DD292800A5 - Frequenzselektiver videosignal-intraframeprozessor - Google Patents

Abstract

Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zur Intraframe-Verarbeitung eines Videosignals. Sie erleichtert eine frequenzselektive Videosignalverarbeitung in einem Breitbild-Fernsehsystem, das eine Mittelteil- und eine Randteilbildinformation enthaelt. Sie umfaszt eine Signalverzoegerungseinrichtung mit einem Eingang fuer das Videosignal und einem Ausgang sowie einer Stelle, die sich zwischen beiden befindet. Es ist weiterhin eine Ausgangsschaltung enthalten, die mit der Verzoegerungseinrichtung verbunden ist. Bestandteil dieser Ausgangsschaltung sind selektive Kopplungsmittel, die waehrend eines ersten Zeitintervalls auf Kopplungssignale des Eingangs und der Zwischenstelle der Verzoegerungseinrichtung zu einem Signalpfad reagieren. Waehrend eines zweiten Zeitintervalls reagieren die Kopplungsmittel auf Kopplungssignale von der Zwischenstelle und dem Ausgang der Verzoegerungseinrichtung zum genannten Signalpfad. Es sind Kombinationseinrichtungen zur selektiven Vereinigung der Signale von der Zwischenstelle und dem Signalpfad vorgesehen, um ein Videosignal zu erzeugen, in welchem ein Mittelteil einer Zeile einer Intraframe-Mitteilung unterzogen wird und der Anfangs- und Endteil dieser Zeile keine Intraframe-Mitteilung erfaehrt. Fig. 11 b{Vorrichtung; Intraframe-Verarbeitung; Videosignal; Breitbild-Fernsehsystem; Mittelteil- und Randteilbildinformation; Signal-Verzoegerungseinrichtung; Ausgangsschaltung; selektive Kopplungsmittel; Signalpfad; Kombinationseinrichtung; Intraframe-Mitteilung}

Description

Hierzu 27 Seiten Zeichnungen

Anwendungsgebiet der Erfindung

Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zur Intraframe-Verarbeitung eines Videosignals. Sie betrifft insbesondere eine derartige Vorrichtung in einem Breitbild-Fernsehsystem zur Verarbeitung eines Videosignals, das eine Mittelteil- und eine Randteil-Bildinformation enthält.

Charakteristik des bekannten Standes der Technik

Ein herkömmlicher Fernsehempfänger, wie beispielsweise ein Empfänger, der auf die in den USA und anderswo gebräuchliche NTSC-Rundfunknorm abgestimmt ist, weist ein Bildseitenverhältnis (das Verhältnis der Breite zur Höhe des wiedergegebenen Bildes) von 4:3 auf. In jüngster Zeit besteht jedoch Interesse an höheren Bildseitenverhältnissen für Fernsehempfängersysteme, beispielsweise den Verhältnissen 2:1,16:9 oder 5:3, da sich solche höheren Bildseitenverhältnisse dem Gesichtsfeld des menschlichen Auges stärker nähern, oder diesen gleich sind, als dies bei dem 4:3-Seitenverhältnis eines herkömmlichen Fernsehempfängers der Fall ist. Videoinformationssignalo mit einem Bildseitenverhältnis von 5:3 haben eine besondere Beachtung erfahren, da sich dieses Verhältnis dem eines Kinofilmes nähert, und solche Signale können dann ohne Beschneidung der Bildinformation gesendet und empfangen werden. Breitbild-Fernsehsysteme, die einfach Signale mit einem höheren Bildseitenverhältnis im Vergleich zu herkömmlichen Systemen senden, sind jedoch mit Empfängern inkompatibel, die das herkömmliche Bildseitenverhältnis haben. Dies macht eine weitverbreitete Einführung von Breitbildsystemen schwierig. Es ist deshalb wünschenswert, ein Breitbildsystem zur Verfügung zu haben, das mit herkömmlichen Fernsehempfängern kompatibel ist. Ein solches System ist in einer noch schwebenden US-Patentanmeldung von C. H. Strolle u.a., Seriennummer 087150, unter dem Titel „Kompatibles Breitbild-Fernsehsystem", die am 27. Juli 1987 eingereicht wurde, offenbart. Es besteht sogar ein noch größerer Wunsch danach, daß bei einem solchen kompatiblen Breitbildsystem Vorkehrungen zur Verbesserung oder Erweiterung der Auflösung des wiedergegebenen Bildes getroffen werden, um zusätzliche und besonders gute Bildeinzelheiten zu erreichen. So kann beispielsweise ein Breitbild-EDTV (extended defin ition television)-System mit erweiterter Auflösung eine Vorrichtung zur Erzeugung eines progressiv (fortlaufend) abgetasteten Bildes enthalten. Ein System dieser Art ist in einer noch schwebenden US-Patentanmeldung mit der Seriennumrner 139338 von M. A. Isnardi und R. N. Hurst, Jr. unter dem

Titel „Vorrichtung zur Vorkonditionierung einer zusätzlichen Fernsehsignalinformation" offenbart, die am 29. Dezember 1987 eingereicht wurde.

In dem von Isnardi und Hurst offenbarten System enthält eine Hauptkomponente eines Breitbild-Fernsehsignals sowohl Mittelteilinformation als auch Randteilinfori.-.Mion, die in einem Horizontal-Oberabtastungsbereich zeitlich komprimiert ist.

Mittelung unterzogen. Eine verbesserte Ausführung des Systems von Isnardi und Hurst ist in einer noch schwebenden US-Patentanmeldung mit der Seriennummer 215124 von M. A. Isnardi und T. R. Smith unter dem Titel „Breitbild-Fernsehsignal-Verarbeitungssystem mit einer Gleichmäßigkeit der Bildauflösung im Mittel- und Randteilbereich" beschrieben. Isnardi und Smith erkennen, daß eine verbesserte Bildauflösung des Randteils dadurch erreicht werden kann, daß die zeitlich komprimierte Randteilinformation nicht einer Infraframe-Verarbeitung unterzogen wird.

Ziel der Erfindung

Ziel der Erfindung ist es, die vorgenannte Infraframe-Videosignalverarbeitung zu erleichtern.

