CN86106913A

CN86106913A - 在磁感应流量测量的电极电路中补偿直流干扰电压的方法

Info

Publication number: CN86106913A
Application number: CN86106913.7A
Authority: CN
Inventors: 马克斯·布拉特
Original assignee: Flowtec AG
Current assignee: Endress and Hauser Flowtec AG
Priority date: 1985-10-23
Filing date: 1986-10-22
Publication date: 1987-05-27
Also published as: DK164608C; CN1016276B; DE3669201D1; JPS62174615A; US4704908A; JPH0554886B2; EP0219725B1; DK164608B; DK507386D0; EP0219725A1; DE3537752A1; DK507386A

Abstract

在具有周期交替连接的直流磁场(具有或不具有无磁场阶段)的磁感应流量测量中，在取样间隔中对每半周期的信号电压取样并存贮。为了补偿直流干扰电压，在每一取样间隔之后的补偿间隔中，产生反向补偿电压，将信号电压补偿到零值。在每个补偿间隔之后的修正取样间隔期间，再一次对信号电压取样并存贮。为了得到有用信号值，首先对两个补偿间隔之间的存贮信号值形成差值，然后对这两个差值再形成差值。

Description

在磁感应流量测量的电极电路中补偿直流干扰电压的方法

本发明涉及在磁感应流量测量的电极电路中用周期地交替连接的直流磁场来补偿干扰电压的方法，在该方法中，该磁场在连续的半周期中交替地取反向连接值，在测量信号取样间隔期间对每半周期的信号电压取样，并且对每种情况下在该磁场反向连接值处得到的两个信号值形成差值，以获得有用信号，在该方法中，在相同半周期的跟在每一测量信号的取样间隔之后的补偿间隔中，通过对信号电压取样和存贮，产生一个反向叠加在信号电压上的补偿电压，该电压在补偿间隔内将信号电压补偿到零值，并且在下一个补偿间隔之前一直保持这个值。

人们从美国专利4，210，022和4，382，387中已经知道了这种方法。在这些已知的方法中，每半周期中有一个测量信号的取样间隔和一个跟在所述的取样间隔之后的补偿间隔。通过叠加的补偿电压和对连续得到的两个信号值形成差值，即使当所述的直流干扰电压在两个连续测量信号的取样间隔之间线性变化时，在该信号电压中得到的直流干扰电压也被抑制。在根据美国专利4，382，387的方法中，该磁场在每半周期结束时的极性直接变换到相反的值。这样，该磁场在每一个补偿间隔中的值与在前述的测量信号取样间隔中的值相同，以使得存贮在该补偿间隔中的补偿电压还包括整个测量电压。这样，通过形成差值得到的该有用信号值就对应于四个连续取样的测量电压值的总和;即大约是4乘以在信号电压中得到的测量电压分量的值。可是，在根据美国专利4，210，022的方法中，每半周期中，一个有磁场阶段（在这个阶段中该磁场取两个相反连接值的一个或另一个）之后跟着一个无磁场阶段（在这个阶段中该磁场取零值）。在每半周期中，测量信号的取样间隔在有磁场阶段，而补偿间隔在无磁场阶段。在这种情况，通过形成差值得到的该有用信号就对应于两个连续取样的测量电压值的总和，即大约是在信号电压中得到的测量电压分量值的两倍，因为在无磁场阶段取样和存贮的补偿电压不包含任何测量电压分量。

在磁感应流量计中，出现两种倾向：

一种是趋向于越来越高的磁场频率和由此而导致改进的极限频率特性;

一种是致力于需要更小的功率，但是这会降低灵敏度。

使用越来越小的线圈功率的倾向，导致更小的磁场强度，因此也导致更小的信号电平。从而，有用的信号电平越来越接近于由放大器噪声、紊流及类似效应所引起的交流电压的干扰电平，这些在下文中整个地都看作是噪声信号。该已知方法对于噪声信号的抑制并不是最佳的，因为在每次取样中都有随机的瞬时噪声信号叠加到所取样的有用信号上。不可否认，通过在取样中使用RC积分元件和保持电路能够对噪声信号进行均值处理，但是这种作用是非常有限的，因为必须选定该RC时间常数总是充分地小于所用的取样和补偿间隔。如果补偿间隔的时间间隔不充分长，补偿电压就不能稳定到新的值，并且因此包括将带入测量结果中的误差。另一个误差源是，各个测量电压分量（由这些分量形成在输出端得到的每一个有用信号值）是由不同的放大器得到的，而这些放大器无论如何也不会具有相同的频率特性。

本发明的目的是提出一种本文开头概述的方法，在该方法中充分抑制噪声信号，使补偿电压的可能误差变得不起作用，并且不会由于放大器不同的频率特性而损害测量结果。

根据本发明，这个问题是这样解决的：

（1）把在每一个测量信号的取样间隔中对信号电压取样所得到的信号值存贮起来;

