proportional zu einem bezüglich ubphasenverschobenen Signal. Wenn der Strom durch die elektronischen Schalter S+, S–positiv bleiben muss, ist die Phasenverschiebung auf +30° bis –30° begrenzt. Bei diesen Werten werden die Aussteuerung und der zeitliche Durchschnittswert der Ströme durch den oberen und unteren Schalter zu Null. Fig. 7 shows the same currents and voltages, but with a phase shift as can be generated with the previously described control. The normalized voltage control signals n +, n− take the place of the modulation levels of FIG. 6. A phase shift by a phase angle φ * of 15 ° is shown as an example. In the section between π / 3 and 2π / 3, the upper normalized voltage control signal n + is proportional to a signal shifted in phase with respect to u, and the lower normalized voltage control signal n− is proportional in magnitude to a signal shifted in out of phase. If the current through the electronic switches S +, S– has to remain positive, the phase shift is limited to + 30 ° to –30 °. With these values, the modulation and the time average value of the currents through the upper and lower switch become zero.

Claims

1.AC / DC converter for power transmission from a three-phase alternating voltage side to a direct voltage side with a positive connection terminal (p) and a negative connection terminal (n) and / or vice versa, having an input part (1, 2) with a three-phase bridge circuit (1) with three AC voltage side connection points (,,) each for an input phase on its AC voltage side and with one positive and one negative output (x, z) of the input part on its DC voltage side, where - each of the three AC voltage-side connection points (,,) can be connected to a central output (y) of the input part via a four-quadrant switch (6, 7, 8), - A filter arrangement (51) is present which is connected to the outputs (x, y, z) of the input part (1,2) and has a positive (), a negative () and a middle output of the filter arrangement (51), - An upper DC / DC converter (9) with a lower connection point (11) as a reference point is connected between the positive output of the filter arrangement (51) and the positive connection terminal (p) of the AC / DC converter, and - A lower DC / DC converter (13) with an upper connection point (15) as a reference point is connected between the negative output of the filter arrangement (51) and the negative connection terminal (s) of the AC / DC converter, - The lower and the upper connection point (11. 15) are connected to one another and thereby form a center point () on the DC voltage side, - and the middle output of the filter arrangement 51 is connected directly or via a commutation inductance to the midpoint () on the DC voltage side, wherein the filter assembly (51) comprises: - An upper filter inductance (LF) between the positive output (x) of the input part and the upper DC / DC converter (9); - A lower filter inductance between the negative output (z) of the input part and the lower DC / DC converter (13); - A mean filter inductance between the mean output (y) of the input part and the center point () on the DC voltage side; - A delta connection or a star connection of filter capacitances (CF) between the outputs (,,) of the filter arrangement (51).

2. AC / DC converter according to claim 1, having a controller for controlling the upper and lower DC / DC converter (9, 13), the controller each having a modulation function (m +, m-) for an upper electronic switch (S +) of the upper DC / DC converter (9 ) and intended for a lower electronic switch (S–) of the lower DC / DC converter (13), characterized in that the controller controls the two modulation functions (m +, m–) proportionally to an upper or lower normalized voltage control signal (n +, n–) determined, where for the upper electronic switch (S +) the upper normalized voltage control signal (n +) is proportional to a phase-shifted difference (uxN = ud +) between the voltage at the positive connection point (x) of the bridge circuit and an AC-side neutral point voltage a star point, and where for the lower electronic switch (S–) the lower normalized voltage control signal (n–) is proportional to a difference (uzN = ud–) between the voltage at the negative connection point (z) which is phase-shifted by the same phase angle (φ *) of the bridge circuit and the AC-side neutral point voltage at the neutral point, and the phase angle is different from zero.