DD206871A5

DD206871A5 - Digitale filteranordnung mit zwei ausgaengen

Info

Publication number: DD206871A5
Application number: DD82244674A
Authority: DD
Inventors: Alfonse Acampora
Original assignee: Rca Corp
Priority date: 1981-11-06
Filing date: 1982-11-08
Publication date: 1984-02-08
Also published as: SE8206172D0; DK494182A; JPH0342527B2; CS258461B2; KR840002795A; DE3240906A1; FI823708A0; FR2516322A1; FR2516322B1; JPS5887909A; US4524423A; DE3240906C2; GB2110496B; HK73589A; AU558853B2; GB2110496A; PT75758A; IT1205273B; ATA406882A; ZA828094B

Abstract

GEGENSTAND DER ERFINDUNG IST EIN DIGITALES FILTER, WELCHES ALS ANTWORT AUF EIN EINGUNGSSINGNALE ZWEI AUSGANGSSINGNALE MIT VERSCHIEDENEN CHARAKTERISTIKEN LIEFERT. DAS FILTER ENTHAELT EINE VERZOEGERUNGSEINRICHTUNG (100) MIT EINEM SCHIEBEREGISTER, DAS EINE VIELZAHL VON ANZAPFUNGEN AUFWEIST UND EINE GEGEBENE VERZOEGERUNG ZWISCHEN SEINEN AUSGANG HAT UND FERNER EINE UM MINDESTEN DIE HAELFTE DIESER VERZOEGERUNGZEIT VERZOEGERSZEIT VERZOEGERTE VERSION DES EINGANGSSINGNALS LIEFERT. DAS FILTER ENTHAELT FERNER MIT DEN ANZAPFUNGEN DES SCHIEBEREGISTER GEKOPPELTE SINGNALUEBERTRAGUNGSEINRICHTUNG (104-118), WELCHE DIE HINDURCHGEHENDES SIGNALE MIT BESTIMMTEN GEWICHT BEWERTEN. MIT DEN SINGNALKOPPELEINRICHTUNG 120-128)ZUR BILDUNG EINER SUMME BEWERTER ANZAPFUNGSINGNALE IN ZUSAMMENWIRKUNG MIT DEM SCHIEBEREGISTER GEKOPPELTEL. FRNER SIND ZWEI VEREINIGUNGSEINRICHTUNG (130, 140) VORGESEHEN, DEREN ERSTE DIE ERWAENTE SINGNALSUMME UND DAS VERZOEGERTE EINGANGSSINGNAL IN EINEM SINNE KOMBIENIERT, UM DAS ERSTE AUSGANGSSINGNAL DES FILTERS ZU LIEFERN, UND DEREN ZWEITE(140)DIE ERWAENTE SINGNALSUMME UND DAS VERZOEGERTE EINGANGSSINGNAL IM ANDEREN SINNE KOMBINIERT, UM DAS ZWEITE AUSGANGSSINGNAL DES FILTERS ZU LIEFERN.

Description

244674

Digitale Filteranordnung mit zwei Ausgängen

^An wen dungs geb.i et .der Erfindung :

Die Erfindung bezieht sich auf digitale Filteranordnungen und betrifft insbesondere ein digitales Filternetzwerk, welches an zugehörigen Ausgängen zwei Ausgangssignale liefert, die andere Frequenzcharakteristiken als das Eingangssignal haben

'Charakteristik der bekannten .technischen ..Lösungen :' In Fernsehempfängern, welche das Basisband-Videosignal in Digitalform verarbeiten, ist es häufig erwünscht, Signale, die einander angrenzende Frequenzbänder belegen, voneinander zu trennen. Wenn z.B. ein Videosignal über die gesamte Videobandbreite kammgefiltert wird, um die .mit ein ander verkämmten Leuchtdichte- und Farbartsignalkomponenten voneinander zu trennen, dann ist im niedrigfrequenten Teil des aus dem "Farbartkanal¹¹ des Kammfilters kommenden Signals auch eine gewisse Leuchtdichteinformation enthalten. Diese Leuchtdichteinformation, die für Vertikaldetails des Bildes bestimmend ist, muß anschließend vom höherfrequenten kammgefilterten Farbartsignal abgetrennt und mit dem kammgefilterten Leuchtdichtesignal wiedervereinigt werden. um ein voll restauriertes Leuchtdichtesignal zu erhalten. Beim NTSC-Femsehen reicht das Farbartsignal nach unten bis zu Frequenzen, die etwa 1,5 MHz unterhalb der Farbhilfsträgerfrequenz von 3,58 MHz liegen, und die Vertikaldetail-Infor-

mation ist in den unteren 1,0 MHz des aus dem Farbartkanal des Kammfilters kommenden Signals enthalten. Die Trennung der Leuchtdichte- und Farbartsignalkomponenten des Ausgangssignals des Farbartkanals kann an einer Stelle zwischen der oberen Frequenz des Vertikaldetailsignals, 1,0 MHz, und der unteren Frequenz des Farbartsignals von ungefähr 2,1 MHz erfolgen.

Eine Anordnung zum Trennen der Vertikaldetail-Information und der Farbartinformation am Ausgang des Farbart-Kammfilters ist in der US-Patentschrift 4 096 516 offenbart. In dieser Anordnung wird das Videosignal durch ein mit Daten-Abfragewerten arbeitendes System kammgefiltert, welches ein Kammfilter in CCD-Bauweise (ladungsgekoppelte Anordnung) enthält. Das kammgefilterte Farbartsignal am Ausgang des Farbart-Kammfilters wird durch zwei Filter getrennt, deren jedes konzentrierte frequenzselektive Filterelemente enthält. Ein Tiefpaßfilter mit einem Durchlaßbereich von 0 bis 1,5 MHz trennt die Vertikaldetailinformation von der Farbartinformation und koppelt erstere zum Leuchtdichtesignal am Ausgang des Leuchtdichte-Kammfilters. Ein Bandfilter koppelt bandgefilterte Farbartsignale vom Ausgang des Farbart-Kammfilters auf eine Farbartsignal-Verarbeitungseinheit.

