CN1114280C - 信号陷波、记录介质重放、以及信号提取设备与方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种信号陷波设备与方法、一种记录介质重放设备和方法、和一种信号提取设备和方法。在信号陷波设备中，把从视频盒式磁带再现的重放信号直接供给减法器，同时送至固定延迟电路和可变延迟电路以便在此延迟一预定时间。已延迟信号也供给减法器，然后减法器减去已延迟的来自再现重放信号的信号并输出该减法结果。固定延迟电路的延迟时间设为对应于所要的待陷波FM信号的载波中心频率。同时可变延迟电路的延迟时间设为对应于由解调所要陷波的FM信号而得到的信号。这样可陷去所要FM信号而不影响其它FM信号。

Description

信号陷波、记录介质重放、 以及信号提取设备与方法

技术领域

本发明涉及信号陷波设备与方法，记录介质重放设备与方法，以及信号提取设备与方法，特别是适用于从亮度FM信号中分离记录在磁带上的音频FM信号的设备与方法。

背景技术

图29显示记录在8mm磁带视频盒式录像机(商品名称)中磁带上的信号频谱。如图所示，在最高频带中记录着通过亮度信号对预定载波频率调制而获得的FM亮度信号。频率低于FM亮度信号的743.444KHz载波利用转换到低频的色度信号调幅。而在进一步低于转换到低频的色度信号中的频带中，设有四频跟踪导频信号(ATF信号)。

此外，在FM亮度信号与转换到低频的的色度信号之间，设有通过以左(L)和右(R)立体声信号的总和(L+R信号)对1.5MHz载波调频而获得的FM音频信号，以及通过以立体声信号的差(L-R信号)对1.7MHz载波调频而获得的FM音频信号。

由于这些信号在经频率多路复用处理后记录在磁带上，通过陷去不需要频带的信号，然后提取所要频带的信号并对所提取的信号进行频率解调可再现原始信号。

例如，从磁带再现的重放信号中分离FM亮度信号(下称YFM信号)时，通过如图30A所示的，由电阻1、线圈2和电容3构成的LC调谐型AFM陷波电路，或通过如图30B所示的，由线圈11、电容12和电阻13构成的LC调谐型AFM陷波电路，首先陷去FM音频信号(下称AFM信号)。

特别是，形成如图30(A)或30(B)所示的AFM陷波电路，以便广泛衰减1.5MHz和1.7MHz频带的信号，在该AFM陷波电路中从再现的重放信号中陷去AFM信号。

而且，从已陷去转换为低频的色度信号和ATF信号的重放信号中提取YFM信号，并将如此提取的YFM信号解调。

考虑到FM信号的频率偏移Δw和调制角频率p，频率调制波的全部带宽约为2(Δw+p)。所以，为了陷去从磁带再现的重放信号具有任何频率偏移的FM信号，在有关技术中必须陷去包括2(Δw+p)的相当大范围的频带。如图29所示，AFM信号与YFM信号的频带相互非常接近。为此，在陷去来自再现信号的AFM信号时，YFM信号的低频带分量也被陷波，因此降低了分辨率，随之产生的另一缺点是几乎不能得到高质量的图像。

而且，如果所形成的电路仅仅急剧地陷去AFM信号载波的中心频率，则对应于FM信号的频率偏移产生AM分量，最终引起水平条纹，屏幕上有阴影。

迄今为止，这些缺点通常都存在，例如在Betamax视频盒式录像机(商品名称)中。

发明内容

因此本发明的目的是实现能精确分离并提取所要频带的FM信号、同时陷去预定频带的任何FM信号的改进。

按照本发明的第一方面，提供一种信号陷波设备，它包括：用于解调待陷波的FM信号并输出已解调信号的解调装置；用于延迟待陷波的FM信号的延迟装置，其中延迟时间是根据所述已解调信号可变的；以及减法装置，用于从频率多路复用信号中减去从延迟装置得到的已延迟FM信号。

按照本发明的第二方面，提供一种信号陷波方法，它包括以下步骤：解调待陷波的FM信号并输出已解调信号；延迟待陷波的FM信号，其中延迟时间是根据所述已解调信号可变的；以及从频率多路复用信号中减去已延迟的FM信号。

按照本发明的第三方面，提供一种记录介质重放设备，它包括：用于从再现信号中提取第一FM信号的提取装置；用于解调已提取的第一FM信号并输出第一已解调信号的第一解调装置；用于延迟已提取的第一FM信号的延迟装置，其中延迟时间是根据所述第一已解调信号可变的；用于从再现信号中减去由延迟装置延迟的第一FM信号的减法装置；以及第二解调装置，用于解调来自减法装置输出的第二FM信号并随后输出第二已解调信号。

按照本发明的第四方面，提供一种记录介质重放方法，它包括以下步骤：从记录介质获得的再现信号中提取第一FM信号；解调所提取的第一FM信号并输出第一已解调信号；延迟已提取的第一FM信号，其中延迟时间是根据所述第一已解调信号可变的；从再现信号中减去已延迟的第一FM信号；以及解调由此减法得到的第二FM信号并随后输出第二已解调信号。

按照本发明的第五方面，提供一种信号提取设备，它包括：用于解调待提取的FM信号并随后输出已解调信号的解调装置；用于延迟待提取的FM信号的延迟装置，其中延迟时间是根据所述已解调信号可变的；以及加法装置，用于将频率多路复用信号与由延迟装置延迟的FM信号相加。

按照本发明的第六方面，提供一种信号提取方法，它包括以下步骤：解调待提取的FM信号并随后输出已解调信号；延迟待提取的FM信号，其中延迟时间是根据所述已解调信号可变的；以及将频率多路复用信号与已延迟FM信号相加。

在上述信号陷波设备与方法中，根据已解调信号延迟调制信号，并从未延迟的调制信号中减去已延迟的调制信号。

在上述记录介质重放设备与方法中，从记录介质再现的频率多路复用信号中提取第一已调制信号，并通过解调所提取的信号产生第一已解调信号。然后延迟第一已调制信号，其中延迟时间是根据所述第一已解调信号可变的。再从频率多路复用信号中减去已延迟的第一已解调信号，并从此减法得到的信号中产生第二已调制信号。