Darlegung des Wesens der Erfindung

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine einfache Vorrichtung zur Erreichung der obigen Zielstellung bereitzustellen. Zur Lösung der Aufgabe wird von einer Vorrichtung zur Infraframe-Verarbeitung eines Videoeingangssignals, die eine Signalverzögerungseinrichtung mit einem Eingang zum Empfang des genannten Videoeingangssignals, mit einem Ausgang und einer Stelle, die sich zwischen dem genannten Eingang und Ausgang befindet, umfaßt, ausgegangen. Die genannte Vorrichtung enthält eine Ausgangsschaltung, die mit der genannten Verzögerungseinrichtung zur Bereitstellung eines verarbeiteten Videoausgangssignals verbunden ist, wobei die genannte Ausgangsschaltung erfindungsgemäß gekennzeichnet ist durch: selektive Kopplungsmittel, die während eines ersten Zeitintervalls auf Kopplungssignale von dem genannten Eingang und der Zwischenstelle der genannten Verzögerungseinrichtung zu einem Signalpfad reagieren, und während eines zweiten Zeitintervalls auf Kopplungssignale von der genannten Zwischenstelle und dem genannten Ausgang der genannten Verzögerungseinrichtung zu dem genannten Signalpfad reagieren; und Kombinationseinrichtungen zum selektiven Vereinigen der Signale von der genannten Zwischenstelle und dem genannten Signalpfad, um ein verarbeitetes Videoausgangssignal bereitzustellen, in welchem ein Mittelteil einer Zeile eine Intraframe-Mittelung erfährt und in welchem ein Anfangs- und ein Endteil der genannten Zeile keine Intraframe-Mittelung erfährt

Die Vorrichtung ist ferner zweckmäßig dadurch gekennzeichnet, daß während des genannten ersten Intervalls die genannte selektive Kopplungseinrichtung für den genannten Signalpfad ein Differenzsignal entsprechend einer Differenz in dem Informationsgehalt zwischen den Signalen an dem Eingang der genannten Verzögerungseinrichtung und an der genannten Zwischenstelle liefert, und daß während des genannten zweiten Intervalls das genannte selektive Kopplungsmittel ein Differenzsignal für den genannten Signalpfad entsprechend einer Differenz in dem Informationsgehalt zwischen den Signalen an dem Ausgang der genannten Verzögerungseinrichtung und an der genannten Zwischenstelle liefert.

In Weiterbildung der Erfindung bringt die genannte Signalverzögerungseinrichtung ein Intervall von 262H zwischen dem

genannten Eingang und der genannten Zwischenstelle und zwischen der genannten Zwischenstelle und dem genannten Ausgang hervor, wobei H ein Horizontalzeilenintervall ist, und daß der genannten ersten und zweiten Intervalle Halbbildintervalle

Die Vorrichtung kann durch Filtereinrichtungen in dem genannten Signalpfad zur Unterdrückung niedriger Frequenzkomponenten der Signale, die mit der genannten selektiven Kopplungseinrichtung verbunden sind, gekennzeichnet

Zweckmäßig enthält sie ferner folgende Merkmale:

eine Signalquelle zur Erzeugung des genannten Videoeingangssignals in einem Format, das eine erste Komponente umfaßt, die eine Information enthält, welche eine Intraframe-Verarbeitung erfahren hat, und das eine zweite Komponente umfaßt, welche eine Information enthält, die eine Intraframe-Verarbeitung erfahren hat, welche ein Trägersignal mit einer alternierenden Phase moduliert, wobei die genannte erste Kombinationseinrichtung ein kombiniertes Signal liefert, das eine Information enthält, die von der genannten ersten Komponente abgeleitet ist.

Hierbei ist die Vorrichtung dadurch gekennzeichnet, daß die genannte erste Signalverzögerungseinrichtung ein Intervall von 262 H zwischen dem genannten ersten Eingang und der genannten Zwischenstelle und zwischen der genannten Zwischenstelle und dem genannten Ausgang hervorbringt, wobei H ein Horizontalzeilenintervall ist; daß die genannten ersten und zweiten Intervalle Halbbildintervalle sind, und daß das genannte Trägersignal die alternierende Phase eines Halbbildes aufweist.

Ausführungsbeispiele

Die Erfindung soll nachstehend an einem Ausführungsbeispiel näher erläutert werden. In den dazugehörigen Zeichnungen zeigen

Fig. 1: einen allgemeinen Überblick über ein kompatibles Broitbild-EDTV-Kodiersystem einschließlich einer Intraframe-

Verarbeitungsvorrichtung in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung; Fig. 1 a: ein detailliertes Blockdiagramm des Kodierers fürdas offenbarte System;

Fig. 1 b-1 e: Diagramme, die zum Verstehen der Wirkungsweise des offenbarten Systems nützlich sind; Fig. 2-5: Signalwellenformen und Diagramme, die zum Verstehen der Wirkungsweise des offenbarten Systems nützlich

sind; Fig. 11 b: die Intraframe-Verarbeitungsvorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung in einem Signalkodierer;

Die Figur 1 gibt einen allgemeinen Überblick über ein kompatibles Breitbild-EDTV-Kodiersystem einschließlich einer Intraframe-Verarbeitungsvorrichtung in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung; die Figur 1 a zeigt ein detailliertes Blockdiagramm des Kodierers für das offenbarte System; die Figuren 1 b bis 1 e enthalten Diagramme, die zum Verstehen der Wirkungsweise des offenbarten Systems nützlich sind; die Figuren 2 bis 5 stellen Signalwellenformen und Diagramme dar, die zum Verstehen der Wirkungsweise des offenbarten Systems nützlich sind; die Figur 11 b veranschaulicht die Intraframe-Verarbeitungsvorrichtun'j gemäß der vorliegenden Erfindung in einem Signalkodierer; die Figuren 15 und 16 stellen die Intraframe-VerarbeituPtjSvorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung in einem Signaldekodierer dar; die Figur 13 zeigt ein Blockdiagramm eines Teils der Dekodiervorrichtung des Breitbild-EDTV-Empfängers, und die Figuren 6 bis 11 a, 12 bis 14 und 17 bis 24 veranschaulichen andere Aspekte des offenbarten Systems in größeren Einzelheiten.

Ein System, das dazu bestimmt ist, Bilder mit einem großen Bildseitenverhältnis von beispielsweise 5:3 über einen Standard-, z. B. NTSC-Rundfunkkanal, zu übertragen, sollte eine Bildwiedergabe hoher Qualität auf einem Breitbild-Empfänger erreichen, wohingegen bei einer Standardbildwiedergabe mit einem Bildseitenverhältnis von 4:3 eine sehr starke Verringerung oder Eliminierung sichtbarer Qualitätsverluste zu erwarten wäre. Die Anwendung der Signalkomprimierungstechnik auf die Randteile eines Bildes nimmt den Vorteil des horizontalen Überabtastungsbereiches eines Standard-NTSC-Fernsehempfängerdisplayi·· wahr; das kann jedoch auf Kosten der Bildauflösung in den Randteilbereichen eines rekonstruierten Breitschirmbildes gehen. Oa die Kompression in der Zeit zu einer Expansion im Frequenzbereich führt, wurden bei einer Verarbeitung in einem Standard-Fernsehksnal nur untere Frequenzkomponenten übrigbleiben, welcher eine kleinere Bandbreite aufweist, verglichen mit derjenigen, die für ein Breitbildsignal erforderlich ist. Wenn daher die komprimierten Randzonen eines kompatiblen Breitbildsignals in einem Breitbildempfänger gedehnt werden, ergibt sich ein merklicher Unterschied zwischen der Auflösung oder dem Hochfrequenzanteil des Mittelteils eines wiedergegebenen Breitschirmbildes und den Randteilen, wenn nicht Schritte unternommen werden, um diesen Effekt zu vermeiden. Dieser merkliche Unterschied besteht infolge der Tatsache, daß die Randteilinformation niederer Frequenz wiederhergestellt wird, aber die Information hoher Frequenz infolge der bandbegrenzenden Wirkungen des Videokanals verlorengeht.

