CN1820439A - 利用离散余弦变换的多频道调谐器 - Google Patents

Abstract

一种卫星接收机包括多频道调谐器，用以处理多个不同应答器信号，以便从应答器信号中的至少两个同时提供多个不同的位流。该多频道调谐器包括(a)多路分解器，用以把所接收的表示多个应答器信号的信号多路分解为多个样本信号，每一个应答器信号传递一个位流，(b)多个分叉滤波器，可对多个样本信号起作用，用以提供多个滤波后的信号，和(c)离散余弦变换元件，可对多个滤波后的信号起作用，用以同时提供位流中的至少两个。

Description

利用离散余弦变换的多频道调谐器

发明背景

本发明一般地涉及信号接收装置，更具体地说，涉及多频道卫星信号接收机。

传统的卫星接收装置，诸如直接广播卫星(DBS)接收机，可以调谐到若干个卫星应答器中的任何一个，每一个应答器在特定的频带上发射下行链路信号。应答器下行链路信号通常以分组格式表示位流，这些分组传递与一个或多个广播频道或业务相关联的数据，诸如音频、视频、节目安排信息等。在这方面，每个应答器通常与广播频道的不同组相关联。这样，想要的体育节目可以在与一个应答器相关联的广播频道之一上找到，而电影可以在与不同应答器相关联的广播频道之一上找到。

遗憾的是，如上所述，这类传统卫星接收装置一次只调谐在一个应答器的一个下行链路信号上。这导致若干问题。例如，″频道冲浪″，即，从一个广播频道切换到另一个广播频道，可能要求切换应答器，这造成附加的处理延迟—减慢频道冲浪处理的延迟。另外，在想要同时观看或聆听与不同应答器相关联的节目的家庭中—那些家庭必须花费更多金钱来购买或租借多个传统卫星接收装置。

发明概述

因此，按照本发明的原理，一种接收装置包括多频道调谐器，用以同时处理多个所接收信号，每个所接收信号与一个位流对应。该接收机包括：接收机部分，用以提供具有多个不同频道的信号，每个频道传递不同的位流；以及可对这个信号起作用的多频道信号调谐器，用以从多个不同频道中的至少两个恢复不同的位流，并用以同时提供所恢复的不同位流，其中该多频道信号调谐器利用离散余弦变换(DCT)。

在本发明的一个实施例中，该接收装置是卫星接收机。该卫星接收机包括多频道调谐器，其中包括(a)多路分解器，用以把表示多个应答器信号的所接收信号多路分解为多个样本信号，每个应答器信号传递一个位流，(b)可对多个样本信号起作用的多个分叉滤波器(bifurcated filter)，用以提供多个滤波后的信号，和(c)可对多个滤波后的信号起作用的离散余弦变换元件，用以同时提供表示至少两个位流的信号。

在本发明的另一实施例中，一种集成电路包括变换元件，用以接收多个信号。该变换元件可用在所接收的多个信号上，利用离散余弦变换以同时提供表示至少两个位流的信号，每个位流与不同的传输频带相关联。举例说明，每个频带与卫星电缆分配网络的不同应答器相关联。

在本发明的另一实施例中，该接收装置是卫星接收机。该卫星接收机执行多频道调谐方法，其中包括(a)把表示多个应答器信号的所接收信号多路分解为多个信号，每个应答器信号传递一个位流，(b)对该多个信号进行滤波，以便提供多个滤波后的信号，和(c)按照离散余弦变换对多个滤波后的信号进行变换，以便同时提供表示至少两个位流的信号。