6- Z ie I. . d er .Er f. in dun g. ι

In einem digitalen Fernsehempfänger, der die Leuchtdichte-' und Farbartsignale mittels eines digitalen Kammfilters voneinander trennt, ist es im Falle einer sich über das gesamte Band der Videofrequenzen erstreckenden Kammfilterung des Videosignals ebenfalls erwünscht, die Vertikaldetail-Information von der Farbartinformation zu trennen, um sie mit dem kammgefilterten Leuchtdichtesignal wiederzuvereinigen. Um die Anzahl der für die Trennung erforderlichen Schaltungselemente möglichst gering zu halten, ist es wünschenswert, ein einziges Filter zu verwenden, das einen Tiefpaßfilterausgang für die Vertikaldetailinformation und einen Bandfilterausgang für das Farbartsignal hat.

Darlegung ,des Wesens, .der Erfindung :,

Ί Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch eine Filteranordnung gelöst, wie sie im Patentanspruch 1 definiert ist. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in Unteransprüchen gekennzeichnet.

Ein erfindungsgemäßes Digitalfilter bildet aus einem Eingangssignal zwei Ausgangssignale, die andere Frequenzcharakteristiken als das Eingangssignal haben. Das Filter enthält eine Verzögerungseinrichtung, die auf das Eingangssignal anspricht. Die Verzögerungseinrichtung besteht aus einem Schieberegister mit einer Vielzahl von Anzapfungen und hat eine gegebene Verzögerungszeit vom Eingang zum Ausgang. Die Verzögerungseinrichtung liefert außerdem eine Version des Eingangssignals, die um mindestens die Hälfte der gegebenen Verzögerungszeit des Schieberegisters verzögert ist. Das Filter enthält außerdem eine mit den Anzapfungen des Schieberegisters verbundene Signalkopp el einrichtung, welche die durch sie laufenden Signale mit bestimmten Gewichten bewertet. Ferner ist im Filter eine Einrichtung vorgesehen, welche die von der Signalkopp eleinrichtung bewerteten Signale in Zusammenwirkung mit dem Schieberegister summiert. Das Filter enthält schließlich zwei Signalvereinigungsschaltungen, deren erste die Summe der bewerteten Anzapfungssignale in einem bestimmten Sinn mit dem verzögerten Eingangssignal kombiniert, um das erste Ausgangssignal zu erzeugen. Die zweite Signalvereinigungsschaltung kombiniert die Summe der bewerteten Anzapfungssignale mit dem verzögerten Eingangssignal in einem anderen Sinne, um das zweite Ausgangssignal zu erzeugen.

Bei einer ersten Ausführungsform ist nach den Prinzipien der Erfindung ein Filter "mit begrenzter Impulsanspräche" unter Verwendung bewerteter Ausgangsanzapfungen realisiert, um sowohl ein bandgefiltertes Ausgangssignal zur Übertragung der Farbartinformation als auch ein tiefpaßgefiltertes Ausgangssignal zur Übertragung der Vertikaldetailinformation zu liefern. Bei einer zweiten Ausführungsform ist nach den Prin-

zipien der Erfindung ein Filter mit begrenzter Impulsansprache unter Verwendung bewerteter Eingangsanzapfungen realisiert, um die gefilterten Ausgangssignale zu liefern. Filter mit "begrenzter Impulsansprache" werden üblicherweise auch mit der Abkürzung FIR-PiIter bezeichnet (von engl.:

"Finite Impulse Response"), fAu s fü.h run gsb ei spiele _:. *

Die Erfindung wird nachstehend an Ausführungsbeispielen anhand von Zeichnungen näher erläutert. 10

Fig. 1 zeigt in Blockform den das digitale Basisbandsignal verarbeitenden Teil eines Fernsehempfängers, der nach dem Prinzip der Erfindung arbeitet;

Fig. 2 zeigt in Blockform ein erfindungsgemäß aufgebautes FIR-FiIter mit bewerteten Ausgangsanzapfungen;

Fig. 3 ist eine detailiertere Blockdarstellung des FIR-Filters nach Fig. 2; .

Fig. 4- zeigt in Blockform ein erfindungsgemäß aufgebautes FIR-FiIter mit bewerteten Eingangsanzapfungen;

Figuren 5, 6 und 7 sind Frequenzgangkurven zur Veranschaulichung der Arbeitsweise der Ausführungsformen nach den Figuren 1 bis 4·.

Der in Fig. 1 in Blockform dargestellte Teil eines Fernseh-. empfängers verarbeitet Basisbandsignale in Digitalform gemaß den Prinzipien der vorliegenden Erfindung. Von einer Videosignalquelle 10, die z.B. ein Videodetektor im Fernsehempfänger sein kann, werden analoge Videosignale geliefert. Diese Videosignale werden einem Analog/Digital-Wandler 12 zugeführt, der sie in Digitalsignale umwandelt, z.B. in Form aufeinanderfolgender 8-Bit-Wörter. Bei des hier beschriebenen und den später zu beschreibenden Ausführungsformen der Erfindung stellen die breiten Pfeile in den Fi-

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guren Parallelleitungen dar, welche Digitalwörter aus jeweils einer Vielzahl von Parallelbits von einem Element zum anderen koppeln. Die Digitalsignale werden dem Eingang eines digitalen Kammfilters 14 zugeführt, welches die Signale in eine Leuchtdichtekomponente (Y) und eine Farbartkomponente (C) trennt. Das digitale Kammfilter 14 kann so aufgebaut sein, daß es in einer Weise arbeitet, wie sie in dem Aufsatz von John P. Rossi "Digital Television Image Enhancement" beschrieben ist, der veröffentlicht wurde in 84 SMPTE, Seiten 545-51 (1974).