In der Anordnung der Figur 1 sind die Elemente, die mit denen der detaillierteren Anordnung der Figur 1 a übereinstimmen, mit den gleichen Bezugszeichen angegeben. Wie in Figur 1 dargestellt, wird ein originales, progressives Breitbild-Abtastsignal mit linker, rechter und Mittelteilinformation so verarbeitet, daß vier getrennte Kodierungskomponenten entwickelt werden. Diese vier Komponenten wurden oben beschrieben und sind in Figur 1 bildlich wiedergegeben. Die Verarbeitung der ersten Komponente (sie enthält die zeitlich gedehnte Mittelteilinformation und die zeitlich komprimierte Randteilinformation niederer Frequenz) erfolgt derart, daß in diesem Beispiel die resultierende Luminanz-Bandbreite die NTSC-Luminanz-Bandbreite von 4,2MHz nicht überschreitet.

Dieses Signal ist im Standard-NTSC-Format farbkodiert, und die Luminanz- und Chrominanz-Komponenten dieses Signals sind geeignet vorgefiltert (z.B. unter Verwendung von Halbbild-Kammfiltern), um eine verbesserte Luminanz-Chrominanz-Trennung sowohl in den Standard-NTSC- als auch in den Br&itbildempfängern zu gewährleisten.

Die Zeitdehnung der zweiten Komponente (Randteilinformation hoher Frequenz) verringert deren horizontale Bandbreite auf etwa 1,16MHz. Diese Komponente ist mit dem Hauptsignal (der ersten Komponente) räumlich nicht korreliert, und spezielle Sicherheitsmaßnahmen werden folglich vorgenommen, um deren Sichtbarkeit auf den Standard-NTSC-Empfängern zu verhindern, wie dies noch besprochen wird.

Der erweiterte Luminanz-Informationsanteil hoher Frequenz im Bereich von 5,0 bis 6,0MHz der dritten Komponente wird zuerst frequenzmäßig nach unten verschoben, und zwar in einen Frequenzbereich von 0 bis 1,0MHz, bevor die weitere Verarbeitung erfolgt.

Die vierte Komponente (zeitliches Halbbild-Differenz-Helfersignal) wird in das 4:3-Standardformat abgebildet, damit sie mit der Hauptsignalkomponente korreliert, um dadurch ihre Sichtbarkeit auf Standard-NTSC-Empfängern zu verdecken; sie ist weiter auf 75OkHz Bandbreite horizontal begrenzt.

Wie nachfolgend in weiteren Einzelheiten erörtert werden wird, worden die ersten, zweiten und dritten Komponenten durch jeweilige Intraframe-Mittelungseinrichtungen 38,64 und 76 (eine Art vertikal-zeitliches [V-T] Filter) verarbeitet, um das vertikalzeitliche Übersprechen zwischen den Haupt- und Zusatzsignalkomponenten auf einem Breitbild-Empfänger zu eliminieren. Die Mittelteilinformation der ersten Komponente wird oberhalb von annähernd 1,5 MHz einer Intraframe-Mittolung unterzogen. Die zweiten und dritter» intraframe-gemittelten Komponenten, bezeichnet mit X und Z, erfahren vor der Quadraturmodulation eines alternierenden 3,108MHz-Hilfsträgers ASC mit einer periodisch wechselnden (invertierenden) Halbbild-Phase in einem Block 80 eine nichtlineare Amplitudenkomprimierung. In einer Additionsstufe 40 wird der intraframe-gemittelten ersten Komponente (N) ein moduliertes Signal (M) aus dem Block 80 hinzugefügt. Ein sich dabei ergebendes Ausgangssignal ist ein Basisbandsignal (NTSCF) mit 4,2 MHz Bandbreite, das zusammen mit einer tiefpaßgefilterten vierten Komponente (YTN) von 750 kHz aus einem Filter 79 einen HF-Bildträger in einem Block 57 quadraturmoduliert, um ein NTSC-kompatibles HF-Signal zu erzeugen, das an einen Standard-NTSC-Empfänger oder einen Breitbildempfänger mit progressiver Abtastung über einen einzigen Rundfunkkanal mit Standard-Bandbreite gesendet werden kann.

Die Anwendung der Zeitkompression auf die erste Komponente erlaubt es, die Randteilinformation niederer Frequenz vollständig in den horizontalen Überabtastungsbereich eines Standard-NTSC-Signals einzupressen. Die Randteilinformation hoher Frequenz der zweiten Komponente und die Luminanz-Detailinformation hoher Frequenz der dritten Komponente sind mit dem Standard-NTSC-Signal durch den Video-Übertragungskanal in ei"»»· zu einem Standardempfänger transparenten Weise spektral aufgeteilt, und zwar durch die Anwendung einer Quadraturmodulationstechnik auf einen alternierenden Hilfsträger, die in dem noch zu besprechenden Block 80 enthalten ist. Wenn mit einem Standard-NTSC-Empfänger empfangen wird, ist nur der Mittelteilbereich des Hauptsignals (die erste Komponente) zu sehen. Die zweiten und dritten Komponenten können ein

Interferenzmuster geringer Amplitude hervorrufen, das bei normalen Betrachiungsabständen und bei normalen Einstellungen der Bildsteuerung nicht wahrgenommen wird. Die vierte Komponente wird in den Empfängern mit Synchronvideodetektoren vollständig entfernt. In Empfängern mit Hüllkurvengleichrichtern wird die vierte Komponente zwar verarbeitet, aber nicht wahrgenommen, weil sie mit dem Hauptsignal korreliert ist.