附图简述

图1举例说明多频道调谐器的一个实施例；

图2示出一个表示16个应答器频道的信号的说明性频谱；

图3示出用于图1的多频道调谐器的说明性滤波器；

图4举例说明按照本发明的原理的载波组和类型4离散载波变换之间的关系。

图5是体现本发明的原理的接收机的说明性框层示意图；

图6是按照本发明的原理的多频道调谐器的说明性实施例；

图7示出按照本发明的原理的分叉滤波器的说明性实施例；

图8示出按照本发明的原理的说明性分叉滤波器组；

图9-16示出说明性的矩阵值，供图6的变换元件330用；

图17是供图6的实施例用的解调器的说明性框图；和

图18是按照本发明原理的另一个说明性实施例。

详细说明

除本发明的概念以外，附图中所示元件都是众所周知的，因而将不详细描述。另外，假定熟悉基于卫星的节目分配，因而在这里不作详细描述。例如，除本发明的概念以外，卫星应答器、下行链路信号、射频(RF)前端、或接收机部分、诸如低噪声块、以及用以生成传输位流的格式化及编码方法(诸如活动图像专家组(MPEG)-2系统标准(ISO/IEC 13818-1))都是众所周知的，因而这里不作描述。另外，本发明的概念可以利用传统的编程技术实现，因而这里将不予描述。最后，图中类似的标号代表类似的元件。

在图1中举例说明多频道接收机100的一个实施例。接收机100包括低噪声块(LNB)205、模数(A/D)转换器210和调谐元件140-1至140-N的组。一个或多个卫星(未示出)以同样的偏振在与不同应答器相关联的不同频带(或频道)上发射多个下行链路射频(RF)信号201。每个应答器特有的RF信号表示例如按照上述MPEG2编码的不同传输位流。RF信号201可以例如在17GHz(吉赫)的频率范围内。举例说明，RF信号201包括N个相邻频道，其中心频率分别是F₀至F_N-1。频道间隔F_S举例说明是均匀的，并等于相邻中心频率之间的间隔，例如，F_S＝F₂-F₁。这样，所有频带的总带宽F_total等于NF_S。每个频道包含在其带宽F_bw的中心频率(载波)上的调制，而且具有x％的多余带宽和保护带F_gb，其中F_gb＝(F_S-(F_bw[(100+x)/100]))。为了举例说明的目的，假设N＝16和F_S＝29.164MHz，这也说明16个应答器的数字卫星系统(DSS)。

RF信号201由接收机100的一个或多个天线(未示出)接收，施加于低噪声块(LNB)205。后者对所接收的RF信号201下移并滤波，并且提供信号206，它是具有跨越全部频道的总带宽F_total的准基带信号。例如，最低频道(例如，频道0)具有载波F₀＝F_S/2。这将在图2进一步举例说明，该图示出16个DSS频道用的准基带信号206的频谱。回到图1，经由A/D转换器210把信号206从模拟域转换到数字域，该转换器以等于或大于信号206的Nyquist速率的抽样率F_samp对信号206进行抽样。举例说明，F_samp＝2F_total，即，该抽样率是跨越全部频道的总带宽的两倍，即，F_samp＝2NF_S。在本例中，F_samp＝933.12MHz。A/D 210提供信号214，它是样本的离散时间序列，以抽样率F_samp表示多个应答器频道。

信号214施加在一组调谐元件140-1至140-N上。每个调谐元件在N个应答器频道中特定的一个上对信号214进行滤波，以便同时提供表示相关传输位流的相应同相/正交(IQ)基带信号。例如，调谐元件140-1包括带通滤波器145-1、N中抽1的元件150-1和解调器155-1。带通滤波器145-1具有以F₀为中心的通带和衰减其余应答器频道的阻带。于是，带通滤波器145-1对信号214进行滤波，以便提供只表示频道0(Ch0)的滤波后信号146-1。提供输出信号146的代表性滤波器145的一个举例说明的框图示于图3。滤波器145，例如，举例说明地包括由抽头系数165代表的256个抽头系数，由延迟元件160代表的延迟元件Z^-1，其中每一个都提供等于1/2(NF_S)的时延，和由加法器170代表的加法器。带通滤波器145的样本数据脉冲响应是在要接收的应答器频道的载波频率上由余弦波的样本数据表达所调制的低通滤波器(未示出)的样本脉冲数据响应。此余弦波的相位安排得使零度与线性相位低通样本数据脉冲响应的中心对准。因为信号146是一个只代表与特定应答器频道相关联的那些样本的样本序列，现在该信号以F_samp进行过抽样。这意味着，相对于单个所接收的应答器频道，该抽样率比要求的大得多。这样，回到图1，现在通过元件150-1对信号146-1进行N中抽1(其中N也是应答器频道数)，以便以1/N抽样率，即2F_S向解调器155-1提供样本序列。后者包括半频道间隔正弦/余弦发生器，用以在相关的应答器频率、例如F₀进行解调。解调器155-1提供表示相关传输位流的同相/正交基带信号。