在上述信号提取设备与方法中，根据已解调信号延迟FM信号，然后将频率多路复用信号与已延迟的FM信号相加。

附图说明

通过下述参照附图的说明，本发明的上述及其它特性和优点将更明显。

图1是显示构成本发明信号陷波设备的梳齿滤波器基本结构的方框图；

图2A，2B和2C是说明梳齿滤波器输出特性的波形图；

图3是显示构成本发明信号陷波设备的梳齿滤波器结构例子的方框图；

图4A和4B是说明图3中可变延迟电路工作的波形图；

图5和6以图形显示图3中梳齿滤波器的输出特性；

图7显示构成本发明信号陷波设备的梳齿滤波器另一结构例子；

图8显示构成本发明信号陷波设备的梳齿滤波器再一结构例子；

图9(包括图9A和图9B)是方框图，显示应用本发明记录介质重放设备的8mm磁带视频盒式录像机的结构例子；

图10是方框图，显示用于图9实施例中的梳齿滤波器的结构例子；

图11至13是显示用在图9实施例中的梳齿滤波器其他结构例子的方框图；

图14至19以波形显示梳齿滤波器的输出特性；

图20以波形显示图9实施例中视频信号的频率特性；

图21至24是显示本发明信号陷波设备其他结构例子的方框图；

图25是显示本发明信号陷波设备与信号提取设备的基本结构的方框图；

图26是显示本发明信号陷波设备与信号提取设备的基本结构的另一方框图；

图27A，27B和27C是说明图25中信号提取设备工作的波形；

图28是显示应用本发明信号提取设备的例子的方框图；

图29是说明8mm磁带系统记录的信号频谱的波形；

图30A和30B是显示本领域现有LC调谐型陷波电路结构例子的电路图；

图31以波形显示以固定延迟处理方式得到的输出特性。

具体实施方式

本发明中，利用其相关性将相互接近频带的两个FM信号互相分离。

在水平同步间隔和垂直同步间隔均不相关的AFM信号的诸分量在例如几微秒或以下的间隔中具有相当高的相关性。与此相反，除了图像在此间隔具有一定相关性的特殊情况外，对应于这种间隔的亮度信号(Y信号)的诸高频分量却通常具有低相关性。因此，由磁带这重现并包括高相关性AFM信号和低相关性YFM信号的重放信号(频率多路复用信号)供给梳齿滤波器时，高相关性AFM信号被广泛衰减(陷波)而低相关性YFM信号则几乎不衰减地输出。

图1显示梳齿滤波器的结构例子。在8-mm视频盒式磁带20上，以图29所示的格式记录复合信号(频率多路复用信号)。从视频盒式磁带20再现的重放信号通过端X输入至梳齿滤波器且随后供给减法器21。同时通过端X输入的信号在延迟电路22中局部延迟一时间τ(秒)且随后供给减法器21。然后，在减法器21中，从由端X输入的非延迟信号中减去在延迟电路22中延迟了时间τ的信号，然后从端Y输出。如上所述，AFM信号和YFM信号都包括在从视频盒式磁带20再现的重放信号中。但是，通过适当设定延迟时间τ至足以保证AFM信号中的高相关性的适当值，可将AFM信号广泛衰减(陷波)，于是，虽然YFM信号仍包括在重放信号中，但AFM信号基本上不在其中。

关于梳齿滤波器的输入与输出X、Y，其传递函数G(w)和振幅特性|G(w)|各自具有如下表达式：

传递函数G(w)＝Y/X＝1-e^(-jwτ)        …(1)

振幅特性|G(w)|＝2|SINwτ/2|           …(2)

计算延迟时间τ和图1梳齿滤波器中陷波的角频率(陷波角频率)w_c之间的关系在|G(w_c)|＝0的条件下表达式如下：

w_c·τ/2＝nπ       …(3)

τ＝nτ_c            …(4)

其中n＝0，1，2，…等等。陷波频率f_c满足下列等式：

2πf_c＝w_c

τ_c＝1/f_c

通过加反向信号执行减法器21中的减法时，

n＝(2m+1)τ_c/2

其中(m＝0，1，2，…)。

更具体地，延迟电路22的延迟时间τ需设为陷波频率f_c的周期τ_c的n倍。在此称为陷波延迟时间τ_f。在n＝1，2，3时的幅度特性|G(w)|分别示于图2A，2B，2C。

如图2A至2C所示，陷波频率f_c附近的陷波特性曲线随n的上升。即，随着延迟电路22延迟时间的增加(见等式(4))变陡，从而可形成较窄频带陷波。

以这种方式，通过仅仅增加如等式(4)所涉及的延迟时间，可陷去固定频率f_c，但是，如果延迟时间保持不变，对载波有任何瞬时频率偏移的FM信号就不会被彻底陷波。

所以，关于FM信号的延迟时间考虑如下。关于FM信号的瞬时角频率w_i，已调制信号aCOSpt和比例常数K_f建立下列等式：

w_i＝w_c+K_f·a·COSpt

＝w_c+Δw·COSpt            …(5)

其中a代表调制电平；p代表调制角频率；Δw(＝a·K_f＝2πΔf)代表正比于调制电平a的角频率偏移；而Δf代表频率偏移。

将等式(3)中的w_c代换成等式(5)中的w_i，其中Δw/w_c＜＜1，将FM信号陷波延迟时间τ_f表达如下：

τ_f＝2nπ/w_i＝2nπ/w_c(1+(Δw/w_c)COSpt)

2nπ(1-(Δw/w_c)·COSpt)/w_c    …(6)

由于w_c＝2πf_c，Δw＝2πΔf，且1/f_c＝τ_c，等式(6)可写为

τ_fnτ_c(1-(Δf/f_c)·COSpt)

τ-τ_a·COSpt                   …(7)

其中τ_a＝τ·(Δf/f_c)＝τ·(Δw/w_c)

比较等式(5)和等式(7)，看出角频率W和延迟时间τ相互对应。

比较等式(4)和等式(7)可明显看出，如图3所示将延迟电路22分为固定延迟电路31和可变延迟电路32，并给定固定延迟电路31中一固定延迟τ，同时还使可变延迟电路32中的可变延迟正比于对应调制电平的解调电平，通过应用相关性可对FM信号陷波。假设e^(jw_ct)输入至图3中的延迟电路22，其输出表示为

e^(jw_c(t-τ)+τ·Δw·COSpt))

这表明在延迟电路22中执行τ·Δw·COSpt的相位调制。换句话说，为了在经延迟时间τ(秒)后应用相关性消除FM信号，如图3所示，除了在固定延迟电路31中延迟时间τ外，必须在可变延迟电路32中执行τ·Δw·ECOSpt的相位调制。