Das abgetrennte Y-Signal wird über ein Verzögerungselement 16 auf einen Eingang eines Addierers 30 gegeben. Die VerzögerungszeitTdes Verzögerungselementes 16 ist im wesentlichen so groß bemessen wie die Verzögerung, die ein Vertikaldetailsignal in einem kombinierten Bandfilter- und Tiefpaßfilternetzwerk 20 erfährt. Das kombinierte Bandfilter- und Tiefρaßfiltern etζwerk ist zwischen den Farbartausgang (C-Ausgang) des Kammfilters 14 und einen zweiten Eingang des Addierers 30 geschaltet und liefert tiefpaßgefilterte Vertikaldetailinformation. Der Addierer 30 kombiniert diese Vertikaldetailinformation mit dem kammgefilterten Leuchtdichtesignal, um ein restauriertes Leuchtdichtesignal zu bilden. Dieses restaurierte Y-Signal wird auf den Eingang eines weiteren Addierers 32 gegeben.

Das kombinierte Bandpaß/Tiefpaß-Filter 20 liefert die Vertikaldetailinformation auch an den Eingang einer nichtlinearen Detailsignal-Verarbeitungseinheit 34. Die nichtlineare Verarbeitungseinheit 34 hat eine nichtlineare Übertragungskennlinie, wie sie in der Fig. 1 angedeutet ist. Eine nähere Beschreibung hierzu findet sich auf den Seiten 12-15 eines Aufsatzes von D.H. Pritchard: "A CCD Comb Filter for Color TV Receiver Picture Enhandement", der im Band 41 der RCA Review (März 1980), Seiten 3ff veröffentlicht ist. Die nichtlineare Verarbeitungseinheit 34 "schält" Signale niedriger Amplitude heraus, hebt Signale mittlerer Amplitude an und

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η ( » no λ η Q Π * Π /ι 9 ί-Ι

beschneidet oder dämpft Signale hoher Amplitude. Die Einheit 34 kann z.B. einen Speicher mit wahlfreiem oder direktem Zugriff (RAM-Speicher) aufweisen, wobei die-Übertragungskennlinie für die Vertikaldetailinformation eine Funktion von Daten im Speicher unter Steuerung eines Zentraleinheit (nicht dargestellt) ist. Die Einspeicherung neuer Daten in den Speicher kann während inaktiver Videointervalle wie z.B. in cen Vertikalaustastintervallen erfolgen, indem die Zentraleinheit eine Lese/Schreib-Steuerleitung 38 und RAM-Adressenleitungen 36 entsprechend ansteuert. Das verarbeitete Vertikaldetailsignal wird als Versteilerungssignal auf den anderen Eingang des Addierers 32 gegeben. Das versteuerte Y-Signal am Ausgang des Addierers 32 gelangt zu einer Leuchtdichtesignal-Verarbeitungsschaltung 40, die zur Modifizierung der Helligkeit und des Kontrastes des Leuchtdichtesignals beeinflußt werden kann. Das verarbeitete Leuchtdichtesignal Y' am Ausgang der Schaltung 40 wird auf einen Eingang einer Matrixschaltung 60 gegeben. Die Anordnung nach Fig. 1 enthält ferner eine Leuchtdichtesignal-Verarbeitungsschaltung 50, die eine Einrichtung zur Versteilerung des Farbartsignals und einen Demodulator für ein Farbmischungssignal enthalten kann, wie es in einer älteren Patentanmeldung (RCA 76 738) beschrieben ist, die auf die US-Prioritätsanmeldung Nr. 297,556 "Digital Color Television Signal Demodulator" vom 31. August 1981 zurückgeht. Die Farbartsignal-Verarbeitungsschaltung 50 liefert demodulierte "Farbmischungssignale", z.B. die Farbdifferenzsignale (B-Y)und (R-I) oder das I- und das Q-Signal. Diese Farbmischungssignale werden ebenfalls auf die Matrixschaltung 60 gegeben, worin sie mit dem Leuchtdichtesignal I¹ kombiniert werden, um die Signale R, G und B für die Farbanteile Rot, Grün und Blau zu liefern, die anschließend durch einen Digital/Analog-Wandler 54 in Analogform umgewandelt werden, um sie an eine Fernsehbildröhre (nicht dargestellt) zu legen.

In der Anordnung nach Fig. 1 dient das Bandpaß/Bandfilter-Netzwerk 20 dazu, die Vertikaldetailinformation, die im

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niedrigfrequenten Teil des vom Farbart-Kammfilter gelieferten Signals enthalten ist, von der Farbartinformation zu trennen, die im hochfrequenten Teil des vom Farbart-Kammfilter gelieferten Signals enthalten ist. Das Filternetzwerk 20 erzeugt bandgefilterte, von Leuchtdichtesignalkomponenten freie Farbartsignale zum Anlegen an die Farbartsignal-Verarbeitungsschaltung. Das Filternetzwerk 20 liefert außerdem an einem getrennten Ausgang die tiefpaßgefilterte Vertikaldetailinformation für den Leuchtdichtekanal, die frei von Farbartsignalresten ist, welche ansonsten zu einem "Punkt-Crawl" an Rändern des restaurierten Leuchtdichtesignals führen würden.

Ein Bandpaß/Bandfilter-Netzwerk, welches sich zur Verwendung in der Anordnung nach Fig. 1 eignet und gemäß den Prinzipien der vorliegenden Erfindung aufgebaut ist, ist in Fig.2 dargestellt. Das Netzwerk nach Fig. 2 bildet ein digitales PIE-PiIter (Filter mit begrenzter oder endlicher Impulsansprache), das mit Bewertung an Ausgangsanzapfungen arbeitet. Dieses Filter enthält ein angezapftes Schieberegister 100, Bewertungsschaltungen 102 bis 118 und eine Mehrzahl von Addierern 120 bis 140 in Tannenbaumanordnung.

