CZ20003656A3 - Způsob k demodulaci nosné vlny modulované digitálním řetězcem symbolů - Google Patents
Způsob k demodulaci nosné vlny modulované digitálním řetězcem symbolů Download PDFInfo
- Publication number
- CZ20003656A3 CZ20003656A3 CZ20003656A CZ20003656A CZ20003656A3 CZ 20003656 A3 CZ20003656 A3 CZ 20003656A3 CZ 20003656 A CZ20003656 A CZ 20003656A CZ 20003656 A CZ20003656 A CZ 20003656A CZ 20003656 A3 CZ20003656 A3 CZ 20003656A3
- Authority
- CZ
- Czechia
- Prior art keywords
- pulse
- flank
- symbol
- flanks
- received
- Prior art date
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 32
- 230000007704 transition Effects 0.000 claims abstract description 7
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 4
- 238000001514 detection method Methods 0.000 abstract description 7
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 12
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 2
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 2
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000002045 lasting effect Effects 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 1
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/06—DC level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/06—DC level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection
- H04L25/069—DC level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection by detecting edges or zero crossings
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/233—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation
- H04L27/2332—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation using a non-coherent carrier
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Error Detection And Correction (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
Description
digitálním řetězcem symbolů. přenášené kanálem, který Je zatížen šumem, přičemž ideální tvary boků impulzů nožných přechodů mezi dvěma symboly jsou známé a jsou uložené v paměti (referenční boky impulzů) a přijatý bok impulzu se vzorkuje a digitalizuje se vzorkovací frekvencí, která je mnohonásobkem frekvence řetězce symbolů.
Dosavadní stav techniky
K přenosu datových paketů se používá zvláště spojitá fázová modulace (CPM - Continuous Phase Modulation). Přitom rozdílnou polohou fáze se může přenášet více, např. Čtyři různé symboly. Protože modulace pravoúhlými impulzy vždy jedné délky symbolu by vedla k velmi širokému spektru, používá se často modulace impulzy, které se vztahují na délku trvání dvou symbolů, a také kosinusového tvaru k zamezení strmých boků Impulzů. Taková modulace se také označuje jako 2RC-CPM.
konferenční zprávy
K.-H. Tietgen; Numerical Modulation Methods Applied in the FD/TDMA System S 900 D (Metody digitální modulace použité v FD/TDMA systému S 900 D), Second Nordic Seminář on Digital Land Mobile Radlo Communications (Druhý severský seminář o digitálních pozemních · · · Λ « * fl • · ···· · ♦ ··· ·· · • * * · · · « « « 9 £ Μ « «Μ Μ t* ·« mobilních rádiových komunikacích), Stockholm, 1986 je známo, že k modulaci se nepoužívali samotné symboly, ale digitálně se modulují známé boky impulzů mezi dvěma po sobě následujícími symboly.
Obr. 1 uvádí blokové schéma vysílaře, který se hodí k použití známého způsobu. Šedě podložené ěásti systému pracují přitom při vysoké synchronizaci systému Obr. 2 uvádí pro ětyřhodnotovou symbolickou abecedu myslitelné boky impulzů při přechodu vždy od jednoho symbolu řetězce symbolů, který má být přenesen. k dalšímu symbolu. Myšlenka známého modulačního způsobu tkví tedy v popsání okamžité frekvence Ctj. fáze derivovaná podle času) Cnapř.) Čtyřstupňového signálu při tvoření impulzů délky 2T jako k sobě řazených šestnácti možných boků impulzů fNCt) délky T. Místo vyslání překrývajícího se posunutého elementárního impulzu 2idCi)gCt - iT) se tedy může také přímo vyslat nepřekrývající se řetězec boků symbolů SifNCt - iT), přičemž vždy sousední symboly dCi) a dCi + 1) rozhodují, který ze šestnácti boků impulzů je vyslán v intervalu iT £ t £ <i + 1)T.