从图1可以看到，要求N个调谐元件来同时提供N个传输位流。另外，每个带通滤波器145的滤波过程必须以非常高的时钟速率运行。例如，信号214的符号速率接近于1GHz(吉赫)。但是，按照本发明的原理，有可能把接收机100的体系结构变换为这样的体系结构，使得正如在接收机100中举例说明的，后跟抽取操作的高速流水线计算用若干个速度较低的并行计算代替，然后再加在一起。

具体地说，假定N＝16个DSS应答器频道，正如图2举例说明的。举例来说，A/D 210以等于2NF_S的Nyquist速率对信号206(以前描述的)进行抽样。每个应答器频道载波频率F_ch位于相应频道的中间。这样，对于N个频道，编号0至N-1：

$F_{\mathrm{CH}}=\mathrm{ch}\·F_S+\frac{F_S}{2},---\left(1\right)$

其中0≤ch≤N-1。该应答器载波频道频率可以归一化为抽样率2NF_S。在这种情况下，式(1)变成：

$F_{\mathrm{CHN}}=\frac{(2\·\mathrm{ch}+1)}{4\·N},---\left(2\right)$

其中F_CHN表示特定频道ch的归一化的应答器载波频率，其中也是0≤ch≤N-1。该组归一化的应答器载波频率称作载波组。对于N＝16个应答器频道，在该载波组中有16个归一化的应答器载波频率。按照本发明的一个方面，观察到，该载波组对应于类型4离散余弦变换的一个变型。在本申请中，类型4DCT用于复杂调制具有的优点在于，作为用于下游传统准基带解调的真正的准基带信号，维持IQ(同相/正交)调制。

下面列出N点类型4(或IV)DCT用的公式：

${\mathrm{DCT}}_N^{\mathrm{IV}}(i,j)=\sqrt{\frac{2}{N}}\·\cos (2\mathrm{\π}\·\frac{2j+1}{4N}\·\frac{2i+1}{2N}),---\left(3\right)$

其中i是时间索引，而且0≤i≤N-1；而j是频率索引(频道号)而且0≤j≤N-1，以及N是频道数量。在图4中举例说明N＝16时类型4DCT和载波组之间的关系。在图4中，假设A/D转换器(例如，A/D 210)以频道间隔的32倍抽样，使得16个频道在0和Nyquist折叠频率之间均等地间隔。在图4中举例说明每个频道(Ch0至Ch15)的F_ch的连续余弦。在A/D抽样率下每个余弦载波的样本数据表示用示于图4的连续余弦上的黑点代表。沿着标记为″以A/D样本表示的时间″的轴，标出该载波组和类型4DCT之间的关系。在第一批16个样本(1-16)中，每一个载波刚好等于16点类型4DCT，正如标记为″DCT_IV″的轴表示的。在下一组16个样本(17-32)中，每一个载波是负时间翻转的16点类型4DCT，正如标记为″-时间翻转DCT_IV″的轴表示的。第三组样本(33-48)刚好等于负的类型4DCT，正如标记为″-DCT_IV″的轴表示的。最后一组16个样本(49-64)刚好等于时间翻转的类型4DCT，正如标记为″时间翻转DCT_IV″的轴表示的。对于任何所需长度的载波组，连续地重复符号改变和时间顺序翻转的上述模式。这一般化至任何频道数N和任何阶的DCT。看图4的另一个办法是把轴标记视为标识使余弦载波匹配类型4DCT要求在余弦载波上完成的操作。例如，对于时间样本49-64，余弦载波必须被″时间翻转″以便匹配16点类型4DCT。因此，按照本发明的其他方面，早期描述的滤波器145可以用作利用类型4离散余弦变换的对称性的基础。