Gemäß der Fig. 2 werden kammgefilterte Farbartsignale beispielsweise in Form von 8-Bit-Wörtern auf die erste Stufe des Schieberegisters 100 gegeben. Jede Stufe des Schieberegisters 100 kann ein Datenwort des Farbartsignals unter Steuerung durch ein Taktsignal vorübergehend speichern und weitergeben. Jede der mit 1 bis 21 bezeichneten Stufen des Schieberegisters 100 kann also gleichzeitig 8 Bits halten. Das Schieberegister 100 bewirkt vom Eingang der ersten Stufe bis zum Ausgang der letzten Stufe eine Verzögerung, die eine Funktion der Stufenanzahl und der Frequenz des Taktsignals ist, das die Signale durch das Register schiebt. Die Anordnung nach Fig. 2 bildet somit ein PIR-PiIter 21. Ordnung, welches Anzapfungen an den Ausgängen der Stufen 1, 5, 9, 11, 13, 17 und 21 hat.

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Die Bewertungsschaltungen 102 bis 118 sind mit den Ausgangsanzapfungen des Schieberegisters 100 gekoppelt und multiplizieren die Anzapfungssignale mit bestimmten Bruch-' koeffizienten, wie sie in der Figur eingeschrieben sind. Das FIR-FiIter hat eine Impulsansprache, die um die mittlere angezapfte Stufe 11 relativ konzentriert und symmetrisch ist. Signale von der Stufe 11 werden beim hier beschriebenen Beispiel durch die Bewertungsschaltung 102 mit dem Koeffizienten 1/2 gewichtet und dann auf den Eingang eines Addierers 130 und auf den Eingang einer Subtrahierschaltung 140 gegeben. Die Signale von den Stufen 9 und 13, die beide um zwei Stufen von der mittleren Stufe 11 entfernt liegen, werden durch jeweils eine Bewertungsschaltung 104 bzw. 114 mit dem Koeffizienten +(5/16) ge- wichtet und dann auf die Eingänge eines Addierers 120 gegeben. Signale von den Stufen 5 und 17, die beide um sechs Stufen von der mittleren Stufe entfernt liegen, werden durcl jeweils eine Bewertungsschaltung 106 bzw. 116 mit dem Koeff: ζientea -(5/64) gewichtet und dann auf die Eingänge eines Addierers 122 gegeben. Signale von den Stufen 1 und 21, die beide um zehn Stufen von der mittleren Stufe entfernt liegen, werden durch jeweils eine Bewertungsschaltung 108 bzw. 109 mit dem Koeffizienten +(1/64) gewichtet und dann auf die Eingänge eines Addierers 124 gegeben. Die symmetrische Lage der angezapften Stufen 1, 5, 9 und 13, 17, 21 und die symmetrische Bewertung dieser Stufen bezüglich der mittleren Stufe 11 geben diesem FIR-FiIter eine lineare Phasencharakteristik.

Die Ausgänge der Addierer 122 und 124 sind mit Eingängen eines Addierers 126 gekoppelt, der die ihm zugeführten Signale kombiniert und dessen Ausgang zu einem Eingang eines Addierers 128 führt. Der Addierer 128 kombiniert die vom Addierer 126 gelieferten Signale mit den vom Addierer 120 kommenden Signalen, und sein Ausgang ist mit einem Eingang des Addierers 130 gekoppelt. Der Addierer 130 kombiniert die im Addierer 128 summierten bewerteten Anzapfungssignale mit dem bewerteten Mittelanzapfungssignal und zeigt Tiefpaß

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verhalten an seinem Ausgang. Am Ausgang des Addierers 130 erscheinen also .tiefpaßgefilterte Vertikaldetailsignale.

Die kombinierten bewerteten Anzapfungssignale am Ausgang des Addierers 128 werden außerdem auf einen Eingang der Subtrahierschaltung 140 gegeben, worin sie mit dem bewerteten Mittelanzapfungssignal subtraktiv kombiniert werden. Die Subtrahierschaltung 140 zeigt dadurch an ihrem Ausgang eine Bandfilterkennlinie, die ein Komplement der am Ausgang des Addierers 130 wirksamen Tiefpaßkennlinie ist. Am Ausgang der Subtrahierschaltung 140 werden also bandgefilterte Farbartsignale geliefert. Auf diese Weise ist ein Filter realisiert, das sowohl eine Tiefpaßfilterung als auch eine Bandfilterung bewirkt.

Eine detailliertere Ausführungsform des FIR-Filters nach Fig. 2 ist in Fig. 3 dargestellt. Da die Gewichts- oder Bewertungskoeffizienten der Anordnung nach Fig. 2 alle einen Nenner haben, der eine Potenz von 2 ist, kann die Bewertung der Anzapfungssignale durch die in Fig. 3 gezeigte Technik der Stellenverschiebung und Addition erfolgen, so daß man keine Multiplizierschaltungen für die Gewichtung mit den Koeffizienten braucht. Da z.B. die Signale von den Registerstufen 9 und 13 beide mit dem gleichen Koeffizienten (5/16) bewertet werden, können diese Signale im Addierer 120 vor ihrer Bewertung addiert werden, wie es in Fig. 3 gezeigt ist. W_eil beim hier beschriebenen Beispiel jedes Anzapfungssignal eine Länge von 8 Bits hat, ist das Ausgangssignal des Addierers 120 ein 9-Bit-Wort. Dieses 9-Bit-Wort vom Ausgang des Addierers 120 wird auf den Wegen zu einem Addierer 158 einmal durch 16 dividiert, wie es durch den Block 154 angedeutet ist, und einmal durch 4, wie es durch den Block 156 angedeutet ist.