（2）在相同半周期的跟在每一个补偿间隔之后的修正取样间隔期间，再一次对该信号电压取样，并且把由此得到的信号值存贮起来;

（3）对在不同半周期的两个补偿间隔之间每种情况下得到的存贮信号值形成差值;

（4）对以这种方式得到的每种情况下的两个差值再形成差值，以得到一个有用信号值。

在根据本发明的方法中，每半周期中发生两次对信号电压的取样，第一次在补偿间隔之前以已知的方式取样，而第二次取样在相同半周期内的补偿间隔之后发生，并且是对被补偿的信号电压进行的，该信号电压基本上只包括噪声信号分量、补偿电压的误差和同时发生的测量电压的变化。通过这种附加的形成差值，从使用相同补偿电压的随后半周期的测量信号取样间隔中得到和存贮的信号值中，减去在修正取样间隔得到和存贮的信号值。从而，差值的形成消除了包含在两次取样得到的信号值中的噪声信号分量和补偿电压的误差。然后将以这种方式连续得到且不含干扰分量的两个差值作为两个信号值，由这两个信号值再形成差值得到一个有用信号值。象在已知的方法中一样，这个有用信号值不含所叠加的直流干扰电压及其线性变化。

根据本发明的方法既可以用在不具有无磁场阶段的磁感应流量测量中（如美国专利4，382，387中的一样），也可以用在具有无磁场阶段的磁感应流量测量中（如美国专利4，210，022中的一样）。在输出端得到的有用电压值，在第一种情况仍然对应于4乘以在该信号电压中得到的测量电压分量的值，而在第二种情况仍然对应于在该信号电压中得到的测量电压分量的两倍。

根据本发明的另一个实施例，在每个取样间隔时间内积分信号电压，并且将所得到的积分值作为信号值存贮起来，可以特别好地抑制噪声信号。

通过参考附图叙述实施例，本发明的进一步的特征和优点将是显而易见的，其中：

图1是实现本方法的电路布置方框图。

图2表示实现不具有无磁场阶段的磁感应流量测量时，图1电路布置的各点处发生的信号的时间图。

图3是说明积分时间的最佳选择的曲线图。

图4是实现具有无磁场阶段的磁感应流量测量时，图1电路布置的各点处发生的信号的时间图。

图5是图1电路布置的一个变化的实施例。

图1示意地表示与美国专利4，382，387中所述的流量测量电路布置相对应的流量测量电路布置。该流量测量电路布置包含一个内部绝缘的管1，一种导电流体通过管1垂直于图面流动，而流量测量电路布置的目的是提供一个表示管1中的导电流体的平均流速的电信号。为了对称而分为两个相等部分的磁场线圈置于管1的每一侧，在管中产生一个垂直于管轴的磁场H。在管1内部设置两个电极3和4，从电极可以引出感应的测量电压，根据以法拉第定律为基础的磁感应流量计的已知测量原理，该感应的测量电压正比于该导电流体通过磁场的平均流速。这个磁感应流量计中的测量电压一般叠加在一个直流干扰电压上，该干扰电压特别来源于不同的电化学平衡电势，并且最后能够达到该测量电压的几倍的值。

一个线圈控制电路5根据控制信号A控制流经磁场线圈2的电流，控制信号A由控制电路6的输出端6a提供，并且加到线圈控制电路5的控制输入端5a。

电极3和4连接到差分放大器7的两个输入端。差分放大器7具有小的增益以使得即使在大的直流干扰电压的情况下（典型情况是±1V），也不会过载。差分放大器7的输出端连接到一个加法电路8的输入端，加法电路的输出端连接到具有增益V的放大器9的输入端。

加法电路8的另一个输入端由一个已知形式的补偿电路10连接到放大器9的输出端，其目的是抑制包含在差分放大器7的输出电压Uf中的直流干扰电压，并且借此使所述的干扰电压不进入放大器9的输入端，以使后者不超载。补偿电路10包含一个其反相输入端连接到放大器9的输出端，其正相输入端作为参考输入端接地的运算放大器11。连接到运算放大器11输出端的是一个包含开关13、电阻14和存贮电容15的取样及保持电路12。控制电路6的输出端6b提供的控制信号B使开关13动作。取样及保电路12的输出端连接到加法电路8的第二个输入端。