现在，假定单一低通有限脉冲响应(FIR)滤波器用以处理多频道应答器信号。令FIR滤波器的样本数据脉冲响应(在z域)为：

$H_{\mathrm{LPF}}\left(z\right)=\underset{I=0}{\overset{k\·N-1}{\mathrm{\Σ}}}{A}_I\·z^{-i},---\left(4\right)$

其中A_I是滤波器抽头系数，z^-i是延迟元件，k是滤波器抽头数，0≤I≤N-1，而N是频道数。按照本发明的一个方面，利用DCT的结构诀窍是把每个滤波器分割成使不同子组的抽头分别累加，以便提供与DCT对称性匹配的部分结果。在该例中，滤波器的分割是分叉，使得奇数和偶数抽头系数分别累加，因而，如图4举例说明的，提供匹配DCT类型4的对称性的部分结果。(应该指出，本发明的概念不限于分叉。)另外，抽头系数AI将在不同的一些分叉滤波器当中分配。

现在转到图5，其中示出按照本发明原理的说明性接收机200。接收机200包括低噪声块(LNB)205、模数(A/D)转换器210、多频道调谐器215和广播频道分配器240。如上所述，一个或多个卫星(未示出)在与不同的应答器相关联的不同频带(或频道)上以同样偏振发射多个下行链路射频(RF)信号201。RF信号201由LNB 205处理，以便提供信号206，它是准基带信号，具有跨越全部频道的总带宽F_total。(再次，这在图2中针对16个DSS频道举例说明。)信号206通过A/D转换器210从模拟域转换为数字域，该转换器以抽样率F_samp＝2NF_S对信号206抽样以提供信号214，它是表示多个应答器频道的样本的离散时间序列。信号214施加于多频道调谐器215(下面描述)，它按照本发明原理处理信号214，以便从两个或两个以上应答器频道提供若干个同时位流，如位流231-1至231-L所代表的，其中1＜L≤N。应该指出，这些同时位流被施加于广播频道分配器240，后者处理每一个位流，以便提供与虚拟频道240-1至240-K相关联的数据，其中K＞1。例如，广播频道分配器240对每一个例如按照先前提到的MPEG-2系统标准ISO/IEC 13818-1编码的位流进行解码。这样，这些虚拟频道中每一个表示内容和/或业务，例如音频、视频(例如，选定的电影)、电子节目指南等。应该了解，尽管表示为分离的信号240-1至240-K，但是这些信号中的一个或多个可以多路复用在一起，用以在一个广播介质、例如电缆上，或通过无线方式(诸如Wi-Fi(无线保真度))传输。为简单起见，没有表示到达广播频道分配器240的其它输入信号指定内容和/或业务的选择。类似地，提供内容/业务用的其它线路可能是或可能不是接收机200的一部分，也没有示出。

按照本发明原理的多频道调谐器215的说明性实施例示于图6。多频道调谐器215包括多路分解器(demux)220、分叉滤波器组325、变换元件330和解调器335-1至335-L。Demux 220以多路分解器抽样率F_F(或抽取后的抽样率)对信号214进行抽样，从而向分叉滤波器组325(下面进一步描述)提供若干抽取后的样本流221-1至221-N，其中N是应答器频道数。于是，F_F＝2F_S。该分叉滤波器组325形成送往变换元件330(下面描述)的滤波器输入矢量，变换元件通过解调器335由此恢复来自两个或两个以上应答器频道的若干个同时位流，如位流231-1至231-L表达的，其中1＜L≤N。

在该说明性的实施例中，变换元件330使用类型4离散余弦变换(DCT)来处理滤波器输入矢量。来自变换元件330的输出矢量由各个解调器335-i在每一个应答器载波频率上进一步处理。