Bei der Dezimalrechnung ist die Division einer Zahl durch eine Potenz von 10 gleichbedeutend mit einer Stellenver-

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Schiebung des Kommas nach links oder einer Verschiebung der Ziffern der Zahl nach rechts. In ähnlicher Weise kann man sich in der Dualzahlen-Arithmetik die Division einer Zahl durch eine Potenz von 2 vorstellen entweder als Ver-Schiebung des Kommas nach links oder als Verschiebung der Bits der Zahl nach rechts. Das 9-Bit-Ausgangssignal des - Addierers 120 wird durch 16 geteilt, indem nur die vier höchstwertigen Bits dieses Ausgangssignals an die niedrigwertigen Bitpositionen eines Eingangs des Addierers 158 übertragen werden, so daß die Bits des Ausgangssignals um 4 Bits nach links verschoben werden. Eine Division durch 4 wird dadurch realisiert, daß die sieben höchstwertigen Bits des Ausgangssignals des Addierers 120 an die niedrigwertigen Bitpositionen eines zweiten Eingangs des Addierers 158 übertragen werden, so daß eine Verschiebung um 2 Bits nach links erfolgt. Der Addierer 158 addiert diese beiden Eingangswörter miteinander, um ein 8-Bit-Ausgangssignal zu erzeugen, welches die Summe des (1/16 plus 1/4-)-fachen, also des (5/16)-fachen der Werte der angezapften Signale ist. Dies ist der gewünschte Bewertungskoeffizient für die von den Stufen 9 und 13 abgezapften Signale.

In ähnlicher Weise werden die von den Registerstufen 5 17 abgezapften Signale in einem Addierer 122 summiert, der ein 9-Bit-Ausgangssignal liefert. Dieses Signal wird auf dem Wege zu den beiden Eingängen eines Addierers 160 einmal durch 64 und einmal durch 16 geteilt, wie es die Blöcke 162 und 164 andeuten. Der Addierer 160 liefert ein 6-Bit-Ausgangssignal, welches mit 5/64 gegenüber den abgezapften Signalen bewertet ist. Dieses Ausgangssignal wird in einer Invertierungsschaltung 170 invertiert und auf einen Eingang eines Addierers 126 gekoppelt, gemeinsam mit einem Binärwert "1" am Übertrag-Eingang. Die Signalinvertierung und das Bit am Übertrag-Eingang bedeuten eine Zweierkomplementbildung des Ausgangssignals vom Addierer 160, was in der Dualzahlen-Arithmetik das Minuszeichen für den Bewertungskoeffizienten liefert.

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Die Anζapfungssignale von den Schieberegisterstufen 1 und 21 werden im Addierer 124· summiert, und das Ausgangssignal dieses Addierers wird, wie im Block 166 angedeutet, durch 64 dividiert, indem die drei höchstwertigen Ausgangsbits des Addierers 124 weitergegeben werden, und zwar auf den zweiten Eingang des Addierers 126. Das Ausgangssignal des Addierers 126 wird auf einen Eingang des Addierers 128 gekoppelt, dessen anderer Eingang das Ausgangssignal des Addierers 158 empfängt. Der Addierer 128 liefert ein Ausgangssignal, welches die Summe der bewerteten Signale aller Schieberegisteranzapfungen mit Ausnahme der Mittelanzapfung 11 darstellt.

Das Ausgangssignal des Addierers 128 wird auf einen Eingang des Addierers 130 gegeben. Die sieben höchstwertigen Bits · des von der mittleren Stufe 11 abgezapften Signals werden auf den zweiten Eingang des Addierers 130 gekoppelt (also Division durch zwei, wie im Block 152 angedeutet). Der Addierer 130 zeigt also eine Tiefpaßcharakteristik an seinem Ausgang, an welchem die Vertikaldetailinformation des Eingangssignals geliefert wird.

Die sieben höchstwertigen Bits des von der mittleren Stufe 11 abgezapften Signals werden außerdem auf einen Eingang eines Addierers 180 gegeben. Das Ausgangssignal des Addierers 128 wird über eine Invertierungsschaltung 172 an den zweiten Eingang des Addierers 180 gelegt, zusammen mit einer "1" am Ubertrageingang. Die Invertierung des Ausgangssignals des Addierers 128 gemeinsam mit dem Übertrageingang bedeuten eine Zweierkomplementbildung des Ausgangssignals vom Addierer 128. Dies hat zur Folge, daß das Ausgangssignal des Addierers 128 im Addierer 180 vom bewerteten Mittelanzapfungssignal subtrahiert wird, wodurch der Addierer 180 an seinem Ausgang ein Bandpaßverhalten zeigt.

Am Ausgang des Addierers 180 erscheint also die bandgefilterte Parbartinformation.

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Die Wirkungsweise der Ausführungsformen nach den Figuren 2 und 3 läßt sich anhand der in den Figuren 5, 6 und 7 gezeigten Frequenzgangkurven verdeutlichen. Die Fig. 5 zeigt den am Ausgang des Addierers 128 wirksamen Frequenzgang 200, wenn das Schieberegister 100 durch ein Taktsignal einer Frequenz von 14-, 32 MHz taktgesteuert wird. Dieser Frequenzgang 200 hat im wesentlichen gleiche Amplitudenänderungen beidseitig eines mittleren Werts von O₁OO.