Takový způsob je v citované literatuře označen jako CP-4FSK. ňby se zjednodušilo srovnání s 1iným způsobem, je dále označen jako Hum2RC 4st, odvozený z čtyřstupňového způsobu. při kterém je digitálně modulován a tvary boků impulzů jsou založeny na použití raised cosinus trvajícím dva symboly.
K příjmu tak modulovaného řetězce dat je v seminární práci
D.E. Pfitzmann a H.-P. Ketterling A nev CP-4FSK φφφφ φφφ «φφφ
Φ φ φφφφ Φ φφ φφφ Φφ φ φφφ φφφ φφφφ
ΦΦ φ φφφ φφ ·Φ ·Φ sampllng Demodulátor for the FD/TDMA System S 900 D (Nový vzorkovací demodulátor CP-4FSK pro FD/TDMA systém S 900 D), Second Nordic Seminář on Digital Land Mobile Radlo Communications CDruhý severský seminář o digitálních pozemních mobilních rádiových komunikacích). Stockholm, 1986 navržen přijímač. Stejný přijímač je znám také z DE 36 28 993 C2.
Činnost tam popsaného přijímače je způsobem podle druhu. Tam popsaným přijímačem se přijatý bok impulzu vzorkuje a digitalizuje se vzorkovací frekvencí. která je mnohonásobkem frekvence řetězce symbolů. V popsaném příkladu se vzorkuje mezi dvěma symboly např. šestnáckrát. Digitalizované hodnoty se mezi sebou srovnávají a při malých odchylkách dvou po sobě následujících hodnot se uzavřou na středu symbolu. Vytvořením středních hodnot po sobě následujících hodnot se zkouší vyloučit vliv šumu.
Klasické způsoby příjmu případně demodulace spojité fázové modulace CCPM) se označují také jako discriminator Integrate & Dump. V dalším proto při použití tvaru boku signálu ralsed cosinus, trvajícího dvě délky symbolu, se použije označení 2RCdsI&D. v daném případě doplněné o dodatek 2st Ctj. dvoustupňový, dva symboly) nebo 4st <tj. čtyřstupňový, čtyři symboly).
Obecně je u přijímače žádoucí, aby každý jednotlivý symbol byl přijat s větší jistotou. V klasickém způsobu příjmu spojité fázové modulace CCPM) je nutné filtrovat signál zašuměný reálným přenosovým kanálem. Obvyklé filtry pracují jako integrátory, např. přes dvě délky symbolu, aby se ze šumu vytvořila střední hodnota. U zmíněných tvarů signálů *«·· · · · · · · * • « · · · «·« to· · ··· · · ···· £ to* · ·· ·· ·· ··
2RC dochází integrací k interferencím mezi symboly, zkráceně ISI CIntersymbol - Interferenzen). K zabránění interference mezi symboly je známé použití Viterbiho algoritmu na přijatý řetězec symbolů. Přitom je nevýhodná velká potřeba výpoětfi. která klade na hardware odpovídající velké nároky.
Podstata vynálezu
Základním úkolem vynálezu je proto uvést způsob demodulace, který, vychází-li se ze způsobu podle druhu, umožňuje malou potřebu výpočtů při co možná stejně dobré chybovosti. Tímto způsobem se mají konstrukční náklady na přijímač zjednodušit, aniž bychom se vzdali výhod spojité fázové modulace CCPMJ, jako je malá složitost a kompaktní spektrum, které má rozhodující význam, což bylo právě zmíněno, s ohledem na dobré využití Šířky pásma.
Řešení úkolu se podle vynálezu vyznačuje tím. že k detekci přijatého a vzorkovaného boku impulzu se použijí veškeré vzorkované hodnoty k vytvoření vždy euklidovských vzdáleností k alespoň dvěma referenčním bokům impulzů a že se vybere referenční bok impulzu s nejmenší euklidovskou vzdáleností.