分叉滤波器组325包括若干个分叉滤波器325-i，其中1≤i≤N，即，一个分叉滤波器用于来自demux 220的N个抽取后的流中相应的一个。因为全部分叉滤波器都具有类似的结构，所以在这里只详细描述一个分叉滤波器。一个按照本发明原理的说明性的分叉滤波器325-1示于图7。分叉滤波器325-1从demux 220接收抽取后的流221-1，并提供两个输出信号：信号506，亦称为偶数输出信号(E)，和信号507，亦称为奇数输出信号(O)。分叉滤波器325-1包括如延迟元件515所代表的若干延迟元件，如系数乘法器520(也称作抽头系数520)所代表的若干个系数乘法器，具有A₀的系数值和两个求和网络505和510。时间延迟元件，例如时间延迟元件515，使信号延迟等于多路分解器抽样率的倒数，即1/F_F的时间量。正如从图7可以看到的，求和网络505把来自偶数系数乘法器的那些值加在一起，形成偶数输出信号。类似地，求和网络510把来自奇数系数乘法器的那些值加在一起，形成奇数输出信号。还可以看到，每一个求和网络505和510都改变来自交替的系数乘法器的值的符号。例如，来自系数乘法器525的值被求和网络505变为相反的。换句话说，偶数输出信号的系数是符号交替的偶数编号的2N中抽取一个的结果，而奇数输出信号的系数是奇数编号的2N中抽取一个的结果。这种符号的交替实现在各时刻要求的符号的所要求反转，如图4中用于匹配类型4DCT的曲线的轴举例说明的。示于图7的这种分叉滤波器结构造成偶数抽头部分和被直接类型4DCT调制，而奇数抽头部分和总是被时间翻转的类型4DCT调制。这可以用单一N点类型4DCT通过对偶数抽头部分和的矢量与按相反时间顺序的奇数抽头部分和的矢量求和来实现。另外，应该看到，在该例中，对于式(4)，每个分叉滤波器有k＝N个抽头系数，即，k＝16。这样，在该例中，抽头系数的总数是256，这散布在16个分叉滤波器当中，如图7所示。具体地说，分叉滤波器325-1说明性地包括16个抽头系数：A₀，A₁₆，A₃₂，A₄₈，A₆₄，...，A₂₀₈，A₂₂₄和A₂₄₀，如所示排列。类似地，分叉滤波器325-2(未示出)包括16个抽头系数：A₁，A₁₇，A₃₃，A₄₉，A₆₅，...，A₂₀₉，A₂₂₅和A₂₄₁。该模式继续，使得最后的分叉滤波器325-N(未示出)包括16个抽头系数：A₁₅，A₃₁，A₄₇，A₆₃，A₇₉，...，A₂₂₃，A₂₃₉和A₂₅₅。(简要地参见图3，可以看到，滤波器145的抽头分在N个分叉滤波器当中。)

还应指出，有效的N或例如16个分叉滤波器的响应具有同样延迟，使得变换元件330同时处理N个抽取后的样本。换句话说，在特定时间t_p，形成滤波器输入矢量以便施加到变换元件330。该滤波器输入矢量包括在特定的抽样时间来自每一抽取后的样本流的一个样本。简要地再转到图6，该滤波器输入矢量包括样本F1至FN。

一个说明性的分叉滤波器组示于图8。后者举例说明来自N个分叉滤波器中的每一个的偶数信号和奇数信号通过N个加法器345-i的结合，1≤I≤N，以便完成与DCT的对称性的匹配。例如，通过加法器345-1把来自分叉滤波器325-1的偶数信号与来自分叉滤波器325-N的奇数信号结合。这提供上述图4举例说明的所要求的时间反转。结果，如图6举例说明的，分叉滤波器组325向变换元件330提供滤波器输入矢量[F1，F2，...，FN]。

使用上述分叉滤波器组325匹配了类型4DCT的对称性之后，变换元件330提供滤波器输入矢量的DCT_IV变换，其中：

        O_C＝DCT_IVF          (5)