当开关13闭合时，从放大器9的输出端，经过运算放大器11、取样及保持电路12和加法电路8，到放大器9的输入端，形成一个闭环控制电路。这个控制电路使运算放大器11反相输入端的电压（即放大器9的输出电压）与加到正相输入端的参考电位（即地电位）相等。这样，在由开关13的闭合决定的每一补偿间隔中，在取样及保持电路12的输出端得到补偿电压值Uk，该补偿电压值Uk与在加法电路8的另一输入端同时出现的由差分放大器7的输出端提供的信号电压Uf相等相反，以使加法电路8的输出电压Ug和放大器9的输出电压V·Ug等于零。存贮电容15经过电阻14自充电到这个补偿电压Uk，以使取样及保持电路12的输出端即使在开关13打开以后，即在取样及保持电路12的保持阶段，也保持补偿电压Uk。这样，在下一个补偿间隔之前，这个存贮的补偿电压Uk在加法电路8中加到所提供的信号电压Uf上。为了防止在开关13打开以后电容15放电，可以用通常的方式在取样及保持电路12的输出端后面连接一个阻抗变换器。为了简化，图中没有画出这个变换器。

电阻14和电容15一起构成一个积分网络，其时间常数使电容15的端电压不能随运算放大器11的输出电压无延迟地变化，这对运算放大器11的输出电压在开关13闭合期间的快速变化进行了均值处理。同时它还必须与补偿间隔的时间及积分元件的时间常数互相匹配，以使补偿电压Uk在每一补偿间隔中能够稳定到必须的值。

积分器16经过开关17连接到放大器9的输出端。由控制电路6的输出端6C提供的控制信号C使开关17动作。积分器16有一个与控制电路6的另一个输出端6d连接的复位输入16a。控制电路6在输出端6d提供一个由短复位脉冲组成的控制信号D。每一个提供给输入端16a的短复位脉冲使积分器16复位到积分的预定初始状态。这个初始状态最好如下文将假设的那样是零状态。

当开关17闭合时，放大器9的输出电压V·Ug加到积分器16的信号输入端。积分器16从前述复位脉冲所决定的初始零状态开始，在开关17的闭合时间所决定的积分间隔时间内，对电压V·Vg积分。当每一积分间隔结束时，在积分器16的输出端得到一个相应于电压V·Vg在积分时间内的积分值的输出信号。

连接到积分器16的输出端的是一个计算电子系统20，它从积分器16提供的积分值形成表示待测流体流速的有用信号值U_N。计算电子系统20的结构使得它能够将积分器16连续提供的四个积分值分开存贮，并且在所存贮的积分值之间形成规定的差值。在图1所示的实施例中，为此目的计算电子系统20包括四个存贮器21、22、23、24和三个减法电路25、26、27。当积分器16的输出信号是模拟信号时，计算电子系统20的部件可以是以所示方式互相连接的并且其运行由也包括在该计算电子系统中的计算控制电路28控制的模拟电路。计算控制电路28以必要的方式与积分器16的运行同步，这可以例如如图1所示那样做到，即计算控制电路28也接收从控制电路6的输出端6C来的控制信号C。一般地，最好使用微型计算机来设计用于数字信号处理的计算电子系统20。图1中分开给出的存贮器21，22，23，24是微型计算机的主存贮器的存贮区，并且由微型计算机的微处理器及取代计算控制电路28的功能的工作程序来执行电路25、26、27的功能。在积分器16和计算电子系统20之间可以设置一个模/数转换器，将积分器16的模拟输出信号转换成适于微型计算机处理的数字信号。但是，积分器16的结构最好是使它直接提供表示积分值的数字信号。

图2的A、B、C、D、E、F表示当流量测量电路布置如美国专利4，382，387中所述那样，不具有无磁场阶段地工作时，图1电路中由同样字母表示的各点处发生的信号的时间图。

图A、B、C、D表示由控制电路6提供的可以或者取信号值1或者取信号值零的控制信号。图A中给出的、加到线圈控制电路5的控制信号A是周期的方波信号，其中给出两个连续的周期P和P′。控制信号A在周期P的半周期HP1中取信号值1，而在另外的半周期HP2中取信号值零。下一个周期P′的对应的半周期是HP1′和HP2′。

在控制信号A和B加到开关13和17的情况，信号值1意味着开关闭合，而信号值零意味着开关打开。这样，图B中信号值1的每一方波脉冲确定一个补偿间隔时间Tk，在这个间隔时间中加法电路8的输出端的电压Vg被补偿到零。图C中的信号值1的每一方波脉冲确定一个取样及积分间隔时间Ti，在这个间隔时间中电压V·Ug被取样，并且在积分器16中被积分。