Ve srovnání s popsanými klasickými přijímači je při takovém demodulačním způsobu středem detekce odhad přechodových boků impulzů mezi symboly místo odhadu těchto symbolů. Tyto boky impulzů jsou vícekrát převzorkovány a porovnány s původními boky impulzů. Potom následuje rozhodnutí ve prospěch takových boků impulzů, jejichž vzdálenost je v euklidovském smyslu od přijatých boků impulzů nejmenší- Toto rozhodnutí následuje podle boků impulsů nezávisle na sousedních bocích impulzů, proto rozhodovací hypotéza nezaručuje nutně spojitou derivací fáze signálů spojité fázové modulace fc fcfc · • · · · fcfc fc fcfc fcfcfcfc • fc fcfc fcfc ·*· ί
tCPM).
* fcfc· fc · fcfcfcfc · • fcfc fcfc ·
Výhodné je další provedení podle vynálezu, u kterého je spojitá fázePodle vynálezu je proto výhodně zajištěno, že na řadu po sobě následujících boků impulzů se použije Viterbiho algoritmu, přičemž se zpracují právě se vyskytující euklidovské vzdálenosti přijatého boku impulzu v jedné délce symbolu od referenčních boků impulzů jako výdaje ve větvi mřížky Viterbiho algoritmu.
Vlastnosti spojité fázové modulace (CPM) tak umožňují vyrovnat datový signál velmi účinněPředložený nejvěrohodnějsi odhad (Maximum - Likehood - Schátzung) přijatého řetězce dat použitím Viterbiho algoritmu nikoli na řetězec symbolů, ale na přijaté boky impulzů, vede k tomu, že se může použít modelu, jehož počet stavů je proti klasickému vyrovnávací o činitel M menší. Přitom M označuje stupňovitost signálu. Proto může být požadovaná potřeba výpočtů udržena nízká. čímž stoupá atraktivnost i'ealizace hardwaru, jak to bude ještě popsáno dále.
Přehled obrázků na výkresech
Vynález je dále blíže vysvětlen pomocí výkresů. Výkresy uvádějí =
Obr. 1 - blokové schéma vysílače s digitální modulací digitálního řetězce symbolů na nosné vlně.
Obr. 2 - znázornění myslitelných boků impulzů mezi dvěma po
• · 4 ·
I 9 9 I
99 • « · • 9 ···· « • · 9 • 9 9 • 9 « • 9 f • 9 « • 99 99 sobě následujícími symboly při použití impulzu 2RC a čtyřstupňové abecedy (Num2RC 4st).
Obr. 3 - blokové schéma přijímače podle vynálezu.
Obr. 4 - tabulku analogickou k obr. 2 pro dvoustupňovou modulac i.
Obr. 5 - znázornění referenčního boku impulzu, skutečného přijatého boku impulzu a také segmentu mřížky s přiřazenými výdaji.
Obr. 6 - křivka chybovosti symbolu (SER - Symbol Error Rate) pro dvoustupňovou Num2RC bez a s Vlterbiho detekcí.
Obr. 7 - porovnání k obr. 6 pro čtyřstupňovou Num2RC bez a s Vlterbiho detekcí.
Obr. 8 - srovnání pro dvoustupňový případ způsobu podle vynálezu s Viterblho detekcí boků impulzů a klasického způsobu demodulace spojité fázové modulace (CPM) (Integrate & Dump.j.
Obr. 9 - porovnání k obr. 8 pro čtyřstupňový případ.
Příklady provedení vynálezu
Obr. 1 uvádí sám o sobě známý vysílač pro digitální modulaci digitálního řetězce symbolů. Model základního pásma vysílače se skládá ze sériového-paraleiního měniče (S/P). prohlížecí tabulky (LUT - Look-Up-Tabelle), ve které je v podstatě uložen obsah obr. 2 a modulátoru frekvenční modulace (FM) základního pásma.