其中F是滤波器输入矢量，O_C是输出矢量，其元素代表N个应答器频道中的每一个，而DCT_IV是N点类型DCT的移植。变换元件330的一个说明性实现就是上面所示的式(3)的实现。确实，按照本发明的一个方面，可以使用任何实现类型4DCT的已知算法，每一个都具有不同的计算效率。但是，为了作为目标的高抽样率应用，优选利用与离散傅里叶变换(DFT)的关系的DCT IV矩阵的稀疏因子分解。下面提供N＝16点DFT IV的一个说明性稀疏因子分解。具体地说，DCT_IV是：

DCT_IV＝CF·CE·CDFT0·CDFT1·CDFT2·CDFT3·CDFT4·CDFT5·CD·CC.(6)该因子分解要求62次加法和46次乘法。若同时接收全部16个应答器频道，则这对应于每个频道每个准基带样本(多路分解器抽样率是2F_S，单位为Hz)3.875次加法和2.875次乘法。式(6)所示的矩阵在图9-16中举例说明。应该指出，在这些图中举例说明的符号C(x)或S(x)分别代表操作cosine(x)和sine(x)。另外，其中矩阵的明显可识别的部分等于零，正如图10的矩阵CD中举例说明的，矩阵的该部分上输入单个″0″。

正如上面指出的，使用类型4DCT的优点是，输出矢量的元素代表每一个应答器频道，其中为了下游传统准基带解调，作为真正的准基带信号维持IQ调制。这样，来自变换元件330的输出矢量的每个元素都在每一个应答器载波频率由相应的解调器335-i进一步处理。为了把来自变换元件330的输出信号处理为相应的应答器频道用的基带IQ信号，一个说明性的解调器示于图17。在该说明性的实施例中，对于每个想要的应答器频道，需要一个图17举例说明的形式的解调器。

正如上面描述的，接收机200使多个频道能够同时调谐，使得包括在不同的频道内的广播频道节目可以被同时访问。另外，按照本发明的一个方面，实现多频道调谐器所要求的硬件和处理的数量都通过使用如变换元件330所代表的单一计算元件来简化。例如，现在所有计算都以方便的速率，例如F_F完成。

正如上面指出的，变换元件可以在集成电路、如FPGA中实现。这样，如图18所示，对于同时提供来自不同应答器频道的内容，单芯片解决方案是可能的。举例说明，集成电路400可以至少包括诸如由上述变换元件330所代表的变换元件，从而提供多个虚拟频道240-1至240-K，其中这些虚拟频道的至少一些内容是从不同应答器频道同时提供的。必要时，集成电路400可以包括解调器(DM)，正如上面描述的。

应该指出，也可以采用其它形式的LNB处理。例如，LNB 205可以完成滤波操作至一个放松的技术要求，其中宽度(PF_S)的宽过渡带高于和低于N个频道频带，达到可接受的阻带衰减，其中P是整数。另外，该LNB可以在频谱上移动最低频道，使得相应的载波F₀等于[F_S/2+(PF_S)]。采用这种变更，A/D转换器210以抽样率[2(N+(2P))F_S]被定时，而用于信号调谐的多路分解器并行通道的数量是N+(2P)。该变更可以允许LNB 205利用较小的、性能较低的滤波器，而不是实际上较大的且有损耗的SAW滤波器。

类似地，LNB 205可以提供信号206，使得最高频道的频率(即，F_N)安排得落在该多路分解器抽样率F_F的偶数折叠频率上。该技术可以用于满足以下条件的那些最高频道：

$F_F=2\left[\frac{F_N+\frac{F_S}{2}}{{2\mathrm{NF}}_S}\right],---\left(7\right)$

当以2NF_S抽样A/D 210时，或者

$F_F=\left[\frac{F_N+F_S(P+.5)}{2(N+2P)F_S}\right],---\left(8\right)$

当以[2(N+(2P))F_S]抽样A/D 210时。

类似地，LNB 205可以提供信号206，使得最低频道的频率(即，F1)安排得落在多路分解器抽样率F_F的偶数折叠频率上。该技术可以用于满足以下条件的那些最低频道：