图D中的复位脉冲是在每一种情况下恰好出现在图C的方波脉冲之前的短脉冲。

线圈控制电路5的结构使得在控制信号A取信号值1时，沿着一个方向送出一个恒定幅度的直流电流通过磁场线圈2，而在控制信号A取信号值零时，送出一个同样幅度但方向相反的直流电流。线圈控制电路5包含一个整流器，将每一种极性的电流整流到相同的幅度值+Im和-Im。流过磁场线圈2的电流的变化表示在图E中。在每次反向之后电流达到相反极性的恒定值Im，仅仅因为磁场线圈的电感而具有一定的延迟。在图E中，假设在半周期HP1中从负值向正值转换时，在过渡时间E1内达到整流后的正值+Im，而在半周期HP1的保持时间F1内保持恒定的电流值+Im。相应地，在半周期HP2中从正值向负值转换时，在过渡时间E2内达到恒定的负值-Im，而在保持时间F2内保持-Im。在下一个周期P′以及每一个其后的周期的对应时间段E1′、F1′、E2′、F2′以相同的方式重复同样的过程。

磁场H随电流I呈现同样的时间变化，因此图E也可以用于磁场H。磁场H在时间间隔F1中具有一种极性的恒定的磁场强度Hm，而在时间间隔F₂中具有相反极性的同样的恒定磁场强度Hm。磁场周期的周期时间Tp等于控制信号A的每一个周期P、P′……，并且在时间上磁场周期与控制信号A的周期P、P′……重合。

图F表示差分放大器7的输出端信号电压Uf的时间变化。电压Uf包含测量电压分量U_M，其正比于在管1和磁场H的场强中流体的流速。对于恒定流速或与周期Tp比较只是缓慢变化的流速，测量电压分量U_M呈现与图E中的磁场H或电流I同样的时间变化。测量电压分量U_M的这种时间变化用虚线表示在图F中。测量电压U_M叠加在直流干扰电压Us上，该干扰电压Us特别来源于不同的电化学平衡电位，并且与磁场和流速无关，不是随时间恒定的，而是逐渐变化的。它可以达到测量电压U_M的几倍的值。为了简化，直流干扰电压随时间的变化设有在图F中画出，通常在一个周期中这种变化是非常小的。

最后，由放大器噪声、紊流和其它干扰产生的噪声信号U_R也叠加到测量电压U_M上。这样，差分放大器7输出端提供的信号电压Uf呈现图F中实线所示的变化。

图G表示在加法电路8的输出端由补偿电路10的作用而得到的电压Ug。在每一个补偿间隔，即在控制信号B具有信号值1的每一个时间间隔，补偿电压Uk取与信号Uf相同的幅度，但是符号相反，并且在补偿间隔结束时一直保持这个值，直到下一个补偿间隔开始。通过补偿，每一补偿间隔中的电压Ug成为零值，并且因为补偿电压Uk在补偿间隔结束以后仍然保持叠加在电压Uf上，所以电压Ug随时间的变化如图G所示。

因为放大器9的输出电压V·Ug与电压Ug只是差一个增益V，所以图G也可以用于放大器9的输出电压，但是要用不同的电压标尺。

图C下面列出的是一个分为8个时间段Ⅰ、Ⅱ、Ⅲ、Ⅳ、Ⅴ、Ⅵ、Ⅶ、Ⅷ的完整的测量周期M。下一个周期用M′表示，它的时间段相应地由Ⅰ′，Ⅱ′，Ⅳ′……表示。测量周期涉及每一种情况下的时间间隔，在这些时间间隔内得到用来形成有用信号值U_N的全部信号值。每个测量周期的时间T_M等于磁场周期的周期时间Tp，但是测量周期M在时间上相对于磁场周期P偏移。

测量周期M的第一个时间段Ⅰ对应于控制信号B的方波脉冲，即对应于补偿间隔时间Tk。在这个补偿间隔中形成与在相同时间间隔内得到的信号电压Uf（Ⅰ）相等但符号相反的补偿电压Uk（1）。这样，通过电压Uf（Ⅰ）和Uk（Ⅰ）相加，在加法电路8的输出端得到的电压Ug（Ⅰ）实质上在时间段Ⅰ成为零值。

在时间段Ⅱ开始之前不久，复位脉冲D使积分器16复位到零。

时间段Ⅱ与控制信号C的一个脉冲重合，并且是一个取样及积分间隔时间T₁，在该间隔时间内通过闭合开关17而对放大器9的输出端的电压V·Ug（Ⅱ）取样，并在积分器16中积分。

在时间段Ⅱ中，补偿电路10的控制回路是开路的，但是补偿电压Uk（Ⅰ）仍然叠加在电压Uf上。如果流速是恒定的，那么时间段Ⅱ的电压Uf（Ⅱ）与前述时间段Ⅰ的电压Uf（Ⅰ）至多在直流干扰电压Us的轻微升高降低和测量电压U_M的可能变化方面不同，而它们的主要区别是在所叠加的噪声电压U_R的不规则性方面。如果假设直流干扰电压Us和测量电压U_M保持不变，那么时间间隔Ⅱ的电压Ug（Ⅱ）实质上只对噪声信号分量是恒定的，而测量电压U_M（Ⅱ）和直流干扰电压Us（Ⅱ）仍然被补偿电压Uk（Ⅰ）所补偿。这样，在放大器9的输出端被相应放大了的电压V·Ug（Ⅱ），在时间间隔Ⅱ中由于开关17的闭合而被取样，并且在积分器16中从零值开始在积分时间Ti中被积分。随着开关17打开，在时间间隔Ⅱ结束时结束积分。在积分器的输出端积分结果是积分值Ug（Ⅱ）。