Wenn die bewerteten Signale von der mittleren Stufe 11 im Addierer 130 additiv mit den vom Addierer 128 erzeugten Signalen kombiniert werden, dann ergibt sich am Ausgang des Addierers 130 ein Frequenzgang, wie er in Fig. 6 dargestellt ist. Dies ist deswegen so, weil der Frequenzgang der Amplitude an der Mittelanzapfung (Stufe 11) flach ist mit einer konstanten Amplitude, die halb so groß wie die Spitze-Spitze-Amplitude der Kurve 200 nach Fig. 5 ist. Dieser halbhohe Amplitudenwert resultiert daraus, daß das Signal von der Mittelanzapfung mit dem Gewichtskoeffizienten 1/2 bewertet wird. Der Addierer 130 kombiniert also effektiv lie Frequenzgangkurve 200 mit einer flachen Fr equenzgangkurve von im wesentlichen der Hälfte ihrer relativen Amplitude, so daß die Frequenzgangkurve 200 um die Hälfte ihrer relativen Amplitude (d.h. um 0,50 Einheiten des Ordinatenmaßstabs der Fig. 5) nach oben verschoben wird. Das Ergebnis ist die Frequenzgangkurve 210 nach Fig.6, wo der Wert 0,00 in Höhe der tiefsten Stelle der Kurve liegt Damit bildet die Frequenzgangkurve 210 eine Tiefpaß-Filterkurve von 0 Hz bis zu einem 6-dB-P^unkt bei etwa 1,8 MHz

jO uid eine HOchpaß-FiIterkurve oberhalb etwa 5,2 MHz; dazwischen liegt ein Sperrbereich. Da jedoch der Videofrequenzbereich beim NTSC-F ern seh en nur bis etwa A-, 2 MHz reicht, sind im Fernsehempfänger innerhalb des Hochpaßbereichs des Frequenzgangs praktisch keine Signale vorhanden.

Der Tiefpaßteil des Frequenzgaügs definiert dann einen Durchlaßbereich für tiefpaßgefilterte Vertikaldetailsignale am Ausgang des Addierers 130.

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Wenn das Ausgangssignal des Addierers 128 im Addierer 180 nach Zweierkomplementbildung mit dem bewerteten Mittelanzapfungssignal kombiniert wird (bzw. in der Subtrahierschaltung 14-0 vom bewerteten Mittelanzapfungssignal subtrahiert wird), dann wird die Frequenzgangkurve 2OC nach Fig. 5 im wesentlichen um den mittleren Wert 0,00 invertiert. Die Kombination mit dem von der mittleren Stufe abgezapften, mit 1/2 bewerteten Signal hat die Wirkung, daß der Skalenwert 0,00 auf gleiche Höhe wie der tiefste Teil der inver- tierten Prequenzgangkurve zu liegen kommt, wie es in Fig.7 mit der Kurve 220 gezeigt ist. Die Frequenzgangkurve 220 bildet eine Bandfilterkurve mit einem Durchlaßbereich zwischen ungefähr 1,8 MHz und 5,2 MHz. Da das Farbart-Durchlaßband bei etwa 4-,I MHz endet, läßt der Addierer 180 (oder die Subtrahier schaltung 14-0) das Farbartsignal eines Fernsehempfängers im Durchlaßbereich von etwa 1,8 bis 4-,1 MHz durch.

Das Bandpaß Tiefpaß-Filternetzwerk der vorliegenden Erfindung kann auch als FIR-FiIter mit Eingangs-Anzapfungen realisiert werden, wie es in Fig. 4- gezeigt ist. Bei dieser Ausführungsform wird im FIR-FiIter ein 20-stufiges Schieberegister 302 verwendet, welches zwischen einzelnen 4—stufen-Segmenten jeweils einen eingefügten Addierer 320 bzw. 322 bzw. 326 bzw. 328 enthält. Dem Eingang der ersten Stufe des Schieberegisters 302 und den dazwischenliegenden Addierern werden bewertete oder gewichtete Eingangssignale zugeführt, die vom kammgefilterten Farbartsignal abgeleitet sind, das am Filtereingang 300 angelegt wird. Die Stufen des Schieberegisters werden durch ein gemeinsames Taktsignal taktgesteuert.

Das kammgefilterte Farbart-Eingangssignal wird dem Eingang der ersten Stufe und dem Eingang eines Addierers 330 über jeweils eine Bewertungsschaltung 304- bzw. 316 zugeführt, worin das Signal jeweils eine Bewertung ir.it dem Gewichtsfaktor + (1/64-) erfährt. Der Addierer 330 empfängt an sei-

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nem zweiten Eingang das Ausgangssignal der letzten Schieberegisterstufe 20. Das Farbart-Eingangssignal wird ferner über eine Bewertungsschaltung 306 auf einen Eingang des zwischen den Schieberegisterstufen 4- und 5 liegenden Addierers 320 gegeben. Ferner gelangt es über eine Bewertungsschaltung 314· auf einen Eingang des zwischen den Schieberegisterstufen 16 und 17 liegenden Addierers 328. Die Bewertungsschaltungen 306 und 3Ή bewerten das Eingangssignal jeweils mit einem Faktor -(5/64-). Zwei Bewertungsschaltungen 308 und 312, die mit Eingängen der Addierer 322 und 326 gekoppelt sind, bewerten das Eingangssignal jeweils mit einem Faktor +(5/15)· Der Addierer 322 ist zwischen die Registerstufen 8 und 9 gekoppelt, und der Addierer 326 liegt zwischen den Registerstufen 12 und 13.

Die Impulsansprache des FIR-Filters nach Fig. 4- ist um den Verbindungspunkt der Schieberegisterstufen 10 und 11 konzentriert, der gleichen Abstand zur ersten und zur letzten Stufe hat. In den Addierern werden bewertete Signalkcmponenten akkumuliert, wie sie durch das Schieberegister und die Addierer laufen, und am Ausgang des Addierers 330 ergibt sich ein Frequenzgang gemäß der Kurve nach Fig. 5« Die am Ausgang des Addierers 330 erscheinenden Signale werden auf einen Eingang eines Addierers 34-0 gegeben, worin sie mit Signalen aus einem Schieberegister 360 kombiniert werden. Das Schieberegister 360 empfängt Eingangssignale, die durch die Bewertungsschaltung 310 mit dem Gewicht 1/2 bewertet sind, und verzögert diese Signale um eine Zeit, die gleich ist der Verzögerungszeit des FIR-Filters von seinem Impulsansprache-Zentrum am Ausgang der Stufe 10 bis zum Ausgang des Addierers 330. Die Signale am Ausgang des Schieberegisters 360 entsprechen somit den bewerteten Mittelanzapfungssignalen der Ausführungsformen nach den Figuren 2 und 3· Somit gilt für den Ausgang des Addierers 34-0 die Tiefpaßfilterkurve nach Fig. 6, und an diesem Ausgang erscheinen die Vertikaldetailsignale.