4*4 • ·*·· 4 *44 4 * ·
4 · 4 · «4 · · 4 4 4
444 44 44 «
Čtyřstupňový signál se získá ze vstupního toku bltfi shrnutím vždy dvou bitů. Zpožděním, se obdrží celkem čtyři znázorněné na obr. í a aby se adresovala délka symbolu, bity prohlížecí tabulky (LUT) šestnáct přechodů symbolů fNÍt) znázorněných na obr. 2. Počet podpůrných hodnot je volně volitelný, při popisu známého stavu techniky je jich navrženo šestnáct. Tento počet Je kompromisem, protože na jedné straně je žádoucí velký počet podpůrných hodnot, aby se dosáhlo dobrého určení střední hodnoty Šumu, na druhé straně však malý počet udržuje malou potřebu výpočtů. Šedě jsou podloženy Části vysílače, které pracují při vysoké synchronizaci systému.
Obr. 3 uvádí přijímač podle vynálezu.
Model základního pásma se skládá ze spodní propusti TP omezující pásmo, demodulátoru frekvenční modulace (FM) základního pásma s potlačením parazitní amplitudové modulace (AM), detektoru boků impulzů a paralelního-sériového měniče (P/S). Části přijímače, které pracují při vysoké synchronizaci systému jsou zase podloženy šedě.
V detektoru boků impulzů následuje podle vynálezu způsobem vycházejícím z boků impulzů určení takového boku impulzu, který odpovídá s největší pravděpodobností vyslanému boku impulzu.
Obr. 4 uvádí ve formě tabulky dvoustupňový případ na myslitelných bocích impulzů, který je uveden jako základ pro
| uvažování na obr. 5. | Rozšíření probíhá | na čtyřstupňový nebo ještě | ||
| vícestupňový obecnosti. | případ | analogicky bez | omezení | |
| Obr. 5 uvádí | v 1evém | diagramu | plnou čárou přijatý | zašuměný |
9 9 9 9 9 9 9«··
9 999« ·9 999 99 9
999 999 9999 £ 99 9 999 99 99 99 bok impulzu a Čerchovaně jeden z referenčních boků impulzu podle obr. 4 (Num 2RC 2st). Použije se např. šestnáct hodnot určitelných podle vynálezu pro každý bok impulzu. aby se vytvořil součet kvadratických odchylek (euklidovský rozdílí. Podle nejmenšího euklidovského rozdílu (pravá strana na obr. 5) se identifikuje referenční bok impulzu, který odpovídá s největší pravděpodobností vyslanému boku impulzu. Každý jednotlivý detekovaný bok impulzu určuje vždy dva datové symboly: Výchozí a koncový symbol.
Podle jednoho dříve uvedeného příkladu provedení vynálezu je pamatováno na to, aby se zajistila stálost detekovaných přechodů symbolů estimátorem nejvěrohodnějsího řetězce (tj. zvláště Viterbiho algoritmem). Podle vynálezu jsou proto jako výdaje pro Viterbiho algoritmus použity vzdálenosti přijatého boku impulzu ke všem platným referenčním bokům impulzů tak. jak je to znázorněno na obr. 5 na pravé straně pomocí segmentu mřížky. Viterbiho detektor používá následující parametry: Hloubka mřížky odpovídá stupňovitosti M signálu (tvorba impulzu 2RC= Pamatování délky trvání symbolu), počet přechodů je M2 . Délka cesty spojení by se podle toho měla volit > 5 symbolů.
Ke znázornění dějů je bez omezení obecnosti následující popis omezen na dvoustupňový případ.
Přechody stavů a přitom generované boky impulzů jsou znázorněny v tabulce podle obr. 4. Výpočet součtových výdajů na cestu probíhá obvyklým způsobem: V každém aktuálním stavu se výdaje na cestu vypočítají z částek výdajů ve větvích mřížkového diagramu, které vedou k tomuto stavu a jeho původu. Určí se minimum a uloží se do paměti větve, která je jeho základem- Částky výdajů v jednotlivých větvích segmentu mřížky se vypočítají, jak bylo právě uvedeno, jako φφφφ φ φ φ φ · · ·
Φ · a··· » ·· Φ · · ·· φ · Φ · Φ φ · · Φ Φ φφ φ φφφ φφ ·Φ >· vzdálenosti aktuálně přijatého a zašuměného boku impulzu k odpovídá jícím bokům impulzů, které se určí z modelu.
