SK14602000A3 - Spôsob na demoduláciu nosnej vlny modulovanej digitálnym reťazcom symbolov - Google Patents
Spôsob na demoduláciu nosnej vlny modulovanej digitálnym reťazcom symbolov Download PDFInfo
- Publication number
- SK14602000A3 SK14602000A3 SK1460-2000A SK14602000A SK14602000A3 SK 14602000 A3 SK14602000 A3 SK 14602000A3 SK 14602000 A SK14602000 A SK 14602000A SK 14602000 A3 SK14602000 A3 SK 14602000A3
- Authority
- SK
- Slovakia
- Prior art keywords
- pulse
- flank
- symbol
- flanks
- received
- Prior art date
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 36
- 238000004422 calculation algorithm Methods 0.000 claims abstract description 15
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 6
- 238000001514 detection method Methods 0.000 abstract description 7
- 230000007704 transition Effects 0.000 abstract description 4
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 13
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 3
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 2
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 2
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 1
- 238000009795 derivation Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000002045 lasting effect Effects 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/06—DC level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/06—DC level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection
- H04L25/069—DC level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection by detecting edges or zero crossings
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/233—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation
- H04L27/2332—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation using a non-coherent carrier
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Error Detection And Correction (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
Description
Spôsob k demodulácii nosnej vlny modulovanej digitálnym reťazcom symbolov
Oblasť techniky
Vynález sa týka spôsobu modulovanej digitálnym reťazcom ktorý je zaťažený šumom, pričom možných prechodov medzi dvomi symbolmi pamäti (referenčné boky impulzov) a k demodulácii nosnej vlny symbolov, prenášané kanálom, ideálne tvary bokov impulzov sú známe a sú uložené v prijatý bok impulzu sa vzorkuje a digitalizuje so vzorkovacou frekvenciou, ktorá je mnohonásobkom frekvencie reťazca symbolov.
Doterajší stav techniky
K prenosu dátových paketov sa používa najmä spojitá fázová modulácia (CPM - Continuous Phase Modulation). Pritom rozdielnou polohou fáze sa môže prenášať viacej, napríklad štyri rôzne symboly. Pretože modulácia pravouhlými impulzami vždy jednej dĺžky symbolu by viedla k veľmi širokému špektru, používa sa často modulácia impulzami, ktoré sa vzťahujú na dĺžku trvania dvoch symbolov, a tiež kosinusového tvaru k zamedzeniu strmých bokov impulzov. Takáto modulácia sa tiež označuje ako 2RC-CPM.
Z konferenčnej správy
K. - Tietgen : Numerical Modulation Methods Applied in the FD/TDMA systém S 900 D (Metódy digitálnej modulácie použité v FD/TDMA systému S 900 D), Second Nordic Seminár on Digital Land Mobile Rádio Communications (Druhý severský seminár o digitálnych pozemných mobilných rádiových komunikáciách). Stockholm, 1986 je známe, že k modulácii sa nepoužívajú samotné symboly, ale digitálne sa modulujú známe boky impulzov medzi dvomi po sebe nasledujúcimi symbolmi.
Obr. 1 uvádza blokové schéma vysielača, ktorý sa hodí k použitiu známeho spôsobu. Sivo podložené časti systému pracujú pritom pri vysokej synchronizácii systému.
Obr. 2 uvádza pre štvorhodnotovú symbolickú abecedu mysliteľné boky impulzov pri prechode vždy od jedného symbolu reťazca symbolov, ktorý má byť prenesený, k ďaľšiemu symbolu. Myšlienka známeho modulačného spôsobu spočíva teda v popísaní okamžitej frekvencie (t.j. fáza derivovaná podľa času) (napríklad ) štvorstupňového signálu pri tvorení impulzov dĺžky 2T ako k sebe radených šestnástich možných bokov impulzov fN(t) dĺžky T. Miesto vyslania prekrývajúceho sa posunutého elementárneho impulzu ^±d(i)g(t-iT) sa teda môže tiež priamo vyslať neprekrývajúci sa reťazec bokov symbolov £±f (t-iT), pričom vždy susedné symboly d(i) a d(i+l) rozhodujú, ktorý zo šestnástich mobkov impulzov je vyslaný v intervale iT—t ~(i+
1)T.