在延迟电路22中，即使如图11的下述实施例那样，在把锁定至FM信号的VCO输出用作延迟信号时，也需要校正相位调制使到减法器21的两输入之间的时间差(延迟)等于正比于nτ_c的值。如果也如图11的实施例那样在干线中进行延迟以便将时间差减至几乎为零(n＝0)，自然可消除相位校正(可变延迟)的必要。

FM信号载波的极性和延迟时间的增加或减少相反。即，如图4A所图示，FM载波频率f从f_c随调制电平a的增加升至f_c+Δf，或随调制电平的降低降至f_c-Δf。同时，如图4B中所图示的，延迟时间τ随解调电平的升高降至τ-τ_a，或随其对应于调制电平的降低而升至τ+τ_a。

图5以图形表示图3实施例中陷波频率f_c附近的振幅特性|G(w)|。在此情况下，陷波频率f_c按频率偏移Δf变化。换句话说，延迟时间τ随变化的延迟时间τ_a而变化。如图5所示，随频率升高陷波带加宽，但在Δf/f_c＜＜1的情况下，不管频率偏移Δf为正或负，陷波宽度基本可忽略。

下面，以延迟信号具有频带特性H(w)为例说明。此时传递函数G(w)表示如下。

G(w)＝1-H(w)e^(-jwτ_f)

    ＝(1-H(w))+H(w)(1-e^(-jwτ_f))            …(8)

其中w在w_c+Δw_c范围内时H(w)为1，而在其它情况下H(w)为0。且修改等式(7)可将τ_f表示如下。

τ_f＝nτ_c(1-(Δw_c/w_c·COSpt)

当延迟信号具有频带特性H(w)时，只在H(w)＝1频带内(即，w＝w_c+Δw_c的范围内)获得梳齿陷波，如图6所示。例如，在利用带通滤波器频带限制延迟信号或用PLL中的VCO输出作新延迟信号的情况下，在延迟信号具有频带特性H(w)的相关状态中，在f_c+1/(2τ_f)的频率处将信号增大至最大6dB。

实际上，由于解调，驱动可变延迟电路32的解调信号比干线信号延迟。所以，如果梳齿滤波器结构如图3所示，至减法器21的两输入的相位偏离理想状态，因而不能精确陷波。关于解调延迟时间τ_d，未陷波留下的剩余分量(残留电平)由近似法得出如下。如上所述，FM信号的瞬时角频率w_i由下述等式表示。

w_i＝w_c+Δw·COSpt                       …(9)

将t-τ_d代入等式(7)，延迟电路22的陷波延迟时间τ_f表示如下

τ_f＝τ-τ_a·COSp(t-τ_d)

   ＝τ-τ_a·COSpt-τ_a·p·τ_d·SINpt

其中p·τ_d＜＜1                         …(10)

将等式(2)规范化至1并代入等式(9)和(10)，得到下列等式

|SINw_i·τ_f/2|

＝|SIN((w_c+Δw·COSpt)

×(τ-τ_aCOSpt-τ_a·p·τ_dSINpt)/2)|

|SINnπ(1-P·τ_d·(Δw/w_c)·SINpt)|

nπ·P·τ_d(Δf/f_c)·|SINpt|(弧度)    …(11)

其中Δw/w_c＝Δf/f_c＜＜1。

当可变延迟的偏移与FM信号的不一致时，即，存在任何陷波频率偏移时，斜率检测FM信号，以相应地包含AM分量。而且，如果FM信号含有任何AM分量，在解调该FM信号得到的图像上就会出现相对明显的水平条纹杂波。在图10的示例性系统中，解调延迟时间τ_d以带通滤波器的群延迟为主，该带通滤波器分离并提取FM信号(如，AFM信号)，该解调延迟时间近似等于nτ_c。

在τ_d＝3.3μs(n＝5)，f_c＝1.5MHz且Δf＝±100KHz的条件下，按等式(11)计算1kHz、5kHz、10kHz和20kHz频率处的幅度特性|G(w)|如下：

1kHz     -33.26dB

5kHz     -19.12dB

10kHz    -13.27dB

20kHz    -7.25dB

由此计算结果明显看出，1kHz、5kHz和10kHz频率处获得的衰减相对很大，而20kHz调制信号的陷波效果却没有如此令人满意。但是，考虑到在频率偏移最大时获得上述结果，由于在任何通常声源中频率偏移极少达到最大值，因此可认为基本没有问题。

参见图(10)，产生作为新的延迟项(剩余电平项)的第三延迟项。该项的值与调制信号的微分(调制信号的瞬时变化)结果成正比。所以，通过以反极性将由已微分已调制信号控制的可变延迟分量与FM信号相加(从FM信号中减去)，能降低剩余电平。即，如下面等式(12)所表示的，通过将对应于已微分已调制信号分量的延迟时间与等式(10)的陷波延迟时间τ_f相加设定新的延迟时间τ_f。

τ_fτ-τ_a·COSpt-τ_a·p·τ_d·SINpt

+τ_a·p·τ_d·SINp(t-τ_d)

τ-τ_a·COSpt

-τ_a·p·τ_d(SINpt-SINp(t-τ_d))

τ-τ_a·COSpt-τ_a(p·τ_d)²·COSp(t-τ_d/2)

                                       …(12)

在上式中，p·τ_d＜＜1，且Δw/w_c＜＜1。

比较等式(12)的近似结果与等式(10)，看出第三项的系数倍增了p·τ_d，从而容易地取得20Log(p·τ_d)的改进。因而，幅度特性|G(w)|在10kHz处为约-27dB或在20kHz处为约-15dB。

考虑具有解调延迟时间τ_d的陷波延迟时间τ_f由下面的等式(13)表示，其中等式(12)中所加的微分调制信号分量

τ_a·p·τ_d·SINp(t-τ_d)

再加至等式(10)的

τ_f＝τ-τ_a·COSp(t-τ_d)

上。

τ_f＝τ-τ_a·COSp(t-τ_d)+τ_a·p·τ_d·SINp(t-τ_d)

                                        …(13)

图7显示获得对应于等式(13)的陷波延迟时间τ_f的结构例子。在该图所示实施例中，可变延迟电路32由可变延迟电路41、42和微分电路43构成。从固定延迟电路31输出的FM信号在响应于解调信号(COSp(t-τ_d))的可变延迟电路41中延迟，从而为等式(13)的第二项进行计算。在该等式中，τ_a表示可变延迟电路41中的系数。