噪声信号分量在时间间隔Ⅱ被取样积分，并且如下面将要说明的，用补偿电压Uk的可能误差来修正测量结果。因此，时间间隔Ⅱ称为“修正取样间隔”。

在时间间隔Ⅱ结束时，计算控制电路28使积分值Ug（Ⅱ）进入存贮器21。这个操作例如可以由控制信号C的方波脉冲的下降沿来触发完成。

下一个时间段Ⅲ对应于半周期HP2的过渡时间E2，在这段时间内磁场线圈中的电流Ⅰ从正值+Im变到负值-Im，并且磁场H因而改变极性。因为磁场H在这个时间段内不是恒定的，所以时间段Ⅲ不能用来进行流速测量。

在时间段Ⅳ开始之前不久，复位脉冲D使积分器16复位到零。

时间段Ⅳ也是一个取样及积分间隔，因为它与控制信号C的脉冲重合。时间段Ⅳ对应于时间间隔F₂，F₂一直延续到下一个补偿间隔之前，并且在这段间隔内电流Ⅰ有恒定的负值-Im，磁场在反向连接方向上也是恒定的。这样，电压Uf（Ⅳ）中的测量电压分量U_M具有相反的符号（负号），而直流干扰电压Us的符号保持不变。因为补偿电压Uk（Ⅰ）仍然叠加在电压Uf（Ⅳ）上，所以现在包含在补偿电压中的测量电压分量-U_M被加到电压U_f（Ⅳ）的负的测量电压分量-U_M上，而直流干扰电压分量Us仍然互相抵消。这样，在时间间隔Ⅳ中电压Ug（Ⅳ）实质上包含两倍的测量电压值（带负号）以及所叠加的噪声信号。

在时间段Ⅳ，对应的电压V·Ug（Ⅳ）由于开关17的闭合而被取样，并且在积分器16中从零开始在积分时间Ti中被积分。因为被取样的信号电压主要包含有用的测量电压分量-2U_M，所以时间段Ⅳ是“测量信号取样间隔”。

当时间段Ⅳ结束时，在积分器16的输出端得到积分值Ug（Ⅳ）。这个积分值被计算控制电路28送入存贮器22。

测量周期M的前一半随着时间段Ⅳ结束。在后一半的时间段Ⅴ、Ⅵ、Ⅶ、Ⅷ，以相反符号的电流、磁场和测量电压而重复相同的过程。

时间段Ⅴ也是一个补偿间隔时间Tk，在该间隔时间Tk内，形成与相同时间段中得到的信号电压Uf（Ⅴ）大小相等、方向相反的补偿电压Uk（Ⅴ）。通过这两个电压相加，加法电路8的输出端的电压Ug（Ⅴ）象在时间段Ⅰ中一样实质上成为零值。

在时间段Ⅵ开始前不久，复位脉冲D使积分器16复位到零。

时间段Ⅵ也是由控制信号C的脉冲决定，并且是一个取样及积分间隔时间Ti。在这个时间段Ⅵ，与所叠加的噪声信号无关的电压U_f（Ⅵ）实质上仍然具有与时间段Ⅴ中相同的值，并且因为所存贮和叠加的补偿电压Uk（Ⅴ）还保持不变，所以电压Ug（Ⅵ）在时间段Ⅵ仍然主要只包含噪声信号分量和补偿电压Uk的可能误差。所以这也是“修正取样间隔”。

通过对电压V·Ug（Ⅵ）取样和积分得到的积分值Ug（Ⅵ）被送入存贮器23。

时间段Ⅶ对应于下一个磁场周期P′的前半周期HP1′中的过渡时间E1′。在这个时间段中，电流又从负值-Im变到正值+Im，并且磁场H也改变极性。因此，这个时间段不能用来测量流速。