Takýto spôsob je v citovanej literatúre označený ako CP-4FSK. Aby sa zjednodušilo porovnanie s iným spôsobom, je ďalej označený ako Num2RC 4st, odvodený zo štvorstupňového spôsobu, u ktorého je digitálne modulovaný a tvary bokov impulzov sú založené na použití raised cosinus trvajúcom dva symboly.
K príjmu tak modulovaného reťazca dát je v seminárnej práci
D.E. Pfitzmann a H.-P. Ketterling A new CP-4FSK sampling Demodulator for the FD/TDMA System S 900 D (Nový vzorkovací demodulátor CP-4FSK pre FD/TDMA systém S 900
D), Second Nordic Seminár on Digital Land Mobile Rádio Communications (Druhý severský seminár o digitálnych pozemných mobilných rádiových komunikáciách), Stockholm, 1986» navrhnutý prijímač. Rovnaký prijímač je tiež známy tiež z DE 36 28 993 C2.
Činnosť tam popísaného prijímača je spôsobom podľa druhu. Tam popísaným prijímačom sa prijatý bok impulzu vzorkuje a digitalizuje so vzorkovacou frekvenciou, ktorá je mnohonásobkom frekvencie reťazcov symbolov. V popísanom príklade sa vzorkuje medzi dvomi symbolmi napríklad šestnásťkrát. Digitalizované hodnoty sa medzi sebou porovnávajú a pri malých odchýlkach dvoch po sebe nasledujúcich hodnôt sa uzavrú na strede symbolu. Vytvorením stredných hodnôt po sebe nasledujúcich hodnôt sa skúša vylúčiť vplyv šumu.
Klasické spôsoby príjmu prípadne demodulácie spojitej fázovej modulácie (CPM) sa označujú ako discriminator Integrate 2? Dump. V ďalšom preto pri použití tvaru boku signálu raised cosinus, trvajúceho dve dĺžky symbolu, sa použije označenie 2RCdsI^-D, v danom prípade doplnené o dodatok 2st (t.j. dvojstupňový, dva symboly) alebo 4st (t.j. štvorstupňový, štyri symboly).
Všeobecne je u prijímača žiadúce, aby každý jednotlivý symbol bol prijatý s väčšou istotou. V klasickom spôsobe prijmú spojitej fázovej modulácie (CPM) je nutné filtrovať signál zašumený reálnym prenosovým kanálom. Zvyčajné filtre pracujú ako integrátory, napríklad cez dve dĺžky symbolov, aby sa zo šumu vytvorila stredná hodnota. U uvedených tvarov signálov 2RC dochádza integráciou k interferenciám medzi symbolmi, skrátene ISI (Intersymbol - Interferenzen). K zabráneniu interferencie medzi symbolmi je známe použitie Viterbiho algoritmu na prijatý reťazec symbolov. Pritom je nevýhodná veľká potreba výpočtov, ktorá kladie na hardware zodpovedajúce veľké nároky.
Podstata vvnálezu
Základnou úlohou vynálezu je preto uviesť spôsob demodulácie, ktorý, ak sa vychádza zo spôsobu podľa druhu, pri čo možno rovnako dobrej majú konštrukčné náklady na že by sme sa vzdali výhod (CPM), ako je malá zložitosť a rozhodujúci význam, čo bolo práve umožňuje malú potrebu výpočtov chybovosti. Týmto spôsobom sa prijímač zjednodušiť, beztoho, spojitej fázovej modulácie kompaktné spektrum, ktoré má uvedené, s ohľadom na dobré využitie šírky pásma.
Riešenie úlohy sa podľa vynálezu vyznačuje tým, že k detekcii prijatého a vzorkovaného boku impulzu sa použijú všetky vzorkované hodnoty k vytvoreniu vždy euklidovských vzdialeností k aspoň dvom referenčným bokom impulzov a že sa vyberie referenčný bok impulzu s najmenšou euklidovskou vzdialenosťou.
a porovnané rozhodnutie vzdialenosť je
V porovnaní s popísanými klasickými prijímačmi je pri takomto demodulačnom spôsobe stredom detekcie odhad priechodových bokov impulzov medzi symbolmi miesto odhadu týchto symbolov. Tieto boky impulzov sú viackrát prevzorkované pôvodnými bokmi impulzov. Potom nasleduje prospech takýchto bokov impulzov, ktorých v euklidovskom zmysle od prijatých bokov impulzov najmenšia. Toto rozhodnutie nasleduje podľa bokov impulzov nezávisle na susedných bokoch impulzov, preto rozhodovacia hypotéza nezaručuje nutne spojitú deriváciu fáze signálov spojitej fázovej modulácie (CPM).