在可变延迟电路42中，由可变延迟电路41提供的FM信号响应于微分电路43的输出，即通过微分解调信号产生的信号(pSINp(t-τ_d))，进一步延迟，由此为等式(13)的第三项进行计算。在该等式中，τ_a·τ_d表示可变延迟电路42中的系数。可变延迟电路42的输出供给减法器21，以便从非延迟FM信号中减去。

所以，按图7所示的梳齿滤波器，可抑制剩余电平，也可充分衰减任何不需要的AFM分量。

等式(13)可改写如下：

τ_f＝τ-τ_a(COSp(t-τ_d)-p·τ_d·SINp(t-τ_d))

                                        …(14)

图8显示为获得对应等式(14)的陷波延迟时间τ_f而设计的梳齿滤波器结构例子。在该实施例中，省略上述图7实施例中所用的可变延迟电路42，并代之以通过在微分电路52中将时间τ_d乘以微分解调信号的所得值及将由此算出的信号与解调信号在加法器51中相加而产生一控制信号，并将此控制信号供给可变延迟电路41。然后在可变延迟电路41中，从固定延迟电路31输入的FM信号响应于控制信号而被延迟并送至减法器21。其它结构与上述图7的实施例相同。

在图8实施例的可变延迟电路41中，从固定延迟电路31输入的FM信号被延迟的时间对应于图7中可变延迟电路41的延迟时间与可变延迟电路42的延迟时间之和，且如此延迟的信号输出至减法器21。所以，在该实施例中也获得与上述图7实施例相同的效果。这表明通过提高已解调信号的高频分量并将其输入至可变延迟电路41就可满足需要。

图9显示8mm磁带视频盒式录像机的结构例子，其中按上述原理将输入信号分离为AFM信号和YFM信号。

在该实施例的记录/重放块61中，从视频盒式磁带20再现的重放RF信号在MT(中间调谐)增益放大器91中均衡且由该放大器输出。而且，在记录/重放块61中，通过端子92输入的重放YFM信号在AGC放大器93中调节至预定电平并随后通过端子94输出至YFM信号解调电路95。

从记录/重放块61中的MT增益放大器91输出的信号供给分离1.5-MHz频率分量(AFM信号)的带通滤波器71，以及分离1.7-MHz频率分量(AFM信号)的带通滤波器72。带通滤波器71的输出供给AFM块62中的PLL型FM检测电路101，同时通过延迟调节电路73输入至可变延迟电路74。可变延迟电路74的输出通过电平调节电路75输入至减法器76。类似地，带通滤波器72的输出供给PLL型FM检测电路104，同时通过延迟调节电路77输入至可变延迟电路78。可变延迟电路78的输出通过电平调节电路79输入至减法器80。延迟调节电路73和77用作在相应延迟线中调节延迟时间，使减法器76和89中两输入间的时间差保持在预定值(nτ_c)。

在减法器76中，从由记录/重放块61的MT增益放大器91输出的重放FM信号中减去电平调节电路75的输出，然后送至减法器80。然后在减法器80中，从减法器76提供的信号减去由电平调节电路79输入的信号，然后输出至ATF陷波电路85。随后在ATF陷波电路85中，输入信号中所含的ATF信号被陷波并输出至色度低通滤波器96和色度陷波电路86。

在色度低通滤波器中，从输入信号中提取的色度分量输出至色度信号处理电路97。

在色度陷波电路86中，输入信号中的色度分量被陷波并输出至RF均衡器/低通滤波器87。随后在滤波器87中，均衡输入信号并在提取YFM信号分量后，将此信号分量输出至记录/重放块61的端子92。

AFM块62中FM检测电路101的输出供给去加重噪音降低电路102以便去加重，且在为降低噪音而扩展后，将已处理信号输出至多路复用器103。类似地，FM检测电路104的输出供给去加重噪音降低电路105以便去加重，且随后为降低噪音而扩展此信号。然后将已处理信号输出至多路复用器103，在此多路复用两去加重噪音降低电路102和105的输出，从而输出左(L)信道音频分量和右(R)信道音频分量。

FM检测电路101的输出也供给低通滤波器81，在此提取低频分量，然后将已提取的分量作为控制延迟时间的控制信号通过可变延迟范围调节电路82供给可变延迟电路74，可变延迟范围调节电路82调节可变延迟范围至预定值。

类似地，FM检测电路104的输出也供给低通滤波器83，在此提取低频分量，然后将已提取的分量作为控制延迟时间的控制信号通过可变延迟范围调节电路84供给可变延迟电路78，可变延迟范围调节电路84调节可变延迟范围至预定值。

所以，在该实施例中，用于控制可变延迟电路74和78中相应延迟时间的控制信号从在去加重噪音降低电路102和105中处理前的信号中产生。

如果使用为降低噪音而去加重和扩展处理后的信号产生用于可变延迟电路74和78的控制信号，很难精确地陷波AFM信号，因为从MT增益放大器91供给减法器76和80的AFM信号中含有的已调制信号是在为降低噪音而去加重和扩展之前的信号(即，为降低噪音而加重和压缩的信号)，所以该信号与已去加重和已扩展的信号不一致。为此，从FM检测电路101和104的输出(即，至去加重和噪音降低电路102和105的输入)中产生控制信号。

下面将说明图9的实施例中进行的工作。从视频盒式磁带20再现的RF信号供给MT增益放大器91，在此调节其重放电平，并随后由此输出已调节电平的RF信号。在带通滤波器71和72中，分别提取1.5MHz载波分量和1.7MHz载波分量。带通滤波器71和72的群延迟特性起图7固定延迟电路3 1的作用。然后在FM检测电路101中PLL检测带通滤波器71的输出，并输出(L+R)信号作为至去加重噪音降低电路102的已解调信号，在去加重噪音降低电路102，为降低噪音对输入(L+R)去加重并扩展，然后将处理过的信号输出至多路复用器103。

在FM检测电路104中PLL检测输入AFM信号，并将(L-R)信号输出作为已解调信号。在去加重噪音降低电路105中，为降低噪音对(L-R)信号去加重并扩展，然后将处理过的信号输出至多路复用器103。随后在多路复用器103中，来自去加重噪音降低电路102和105的输入(L+R)和(L-R)信号被多路复用并分离为L信号和R信号，然后输出。

从FM检测电路101输出的(L+R)信号(已调制信号)通过低通滤波器81变平滑并随后输入至可变延迟范围调节电路82，在此将信号转换成事先调节的可变延迟范围内的预定值的控制信号，并将控制信号供给可变延迟电路74。类似地，从FM检测电路104输出的(L-R)信号通过低通滤波器83变平滑并随后转换成可变延迟范围内的预定值的控制信号，并将该控制信号供给可变延迟电路78。