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Die am Ausgang des Addierers 330 entwickelten Signale erfahren eine Zweierkomplementierung, um im Addierer 350 subtraktiv mit den vom Schieberegister 360 kommenden Signalen kombiniert zu werden. Hierzu wird das Ausgangssignal des Addierers 330 über eine invertierende Schaltung 352 'auf einen Eingang des Addierers 350 gegeben, der außerdem eine "1" als Übertrag-Eingangsbit empfängt. Aufgrund der subtraktiven Vereinigung der vom Schieberegister 360 und vom Addierer 330 gelieferten Signale ergibt sich am Ausgang des Addierers 350 die Bandfilterkurve nach Fig. 7·

Komplementäre Formen des erfindungsgemäßen FIR-Filters lassen sich erhalten durch wahlweise Umkehrung der "Vorzeichen der Bewertungskoeffizienten und/oder durch Umkehrung der Rollen der die Ausgangssignale liefernden signalkombinierenden Elemente. Wenn z.B. die Vorzeichen der Bewertungskoeffizienten der Schaltungen 104, 106, 108 und 114, 116, 118 nach Fig. 2 alle umgekehrt werden, dann zeigt der Addierer die Bandfilterkurve, und die Subtrahierschaltung 140 zeigt die

!O Tiefpaßfilterkurve. Wenn zusätzlich die Rollen des Addierers 130 und der Subtrahierschaltung 140 vertauscht werden, so daß der Addierer 13Ο eine Subtrahierschaltung und die Subtrahierschaltung 140 ein Addierer wird, dann bringt der "neue" Addierer 140 eine Bandfilterkurve, und die "neue" Subtrahierschaltung 13Ο bringt eine Tiefpaßfilterkurve. Jedoch haben die von der neuen Subtrahierschaltung 13Ο durchgelassenen Signale nun eine umgekehrte Phase gegenüber den Eingangssignalen des Filters. Eine weitere Alternative besteht z.B. darin, die Ausführungsform nach Fig. 2 so zu ändern, daß die Subtrahierschaltung 140 das bewertete Mittelanzapfungssignal von den vom A'ddierer 128 erzeugten Signalen

subtrahiert (anstatt umgekehrt gemäß der Fig. 2). In diesem Fall bringt die Subtrahierschaltung 140 einen Bandfilterausgang, an welchem die durchgelassenen Signale eine

entgegengesetzte Phase zum Eingangssignal des Filters haben. Diese alternativen Filterformen, bei welchen die Signale an einem oder sogar an beiden Ausgängen ihrer Phase umgekehrt sind, können dann zweckmäßig sein, wenn eine der nachfolgen-

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den Signalverarbeitungsstufen phaseninvertierte Eingangssignale benötigt. Eine Analyse hat gezeigt, daß man für jede der dargestellten Ausführungsformen mindestens zwölf solcher komplementärer Filterformen realisieren kann.

Es sei erwähnt, daß die e::fin dungsgemäß en B an dp aß/Tief ρ aß-Filternetzwerke in Fernsehempfängern verwendbar sind, worin die Leuchtdichte- und Farbartinformationen nicht durch Kammfilterung getrennt sind. ! η diesem Fall können die Leuchtdichte- und Farbartsignale direkt durch das Bandpaß/Tiefρaß-IiIter voneinander getrennt werden. In einem solchen Empfänger können die Werte der Bewertungskoeffizienten oder die Taktfrequenz so eingestellt worden, daß die Überlappungsfrequenzen (Übergangsbänder) der ausgangsseitigen Filter- kurven bei einer höheren Frequenz liegen. Beim NTSC-Fernsehsystem wäre diese Überlappungs- oder Übergangsfrequenz ungefähr 3,2 MHz. Bei einer solchen Anordnung würde der Tiefpaßfilterausgang Signale bis etwa 3,2 MHz durchlassen, und der Bandfilterausgang würde Signale ab 3,2 MHz bis zum oberen Ende des Videofrequenzbereichs liefern. Wenn das digitale Videosignal vom Analog/Digital-Wandler auf den Eingang des Filters gegeben wird, dann erscheinen an dem die Tiefpaßfilterkurve zeigenden Ausgang Leuchtdichte-Informations signale und an dem die Bandfilterkurve zeigenden Ausgang Farbart-Informationssignale.

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Claims

4J-- 4Θ-- 2U674 Digitale Filteranordnung: mit zwei Ausgängen Patentansprüche

1. Digitales Filter, welches als Antwort auf ein Eingangssignal ein erstes und ein zweites Ausgangssignal mit verschiedenen Frequenzgängen an entsprechenden Ausgängen liefert, gekennzeichnet durch:

eine auf das Eingangssignal ansprechende Verzögerungseinrichtung (100; 302, 306), die ein Schieberegister (100; 302) mit einer Vielzahl von Signalanzapfungen enthält, welches eine gegebene Verzögerungszeit zwischen einem Eingang und einem Ausgang hat und außerdem das Eingangssignal mit einer Verzögerung liefert, die mindestens gleich der Hälfte der gegebenen Verzögerungszeit ist;

eine Signalkoppeleinrichtung (104-118; 304-316), die mit Anzapfungen des Schieberegisters gekoppelt ist, um hindurchlaufende Signale mit bestimmten Gewichten zu bewerten, so daß sich bewertete Anzapfungssignale ergeben; eine mit der Signalkoppeleinrichtung gekoppelte und in

Verbindung mit dem Schieberegister arbeitende Einrichtung (120-128; 320-330), die an einem zweiten Ausgang ein Signal erzeugt, das eine Summe bewerteter Anzapfungssignale ist;
eine erste Vereinigungsschaltung (130;, 3^-0), die an einem ersten Eingang die Summe bewerteter Anzapfungssignale und an einem zweiten Eingang das erwähnte verzögerte Eingangssignal empfängt, um diese beiden Größen in einem ersten Sinne zur Erzeugung des ersten Ausgangssignals zu kombinieren;

eine zweite Vereinigungsschaltung (140;, 350), die an einem ersten Eingang die Summe bewerteter Anzapfungssignale und an einem zweiten Eingang das erwähnte verzögerte Eingangssignal empfängt, um diese beiden Größen in einem zweiten Sinne zur Erzeugung des zweiten Ausgangssignals zu kombinieren.