Výhodné je ďalšie uskutočnenie podľa vynálezu, u ktorého je spojitá fáza.
Podľa vynálezu je preto výhodne zaistené, že na rade po sebe nasledujúcich bokov impulzov sa použije Viterbiho algoritmus, pričom sa spracujú práve sa vyskytujúce euklidovské vzdialenosti prijatého boku impulzu v jednej dĺžke symbolu od referenčných bokov impulzov ako výdaja vo vetvi mriežky Viterbiho algoritmu.
Vlastnosti spojitej fázovej modulácie (CPM) tak umožňujú vyrovnať dátový signál veľmi účinne.
Predložený najvierohodnejši odhad (Maximum - Likehood Schätzung) prijatého reťazca dát použitím Viterbiho algoritmu nie na reťazec symbolov, ale na prijaté boky impulzov, vedie k tomu, že sa môže použiť model, ktorého počet stavov je oproti klasickému vyrovnávaču o činiteľ M menší. Pritom M označuje stupňovitosť signálu. Preto môže byť požadovaná potreba výpočtov udržaná nízka, čím stúpa atraktívnosť realizácie hardwaru, ako to bude ešte popísané ďalej.
Prehľad obrázkov na výkresoch
Vynález je ďalej bližšie vysvetlený pomocou výkresov. Výkresy uvádzajú :
obr. 1 - blokové schéma vysielača s digitálnou moduláciou digitálneho reťazca symbolov na nosnej vlne.
obr. 2 - znázornenie mysliteľných bokov impulzov medzi dvomi po sebe nasledujúcimi symbolmi pri použití impulzu 2RC a štvorstupňovej abecedy (Num2RC 4st).
obr. 3 - blokové schéma prijímača podľa vynálezu.
obr. 4 - tabuľku analogickú k obrázku 2 pre dvojstupňovú moduláciu.
t.
·· ···· ·· ···· ·· ··· ·· ··· • ···· · · · · · • · ···· ···· ·· ··· ·· ·· ·· obr. 5 - znázornenie referenčného boku impulzu, skutočného prijatého boku impulzu a tiež segmentu mriežky s priradenými výdajmi.
obr. 6 - krivka chybovosti symbolu (SER - Symbol Error Rate ) pre dvojstupňovú Num2RC bez a s Viterbiho detekciou.
obr. 7 - porovnanie k obrázku 6 pre štvorstupňovú Num2RC bez a s Viterbiho detekciou.
obr. 8 - porovnanie pre dvojstupňový prípad spôsobu podľa vynálezu s Viterbiho detekciou bokov impulzov a klasického spôsobu demodulácie spojitej fázovej modulácie (CPM) (IntegratertOump).
obr. 9 - porovnanie k obrázku 8 pre štvorstupňový prípad
Príklady uskutočnenia vynálezu
Obrázok 1 uvádza samotný o sebe známy vysielač pre digitálnu moduláciu digitálneho reťazca symbolov. Model
| základného | pásma | vysielača sa | skladá | zo sériového - |
| paralelného | meniča | 1, prehliadacej | tabuľky | 2, v ktorej |
| je v podstate | uložený obsah | obrázku | 2 a z |
modulátoru 3 frekvenčnej modulácie základného pásma.
Štvorstupňový signál sa získa zo vstupného toku bitov zhrnutím vždy dvoch bitov. Oneskorením ľ/ aby sa adresovala dĺžka symbolu, sa obdržia celkom štyri bity prehliadacej tabuľky 2 znázornenej na obrázku 1 a šestnásť priechodov (t) symbolov znázornených na obrázku 2. Počet podporných bodnôt je voľne voliteľný, v opisu známeho stavu techniky je ich
7·.
·· ···· • · • ··· ·· ···· • · fl ·· ··· • · • · • · • · ·· navrhnutých šestnásť. Tento počet je kompromisom, pretože na jednej strane je žiadúci veľký počet podporných hodnôt, aby sa dosiahlo dobrého určenia strednej hodnoty šumu, na druhej strane však malý počet udržuje malú potrebu výpočtov. Sivo sú podložené časti vysielača, ktoré pracujú pri vysokej synchronizácii systému.