在时间段Ⅷ之前不久，复位脉冲D使积分器16复位到零。

时间段Ⅷ是测量周期M的最后一个取样及积分间隔。在时间段Ⅷ中，磁场H仍然具有第一个极性的恒定值，并且与直流干扰电压和/或流速以及所叠加的噪声信号U_R的中间变化无关的电压Uf（Ⅷ）还具有与时间段Ⅰ和Ⅱ中同样的值。测量电压分量U_M的符号还是正的，而干扰电压分量Us的符号保持不变。因为补偿电压Uk（Ⅴ）仍然叠加到信号电压Uf（Ⅷ）上，所以这两个电压中的正的测量电压分量+U_M相加，而直流干扰电压分量仍然互相抵消。这样，在时间段Ⅷ中，电压Ug（Ⅷ）实质上包含实际的测量电压值、在时间段Ⅴ中被补偿的测量电压分量、补偿电压Uk的可能误差和所叠加的噪声信号U_R。这样，时间段Ⅷ也是“测量信号取样间隔”。通过开关17的闭合，电压V·Ug（Ⅷ）在时间段Ⅷ中被取样，并且在积分器16中从零开始在积分时间Ti内被积分。计算控制电路28把在时间段Ⅷ结束时得到的积分值Ug（Ⅷ）送入存贮器24。

这样，测量周期M完成，并且在计算电子系统20的存贮器21到24中，有四个在所述的测量周期中得到的积分值，对这些积分值进行进一步处理，以得到一个有用信号电压U_N。

为此目的，计算控制电路28启动执行下述操作：

1.减法电路25对存贮在存贮器21和22中的积分值形成差值：

U₂₅= Ug(Ⅳ)- Ug(Ⅱ)

2.减法电路26对存贮在存贮器23和24中的积分值形成差值：

U₂₆= Ug(Ⅷ)- Ug(Ⅵ)

3.减法电路27对在减法电路25和26的输出端得到的差值再形成差值：

U_N=U₂₆-U₂₅=( Ug(Ⅷ)- Ug(Ⅵ))-( Ug(Ⅳ)- Ug(Ⅱ))

这些操作具有下述含义：

1.通过减法电路25使两个积分值相减，所述的积分值是在两个补偿间隔Ⅰ和Ⅴ之间得到的，即是利用相同的补偿电压Uk（Ⅰ）形成的。这样，在形成这个补偿电压中产生的所有误差和在这个补偿电压中包含的噪声信号分量，通过形成这个差值而被消去。进一步，在积分间隔Ⅱ和Ⅳ中被积分的噪声信号分量也互相补偿。但是，包含在第二个积分值Ug（Ⅳ）中的两倍的被积分的测量电压值被保持住。

2.通过减法电路26使两个积分值相减，所述的积分值是在电流测量周期M的补偿间隔V和下一个测量周期M′的第一个补偿间隔Ⅰ′之间得到的，即是利用相同的补偿电压Uk（Ⅴ）形成的。这样，再一次得到抑制噪声信号分量和补偿电压误差的同样效果。

3.通过在减法电路27中形成差值，使得不包含补偿电压误差和噪声信号分量的两个信号值相减。这样做时，包含在这些信号值中的被积分的测量电压分量由于符号相反而相加。这样，该有用电压值包含4倍的被积分的测量电压值U_M（或者在测量电压变化的情况下是4个被连续积分的测量电压值的总和）。

通过与美国专利4，382，387的已知方法比较，立刻可以看出两个减法电路25和26的输出信号与已知方法中用来形成有用电压值的取样值所起的作用一样。这样，象在已知方法中一样，通过在减法电路27中形成差值也消除了直流干扰电压Us的线性变化。利用在紧跟补偿间隔之后的附加的干扰取样间隔Ⅱ和Ⅵ中得到的积分值，在减法电路25和26中形成重新组合的差值，给出了另外的优点，即噪声信号在所提供的观测时间段Ⅱ、Ⅳ、Ⅵ、Ⅷ内得到最佳的均值处理，并且消除在形成补偿电压Uk中可能产生的误差。特别是在测量放大器的特性和噪声电压抑制方面，四个测量信号值被同等地处理。另外，还可以便利地用数字滤波方法进一步处理在时间段Ⅳ、Ⅱ和ⅧⅥ中得到的积分值之间的差值，该数字滤波方法还能够使可变的直流干扰电压差受到最佳抑制。

在随后的测量周期M′中重复相同的操作，在该周期中，四个积分值再一次进入计算电子系统的存贮器，并且用所指出的方式进行处理以形成一个有用的信号值。

还可以将每一个积分值利用两次，而使得到的有用信号值的数量加倍。在图2的G中给出一个由每一测量周期M和M′的一半组成的测量周期M^＊。这样，测量周期M^＊由测量周期M的时间段Ⅴ、Ⅵ、Ⅶ、Ⅷ和测量周期M′的时间段Ⅰ′，Ⅱ′，Ⅲ′，Ⅳ′组成。象测量周期M和M′一样，测量周期M^＊也以一个补偿间隔开始。当时间段Ⅵ和Ⅷ中的积分值Ug（Ⅵ）和Ug（Ⅷ）进入存贮器23和24时，自动执行测量周期M^＊的前半周期，下一个测量周期M′的时间段Ⅱ′和Ⅳ′中的积分值Ug（Ⅱ′）和Ug（Ⅳ′）进入存贮器21和22时，自动执行测量周期M^＊的后半周期。通过以前述指出的方式在这四个存贮的取样值之间形成差值，对测量周期M^＊也形成一个有用信号值U_N。用这种方法，在磁场的每半周期之后，可以得到在管1中流动的流体的一个有效测量值。