在延迟调节电路73和77中，从带通滤波器71和72输出的AFM信号延迟一预定时间使整个延迟线中的陷波延迟时间等于预定延迟时间，然后已延迟的信号输出至可变延迟电路74和78。接着延迟调节电路73和77提供的AFM信号响应于分别从可变延迟范围调节电路82和84输入的控制信号在可变延迟电路74和78中延迟，然后输出已延迟的AFM信号。

这样从可变延迟电路74和78输出的信号分别供给为抵消而调节电平的电平调节电路75和79，且接着分别将已调节电平的信号供给减法器76和80。在减法器76中，从记录/重放块61中MT增益放大器91输出的RF信号(频率多路复用信号)中减去由电平调节电路75供给的AFM信号，由此陷去1.5MHz的AFM信号。同时在减法器80中，从减法器76的输出中减去电平调节电路79的输出，由此陷去1.7MHz的AFM信号。

减法器80的输出供给陷去ATF信号的ATF陷波电路85。如参照图29描述的，ATF信号频率充分低于转换为低频的色度信号和较高频带的YFM信号。所以，通过一般的LC调谐陷波电路可完全陷去ATF信号。因此，ATF陷波电路85的输出变为通过从视频盒式磁带20再现的RF信号中移去AFM信号和ATF信号而获得的信号。

在色度低通滤波器96中，从ATF陷波电路85输入的信号中提取743.444KHz的转换到低频的色度信号并将其输出至色度信号处理电路97。由于如图29所示，转换为低频的色度信号的频率YFM信号的频率分开得足够远，通过色度低通滤波器96可提取单独的色度信号。这种色度信号在色度信号处理电路97中处理并由此输出。

在色度陷波电路86中，从ATF陷波电路85输入的信号中陷去743.444KHz的转换为低频的色度信号分量。由于如上所述，已转换的色度信号的频率与YFM信号的频率分开得足够远，因此色度陷波电路86可由一般的LC调谐陷波电路构成。

如此，从色度陷波电路86输出的信号变为通过从盒式磁带20再现的RF信号移去ATF信号，转换为低频的色度信号和AFM信号而得到的信号，即，单独的YFM信号。该YFM信号输入RF均衡器低通滤波器87，在此将信号均衡并移去任何不需要的高频分量。然后RF均衡器低通滤波器87的输出通过端子92供给记录/重放块61，在此在AGC放大器93中调节电平并通过端子94将已调节电平的信号输出至解调电路95。输入YFM信号在电路95中解调，已解调信号作为亮度信号输出至未示出电路。

在图9的实施例中，减法器76和80位于调节YFM信号电平(AGC)的AGC放大器93之前。所以，即使AFM信号中存在任何电平变化，至减法器76和80的两输入中的这种变化具有相互对应的值，从而可消除变化。而且，在至YFM信号和色度信号的公共线(在包括这两个信号的级中)中进行AFM信号的陷波处理，所以对色度信号以及YFM信号而言，能有效取得改进频带的效果。

下面将说明图7或8所示梳齿滤波器用于图9实施例的结构例子。如图9所示，需要两个梳齿滤波器用于陷去AFM信号，即，用于陷去1.5MHzAFM信号的电路和用于陷去1.7MHzAFM信号的电路。但是，由于这两个电路的基本结构是相同的，下面将仅仅描述用于陷去1.5MHzAFM信号的一个梳齿滤波器。

图10显示使用这种梳齿滤波器的第一例子。该实施例中，从记录/重放块61中MT增益放大器91输出的重放信号直接供给减法器76，同时通过带通滤波器71和可变延迟电路74供给减法器76。带通滤波器71提取的1.5MHzAFM信号供给构成FM检测电路101中PLL电路的相位比较器111。在相位比较器111中，来自VCO(电压控制振荡器)113的输出信号相位与来自带通滤波器71的输出信号相位相比较，产生表示其间相位差的相位误差信号。低通滤波器112使从相位比较器111输出的相位误差信号变平滑并将已平滑的信号送至VCO113。低通滤波器112的输出作为AFM信号的已解调信号(L+R信号)送至去加重噪音降低电路102，同时作为控制信号送至可变延迟电路74。

在该实施例中，VCO113产生与从带通滤波器71输出的AFM信号同步的信号，VCO113与相位比较器111和低通滤波器112结合，构成PLL。相应地低通滤波器112的输出成为AFM信号的已解调信号。该已解调信号作为控制信号供给可变延迟电路74，而从带通滤波器71输出的AFM信号延迟一对应该控制信号的时间，然后供给减法器76。接着在减法器76中，从MT增益放大器91的输出信号中减去可变延迟电路74的输出，从而陷去AFM信号。

图11显示使用上述梳齿滤波器的第二例子。在该例子中，不仅在延迟线中，而且在干线中延迟重放信号，使信号在延迟电路131中延迟τ_h的时间，并在延迟后供给减法器76。延迟线的延迟时间τ_d与干线中的延迟时间τ_h之间存在下述关系：

τ_h-τ_d＝nτ_c(n＝1，2，3，…)

除了n＝0(τ_h＝τ_d)的情况外，其它情况下，需要在可变延迟电路74中进行可变延迟。在该例子的情况下，形成FM检测电路101使得在PLL电路中FM检测从带通滤波器71输出的AFM信号，PLL电路由相位比较器121，低通滤波器122，VCO123和低通滤波器124构成。从低通滤波器122输出的FM检测信号(L+R信号)供给去加重噪音降低电路102，同时也供给可变延迟电路74。

低通滤波器124使VCO123的输出变平滑，然后供给相位比较器121，同时还供给90°移相电路125。在VCO123中产生一信号(该信号锁相至从带通滤波波71输出的AFM信号)时，该信号与AFM信号有90°的相位偏移。所以，相对带通滤波器71的输出AFM信号而言，偏移相位90°以恢复输入相位状态，并将该信号供给AGC电路126。

然后在AGC电路126中，根据低通滤波器128供给的信号控制从90°移相电路125输入的信号电平，并将已控制电平的信号作为已锁定AFM信号输出至可变延迟电路74和电平比较器127。然后来自带通滤波器71的输出AFM信号电平与来自AGC电路126的已锁定AFM信号电平在电平比较器127中相互比较，并输出对应其间电平差的误差信号。该误差信号通过低通滤波器128变平滑，然后作为控制信号输入至AGC电路126。