Obrázok 3 uvádza prijímač podľa vynálezu.
Model priepusti frekvenčnej potlačením detektoru 6 meniča 7, základného pásma sa skladá zo spodnej obdmezujúcej pásmo, demodulátoru 5 modulácie (FM) základného pásma s parazitnej amplitúdovej modulácie (AM), bokov impulzov a sériového paralelného za ktorým nasleduje v modele 8 výpočet odstupu bokov impulzov. Na modul 8 je pripojený Viterbiho detektor 9, na ktorý je pripojený zberač 10 symbolov. Časti prijímača, ktoré pracujú pri vysokej synchronizácii systému sú zase podložené sivo.
V detektori 6 bokov impulzov nasleduje podľa vynálezu spôsobom vychádzajúcim z bokov impulzov určenie takého boku impulzu, ktorý zodpovdá s najväčšou pravdepodobnosťou vyslanému boku impulzu.
Obrázok 4 uvádza vo forme tabuľky dvojstupňový prípad na mysliteľných bokov impulzov, ktorý je uvedený ako základ pre uvažovanie na obrázku 5. Rozšírenie na štvorstupňový alebo ešte viacejstupňový prípad prebieha analogicky bez obmedzenia obecnosti.
Obrázok 5 uvádza v ľavom diagrame plnou čiarou prijatý zašumený bok impulzu a čiarkované jeden z ·· ···· ·· ···· ·· ··· ·· ···· • · ··· · · · · referenčných bokov impulzu podľa obrázku 4 (Num 2 RC 2st). Použije sa napríklad šestnásť hodnôt určiteľných podľa vynálezu pre každý bok impulzu, aby sa vytvoril súčet kvadratických odchýľok (euklidovský rozdiel). Podľa najmenšieho euklidického rozdielu (pravá strana na obrázku 5) sa identifikuje referenčný bok impulzu, ktorý zodpovedá s najväčšou pravdepodobnosťou vyslanému boku impulzu. Každý jednotlivý detekovaný bok impulzu určuje vždy dva dátové symboly: východzí a koncový symbol.
Podľa jedného predtým uvedeného príkladu uskutočnenia vynálezu sa pamätá na to, aby sa zaistila stálosť detekovaných priechodov symbolov estimátorom najvierohodnejšieho reťazca (t. j. zvlášť za pomoci Viterbiho detektora 9_). Podľa vynálezu sú preto ako výdaje pre Viterbiho algoritmus použité vzdialenosti prijatého boku impulzu ku všetkým platným referenčným bokom impulzov tak, ako je to znázornené na obrázku 5 na pravej strane pomocou segmentu mriežky. Viterbiho detektor 9 používa nasledujúce parametre : hĺbka mriežky zodpovedá stupňovitosti M2, signálu (tvorba impulzu 2RC : Pamätanie si dĺžky trvania symbolu), počet prechodov je M. Dĺžka cesty spojenia by sa podľa toho mala voliť - 5 symbolov.
Na znázrnenie dejov je bez obmedzienia obenosti nasledujúci opis obmedzený na dvojstupňový prípad.
Prechody stavov a pritom generované boky impulzov sú znázornené v tabuľke podľa obrázku 4. Výpočet súčtových výdajov na cestu prebieha zvyčajným spôsobom: V každom aktuálnom stave sa výdaje na cestu vyrátajú z čiastok výdajov vo vetviach mriežkového diagramu, ktoré
9.
·· ···· ·· ···· ·· ··· ·· · ··· • · ··· · · · · · vedú k tomuto stavu a jeho pôvodu. Určí sa minimum a uloží sa do pamäti vetvy, ktorá je jeho základom. Čiastky výdajov v jednotlivých vetviach segmentu mriežky sa vyrátajú, ako bolo práve uvedené, ako vzdialenosti aktuálne prijatého a zašumeného boku impulzu k zodpovedajúcim bokom impulzov, ktoré sa určia z modelu.
Vzdialenosti prijatého boku impulzu k možným bokom impulzov sa s výhodou vyrátajú ako súčet kvadratických odchýľok (euklidická vzdialenosť). Je však tiež mysliteľné, že sa použije súčet absolútnych odchýľok alebo tiež iné hodiace sa kalibrácie.