Das Hauptsignal (Komponente 1) weist ein aktives Horizontal-Standard-NTSC Zeilenintervall von annähernd 52 Mikrosekunden (|is) auf. Es wird nur die Information hoher Frequenz dieser Komponente oberhalb von etwa 1,5 MHz einer Intraframe-Mittelung unterzogen. Die zeitkomprimierte Randteilinformation niedriger Frequenz dieser Komponente wird nicht dem Vorgang der Intraframe-Mittelung ausgesetzt. Es wurde festgestellt, daß eine solche selektive Ir traframe-Verarbeitung der Hauptkomponente die Auflösung der diagonalen Randteil-Bildinforr lation durch Eliminieren unerwünschter gezackter diagonaler Artefakte verbessert, die zuweilen auf „Zacken" zurückgeführt werden, welche andererseits h einem rekonstruierten Bild erzeugt wurden, falls die komprimierte Randteilinformation des Hauptsignals einer Intraframe-Mittelung unterzogen wurde. In dieser Beziehung ist zu bemerken, daß die Randteilinformation niedri. 'er Frequenz der Hauptsignalkomponente mit einem Randkomprimierungsfaktor (SCF) von annähernd sechs zeitlich komprimiert wurde. Wenn eine solche zeitkomprimierte Information einer Intraframe-Mittelung unterzogen wird, bevor sie in dem Empfänger zur Wiedergewinnung des Bildes zeitlich gedehnt wird, würde die wiedergewonnene Bildinformation der Randteile gezackte Diagonalen aufweisen, weil die Horizontalfrequenz, bei welcher die Intraframe-Mittelung begonnen wurde, dann annähernd SCFmal niedriger als für das Mittelteil wäre. Die diagonale Bildinformation wird zunehmend gestört („gezackt"), da die Frequenzen, bei ν eichen die Intraframe-Mittelung durchgeführt wird, absinken. Wenn beispielsweise das Hauptsignal bei Frequenzen oberhalb 1,5 MHz einer Intraframe-Mittelung unterzogen wird und die Randteilinformation niedriger Frequenz der Komponente 1 mit einem SCF-Faktor von sechs zeitlich komprimiert wird, beginnt die Intraframe-Mittelung der Randteilinformation effektiv bei einer viel niedrigeren Frequenz von ?^KCkHz(1,5MHz/SCF), wodurch sich gezackte Diagonalen ergeben. Derartige gezackte Diagonalen würden in den rekonstruierten Randteilbereichen stärker bemerkbar sein. Da die Komponente 1 in den zeitkomprimierten Randteilbereichen keine Intrafrane-Mittelung erfährt, behält der gesamte Bereich der ursprünglichen Frequenzen in diesen Bereichen (O bis 70OkHz) die vol'stnndige vertikale Auflösung ohne Störung infolge gezackter diagonaler Artefakte bei. Die Komponente 2, die die linke und rechte Randteilinformation hoher Frequenz enthält, wird so abgebildet, daß sie dieselbe Zeitperiode wie ( er Mitielteilbereich der Komponente leinnimmt. Auf diese Weise werden die linken und rechten Randteilhöhen zeitlich gedehnt, um den ganzen Mittelteilbereich zu füllen, wodurch die Komponente 2 ein aktives Horizontal-Abtastintervall von annähernd 5 Ίμε '.ufweist, welches dem Horizontal-Abtastintervall des Mittelteilbereiches der Komponente 1 entspricht. Zu diesem Zweck bei ragt der Randdehnungsfaktor (SEF) ungefähr 4,32, verglichen mit einem SEF-Faktor von ungefähr 4,49, welcher erforderlich v.äre, um die linken und rechten Randteilinformationen der Komponente 2 bis zur vollständigen aktiven Zeilendauer von 52 ps zu dehnen. Beide Komponenten 2 und 3 werden in den Mittelteilbereich abgebildet, und zwar wegen der Intraframe-Verarbeitung, die an der Komponente 1 und den zusätzlichen Komponenten 2 und 3 ausgeführt wird. Wie nachfolgend erläutert wird, ist die Intraframe-Mittelung ein Vorgang, welcher die Trennung der beiden zuvor kombinierten Signalkomponenten erleichtert, beispielsweise in diesem Fall das Hauptsignal N und das modulierte Zusatzsignal M. Da der Bereich der Intraframe-Verarbeitung bei der Komponente 1 reduziert wurde, um nur den Mittelteilbereich von 50 μβ abzuschließen, wird die Abbildung der modulierenden Komponenten 2 bis 3 in ähnlicher Weise modifiziert, so daß nur der Mittelteilbereich umfaßt wird.

Wie oben erwähnt, wird die Komponente 3 so abgebildet, daß sie mit dem Mittelteilintervall durch lineare Zeitkomprimierung der gedehnten horizontalen Luminanzinformation bis 50 μβ übereinstimmt. Die Zeitkomprimierung der Komponente 3 von 52 ps auf 50με verzichtet auf einen Teil der räumlichen Korrelation mit der Hauptkomponente 1, aber ganz bestimmt läßt sich mit Sicherheit sagen, daß die Mittel- und Randteilbereiche des rekonstruierten Bildes eine ähnliche Horizontal-Auflösung aufweisen. Obwohl die räumliche Korrelation zwischen den Komponenten 1 und 3 wünschenswert ist, um die Wirkungen des Übersprechens zwischen dem alternierenden Hilfsträger und dem Hauptsignal zu überdecken, wird die Bedeutung der Aufrechterhaltung einer vollkommenen räumlichen Korr.,ation der Komponente 3 reduziert, weil der alternierende Hilfsträger bereits nichtkorrelierte Information in Form der Komponente 2 enthält. Der Betrag der räumlichen Korrelation, aufgegeben in der Komponente 3, ist unbedeutend und wird durch die sich ergebende gleichartige Horizontalauflösung der Mittel- und Randteile aufgewertet. Die Komponente 4 ist nicht intraframe-gemittelt und bleibt unverändert, indem sie die volle aktive Zeilendauer von 52 μβ, übereinstimmend mit dem Hauptsignal, aufweist.

In dem Dekodierer, der in Verbindung mit Figur 13 beschrieben wird, wird die Intraframe-Verarbeitung nur mit Bezug auf den Mittelteilbereich zur Trennung der Signale M und N durchgeführt. Nach der Demodulation der Komponente M in die Teiikomponenten 2 und 3 werden die Komponenten 2 und 3 in ihre originalen Zeitschlitze abgebildet, d.h., um so ein vollständiges aktives Zeilenintervall von 52 \is einzunehmen.

Die Figur 1 b veranschaulicht das HF-Spektrum des offenbarten EDTV-Breitbildsystems einschließlich der Zusatzinformation im Vergleich zu dem HF-Spektrum eines Standard-NTSC-Systems. In dem Spektrum des offenbarten Systems erstrecken sich die Randteilhöhen und die zusätzliche horizontale Luminanz-Detailinformation hoher Frequenz annähernd bis zu 1,16 MHz auf jeder Seite der alternierenden Hilfsträgerfrequenz (ASC) von 3,108 MHz. Die V-T-Helfersignalinformation (Komponente 4) erstreckt sich 75OkHz auf jeder Seite der Bildträgerfrequenz des Hauptsignals.

Ein Breitbildempfänger mit progressiver Abtastung enthält eine Vorrichtung zur Wiederherstellung des originalen progressiven Breitbild-Abtastsignals. Verglichen mit einem Standard-NTSC-Signal weist das wiederhergestellte Breitbildsignal linke und rechte Randteile mit einer Standard-NTSC-Auflösung und ein Mittelteil mit einem 4:3-Bildseitenverhältnis mit höherem horizontalem und vertikalem Luminanzdetail, insbesondere in feststehenden Bereichen eines Bildes, auf.