Vzdálenosti přijatého boku impulzu k možným bokům impulzů se s výhodou vypočítají jako součet kvadratických odchylek (euklidovská vzdálenost). Je však také myslitelné, že se použije součtu absolutních odchylek nebo také jiné hodící se kalibrace.
Výpočet částek výdajů boku impulzu bude vysvětlen na číselném příkladu. Obr. 5 uvádí bok impulzu -1 - í podle tabulky na obr. 4, který je v důsledku rušení zkreslen. Vzdálenosti ke všem možným referenčním bokům impulzů jsou vyneseny k odpovídajícím bokům impulzů a tak pravá půlka obrázku znázorňuje segment mřížky příslušný k tomuto přijatému boku impulzu. Vzdálenost“ přijatého boku impulzu je od boku impulzu -1-1 nejmenší a proto toto znázorňuje v tomto segmentu mřížky nejvhodnější větev.
Po průchodu všemi segmenty mřížky následuje rozhodnutí pro cestu ve struktuře mřížky tak. jak je to obvyklé: Vybere se cesta s minimálními výdaji, tj. cesta, které je přijatý řetězec boků impulzů nejbližší. Z rozhodnuté cesty se potom získají symboly pomocí modelu. Rozdíl proti známému Viterbiho algoritmu je třeba vidět v tom, že Viterbiho algoritmus se nepoužije na řetězec symbolů, ale na řetězec boků impulzů. Vlastní redundancí systému, která je založena na tom. že dva sousední boky impulzů mají vždy společný jeden symbol, se zřetelně zmenší potřeba výpočtů. Při použití klasického Viterbiho vyrovnávače se může sice při použití na řetězec symbolů také vyloučit interference mezi symboly (ISI), ale zvětší se délka paměti, ke které se má přihlížet, na dvě délky symbolu, což vede k M-násobnému zvětšení počtu stavů a tím k drastickému zvětšení potřeby • · · « · · · »·«» to to toto·· · ·· ··· ·· · «·· to to to « to to to £ toto to toto· toto to· »· výpočtů. Naproti tomu je potřeba výpočtů u způsobu podle vynálezu případně u přijímače Num2RC menší s činitelem M.
Ve čtyřstupňovém případě např. u demodulace Num2RC podle vynálezu s Viterbiho detekcí je ve srovnání s klasickým způsobem příjmu spojité fázové modulace CCPM) nutná potřeba výpočtů jen čtvrtinová.
Obr. 6 až 9 uvádějí výhody, které jsou umožněny způsobem podle vynálezu.
Obr. 6 uvádí porovnání demodulačního způsobu (Num2RC 2st> podle vynálezu se stejným způsobem s dodatečným použitím Viterbiho algoritmu na řetězce boků impulzů podle obr. 5 <Num2RC 2st vit).
Obr. 7 uvádí analogické porovnání pro čtyřstupňový případ. Na svislé ose je vždy vynesena chybovost symbolů <SER).
Srovnání obr. 6 a obr. 7 ukazuje, že právě u čtyřstupňového případu se dá pozorovat zřetelný pokles chybovosti.
Obr. 8 a 9 ukazují srovnání s dodatečnou Viterbiho detekcí s klasickým způsobem demodulace spojité fázové modulace CCPM), u které se provede integrace pres interval symbolu, tj. tzv. Integrate & Dump, aby se určila střední hodnota pres Šum kanálu, přičemž na zjištěné symboly se dodatečně použije Viterbiho algoritmus, aby se identifikoval nejpravděpodobnější řetězec symbolů a aby se zmenšila interference mezi symboly CISI).
způsobu podle vynálezu přijatých boků impulzů
Obrázky ukazují, že chybovost způsobu podle vynálezu jak ve dvoustupňovém, tak ve čtyřstupňovém způsobu, je nepatrně * · · ·»»· ---• * · · ··* · · ‘ · • · «··· * · · · · · · · · • · · ··· »···
(. · · ··· ·· ·· ·· horší. Přitom je však si třeba všimnout. Že u dvoustupňového případu podle obr. 8 je potřeba výpočtů jenom poloviční, zatímco u čtyřstupňového případu podle obr. 9 je nutná jen čtvrtina potřeby výpočtů.