考虑确定图2中表示的测量周期的时间间隔要注意下列各点：

对于一个流量计的给定结构，每一周期P中过渡时间E1和E2的时间T_E是固定的。补偿间隔的时间Tk也是由补偿电路的控制回路的最小时间常数预置了的。因此，在测量周期M的总时间中，过渡时间段Ⅲ和Ⅶ的时间以及补偿时间段Ⅰ和Ⅴ的时间不能随意选择。这些时间段是不能用来观测信号和测量流速的“死时间”。这样，在测量周期M中总的死时间TX是固定的，并且等于

Tx＝T_Ⅰ+T_Ⅲ+T_Ⅴ+T_Ⅶ

相反地，取样及积分间隔Ⅱ、Ⅳ、Ⅵ、Ⅷ的时间是可以自由选择的。在上面所述的实施例中，所有的积分间隔都具有相同的时间Ti：

T_Ⅱ＝T_Ⅳ＝T_Ⅵ＝T_Ⅷ＝Ti

这是最好的情况，因为对应的被积分的信号电压随后在测量中具有相同的权重。

因此，重要的是考虑抑制噪声而确定最佳的积分时间Ti。

可以用来观测信号和测量流速的总时间TN在每一测量周期M中等于四个取样及积分间隔的总和：

T_Ⅳ＝T_Ⅱ+T_Ⅳ+T_Ⅵ+T_Ⅷ＝4·Ti

为了确定最佳值，进一步假设噪声电压的频谱密度反比于磁场频率的平方根（比较例如半导体中的1/f噪声）。还已知噪声电压随比值T_N/T_P的增加而按系数

\frac{1}{\sqrt{T_{N} {/T}_{P}}}

减小。因此，为了使所得到的噪声电压最小，要找出函数

{f (T}_{N})= \frac{T_{P}}{\sqrt{T_{N} {/T}_{P}}} = \frac{T_{P}}{\sqrt{T_{N}}} = \frac{T_{N} {+T}_{X}}{\sqrt{T_{N}}}

的最小值。

分析表明，这个函数在T_N＝Tx处有最小值。这意味着总的积分时间与没有用于观测信号的总时间是相同长短的。

为了其它理由经常需要使磁场转换频率尽可能地高，但是又不偏离抑制噪声信号的最佳点太远。图3中给出函数f（T_N）的相对变化。很明显，总积分时间实质上可以在范围

T_N＝0.4Tx……1.0Tx

内选择，而所导致的噪声电压的增加不超过10%。

图4的A、B、C、D、E表示当磁感应流量测量布置的工作如美国专利4，210，022中所述具有无磁场阶段时，图1中标有相同字母的电路点处发生的信号的时间变化。图4中的标号和值对应于图2中的标号和值，它们具有同样的意义，因此不再详细说明。为了简化，在图4中省去了图2中的电压图F和G，因为对于磁场的不同时间的变化，只有测量周期时间段的位置是重要的。

图4的方法与图2的方法主要区别在于，由控制信号A的不同时间变化而得到的磁场H（图E）的时间变化不同。控制信号A可以取三个不同的值+1、0、-1，并且设计线圈控制电路5使得线圈电流I和磁场H也根据控制信号A取三个值，其对应如下：

控制信号A 线圈电流I 磁场H

+1 +Im +Hm

0 0 0

-1 -Im -Hm

磁场周期P仍然分成两个半周期HP1和HP2。控制信号A只在半周期HP1的前段H1中取信号值+1，而在半周期HP1的后段R1中取信号值0。在半周期HP2的前段H2控制信号A具有信号值-1，在半周期HP2的后段R₂控制信号A又具有信号值0。

因此，在第一个半周期HP1存在一个有磁场阶段H1（其磁场H取+Hm值）和一个随后的无磁场阶段R1（其磁场H取零值）。在第二个半周期HP2存在一个有磁场阶段H2（其磁场H取反向连接的-Hm值）和一个随后的无磁场阶段R₂（其磁场H取零值）。当然，在下一个周期P′和每一个以后的周期都重复同样的操作。