所以，在该例子中，从AGC电路126输出的已锁定AFM信号在相位和电平上都对应于带通滤波器71输出的AFM信号。在可变延迟电路74中，根据低通滤波器122提供的控制信号延迟AGC电路126供给的已锁定AFM信号，并将已延迟信号输出至减法器76。

在图11的实施例中，90°移相电路125设在低通滤波器125和AGC电路126之间。但是，移相电路125可位于带通滤波器71和相位比较器121之间，或低通滤波器124与相位比较器121之间。

图12表示使用梳齿滤波器的第三例子。在该实施例中，带通滤波器71由设定1.5MHzAFM信号带宽的带通滤波器71A和由带通滤波器71B构成。带通滤波器71A的输出供给可变延迟电路74以便在此延迟一预定时间，然后已延迟信号供给减法器76。

同时带通滤波器71B的输出通过FM检测电路101中的90°移相电路141供给相位比较器142。在相位比较器142中，来自90°移相电路141的输出的相位与来自可变延迟电路74的输出的相位相比较，表示其间相位差的相位误差信号作为控制信号通过低通滤波器143供给可变延迟电路74。

由带通滤波器71B的输出信号产生的延迟时间必须是τ_c或其整数倍。以干线与延迟线之间的时间差为nτ_c的关系锁相FM检测电路101的PLL。

具体地说，在相位比较器142中，将通过在90°移相电路141中对带通滤波器71B的输出移相90°所得信号的相位与来自可变延迟电路74输出的相位相比较，并输出表示其间相位差的相位误差信号。来自可变延迟电路74的输出的作用是根据控制信号而延迟从带通滤波器71A输出的AFM信号，该控制信号是通过低通滤波器143平滑从相位比较器142输出的相位误差信号而产生的。因此，调节从可变延迟电路74输出的AFM信号的延迟时间，使该信号在相位上与RF信号中所含的AFM信号同步。

在图12的例子中，90°移相电路141位于带通滤波器71B和相位比较器142之间。但是，该移相电路141可位于可变延迟电路74与相位比较器142之间。

图13表示使用梳齿滤波器的第四例子。该例子的结构是，另外将带通滤波器151设在可变延迟电路74和图12的上述例子中所用相位比较器142之间。带通滤波器151的结构可与带通滤波器71B相同。其它构造与图12相同。

在该例子中执行的操作与图12的前述实施例基本相同。但是，在图13的例子中，不必在每一带通滤波器71B和151中将延迟时间设为nτ_c。

在该例子中，90°移相电路141位于带通滤波器71B和相位比较器142之间。但是，它可设在带通滤波器151与相位比较器142之间。

图14和15以波形显示以1.5MHz的载波为基础且在1kHz调频的AFM信号通过图7的梳齿滤波器时获得的输出信号特性。图14表示从延迟线至减法器21的输入被关断时的特性，而图15表示该输入接通的另一情况下的特性。比较图14与15可明显看出，通过根据已解调信号而改变陷波频率，完全陷去了AFM信号。

类似地，图16和17以波形表示在10kHz调频AFM信号时，在来自延迟线的输入被关断和接通的两种情况下获得的特性。同样，在这种情况下，可看出根据已解调信号改变陷波频率，可获得足够的陷波效果。

而且，图18和19以波形表示根据一般音乐信息调频以1.5MHz的载波为基础的AFM信号和以1.7MHz的载波为基础的AFM信号时获得的特性。类似于上述情况，图18表示来自延迟线的输关被关断时的特性，而图19表示该输入接通的另一情况下的特性。由此可看出AFM信号被完全陷波。

图20以波形表示如上所述梳齿滤波器陷去AFM信号时(曲线B)与按现有技术由LC调谐陷波电路陷去该AFM信号时(曲线A)所得重放视频信号的特性。从该图中明显看出，曲线B中较高频范围中的特性比曲线A大大改进。

图21显示另一实施例，其中相对干线降低已解调信号的延迟时间τ_d。如果延迟时间τ_d长，很难对任何宽带的FM信号或以高频调制的FM信号获得足够的陷波效果。所以最好将延迟时间τ_d减至最小。图21的实施例中，在频率多路复用信号输入至减法器21的干线中插入校正延迟电路201。并在输出已解调信号至可变延迟电路32的PLL FM检测电路101的输入级中插入另一个校正延迟电路202。其它结构与图3相同。

同样，在该实施例中，由固定延迟电路31和可变延迟电路32确定陷波延迟时间τ_f。假设PLL FM检测电路101的工作引起的延迟时间可基本忽略，该实施例中至干线的已解调信号的延迟时间τ_d可表示如下，其中τ201和τ202分别表示校正延迟电路201和202中的延迟时间。

τ_d＝τ202-τ201

所以，如果校正延迟电路201和202中的延迟时间τ201和τ202设为相同值，就可降低延迟时间τ_d至零，以此大大改进梳齿特性。但是，PLL FM检测电路101必须提供预定频带的信号(在此情况下，通过调频1.5MHz的载波而获得的AFM信号)。为此，校正延迟电路202一般由带通滤波器构成。在任何带通滤波器中，随着信号通过的频带变窄而延迟时间变长，因此在校正延迟电路202中需要一定的延迟量。但是，如果利用某一校正量可获得满意的特性，并不精确要求将τ_d降至零，且差值延迟时间可分配陷波延迟时间τ_f。这种情况下，至固定延迟电路31的输入由校正延迟电路202提供。图22显示使用上述方法的实施例。

由于延迟线中必须只延迟待陷波的AFM信号，因此固定延迟电路31一般由带通滤波器构成。为此，形成如图22所示的电路，将固定延迟电路31中的带通滤波器共用为校正延迟电路202中的带通滤波器，由此简化结构。

在图22的实施例中，校正延迟电路202的输出代替校正延迟电路201的输出，供给固定延迟电路31。其它构造与图21相同。

图23显示将图22的实施例用于图9实施例的结构例子。即，在图23的实施例中，来自记录/重放块61的重放信号通过校正延迟电路201供给减法器213(对应于图9中的减法器76和89)。重放信号还供给带通滤波器71和72，它们分别用于提供1.5MHz的AFM信号(AFM1信号)和1.7MHz的AFM信号(AFM2信号)。每一带通滤波器对应图22中的校正延迟电路202。