Zvláště ve čtyřstupňovém případě je proto při použití způsobu podle vynálezu možná konstrukce přijímače, která vystačí s podstatně menší potřebou hardwaru a proto je pro výrobu cenově výhodnější.
* ·
♦ ·· ·
Claims (6)
- PATENTOVÉ NÁROKY1. Způsob k demodulaci nosné vlny modulované digitálním řetězcem symbolů přenášené kanálem, který je zatížen šumem, přičemž ideální tvary boků impulzů možných přechodů mezi dvěma impulzy jsou známé a jsou uložené v paměti (referenční boky impulzů) a přijatý bok impulzu se vzorkuje a digitalizuje při vzorkovací frekvenci, která je mnohonásobkem frekvence řetězce symbolů vyznačující se tím, že k detekci přijatého a vzorkovaného boku impulzu se použijí veškeré vzorkované hodnoty k vytvoření vždy euklidovských vzdáleností k alespoň dvěma referenčním bokům impulzů a že se vybere referenční bok impulzu s nejmenší euklidovskou vzdáleností.
- 2. Způsob podle nároku 1 vyznačující se tím. že na počet po sobě následujících boků se použije Viterbiho algoritmus, přičemž se zpracují právě se vyskytující euklidovské vzdálenosti přijatého boku impulzu jedné délky symbolu od referenčních boků impulzů jako výdaje ve větvi mřížky Viterbiho algoritmu.
- 3. Způsob podle nároku 1 nebo 2 vyznačující se tím, že při vzorkovací frekvenci n/T a stupňovitosti signálu M jsou referenční boky impulzů popsány celkem nM2 hodnotami uloženými do paměti.
- 4. Způsob podle jednoho z předchozích nároků vyznačující se tím, že následuje modulace jako spojitá fázová modulace (CPM).
- 5. Způsob podle nároku 4 vyznačující se tím. že modulace, zahrnuje digitální vytvoření derivace a fáze • φ φ φφφφφ φ φφφ φφφφ·· { φφ φ φφ* φφ ·· kosinusového signálu C2RC-CPM) rozprostírajícího se přes dvě délky symbolů.
- 6. Způsob podle jednoho z předchozích nároků vyznačující se tím, že hloubka mřížky Viterbiho algoritmu odpovídá stupňovitosti M signálu CNmrizky “ M).I ίSeznam vztahových značek:• · 44 • » • 4 4 • 4444 ·· » v • 4 ·4 44»· «4« 44 • 4 · * ·· 4 • »4 44· 44S/P sériový-paralelní měničLUT prohlížecí tabulka CLook-Up-Tabelle)FM Mod modulátor frekvenční modulace <FM) TP spodní propust····1/5
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE19815701A DE19815701A1 (de) | 1998-04-08 | 1998-04-08 | Verfahren zum Demodulieren einer mit einer digitalen Symbolfolge modulierten Trägerwelle |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CZ20003656A3 true CZ20003656A3 (cs) | 2001-01-17 |
| CZ298830B6 CZ298830B6 (cs) | 2008-02-20 |
Family
ID=7863955
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CZ20003656A CZ298830B6 (cs) | 1998-04-08 | 1999-04-07 | Zpusob k demodulaci nosné vlny modulované digitálním retezcem symbolu |
Country Status (16)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6603824B1 (cs) |
| EP (1) | EP1072131B1 (cs) |
| JP (1) | JP4215396B2 (cs) |
| KR (1) | KR100616762B1 (cs) |
| CN (1) | CN1139231C (cs) |
| AU (1) | AU743126B2 (cs) |
| BR (1) | BR9909520A (cs) |
| CZ (1) | CZ298830B6 (cs) |
| DE (2) | DE19815701A1 (cs) |
| ES (1) | ES2245120T3 (cs) |
| HU (1) | HU224996B1 (cs) |
| PL (1) | PL190999B1 (cs) |
| RU (1) | RU2224380C2 (cs) |