对于这些磁场阶段，控制信号B、C以及测量周期M的对应时间段具有下述时间位置：

与控制脉冲B重合的补偿间隔Ⅰ在无磁场阶段R1的前部。

与控制脉冲C重合的修正取样间隔Ⅱ也在无磁场阶段R1中，紧跟着补偿间隔Ⅰ。

与控制脉冲C重合的测量信号取样间隔Ⅳ在有磁场阶段H2的部分中，在这段时间磁场已经达到它的恒定值-Hm。

补偿间隔Ⅴ在无磁场阶段R2的前部。

修正取样间隔Ⅵ也在无磁场阶段R2中，紧跟着补偿间隔Ⅴ。

测量信号取样间隔Ⅷ在下一个周期P′的有磁场阶段H1′中。

补偿电压Uk的形成与存贮、对电压V·Ug的取样与积分、在计算电子系统20中存贮该积分值和形成所存贮的积分值的差值，都以对图2所述的严格相同的方式进行。对于确定最佳积分时间也采用前面所确定的同样的原则。

但是，与前述方法比较存在下述差别：因为现在形成和存贮补偿电压Uk是在无磁场阶段发生的，所以所存贮的补偿电压值不包含测量电压分量。从而，在计算电子系统20的输出端得到的每一有用信号值U_N对应于两个被取样的测量电压值的总和，而不是如图2的方法中那样对应于四个被取样的测量电压值的总和。

但是与这个差别无关，用图4的方法与用图2的方法会得到同样有益的效果。

图5表示流量测量布置的改进的实施例，其与图1的不同仅仅在于积分器16由一个取样及保持电路30代替，这个取样及保持电路可以具有与补偿电路10的取样及保持电路12同样的结构和工作方式。取样及保持电路30包括一个开关31、一个电阻32和一个存贮电容33。由控制电路6的输出端6C提供的控制信号使开关31动作。在图1的实施例中由控制电路6的输出端6_d提供的复位脉冲D，在图5实施例中不需要。与图1的实施例比较，图5布置中的另外部分以及它们的作用不变，并且因此图2和图4中的各图从根本上也用于图5的布置。

在由开关31的闭合而确定的每一取样间隔中，放大器9的输出电压V·Ug在存贮电容33中被取样和存贮，在取样间隔中发生的电压V·Ug的起伏被RC元件32、33的积分效应进行均值处理。在高速应用中，当然可以省去电阻32。当每一取样间隔结束时，在取样及保持电路30的输出端得到一个取样值。在每一个测量信号取样间隔之后得到的两个新的取样值，与前述取样值一起，以与图1的布置中得到的积分值相同的方式进入计算电子系统的存贮器21到24，并且在每一测量信号取样间隔完成以后，以上面所述的方式通过减法电路25、26、27形成所存贮的取样值之间的差值，得出有用信号值U_N。

应该看出，尽管RC元件32、33有积分效应，取样及保持电路31也不是一个图1的积分器16意义上的积分器。因为在每一次取样操作之前，取样及保持电路30都不复位到确定的初始状态，所以它并不执行对被取样电压V·Ug的积分，从而在每一取样间隔结束时得到的取样值，不同于对于同样的信号电压在积分器16中得到的积分值。

尽管由图1的流量测量布置中的积分得到的对噪声信号的抑制是最佳的，但是，即使以如图5中所用的简单的信号取样来进行附加的干扰取样和形成差值，都对美国专利4，382，387和4，210022的已知方法做出实质性的改进。

Claims

1、在磁感应流量测量的电路中，用周期地交替连接的直流磁场来补偿干扰电压的方法，其中该磁场在连续半周期中交替地取反向连接值，在测量信号取样间隔期间对每半周期的信号电压取样，并且对每种情况下在该磁场反向连接值处得到的两个信号值形成差值，以获得有用信号，并且其中在相同半周期的跟在每一测量信号的取样间隔之后的补偿间隔中，通过对信号电压取样和存贮，产生一个反向叠加在信号电压上的补偿电压，该电压在补偿间隔内将信号电压补偿到零值，并且在下一个补偿间隔之前一直保持这个值，所说明的方法包括下述步骤：

(1)把在每一个测量信号的取样间隔中对信号电压取样所得到的信号值存贮起来，

(2)在相同半周期的跟在每一个补偿间隔之后的修正取样间隔期间，再一次对该信号电压取样，并且把由此得到的信号值存贮起来，

(3)对在不同半周期的两个补偿间隔之间每种情况下得到的存贮信号值形成差值，

(4)对以这种方式得到的每种情况下的两个差值再形成差值，以得到一个有用信号值。

2、根据权利要求1的方法，其特征在于在每个取样间隔时间内积分信号电压，并且将积分得到的积分值作为信号值存贮起来。

3、根据权利要求2的方法，其特征在于所有积分间隔具有实质上相等的宽度。

4、根据权利要求2或3的方法，其特征在于在每个磁场周期中积分间隔的总时间与保持时间间隔的总时间的比值大约在0.4到1.0的范围之内。

5、根据权利要求4的方法，其特征在于在每个磁场周期中，积分间隔的总时间实质上等于保持时间间隔的总时间。