Výpočet čiastok výdajov boku impulzu bude vysvetlený na číselnom príklade. Obrázok 5 uvádza bok impulzu -1^1 podľa tabuľky na obrázku 4, ktorý je dôsledkom rušenia zkreslený. Vzdialenosti ku všetkým možným referenčným bokom impulzov sú vynesené k zodpovedajúcim bokom impulzov, a tak pravá polovica obrázku znázorňuje segment mriežky príslušný k tomuto prijatému boku impulzu. „Vzdialenosť“ prijatého boku impulzu je od boku impulzu - 1 =>1 najmenšia, a preto toto znázorňuje v tomto segmente mriežky najvhodnejšiu vetvu.
Po priechode všetkými segmentami mriežky nasleduje rozhodnutie pre cestu v štruktúre mriežky tak, ako je to zvyčajné: Vyberie sa cesta s minimálnymi výdajmi, t. j. cesta, ktorej je prijatý reťazec bokov impulzov najbližší. Z symboly pomocou rozhodnutej cesty sa potom získajú modelu. Rozdiel oproti známemu
Viterbiho algoritmu je treba vidieť v tom, že Viterbiho algoritmus sa nepoužije na reťazec symbolov, ale na ···· ·· • · · • 9
9 ήο.
···· • · · • 9 999 • · ·
9 reťazec bokov impulzov. Vlastnou redundanciou systému, ktorá je založená na tom, že dva susedné boky impulzov majú vždy spoločný jeden symbol, sa zreteľne zmenší potreba výpočtov. Pri použití klasického Viterbiho vyrovnávača sa môže síce pri použití pri reťazci symbolov tiež vylúčiť interferenia medzi symbolmi, ale zväčší sa dĺžka pamäti, ku ktorej sa má priezrať, na dve dĺžky symbolu, čo vedie k M-násobnéu zväčšeniu počtu stavov a tým k drastickému zväčšeniu potreby výpočtov. Oproti tomu je potreba výpočtov pri spôsobe podľa vynálezu prípadne pri prijímači Num2RC menšia o činiteľa M.
V štvorstupňovom prípade napríklad pri demodulácii Num2RC podľa vynálezu s Viterbiho detekciou je v porovnaní s klasickým spôsobom príjmu spojitej fázovej modulácie (CPM) nutná potreba výpočtov iba štvrtinová.
Obrázky 6 až 9 uvádazajú výhody, ktoré sú umožnené spôsobom podľa vynálezu.
Obrázok 6 uvádza porovnanie demodulačného spôsobu ( Num2RC 2st ) podľa vynálezu s rovnakým spôsobom s dodatočným použitím Viterbiho algoritmu na reťazce bokov impulzov podľa obrázku 5 (Num2RC 2st vit).
Obrázok 7 uvádza analogické porovnanie pre štvorstupňový prípad. Na zvislej osi je vždy vynesená chybovosť symbolov (SER).
Porovnanie obrázku 6 a obrázku 7 ukazuje, že práve pri štvorstupňovom prípade sa dá pozorovať zreteľný pokles chybovosti.
·· ····
41.
·· ···· • · • ··· ·· • · · · · · • · · · · • · · ···· ·· ·· ··· ·· ·· ·· ·
Obrázky 8 a 9 ukazujú porovnanie spôsobu podľa vynálezu s dodatočnou Viterbiho detekciou prijatých bokov impulzov s klasickým spôsobom demodulácie spojitej fázovej modulácie (SPM), pri ktorej sa uskutoční integrácia cez interval symbolu, tj. tzv. „Integrate oO Dump, aby sa určila stredná hodnota šumu kanálu, pričom na zistené symboly sa dodatočne použije Viterbiho algoritmus, aby sa identifikoval najpravdepodobnejší reťazec symbolov a aby sa zmenšila interferencia medzi symbolmi (ISI).
Obrázky ukazujú, že chybovosť spôsobu podľa vynálezu ako v dvojstupňovom, tak v štvorstupňovom spôsobe, je nebadateľné horšia. Pritom je však si potrebné všimnúť, že pri dvojstupňovom prípade podľa obrázku 8 je potreba výpočtov iba polovičná, zatiaľ kým pri štvorstupňovom prípade podľa obrázku 9 je nutná iba štvrtina potreby výpočtov.