$F_F=2\left[\frac{\frac{F_1-F_S}{2}}{{2\mathrm{NF}}_S}\right],---\left(9\right)$

当以2NF_S抽样A/D 210时，或

$F_F=\left[\frac{F_1-F_S(P+.5)}{2(N+2P)F_S}\right],---\left(10\right)$

当以[2(N+(2P))F_S]抽样A/D 210时。

还应指出，可以通过包括抽样率转换器略为放松A/D 210的时钟速率上的约束。后者代表从某些抽样(均匀或非均匀)推算的所计算序列，与要求的样本间隔T不符。另外，应该指出，按照本发明的概念，其它类型的DCT也可以使用，例如，类型2、类型3等。但是，为了使用这些类型的DCT，时间和频率上的边界条件的不匹配要求硬件和电路复杂性代价，因而，在这里不再描述。

另外，应该指出，尽管在卫星分配的环境下描述，但是本发明的概念不限于此，还应用于其它的分配机制，不论是无线和/或有线的。例如，本发明可应用于电缆、陆地的或其它网络(诸如广播和/或商业网络)。

因而，上述内容仅仅举例说明本发明的原理，因而要明白，本领域的技术人员能够设计出许多替换方案，它们尽管在这里没有明确描述，但仍体现本发明的原理，而且在它的精神和范围内。例如，虽然在分开的功能元件的环境下举例说明，但是这些功能元件可以体现在一个或多个集成电路(IC)上。类似地，虽然表示为分开的元件，但是图10和12的任何或全部元件(例如，215和/或240)都可以在所存储的程序控制的处理器中实现。因此要明白，对说明性的实施例可以作出许多修改，而且在不脱离如所附权利要求所定义的本发明的精神和范围的情况下，可以设计出其它方案。

Claims (23)

1.一种接收机，包括：

接收机部分，用以提供具有多个不同频道的信号，每个频道传递不同的位流；以及

多频道信号调谐器，可对所述信号起作用，用以从多个不同频道中的至少两个恢复不同的位流，并且用以同时提供所恢复的不同的位流，其中所述多频道信号调谐器利用离散余弦变换(DCT)。

2.如权利要求1所述的接收机，其特征在于，所述多频道信号调谐器包括：

抽样器，用以对信号抽样，以便提供若干个抽取的样本流；

变换元件，可对所述若干个抽取的样本流起作用，以便提供变换输出信号，其中所述变换元件利用DCT；以及

若干个解调器，可对所述变换输出信号起作用，以便提供所恢复的不同的位流。

3.如权利要求2所述的接收机，其特征在于，所述抽样器包括：

多路分解器，用以把所述信号多路分解为若干个抽取的样本流；以及

分割滤波器组，用以处理所述若干个抽取的样本流，以便匹配所述变换元件所利用的DCT。

4.如权利要求3所述的接收机，其特征在于，所述分割滤波器组包括一组分叉滤波器，以及所述DCT是N点类型IV DCT。

5.如权利要求4所述的接收机，其特征在于，所述变换元件利用N点类型IV DCT的稀疏矩阵因子分解对所述若干个抽取的样本流执行基于矩阵的处理。

6.如权利要求1所述的接收机，其特征在于，还包括广播频道分配器，用以从所恢复的不同位流中提供若干个虚拟频道。

7.一种卫星接收机，包括：

低噪声块，用以接收表示多个不同应答器频道的信号，和模数转换器，用以从其中提供表示以大于或等于与所述多个不同应答器频道的总带宽有关的Nyquist速率的抽样率出现的样本序列的数据信号，每个应答器频道传递一个位流；