Zwei grundsätzliche Überlegungen beherrschen die Signalverarbeitungstechnik, die mit der Entwicklung und Verarbeitung der ersten, zweiten, dritten und vierten Signalkompor.'nte verbunden ist. Diese Überlegungen sind die Kompatibilität mit bestehenden Empfängern und die Wiederherstellbarkeit in dem Empfänger.

Die vollständige Kompatibilität schließt Empfänger- und Senderkompatibilität ein, so daß existierende Standardempfänger Breitbild-EDTV-Signale empfangen und eine Standardwiedergabe ohne spezielle Anpassungseinrichtungen erzeugen können. Kompatibilität in diesem Sinn erfordert beispielsweise, daß das Bildabtastungsformat des Senders im wesentlichen dasselbe ist wie im Empfänger oder innerhalb der Toleranz des Bildabtastungsformats des Empfängers liegt. Kompatibilität bedeutet auch, daß besondere nichtstandardisierte Komponenten physisch oder bezüglich der Wahrnehmbarkeit im Hauptsignal verborgen sind, wenn es mittels Standardempfängern wiedergegeben wird. Um Kompatibilität in dem letzteren Sinn zu erreichen, verwendet das offenbarte System die folgenden Verfahren, um die zusätzlichen Komponenten zu verbergen. Wie oben bereits beschrieben, sind die Randteiltiefen in dem noi malen horizontalen Überabtastungsbereich eines Standardempfängers physisch verborgen. Die Komponente 2, welche ein Signal mit geringer Energie im Vergleich zu der Komponente der Rundteiltiefen ist, und die Komponente 3, welche normalerweise ein hochfrequentes Detailsignal geringer Energie ist, werden einer Amplitudenkomprimierung und einer Quadraturmodulation auf einen alternierenden Hilfsträger bei 3,108MHz unterzogen, welches eine Zeilensprungabtastungsfrequenz ist (ein ungeradzahliges Vielfaches der halben horizontalen Zeilenfrequenz). Die Frequenz, Phase und Amplitude des alternierenden Hilfsträgers sind so ausgewählt, daß die Sichtbarkeit des modulierten alternierenden Hilfsträgersignals so weit wie möglich reduziert ist, beispielsweise durch Steuerung der Phase des alternierenden Hilfsträgers von Halbbild zu Halbbild, so daß sie aller 180° von einem Halbbild zum nächsten wechselt, nicht wie die Phase des Chrominanz-Hilfsträgers von einem Halhbildzum nächsten. Obwohl die modulierten alternierenden Hilfsträgerkomponenten völlig innerhalb des Chrominanz-Durchlaßbandes (2,0 bis 4,2Ml Iz) liegen, sind die modulierten alternierenden Hilfsträgerkomponenten merklich verborgen, weil sie als komplementäres Farbflimmern mit Halbbildfrequenz wiedergegeben werden, welches vom menschlichen Auge bei normalen Pegeln der Chrominanzsättigung nicht wahrgenommen wird. Auch werden durch die nichtlineare Amplitudenkomprimierung der Modulationskomponenten vor der Amplitudenmodulation in vorteilhafter Weise momentane Amplitudenüberschwinger auf einen akzeptierbaren niedrigeren Pegel reduziert. Die Komponente 3 ist mit Bezug auf die Information des Mittelbereichs der Komponente 1 räumlich korreliert, und sie ist etwas weniger räumlich kor.'eliert mit Bezug auf die linken und rechten Informationsanteile der Komponente 1. Dies wird mittels eines Bildformatkodierers erreicht, welcher noch beschrieben wird.

Die Komponente 4, das „Helfer-Signal, ist ebenfalls verborgen infolge der zeitlichen Dehnung der Mittelteilinformation, um sich an das 4:3-Standardformat anzupassen, wodurch die vierte Komponente räumlich mit dem Hauptsignal korreliert. Die Komponente 4 wird in Standardempfängern mit Synchrondetektoren unterdrückt, während sie in Ständardempfängern mit Hüllkurvendetektoren wegen ihrer räumlichen Korrelation mit dem Hauptsignal der Wahrnehmung verborgen bleibt.

Die Wiedergewinnung der ersten, zweiten und dritten Komponente in einem Breitbildempfänger mit progressiver Abtastung wird durch die Anwendung eines Vorgangs der Intraframe-Verarbeitung im Sender und Empfänger ermöglicht. Dieser Vorgang wird im Sendersystem der Figuren 1 und 1 a durch die zugehörigen Einrichtungen 38,64 und 76 und durch zugehörige Elemente im Empfänger durchgeführt, wie es noch beschrieben wird. Die Intraframe-Mittelung ist eine Art der Signalbehandlungstechnik, bei welcher zwei sichtbar korrelierte Signale für die gegenseitige Kombinierung so vorbehandelt werden, daß sie später wirkungsvoll und genau wiedererkannt werden, beispielsweise mit Hilfe einer Halbbildspeichereinrichtung, und zwar so, daß sie frei von vertikal-zeitlichem Übersprechen sind, auch dann, wenn es sich um Bildsignale handelt und Bewegung in den Bildet η ist. Die für diesen Zweck benutzte Art der Signalbehandlung schließt im wesentlichen die Maßnahme ein, zwei Signale auf einer Halbbildbasis identisch zu machen, d. h„ zwei Abtastwerte mit identischen Werten im Abstand eines Halbbildes zu erzeugen. Die Intraframe-Mittelung ist eine geeignete Technik zur Erreichung dieses Ziels, es können jedoch auch andere Techniken angewendet werden. Die Intraframe-Mittelung ist im Grunde ein Prozeß linearer, sich zeitlich ändernder digitaler Vorfilterung und Nachfilterung, um die genaue Wiedergewinnung der beiden sichtbar korrelieren kombinierten Signale zu gewährleisten. Horizontales Übersprechen wird durch Sicherheitsbänder zwischen Horizontal-Vorfiltern im Senderkodierer und Nachfiltern im Empfängerdekodierer eliminiert.