| SK (1) | SK286543B6 (cs) |
| TW (1) | TW412900B (cs) |
| WO (1) | WO1999053659A1 (cs) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8259862B2 (en) * | 2009-12-14 | 2012-09-04 | Issc Technologies Corp. | Receivers and symbol decoders thereof |
| CN102571113B (zh) * | 2010-12-30 | 2014-10-01 | 创杰科技股份有限公司 | 接收机及其符号解码方法 |
Family Cites Families (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| SU832763A1 (ru) * | 1979-02-23 | 1981-05-23 | Куйбышевский Электротехническийинститут Связи | Способ демодул ции дискретныхСигНАлОВ |
| DE3628993A1 (de) | 1986-08-26 | 1988-03-03 | Bosch Gmbh Robert | Verfahren zum demodulieren von digitalsignalen |
| US4873701A (en) * | 1987-09-16 | 1989-10-10 | Penril Corporation | Modem and method for 8 dimensional trellis code modulation |
| US5263033A (en) * | 1990-06-22 | 1993-11-16 | At&T Bell Laboratories | Joint data and channel estimation using fast blind trellis search |
| RU2102836C1 (ru) * | 1991-01-08 | 1998-01-20 | Поволжский институт информатики, радиотехники и связи | Способ демодуляции дискретных сигналов и устройство для его осуществления |
| GB2258123B (en) * | 1991-07-20 | 1994-12-07 | Northern Telecom Ltd | Signal processor |
| DE4408963A1 (de) * | 1994-03-16 | 1995-09-21 | Inst Rundfunktechnik Gmbh | Verfahren zum Verarbeiten eines seriellen, digitalen Datensignals |
| US5583889A (en) * | 1994-07-08 | 1996-12-10 | Zenith Electronics Corporation | Trellis coded modulation system for HDTV |
| US5629958A (en) * | 1994-07-08 | 1997-05-13 | Zenith Electronics Corporation | Data frame structure and synchronization system for digital television signal |
| JP3366128B2 (ja) * | 1994-09-30 | 2003-01-14 | 富士通株式会社 | ビタビ復号方式を用いた多値符号化信号の復号器 |
| IT1279114B1 (it) * | 1995-02-17 | 1997-12-04 | Cselt Centro Studi Lab Telecom | Procedimento per la ricezione di segnali affetti da interferenza intersimbolica e relativo dispositivo. |
| US6108517A (en) * | 1997-07-28 | 2000-08-22 | Ericsson Inc. | Methods and apparatus for joint demodulation of adjacent channel signals in digital communications systems |
| US6396254B1 (en) * | 1999-12-06 | 2002-05-28 | Cirrus Logic, Inc. | Read channel |
-
1998
- 1998-04-08 DE DE19815701A patent/DE19815701A1/de not_active Withdrawn
-
1999
- 1999-04-07 AU AU42556/99A patent/AU743126B2/en not_active Ceased
- 1999-04-07 CN CNB998047600A patent/CN1139231C/zh not_active Expired - Fee Related
- 1999-04-07 CZ CZ20003656A patent/CZ298830B6/cs not_active IP Right Cessation
- 1999-04-07 BR BR9909520-3A patent/BR9909520A/pt active Search and Examination
- 1999-04-07 SK SK1460-2000A patent/SK286543B6/sk not_active IP Right Cessation
- 1999-04-07 RU RU2000127712/09A patent/RU2224380C2/ru not_active IP Right Cessation
- 1999-04-07 KR KR1020007011096A patent/KR100616762B1/ko not_active Expired - Fee Related
- 1999-04-07 HU HU0101516A patent/HU224996B1/hu not_active IP Right Cessation
- 1999-04-07 EP EP99945701A patent/EP1072131B1/de not_active Expired - Lifetime
- 1999-04-07 TW TW088105499A patent/TW412900B/zh not_active IP Right Cessation