2. Filter nach Punkt 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Schieberegister (100) an seinem Eingang das Eingangssignal empfängt und an einer Vielzahl von Ausgangsanzapfungen Signale liefert, die mehr und weniger verzögert sind als Signale, die an einer mittleren Ausgangsanzapfung erscheinen;

daß die erste Vereinigungsschaltung (130) Signale von der mittleren Anzapfung und von der summenbildenden Einrichtung (120-128) empfängt, um diese empfangenen Signale in einem ersten Sinne zu kombinieren, so daß sich an ihrem Ausgang ein erster Frequenzgang der Amplitude ergibt; daß die zweite Vereinigungsschaltung (1'4O) Signale von der mittleren Anzapfung und von der summenbildenden Einrichtung empfängt, um diese empfangenen Signale in einem zweiten Sinne zu kombinieren, so daß sich an ihrem Ausgang ein zweiter Frequenzgang der Amplitude ergibt.

3- Filter nach Punkt 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Vielzahl der Ausgangsanzapfungen des Schieberegisters (100) symmetrisch zur mittleren Anzapfung liegt und daß die Signalkoppeleinrichtung (104-118) eine Vielzahl von

lrtlf J Λ Π Π /Λ f. ίΛ ~\ Γ' ->

/4 5

Bewertungsschaltungen aufweist, die mit einzelnen Ausgangsanzapfungen gekoppelt sind und die Anzapfungen mit Gewichten symmetrisch zur mittleren Ausgangsanzapfung bewerten und daß die summenbildende Einrichtung (120-128) eine Tannenbaumanordnung von Addierern aufweist, die mit den Bewertungsschaltungen gekoppelt ist und an einem Ausgang die Summe bewerteter Anζapfungssignale liefert.

M-, Filter nach Punkt 3^ dadurch gekennzeichnet, daß zwisehen die mittlere Anzapfung und die beiden Vereinigungsschaltungen (13Ο und 140) eine Bewertungsschaltung (102) gekoppelt ist, um diesen Schaltungen das verzögerte Signal bewertet zuzuführen.

5· Filter nach Punkt 4, dadurch gekennzeichnet,

daß die erste Vereinigungsschaltung (130) die am Ausgang der Addierer-Tannenbaumanordnung (120-128) erzeugte Signalsumme mit dem von der mittleren Anzapfung abgeleiteten und bewerteten Signal additiv kombiniert; daß die zweite Vereinigungsschaltung (14-0) die am Ausgang der Addierer-Tannenbaumanordnung gelieferte Signalsumme mit dem von der mittleren Anzapfung abgeleiteten und bewerteten Signal subtraktiv kombiniert.

6. Filter nach Punkt 1, dadurch gekennzeichnet,

daß das Schieberegister (302) eine Vielzahl hintereinandergeschalteter Stufen enthält;

daß die aummenbildende Einrichtung (320-330) eine Vielzahl von Addierern aufweist, die zwischen einzelne Stufen des Schieberegisters gekoppelt sind;

daß die Signalkoppeleinrichtung (304-316) auf das Eingangssignal anspricht und bewertete Signale an die einzelnen Addierer liefert;

daß die Verzögerungseinrichtung (302, 360) eine auf das Eingangssignal ansprechende Einrichtung (360) enthält, um an einem Ausgang Signale zu liefern, die um mindestens die Hälfte der gegebenen Verzögerungszeit verzögert sind; - 4- -

.f.

daß die erste Vereinigungsschaltung (34-0) einen ersten Frequenzgang der Amplitude bringt;

daß die zweite Vereinigungsschaltung (350) einen zweiten Frequenzgang der Amplitude bringt. 5

7. Filter nach Punkt 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Signalkoppeleinrichtung (304-316) eine Vielzahl von Bewertungsschaltungen aufweist, welche die den Addierern zugeführten Signale in einer symmetrischen Weise bezüglieh eines mittleren Punktes des Schieberegisters bewerten, und daß die Addierer der summenbildenden Einrichtung (320-330) symmetrisch um diesen mittleren Punkt des Schieberegisters (302) angeordnet sind.

8. Filter nach Punkt 7 ^ dadurch gekennzeichnet, daß die Verzögerungseinrichtung (302, 360) eine Reihenschaltung einer Bewertungsschaltung (310) und eines zweiten Schieberegisters (360) enthält, welches halb so viele Stufen hat wie das erstgenannte Schieberegister.

9. Filter nach Punkt g, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Vereinigungsschaltung (3^0) die von der Verzögerungseinrichtung (360) und vom erstgenannten Schieberegister (302) gelieferten Signale additiv kombiniert und daß die zweite Vereinigungsschaltung die von der Verzögerungseinrichtung (360) und vom erstgenannten Schieberegister (302) gelieferten Signale subtraktiv kombiniert.

10. Filter nach Punkt 3 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Bewertungsschaltungen (102-118; 304—310) Anordnungen zur Stellenverschiebung und Addition sind.

11. Filter nach Punkt 5 oder 9, dadurch gekennzeichnet, daß die subtraktiv kombinierende Vereinigungsschaltung (14-0; 350) eine Einrichtung (172; 352) zur Zweierkonrplementbildung eines der angelegten Signale und einen Addierer (180; 35O) enthält. - 5 -

- Hierzu 5 ßi. Zeichnungen -