Die Intraframe-Mittelung ist eine Form paarweiser Bildelementverarbeitung. Der Vorgang der Intraframe-Mittelung in der Zeitebene ist allgemein in Figur 1 c veranschaulicht, wobei Paare von Halbbildern dadurch identisch gemacht werden, daß der Mittelwert der Bildelemente (A, B und C, D), die 262 Horizontalzeilenperioden (262H) auseinanderliegen, gebildet wird. Der Mittelwert ersetzt die ursprünglichen Werte in jedem Paar. Die Figur 1 d veranschaulicht den Vorgang der Intraframe-Mittelung im Zusammenhang mit dem System nach Figur 1. Beginnend mit den Komponenten 2 und 3 werden Pixelpaare (Bildelemente), die um 262H innerhalb eines Vollbildes auseinanderliegen, gemittelt, und der Mittelwert (z. B. X1, X3 und Z1, Z3) ersetzt die ursprünglichen Bildelementwerte. Diese vertikal-zeitliche Mittelung findet innerhalb eines Vollbildes statt und überschreitet nicht die Voilbildgrenzen. Im Fall der Komponente 1 wird die Intraframe-Mittelung an der Information des Mittelteils oberhalb von annähernd 1,5MHz durchgeführt, um die Vertikaldetailinformation niederer Frequenz nicht zu beeinträchtigen. Im Fall der Komponenten 1 und 2 wird die Intraframe-Mittelung an einem zusammengesetzten Signal einschließlich der Luminanz (y)- und Chrominanz (c)-Komponenten über das ganze Chrominanzband durchgeführt. Die Chrominanzkomponente des zusammengesetzten Signals überdauert die Intraframe-Mittelung, weil die Bildelemente, die um 262 H auseinanderliegen, mit dem Farbhilfsträger „in Phase" sind. Die Phase des neuen alternierenden Hilfsträgers wird so gesteuert, daß sie genau gegenphasig für um 262 H auseinanderliegendb Bildelemente ist und nicht so wie die Phase des Chrominanzhilfsträgers ist. Wenn daher die Komponenten 2 und 3 (nach der Quadraturmodulation) in der Additionsstufe 40 zur Komponente 1 hinzugefügt werden, weisen die um 262H auseinanderliegenden Bildelemente die Form (M + A) und (M - A) auf, wobei M ein Abtastwert des zusammengesetzten Hauptsignals oberhalb von 1,5MHz und A ein Abtastwert des modulierten Zusatzsignals ist. Mit der Intraframe-Mittelung wird das vertikal-zeitliche Übersprechen im wesentlichen eleminiert, sogar bei vorhandener Bewegung im Bild. In dieser Hinsicht erzeugt der Prozeß der Intraframe-Mittelung identische Abtastwerte im 262 Η-Abstand. Im Empfänger ist es eine einfache Sache, den Informationsgehalt dieser Abtastwerte genau wiederzugewinnen, d. h. frei von Übersprechen, und zwar durch Verarbeitung der um 262 H auseinanderliegenden Bildelementabtastwerte innerhalb eines Vollbildes, wie es noch erörtert wird; dadurch wird die Information des Haupt- und Zusatzsignals wiedergewonnen. In einem Dekodierer im Empfänger kann die ursprüngliche Information, die eine Intraframe-Mittelung erfahren hat, über die Intraframe-Verarbeitung praktisch unversehrt wiedergewonnen werden, da die ursprüngliche, gut sichtbar korrelierte Information von Halbbild zu Halbbild im wesentlichen identisch gemacht wurde.

Auch im Empfänger wird der HF-Kanal unter Verwendung eines HF-Synchrondetektors quadraturdemoliert. Die Komponente 4 ist dadurch von den anderen drei Komponenten getrennt. Die Intraframe-Verarbeitung wird dazu verwendet, die Komponente 1 von den modulierten Komponenten 2 und 3 zu trennen, und die Quadraturmodulation wird dazu verwendet, die Komponenten 2 und 3 zu trennen, wie dies noch unter Bezugnahme auf Figur 13 erörtert wird.

Nachdem die vier Komponenten wiedergewonnen worden sind, werden die zusammengesetzten Signale gemäß der N^SC-

Norm dekodiert und in die Luminanz- und Chrominanzkomponenten getrennt. Es erfolgt eine inverse Abbildung aller Komponenten, um das Breitbild-Soitenverhältnis wiederherzustellen, und die hochfrequenten Anteile der Randteilinformation werden mit den niedrigfrequenten Anteilen kombiniert, um die vollständige Auflösung in den Randteilen wiederzugewinnen. Die erweiterte Luminanz-Detailinformation hoher Frequenz wird in ihren ursprünglichen Frequenzbereich verschoben und zu dem Luminanzsignal addiert, welches dann unter Verwendung einer ohne zusätzliche Hilfe durchgeführten zeitlichen Interpolation in das Format progressiver Abtastung umgewandelt wird. Schließlich werden die im Format progressiver Abtastung vorliegenden Luminanz- und Chrominanzsignale in die analoge Form umgewandelt und matriziert, um die Farbbildsignale R, G und B für die Darstellung auf einem mit progressiver Abtastung arbeitenden Breitbild-Wiedergabegerät zu erzeugen.

Vorder Erörterung des kompatiblen Breitbild-Kodierungssystems nach Figur 1 a wird ein Hinweis zu den Signalwellenformen A und B der Figur 2 gegeben. Das Signal A ist ein Breitbildsignal mit einem Bildseitenverhältnis von 5:3, das in ein kompatibles Signal mit einem Bildseitenverhältnis von 4:3 nach der Standard-NTSC-Norm umzuwandeln ist, das durch das Signal B bildlich dargestellt ist. Das Breitbildsignal A enthält einen Primärbildinformation führenden Mittelteilbereich, welcher ein Intervall TC einnimmt, und linke und rechte Randteilbereiche, die sekundäre Bildinformation enthalten und die Intervalle TS einnehmen. In diesem Beispiel weisen die linken und rechten Randteile im wesentlichen gleiche Bildseitenverhältnisse auf, die kleiner als diejenigen des dominierenden Mittelteils sind, welches sich dazwischen einstellt.

Das Breitbildsignal A wird in das NTSC-Signal B umgewandelt, und zwar durch vollständige Komprimierung einer bestimmten

Randteilinformation in die horizontalen Überabtastungsbereiche mit den Zeitintervallen TO. Das Standard-NTSC-Signal hat ein aktives Zeilenintervall TA (mit einer Dauer von 52,6 MikroSekunden), welches Überabtastungsintervalle TO, ein Wiedergabe-Zeitintervall TD, welches die wiederzugebende Videoinformation enthält, und ein gesamtes Horizontal-Zeilendauerintervall TH mit einer Dauer von 63,556 Mikrosekunden einschließt. Die Intervalle TA und TH sind dieselben Intervalle sowohl für die Breitbild- als auch für die Standard-NTSC-Signale. Es wurde festgestellt, daß nahezu alle Konsum-Fernsehempfänger ein Überabtastungsintervall aufweisen, das mindestens 4% der gesamten aktiven Zeilendauer TA einnimmt, d.h. 2% Überabtastung an den linken und rechten Rändern. Bei einer Zeilensprungabtastrate von 4 χ fsc (wobei fsc die Frequenz des Farbhilfsträgers ist), enthält jedes horizontale Zeilenintervall 910 Pixel (Biidelemente), von denen 754 die wiederzugebende aktive horizontale Zeileribildinformation bilden.