带通滤波器71的输出供给PLL FM检测电路101和固定延迟电路73两者。由固定延迟电路73延迟的AFM1信号输入至可变延迟电路74，在此将该信号根据来自PLL FM检测电路101的已解调信号再次延迟，然后将已延迟信号输入至加法器211。

同时从带通滤波器72输出的AFM2信号供给固定延迟电路77和PLLFM检测电路104两者。由固定延迟电路77延迟的AFM2信号输入至可变延迟电路78，在此将该信号根据来自PLL FM检测电路104的已解调信号再次延迟，然后将已延迟信号输入至加法器211。

随后在加法器211中，可变延迟电路74和78的输出相加并输出至校正延迟电路212。然后在校正延迟电路212中，来自加法器211的输入信号再次延迟一预定时间并供给减法器213，在此从校正延迟电路201的输出中减去校正延迟电路212的输出，然后输出如此相减后的结果。

在此实施例中，相对于通过带通滤波器71提取的1.5MHz的AFM1信号的陷波延迟时间τ_f由校正延迟电路201的延迟时间与带通滤波器71、固定延迟电路73、可变延迟电路74和校正延迟电路212的各延迟时间总和之间的差值确定。同时，相对于通过带通滤波器72提取的AFM2信号的陷波延迟时间τ_f由校正延迟电路201的延迟时间与带通滤波器72，固定延迟电路77，可变延迟电路78和校正延迟电路212的各延迟时间总和之间的差值确定。

例如，在通过带通滤波器71提取的AFM1信号具有1.5MHz±100kHz的频率且通过带通滤波器72提取的AFM2信号具有1.7MHz±50kHz的频率的条件下，上述电路的各延迟时间可设定如下：

校正延迟电路201          2μs

带通滤波器71             3.3μs

固定延迟电路73           0.3μs

可变延迟电路74           ±0.27μs

带通滤波器72             4.7μs

固定延迟电路77           0.3μs

可变延迟电路78           ±0.12μs

校正延迟电路212          1.7μs

在该实施例中，校正延迟电路212和固定延迟电路73的各延迟时间之和设为等于校正延迟电路201的延迟时间(2.0μs)，类似地，校正延迟电路212和固定延迟电路77的各延迟时间之和设为等于校正延迟电路201的延迟时间(2.0μs)。因此，忽略可变延迟电路74和78的延迟时间，AFM1信号的陷波延迟时间τ_f为3.3μs，AFM2信号的陷波延迟时间τ_f为4.7μs。

AFM1信号的延迟时间τ_d变为1.3(＝3.3-2)μs，AFM2信号的延迟时间τ_d变为2.7(＝4.7-2)μs。如果不插入校正延迟电路201，这些延迟时间τ_d分别为3.3μs和4.7μs，由此可看出这些值由于插入校正延迟电路201而减少。

在该实施例中，AFM1信号由固定延迟电路73和可变延迟电路74延迟，同时AFM2信号由固定延迟电路77和可变延迟电路78延迟。而校正延迟电路212用于延迟AFM1信号和AFM2信号两者。如果固定延迟电路73和77的延迟时间分别设为2.0μs，则校正延迟电路212可省去。但是，这种情况下，必须设置两个延迟电路，每个延迟电路具有2.0μs的延迟时间。即，总的延迟时间4(＝2+2)μs。

与之对照，如果插入校正延迟电路212以延迟AFM1信号和AFM2信号两者，如图23所示，固定延迟电路73、77与校正延电路212的总延迟时间变为2.3(＝0.3+0.3+1.7)μs。所以，图23的构造能进一步减少结构体积。

在另一配置中，其中省略固定延迟电路73和77而校正延迟电路212的延迟时间设为2.0μs，理论上可使结构最小化。一般，每一可变延迟电路74和78中的延迟时间通过增加或减少基准延迟时间而调节。固定延迟电路73和77用作确定相对于可变延迟电路74和78的基准延迟时间。所以，从实际延迟电路的配置出发，每一固定延迟电路73和77中的延迟时间不能降至零，且每一可变延迟电路74和78中延迟时间的可变宽度设为实际可实现的基准值。

图24显示用于降低延迟时间τ_d的再一实施例。该实施例的构造使得在减法器21中从干线的信号中减去由固定延迟电路31和可变延迟电路32构成的延迟线的信号，而在加法器221中将干线的信号与延迟线的信号相加，并将输出由此供给PLL FM检测电路101。然后，从PLL FM检测电路101输出的已解调信号供给可变延迟电路32。由于包括在延迟线中的信号(已相关分量)可通过从干线的信号中减去延迟线的信号而从干线的信号中陷去，因此，通过在加法器221中将干线与延迟线的信号相加可获得为干线信号双倍电平的延迟线信号(已相关信号)。

在PLL FM检测电路101中可检测并解调加法器221的输出。且已解调信号用于控制可变延迟电路32的延迟时间，因此，对于干线的信号，已解调信号的延迟时间τ_d可降到陷波延迟时间τ_f的一半。

因此，通过从干线的信号中减去延迟线的信号可陷去延迟线的信号，且通过将干线与延迟线的信号相加还可提取延迟线的信号。

图25是显示执行上述操作的基本原理方框图。图25的实施例构造如下，在减法器21中，从干线的信号中减去由固定延迟电路31和可变延迟电路32构成的延迟线输出，由此陷去延迟线的信号，且随后输出。然后在加法器221中，干线的信号与延迟线的信号相加，由此提取延迟线的信号。

图26显示含有在图22的实施例中又插入加法器221的结构例子，其中干线的信号与延迟线的信号相加以提取延迟线的信号。由于干线与延迟线的信号以此方式相加并输出，其传递特性由图27A-27C中实线表示。

在图27A-27C的每一图中，虚线表示构成固定延迟电路31并具有2Δw_c带宽、其中τ＝nτ_cπ/(2Δw_c)的带通滤波器的传递特性。当其瞬时载波频率位于中心(陷波频率f_c的附近)时，如图27A所示，随着频率升高或降低，输出信号的电平变小。而如果中心频率如图27B所示移至带通滤波器(固定延迟电路31)带宽范围内的较低部分或如图27C所示移至该范围内的较高部分时，通过带宽的中心附近的信号电平被衰减。所以，在图27A至27C的每一图中，表示通过带宽的虚线与表示传递特性的实线之间的阴影部分比通过普通带通滤波器提取预定频率分量的另一种情况(虚线表示)衰减更多。即，对应于消除阴影部分中的分量而提高带内干扰消除特性，因此载波噪音比更令人满意。