抽样器，用以对所述数据信号进行抽样，以便提供N个抽取的数据流，其中N＞1；

变换元件，可对所述N个抽取的数据流起作用，用以从所述多个不同应答器频道中的至少两个同时提供至少两个变换输出信号，其中所述变换元件利用离散余弦变换(DCT)；以及

至少两个解调器，可对所述至少两个变换输出信号起作用，以便从所述多个不同应答器频道中提供至少两个位流。

8.如权利要求7所述的卫星接收机，其特征在于，所述抽样器包括：

多路分解器，用以把信号多路分解为若干个抽取的数据流；以及

分割滤波器组，用以处理所述若干个抽取的样本流，以便匹配所述变换元件所利用的DCT。

9.如权利要求7所述的卫星接收机，其特征在于，所述分割滤波器组包括一组分叉滤波器，以及所述DCT是N点类型IV DCT。

10.如权利要求9所述的卫星接收机，其特征在于，所述变换元件利用稀疏矩阵因子分解对所述若干个抽取的数据流执行基于矩阵的处理。

11.如权利要求7所述的卫星接收机，其特征在于，还包括广播频道分配器，用以从所述至少两个位流中提供若干个虚拟频道。

12.一种用于卫星接收机中的集成电路，所述接收机从多个应答器频道接收信号，所述集成电路包括：

变换元件，可对多个数据流起作用，用以同时提供至少两个变换输出信号，每个数据流传递多个应答器频道的样本，其中所述变换元件利用离散余弦变换(DCT)；

至少两个解调器，可对所述至少两个变换输出信号起作用，用以同时从所述多个应答器频道中的至少两个提供两个位流；以及

广播频道分配器，用以从所述至少两个位流提供若干个虚拟频道。

13.如权利要求12所述的集成电路，其特征在于，所述DCT是N点类型IV DCT。

14.如权利要求13所述的集成电路，其特征在于，所述变换元件利用稀疏矩阵因子分解对所述多个数据流执行基于矩阵的处理。

15.一种多频道调谐器，包括：

抽样器，用以对表示多个不同频道的信号进行抽样，以便提供多个样本流，每个频道传递一个传输位流；

滤波器组，用以对所述多个样本流进行滤波，以便提供多个滤波后的样本流；

基于离散余弦的变换元件，可对所述多个滤波后的样本流起作用，以便提供多个数据信号，每个数据信号与不同频道中的一个相关联；以及

多个解调器，用以解调所述多个数据信号中的每一个，以便同时提供所述传输位流。

16.如权利要求1所述的多频道调谐器，其特征在于，所述多个数据信号是至少两个。

17.如权利要求1所述的多频道调谐器，其特征在于，所述滤波器组包括多个分叉滤波器，以及所述基于离散余弦的变换元件使用类型IV离散余弦变换。

18.一种用于接收机中的方法，包括：

提供具有多个不同频道的信号，每个频道传递不同的位流；

对所述信号执行多频道信号调谐，以便从所述多个不同频道中的至少两个恢复所述不同的位流；以及

同时提供所恢复的不同的位流，

其中所述多频道信号调谐步骤利用离散余弦变换(DCT)。

19.如权利要求18所述的方法，其特征在于，所述多频道信号调谐步骤包括：

对所述信号进行抽样，以便提供若干个抽取的样本流；

对所述若干个抽取的样本流执行基于变换的处理，以便提供变换输出信号，其中所述基于变换的处理利用DCT；以及

解调所述变换输出信号，以便提供所恢复的不同的位流。

20.如权利要求19所述的方法，其特征在于，所述抽样步骤包括：

把所述信号多路分解为若干个抽取的样本流；以及

用分割滤波器组处理所述若干个抽取的样本流，以便匹配所述变换元件所利用的DCT。

21.如权利要求20所述的方法，其特征在于，所述分割滤波器组包括一组分叉滤波器，以及所述DCT是N点类型IV DCT。

22.如权利要求19所述的方法，其特征在于，执行基于变换的处理步骤利用N点类型IV DCT的稀疏矩阵因子分解对所述若干个抽取的样本流执行基于矩阵的处理。

23.如权利要求18所述的方法，其特征在于，还包括从所恢复的不同的位流提供若干个虚拟频道的步骤。

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