Das Breitbild-EDTV-System ist in Figur 1 a mit größeren Einzelheiten dargestellt. Nachfolgend wird auf Figur 1 a Bezug genommen. Eine mit progressiver Abtastung und 525 Zeilen und 60 Halbbildern pro Sekunde arbeitende Breitbildkamera 10 liefert ein Breitbild-Farbsignal mit den Komponenten R, G und B und in diesem Beispiel mit einem Breitbildseitenverhältnis von 5:3. Es könnte auch eine Signalquelle mit Zeilensprungabtastung verwendet werden, aber eine mit progressiver Abtastung arbeitende Signalquelle liefert bessere Ergebnisse. Eine Breitbildkamera hat ein größeres Bildseitenverhältnis und eine größere Videobandbreite im Vergleich zu einer Standard-NTSC-Kamera, wobei die Videobandbreite einer Breitbildkamera proportional dem Produkt ihres Bildseitenverhältnisses und der Gesamtanzahl der Zeilen pro Vollbild, neben anderen Faktoren, ist. Unter der Voraussetzung einer konstanten Abtastgeschwindigkeit durch die Breitbildkamera bewirkt eine Erhöhung ihres Bildseitenverhältnisses eine entsprechende Erhöhung sowohl ihrer Videobandbreite als auch der horizontalen Komprimierung der Bildinformation, wenn das Signal von einem Standardfernsehempfänger mit einem Bildseitenverhältnis von 4:3 wiedergegeben wird. Aus diesen Gründen ist es notwendig, das Breitbildsignal für eine vollkommene NTSC-Kompatibilität zu modifizieren.

Das Farbvideosignal, das von dem Kodiersystem nach Figur 1 verarbeitet wird, enthält sowohl Luminanz- als auch Chrominanzsignalkomponenten. Die Luminanz- und Chrominanzsignale enthalten sowohl nieder- als auch hochfrequente Informationen, welche in der folgenden Beschreibung als „Tiefen" („lows") und „Höhen" („highs") bezeichnet werden. Die Breitbild-Farbvideosignale progressiver Abtastung, die eine große Bandbreite aufweisen und von der Kamera 10 kommen, werden in einer Einheit 12 matriziert, um die Luminanzkomponente Y und die Farbdifferenz-Signalkomponenten I und Q aus den Farbsignalen R, G und B abzuleiten. Die Breitbandsignale Y, I und Q progressiver Abtastung werden mit der achtfachen Frequenz (8x fsc) des Chrominanzhilfsträgers abgetastet und einzeln von der analogen in die digitale (binäre) Form durch getrennte Analog/Digital-Wandler (A/D) in einer A/D-Einheit 14 umgewandelt, bevor sie einzeln mittels getrennter vertikal-zeitlicher (V-T) Tiefpaßfilter in einem Filternetzwerk 16 gefiltert werden, um gefilterte Signale YF, IF und QF zu erzeugen. Diese Signale weisen jeweils die Form auf, wie sie durch die Wellenform A in Figur 2 angegeben ist. Die getrennten Filter sind lineare, zeitinvariante 3 x 3-Filter von der Art, wie sie in Figur 10 d gezeigt sind und noch erörtert werden. Diese Filter reduzieren die vertikal-zeitliche Auflösung ein wenig, insbesondere die diagonale V-T-Auflösung, um unerwünschte Zeilensprungabtastungs-Artefakte (beispielsweise Flimmern, gezackte Kanten und andeie auf Alias bezogene Effekte) in dem Hauptsignal (Komponente 1 in Figur 1) nach der Umwandlung der progressiven Abtastung in die Zeilensprungabtastung zu verhindern. Die Filter halten die vollständige vertikale Auflösung in ruhenden Bereichen des Bildes nahezu aufrecht.

Der Dehnungsfaktor (CEF) des Mittelteils ist eine Funktion der Differenz zwischen der Breite eines von einem Breitbildempfänger wiedergegebenen Bildes und der Breite eines von einem Standardempfänger wiedergegebenen Bildes. Die Bildbreite einer Breitbildwiederrjabe mit einem Bildseitenverhältnis von 5:3 ist 1,25mal größer als die Bildbreite einer Standardwiedergabe mit einem Bildseitenverhältnis von 4:3. Dieser Faktor von 1,25 ist ein vorläufiger Faktor für die Dehnung des Mittelteils, der eingestellt werden muß, um dem Überabtastungsbereich eines Standardempfängers Rechnung zu tragen und eine absichtlich leichte Überlappung der Bereichsgrenzen zwischen den Mittel- und Randteilen zu berücksichtigen, wie es noch erläutert wird. Diese Gesichtspunkte schreiben einen Dehnungsfaktor CEF von 1,19 vor.

Die Signale der progressiven Abtastung aus dem Filternetzwerk 16 weisen eine Bandbreite von 0 bis 14,32 MHz auf und werden jeweils in Signale des 2:1-Zeilensprungformats mit Hilfe von Progressiv-Zeilensprungabtastungs-Wandlern (P-Z-Wandler) 17a, 17b und 17c umgewandelt, deren Einzelheiten noch in Verbindung mit den Figuren 22 und 23 erörtert werden. Die Bandbreite

der Ausgangssignale IF', QF' und YF'von den P-Z-Wandiern 17 a bis 17c beläuft sich auf einen Bereich von O bis 7,16 MHz, da die horizontale Abtastfrequenz für Signale der Zeilensprungabtastung die Hälfte der Signalb der progressiven Abtastung ist. Bei dem Umwandlungsprozeß wird das progressive Abtastsignal unterabgetastet, indem die Hälfte der verfügbaren Bildelementproben genommen wird, um das Hauptsignal im 2:1-Zeilensprungformat zu erzeugen. Es wird ausdrücklich jedes progressive Abtastsignal in das 2:1-Zeilensprungformat umgewandelt, und zwar durch Beibehaltung entweder der ungeradr.ahligen oder der geradzahligen Zeilen in jedem Halbbild, und Auslesen der zurückgehaltenen Bildelemente mit einer Frequenz von 4x fsc (14,32MHz). Die gesamte darauffolgende digitale Verarbeitung der durch Zeilensprungabtastung gewonnenen Signale erfolgt mit einer Frequenz von 4x fsc.