Najmä v štvorstupňovom prípade je preto pri použití spôsobu podľa vynálezu možná konštrukcia prijíača, ktorá vystačí s podstatne menšou potrebou hardwaru, a preto je pre výrobu cenovo výhodnejšia.
| • · • • | • • | ···· • ··· | • · • • | • • | aaaa • • | • a | a a | |
| • • | a a | |||||||
| • | • | • | • | • | • ä | • | a | |
| ·· | ··· | ·· | ·· | • a | a a |
Zoznam vzťahových značiek sériovo paralelný menič 1 tabuľka 2 modulátor 3 spodná priepust 4 demodulátor 5 detektor 6 bokov impulzov sériovo paralelný menič 7 modul 8 na výpočet odstupu bokov impulzov Viterbiho detektor 9 (Viterbi-Algorithmus) zberač 10 symbolov (S/P) (LUT) (FM Mod) (TP) (Flankenerkennung) (θύν/ρ)
Claims (6)
1. Spôsob k demodulácii nosnej vlny modulovanej digitálnym reťazcom symbolov prenášanej kanálom, ktorý je zaťažený šumom, pričom ideálne tvary bokov impulzov možných priechode·'·' medzi dvomi impulzami sú známe a sú uložené v pamäti (referenčné boky impulzov) a prijatý bok impulzu sa vzorkuje a digitalizuje pri vzorkovacej frekvencii, ktorá je mnohonásobkom frekvencie reťazca symbolov vyznačujúci sa tým, že k detekcii prijatého a vzorkovaného boku impulzu sa použijú všetky vzori-w.™' hodnoty k vytvoreniu vždy euklidovských vzdialeností k aspoň dvom referenčným bokom impulzov a že sa vyberie referenčný bok impulzu s najmenšou euklidovskou vzdialenosťou.
2. Spôsob podľa nároku 1 vyznačujúci sa tým. že na počet po sebe nasledujúcich bokov sa použije Viterbihu algor) , pričom sa spracujú práve sa vyskytujúce euklidovské vzdialenosti prijatého boku impulzu jednej dĺžky synLoiu oé referenčných bokov impulzu ako výdaja vo vetvi mriežky Viterbiho algoritmu.
3. Spôsob podľa nároku 1 alebo 2 vyznačujúci sa týra, že pri vzorkovacej frekvencii n/T a stupňovitosti signálu M sú referenčné boky impulzov popísané celkom nM2 hodnotami uloženými do pamäti.
4. Spôsob podľa jedného z predchádzajúcich nárokov vyznačujúci sa tým, že nasleduje modulácia ako spojitá fázové modulácia (CPM).
5. Spôsob podľa nároku 4 vyznačujúci sa tým, že modulácia, zahŕňa digitálne vytvorenie derivácie a fáze kosinusovéhc signálu (2RC-CPM) rozprestierajúceho sa cez dve dĺžky symbolov.
- η.
6. Spôsob podľa jedného z predchádzajúcich nárokov vyznačujúci sa tým, že hĺbka mriežky Viterbiho algoritmu zodpovedá stupňovitosti M signálu = M).
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE19815701A DE19815701A1 (de) | 1998-04-08 | 1998-04-08 | Verfahren zum Demodulieren einer mit einer digitalen Symbolfolge modulierten Trägerwelle |
| PCT/DE1999/001041 WO1999053659A1 (de) | 1998-04-08 | 1999-04-07 | Verfahren zum demodulieren einer mit einer digitalen symbolfolge modulierten trägerwelle |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| SK14602000A3 true SK14602000A3 (sk) | 2001-07-10 |
| SK286543B6 SK286543B6 (sk) | 2008-12-05 |
Family
ID=7863955
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| SK1460-2000A SK286543B6 (sk) | 1998-04-08 | 1999-04-07 | Spôsob demodulácie nosnej vlny modulovanej digitálnym reťazcom symbolov |
Country Status (16)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6603824B1 (sk) |
| EP (1) | EP1072131B1 (sk) |
| JP (1) | JP4215396B2 (sk) |
| KR (1) | KR100616762B1 (sk) |
| CN (1) | CN1139231C (sk) |
| AU (1) | AU743126B2 (sk) |
| BR (1) | BR9909520A (sk) |
| CZ (1) | CZ298830B6 (sk) |
| DE (2) | DE19815701A1 (sk) |
| ES (1) | ES2245120T3 (sk) |
| HU (1) | HU224996B1 (sk) |
| PL (1) | PL190999B1 (sk) |
| RU (1) | RU2224380C2 (sk) |
| SK (1) | SK286543B6 (sk) |