图28显示应用将干线与延迟线的信号相加来提取所要信号的原理的例子。该实施例中，通过带通滤波器251提取来自如接收FM广播的调谐器的中频信号并随后通过干线供给加法器221，同时通过延迟线供给加法器221，该延迟线由固定延迟电路31和可变延迟电路32构成。在PLL FM检测电路252中，FM检测加法器221的输出，然后将已解调信号供给未示出的电路，同时还供给可变延迟电路32，用于控制电路32的延迟时间。

在该实施例中，至干线的已解调信号的延迟时间τ_d降为延迟线中延迟时间τ_f的一半，所以，与由PLL FM检测电路252直接检测带通滤波器251输出的另一情况相比，可提高C/N。因此，即使在如电场强度降低时，也能可靠地提取并接收所要的信号。

本发明上述描述是以在8mm磁带视频盒式录像机中陷去AFM信号的情况为例。但是，应注意，本发明也可用于陷去预定的FM信号同时从某些其它记录介质再现或送至传输线的多个频率多路复用FM信号中分离其它FM信号的其它情况。并且本发明还可用于提取除FM调谐器外的某些其它设备中的所要信号。

所以，按照本发明的信号陷波设备与方法，从频率多路复用信号中减去根据已解调信号延迟的FM信号，使所要的FM信号能精确陷波同时将对其它FM信号的有害影响减至最小。

按照本发明的记录介质重放设备和方法，从重放信号中减去根据第一已解调信号延迟的FM信号，并从由此减法得到的信号中解调第二FM信号，从而能精确再现第二FM信号而不受第一FM信号的不利影响。

而且按照本发明的信号提取设备和方法，根据已解调信号延迟FM信号，并将频率多路复用与已延迟FM信号相加，从而可以简化的电路结构可靠提取FM信号。虽然上面参照一些优选实施例描述了本发明，但是应明白本发明并不仅仅局限于这些实施例，对本领域的技术人员而言，在不脱离本发明精神的前提下，可作出多种其它变化与修改。

因此，本发明的范围只由所附权利要求书确定。

Claims (14)

1.一种信号陷波设备，用于从以频率多路复用形式含有多个FM信号的频率多路复用信号中陷去预定的FM信号，所述设备包括：

解调装置，用于解调待陷波的预定FM信号然后输出已解调信号；

延迟装置，用于延迟待陷波的FM信号，其中延迟时间是根据所述已解调信号可变的；以及

减法装置，用于从所述频率多路复用信号中减去从所述延迟装置得到的已延迟FM信号。

2.如权利要求1所述的信号陷波设备，其特征在于所述延迟装置延迟预定的FM信号，其延迟时间至少为基于所述FM信号基频所确定的时间与基于所述已解调信号所确定的时间之和。

3.如权利要求2所述的信号陷波设备，其特征在于所述延迟装置再次延迟预定的FM信号，其延迟时间是基于所述已解调信号的微分所确定的时间。

4.如权利要求2所述的信号陷波设备，其特征在于所述延迟装置包括用于延迟供给所述减法装置的频率多路复用信号的频率多路复用信号延迟电路和用于延迟供给所述减法装置的FM信号的FM信号延迟电路。

5.如权利要求4所述的信号陷波设备，其特征在于所述FM信号包括第一FM信号和第二FM信号，且所述解调装置分别地解调所述第一与第二FM信号；所述FM信号延迟电路包括用于分别地延迟所述第一与第二FM信号的固定延迟电路和可变延迟电路，和用于共同地延迟所述第一与第二FM信号的校正延迟电路。

6.如权利要求1所述的信号陷波设备，其特征在于所述解调装置利用锁相环解调已调制信号。

7.如权利要求1所述的信号陷波设备，其特征在于，所述延迟装置根据振幅、频率特性或相位特性校正前的已解调信号延迟所述FM信号。

8.如权利要求1所述的信号陷波设备，还包括一加法装置，它用于将频率多路复用信号与从所述延迟装置输出的已延迟FM信号相加，并将如此相加的结果供给所述解调装置以便对该结果解调。

9.一种信号陷波方法，用于从以频率多路复用形式含有多个FM信号的频率多路复用信号中陷去预定的FM信号，所述方法包括以下步骤：

解调待陷波的预定FM信号并随后输出已解调信号；

延迟待陷波的FM信号，其中延迟时间是根据所述已解调信号可变的；以及

从所述频率多路复用信号中减去已延迟的FM信号。

10.一种记录介质重放设备，该设备用于在从记录介质再现的重放信号中分离以频率多路复用形式记录在记录介质上的第一与第二FM信号后对其解调，所述重放设备包括：

提取装置，用于从重放信号中提取第一FM信号；

第一解调装置，用于解调所提取的第一FM信号并输出第一已解调信号；

延迟装置，用于延迟已提取的第一FM信号，其中延迟时间是根据所述第一已解调信号可变的；

减法装置，用于从重放信号中减去由所述延迟装置延迟的第一FM信号；以及

第二解调装置，用于解调来自所述减法装置输出的第二FM信号并随后输出第二已解调信号。

11.一种记录介质重放方法，该方法用于在从记录介质再现的重放信号中分离以频率多路复用形式记录在记录介质上的第一与第二FM信号后对其解调，所述方法包括以下步骤：

从所述记录介质再现的重放信号中提取第一FM信号；

解调所提取的第一FM信号并输出第一已解调信号；

延迟已提取的第一FM信号，其中延迟时间是根据所述第一已解调信号可变的；

从重放信号中减去已延迟的第一FM信号；以及

从由此减法得到的信号中解调第二FM信号并随后输出第二已解调信号。

12.一种信号提取设备，用于从以频率多路复用形式含有多个FM信号的频率多路复用信号中提取预定的FM信号，所述设备包括：

解调装置，用于解调待提取的预定FM信号并随后输出已解调信号；

延迟装置，用于延迟待提取的FM信号，其中延迟时间是根据所述已解调信号可变的；以及

加法装置，用于将频率多路复用信号与由所述延迟装置延迟的FM信号相力。

13.如权利要求12所述的信号提取设备，其特征在于所述解调装置解调所述加法装置的输出。

14.一种信号提取方法，用于从以频率多路复用形式含有多个FM信号的频率多路复用信号中提取预定的FM信号，所述方法包括以下步骤：

解调待提取的预定FM信号并随后输出已解调信号；

延迟待提取的FM信号，其中延迟时间是根据所述已解调信号可变的；以及

将频率多路复用信号与已延迟FM信号相加。

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