- 1999-04-07 US US09/673,066 patent/US6603824B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1999-04-07 DE DE59912397T patent/DE59912397D1/de not_active Expired - Lifetime
- 1999-04-07 WO PCT/DE1999/001041 patent/WO1999053659A1/de not_active Ceased
- 1999-04-07 PL PL343163A patent/PL190999B1/pl not_active IP Right Cessation
- 1999-04-07 ES ES99945701T patent/ES2245120T3/es not_active Expired - Lifetime
- 1999-04-07 JP JP2000544101A patent/JP4215396B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| HUP0101516A3 (en) | 2003-05-28 |
| US6603824B1 (en) | 2003-08-05 |
| CN1139231C (zh) | 2004-02-18 |
| SK14602000A3 (sk) | 2001-07-10 |
| JP4215396B2 (ja) | 2009-01-28 |
| PL343163A1 (en) | 2001-07-30 |
| SK286543B6 (sk) | 2008-12-05 |
| ES2245120T3 (es) | 2005-12-16 |
| JP2002511705A (ja) | 2002-04-16 |
| CZ298830B6 (cs) | 2008-02-20 |
| PL190999B1 (pl) | 2006-02-28 |
| CN1295750A (zh) | 2001-05-16 |
| BR9909520A (pt) | 2000-12-12 |
| KR100616762B1 (ko) | 2006-08-31 |
| EP1072131A1 (de) | 2001-01-31 |
| DE19815701A1 (de) | 1999-10-14 |
| RU2224380C2 (ru) | 2004-02-20 |
| KR20010042477A (ko) | 2001-05-25 |
| TW412900B (en) | 2000-11-21 |
| DE59912397D1 (de) | 2005-09-15 |
| HU224996B1 (en) | 2006-05-29 |
| WO1999053659A1 (de) | 1999-10-21 |
| AU743126B2 (en) | 2002-01-17 |
| HUP0101516A2 (hu) | 2001-09-28 |
| AU4255699A (en) | 1999-11-01 |
| EP1072131B1 (de) | 2005-08-10 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US7418028B2 (en) | Agile RF band OFDM spread spectrum and cross-correlated systems | |
| US7426248B2 (en) | Receivers and demodulators for TDMA and other modulated systems | |
| RU2235435C2 (ru) | Способ оценки отношения "сигнал-шум" цифровых несущих в системе широковещательной передачи цифровых аудиосигналов, совместимых с амплитудно-модулированными сигналами | |
| US7483492B2 (en) | GMSK and OFDM nonlinearly and linearly amplified cellular and wireless networks | |
| US5111483A (en) | Trellis decoder | |
| AU739837B2 (en) | A data transmission/reception unit | |
| EP1104604A1 (en) | Efficient spectral saving fqpsk and fqam signal transmission and reception systems | |
| JPH05501189A (ja) | 時間領域パイロット成分を有する通信信号 | |
| US5600676A (en) | Modulation scheme with low envelope variation for mobile radio by constraining a maximum modulus of a differential phase angle | |
| CZ20003656A3 (cs) | Způsob k demodulaci nosné vlny modulované digitálním řetězcem symbolů | |
| CA2474897C (en) | Gaussian fsk modulation with more than two modulation states | |
| JP2002544685A (ja) | 位相変調信号のサンプリングクロックを制御する方法及び回路構成 | |
| Ahmad et al. | DSP implementation of a preambleless all-digital OQPSK demodulator for maritime and mobile data communications | |
| Zook et al. | Adaptive wireless communication signaling algorithms for differential amplitude phase shift keying in fading channels | |
| JPH07170306A (ja) | 復調装置 | |
| Zhuang et al. | Adaptive soft-decision feedback equalization for indoor radio communications using trellis-coded CPFSK |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| MM4A | Patent lapsed due to non-payment of fee |
Effective date: 20140407 |