| TW (1) | TW412900B (sk) |
| WO (1) | WO1999053659A1 (sk) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8259862B2 (en) * | 2009-12-14 | 2012-09-04 | Issc Technologies Corp. | Receivers and symbol decoders thereof |
| CN102571113B (zh) * | 2010-12-30 | 2014-10-01 | 创杰科技股份有限公司 | 接收机及其符号解码方法 |
Family Cites Families (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| SU832763A1 (ru) * | 1979-02-23 | 1981-05-23 | Куйбышевский Электротехническийинститут Связи | Способ демодул ции дискретныхСигНАлОВ |
| DE3628993A1 (de) | 1986-08-26 | 1988-03-03 | Bosch Gmbh Robert | Verfahren zum demodulieren von digitalsignalen |
| US4873701A (en) * | 1987-09-16 | 1989-10-10 | Penril Corporation | Modem and method for 8 dimensional trellis code modulation |
| US5263033A (en) * | 1990-06-22 | 1993-11-16 | At&T Bell Laboratories | Joint data and channel estimation using fast blind trellis search |
| RU2102836C1 (ru) * | 1991-01-08 | 1998-01-20 | Поволжский институт информатики, радиотехники и связи | Способ демодуляции дискретных сигналов и устройство для его осуществления |
| GB2258123B (en) * | 1991-07-20 | 1994-12-07 | Northern Telecom Ltd | Signal processor |
| DE4408963A1 (de) * | 1994-03-16 | 1995-09-21 | Inst Rundfunktechnik Gmbh | Verfahren zum Verarbeiten eines seriellen, digitalen Datensignals |
| US5583889A (en) * | 1994-07-08 | 1996-12-10 | Zenith Electronics Corporation | Trellis coded modulation system for HDTV |
| US5629958A (en) * | 1994-07-08 | 1997-05-13 | Zenith Electronics Corporation | Data frame structure and synchronization system for digital television signal |
| JP3366128B2 (ja) * | 1994-09-30 | 2003-01-14 | 富士通株式会社 | ビタビ復号方式を用いた多値符号化信号の復号器 |
| IT1279114B1 (it) * | 1995-02-17 | 1997-12-04 | Cselt Centro Studi Lab Telecom | Procedimento per la ricezione di segnali affetti da interferenza intersimbolica e relativo dispositivo. |
| US6108517A (en) * | 1997-07-28 | 2000-08-22 | Ericsson Inc. | Methods and apparatus for joint demodulation of adjacent channel signals in digital communications systems |
| US6396254B1 (en) * | 1999-12-06 | 2002-05-28 | Cirrus Logic, Inc. | Read channel |
-
1998
- 1998-04-08 DE DE19815701A patent/DE19815701A1/de not_active Withdrawn
-
1999
- 1999-04-07 AU AU42556/99A patent/AU743126B2/en not_active Ceased
- 1999-04-07 CN CNB998047600A patent/CN1139231C/zh not_active Expired - Fee Related
- 1999-04-07 CZ CZ20003656A patent/CZ298830B6/cs not_active IP Right Cessation
- 1999-04-07 BR BR9909520-3A patent/BR9909520A/pt active Search and Examination
- 1999-04-07 SK SK1460-2000A patent/SK286543B6/sk not_active IP Right Cessation
- 1999-04-07 RU RU2000127712/09A patent/RU2224380C2/ru not_active IP Right Cessation
- 1999-04-07 KR KR1020007011096A patent/KR100616762B1/ko not_active Expired - Fee Related
- 1999-04-07 HU HU0101516A patent/HU224996B1/hu not_active IP Right Cessation
- 1999-04-07 EP EP99945701A patent/EP1072131B1/de not_active Expired - Lifetime
- 1999-04-07 TW TW088105499A patent/TW412900B/zh not_active IP Right Cessation
- 1999-04-07 US US09/673,066 patent/US6603824B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1999-04-07 DE DE59912397T patent/DE59912397D1/de not_active Expired - Lifetime
- 1999-04-07 WO PCT/DE1999/001041 patent/WO1999053659A1/de not_active Ceased
- 1999-04-07 PL PL343163A patent/PL190999B1/pl not_active IP Right Cessation
- 1999-04-07 ES ES99945701T patent/ES2245120T3/es not_active Expired - Lifetime
- 1999-04-07 JP JP2000544101A patent/JP4215396B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| HUP0101516A3 (en) | 2003-05-28 |
| US6603824B1 (en) | 2003-08-05 |
| CN1139231C (zh) | 2004-02-18 |
| CZ20003656A3 (cs) | 2001-01-17 |
| JP4215396B2 (ja) | 2009-01-28 |
| PL343163A1 (en) | 2001-07-30 |
| SK286543B6 (sk) | 2008-12-05 |
| ES2245120T3 (es) | 2005-12-16 |
| JP2002511705A (ja) | 2002-04-16 |
| CZ298830B6 (cs) | 2008-02-20 |
| PL190999B1 (pl) | 2006-02-28 |
| CN1295750A (zh) | 2001-05-16 |
| BR9909520A (pt) | 2000-12-12 |
| KR100616762B1 (ko) | 2006-08-31 |
| EP1072131A1 (de) | 2001-01-31 |
| DE19815701A1 (de) | 1999-10-14 |
| RU2224380C2 (ru) | 2004-02-20 |
| KR20010042477A (ko) | 2001-05-25 |
| TW412900B (en) | 2000-11-21 |
| DE59912397D1 (de) | 2005-09-15 |
| HU224996B1 (en) | 2006-05-29 |
| WO1999053659A1 (de) | 1999-10-21 |
| AU743126B2 (en) | 2002-01-17 |
| HUP0101516A2 (hu) | 2001-09-28 |
| AU4255699A (en) | 1999-11-01 |
| EP1072131B1 (de) | 2005-08-10 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5642384A (en) | Trellis coded modulation scheme with low envelope variation for mobile radio by constraining a maximum modulus of a differential phase angle | |
| US6606010B1 (en) | Quadrature vestigial sideband digital communications method | |
| US7123663B2 (en) | Coded digital modulation method for communication system | |
| Vitetta et al. | Maximum likelihood decoding of uncoded and coded PSK signal sequences transmitted over Rayleigh flat-fading channels | |
| US7072414B1 (en) | Gaussian minimum shift keying (GMSK) precoding communication method | |
| Makrakis et al. | Novel receiver structures for systems using differential detection | |
| EP0939525A1 (en) | Sequence estimation for CPM signals | |
| US5600676A (en) | Modulation scheme with low envelope variation for mobile radio by constraining a maximum modulus of a differential phase angle | |
| EP1872483B1 (en) | Low complexity system and method for efficient communication of (G)MSK signals | |
| Fonseka | Noncoherent detection with Viterbi decoding for GMSK signals | |
| US6278741B1 (en) | Timing recovery circuit in QAM modems | |
| SK14602000A3 (sk) | Spôsob na demoduláciu nosnej vlny modulovanej digitálnym reťazcom symbolov | |
| Ferrari et al. | On linear predictive detection for communications with phase noise and frequency offset | |
| JPH11514190A (ja) | Ｍ−ａｒｙ ＦＳＫ受信器 | |
| JP2007531421A (ja) | 低い信号対雑音比でｑａｍ信号を送信および受信する方法 | |
| KR100466544B1 (ko) | 디지털 오디오 방송 수신기의 ｏｆｄｍ 심벌 오류 교정방법 및 시스템 | |
| Sergienko | Reception of DPSK-QAM combined modulation in fast fading channels by searching over DPSK hypotheses | |
| Sari et al. | Trellis-coded constant-envelope modulations with linear receivers | |
| Fines et al. | Synchronization techniques for all digital 16-ary QAM receivers operating over land mobile satellite links | |
| Huang et al. | Multi-frequency DPSK modulation for long-range underwater acoustic communication | |
| Iwanami | A DSP DPLL demodulator with sequence estimator for CP-FSK signals in the presence of large Doppler shift | |
| Choi et al. | Compensating frequency drift in DPSK systems via baseband signal processing | |
| Cartwright et al. | An optimum hardware detector for constant envelope quadrature-quadrature phase-shift keying (CEQ/sup 2/PSK) | |
| JP4006690B2 (ja) | 復調装置及び復調方法 | |
| Zhou et al. | Coded reduced-bandwidth QAM with decision-feedback equalization |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| MM4A | Patent lapsed due to non-payment of maintenance fees |
Effective date: 20140407 |