Der Wandler 17c enthält auch ein Fehlervorhersagenetzwerk. Ein Ausgangssignal des Wandlers 17c, YF', ist die im Zeilensprungformat unterabgetastete Luminanzversion der vorgefilterten Komponente progressiver Abtastung. Ein anderes Ausgangs-(Luminanz-) Signal des Wandlers 17 c, YT, enthält die zeitliche Information, die von der Halbbild-Differenzinformation abgeleitet ist und eine zeitliche Vorhersage repräsentiert, oder eine zeitliche Interpolation, einen Fehler zwischen den tatsächlichen und den vorhergesagten Werten der Luminanzabtastwerte, die im Empfänger „fehlen", wie es noch erörtert wird. Die Vorhersage basiert auf einer zeitlichen Mittelung der Amplituden der „Vor"- und „NactT-Bildelemente, die im Empfänger verfügbar sind. Das Signal YT, ein Luminanz-„Helfer"-Signal, trägt dazu bei, das Signal der progressiven Abtastung im Empfänger wiederherzustellen und legt im Prinzip über einen Fehler Rechenschaft ab, den der Empfänger der Erwartung nach hinsichtlich nichtstationärer Bildsignale machen kann, und erleichtert die Auslöschung eines solchen Fehlers im Empfänger. In den unbewegten Teilen eines Bildes fct der Fehler Null, und im Empfänger wird die volle Wiederherstellung durchgeführt. Es wurde gefunden, daß ein Chrominanz-Helfersignal praktisch nicht notwendig ist, und daß ein Luminanz-Helfersignal zur Erzielung guter Ergebnisse ausreicht, da das menschliche Auge für fehlende vertikale oder zeitliche Chrominanzdetails weniger empfindlich ist. Die Figur 2 a veranschaulicht den verwendeten Algorithmus zur Entwicklung eines Helfersignals YT. Nachfolgend wird auf Figur 2 a Bezug genommen. Die Bildelemente A, X und B indem progressiven Abtastsignal nehmen dieselbe räumliche Position in einem Bild ein. Die schwarzen Bildelemente, beispielsweise A und B, werden als Hauptsignal übertragen und sind im Empfänger verfügbar. Ein weißes Bildelement, beispielsweise X, wird nicht übertragen und von einer zeitlichen Vollbildmittelung (A + B)/2 vorhergesagt. Das heißt, in dem Kodierer wird für „fehlende" Bildelemente X durch Mittelung der Amplituden der „Vor"- und „Nach"-Bildelemente A und B eine Vorhersage getroffen. Der Vorhersagewert (A + B)/2 wird von dem aktuellen Wert X subtrahiert, um ein Vorhersagefehlersignal zu erzeugen, entsprechend dem Helfersignal, mit einer Amplitude gemäß dem Ausdruck X — (A + B)/2. Dieser Ausdruck kennzeichnet die zeitliche Halbbild-Differenzinformation zuzüglich der zeitlichen Vollbildmittelungsinformation. Das Helfersignal wird mittels eines 750-kHz-Tiefpaßfilters horizontal einer Tiefpaßfilterung unterzogen und als Helfersignal YT übertragen. Die Bandbegrenzung des Helfersignals auf 750 kHz ist notwendig, um dieses Signal vor dem Interferieren mit dem nächstniederen HF-Kanal zu bewahren, nachdem dieses Signal auf den HF-Bildträger moduliert ist. Im Empfänger erfolgt unter Verwendung eines Mittelwertes der Proben A und B eine gleichartige Vorhersage des fehlenden Bildelementes X, und der Vorhersagefehler wird zu der Vorhersage addiert. Das heißt, X wird durch Addition des Vorhersagefehlers X - (A + B)/2 zu dem zeitlichen Mittelwert (A + B)/2 wiedergewonnen. Auf diese Weise erleichtert das Helfersignal die Umwandlung vom Zeilensprungformat in das progressive Abtastformat. Das Helfersignal, das durch den offenbarten zeitlichen Vorhersagealgorithmus vorteilhaft erzeugt wird, ist ein Signal mit geringem Energieinhalt im Vergleich zu einem Vorhersagesignal, das von anderen Algorithmen erzeugt wird, beispielsweise demjenigen, der verwendet wird, um ein Zeilendifferentialsignal zu erzeugen, das von M.Tsinberg in einem Artikel „ENTSC Two Channel Compatible HDTV System", IEEE Transactions on Consumer Electronics, Band CE-33, Nr.3, August 1987, S. 146-153 beschrieben wird. In ruhenden Bereichen eines Bildes ist die Fehlerenergie Null, weil die Vorhersage genau ist. Ein Zustand geringer Energie wird durch ruhende und im wesentlichen ruhende Bilder manifestiert (beispielsweise eine Nachricht im Fernsehen, die in Reporter gegen einen ruhenden Hintergrund herausstellt). Der offenbarte Algorithmus wurde ermittelt, um nach der Bildwiedergewinnung im Empfänger die geringsten unerwünschten Artefakte zu erzeugen, und das Helfersignal, das durch den offenbarten Algorithmus erzeugt wird, behält seine Zweckmäßigkeit, nachdem es auf ungefähr 75OkHz bandbegrenzt (gefiltert) ist. Das Helfersignal, das durch den offenbarten Algorithmus in vorteilhafter Weise erzeugt wird, weist bei Vorhandensein einer Stehbildinformation eine Nullenergie auf, und folglich bleibt ein Helfersignal, das zu einem Stehbild gehört, durch eine Filterung unbeeinflußt. Ein sehr verbessertes wiedergewonnenes Breitbild ergibt sich sogar dann, wenn das Helfersignal nicht übertragen wird. In einem solchen Fall unbewegter Teile des Bildes wird es viel schärfer sein als ein Standard-NTSC-BiId, aber bewegte Teile werden etwas „weicher" sein und können einen „Schwebungs"-Artefakt aufweisen. Daher braucht ein Fernsehtechniker anfänglich das Helfersignal nicht zu übertragen, er kann es aber vorziehen, die HF-Übertragung zu einem späteren Zeitpunkt zu verbessern.

Das offenbarte ze''liehe Vorhersagesystem ist sowohl für das progressive als auch für das Zeilensprung-Abtastsystem mit höheren &!s den ^ .;,r,darc!-Zeilenfrequenzen nützlich, aber es arbeitet mit einer Quelle progressiver Abtastung am besten, welche die Bild«'.. i.:nti A, X und B aufweist, die dieselbe räumliche Position in einem Bild einnehmen, welche in einer vollkommenen V: ,hersage für Stehbilder resultiert. Die zeitliche Vorhersage wird sogar in ruhenden Teilen eines Bildes unvollkommen sein, falls das ursprüngliche Breitschirmbild von einer nach der Zeilensprungabtastung arbeitenden Quelle kommt. In einem solchen Fall wird das Helfersignal mehr Energie aufweisen und in ruhende Teile eines wiedergewonnenen Bildes geringe Artefakte einbringen. Experimente haben gezeigt, daß die Verwendung einer nach der Zeilensprungabtastung aibeitenden Signalquelle annehmbare Ergebnisse mit Artefakten hervorbringt, die nur bei näherer Betrachtung bemerkbar sind, daß aber eine nach der progressiven Abtastung arbeitende Signalquelle weniger Artefakte einführt und bevorzugte Ergebnisse erzeugt.

Zurückkommend auf Figur 1 a werden die im Zeilensprungformat aufgebauten Breitbildsignale IF', QF' und YF' von den Wandlern 17a bis 17c jeweils durch Horizontal-Tiefpaßfilter 19a, 19b und 19c gefiltert, um ein Silgnal IF" mit einer Bandbreite von 0 bis 60OkHz, ein Signal QF" mit einer Bandbreite von 0 bis 60OkHz und ein Signal YF" mit einer Bandbreite von 0 bis 5 MHz zu erzeugen. Diese Signale werden zunächst einem Formatkodierungsprozeß unterworfen, welcher jedes dieser Signale mittels einer Formatkodierungsvorrichtung, zu der eine Rand-Mittelteil-Signaltrenneinrichtung und Verarbeitungseinheit 18 gehört, kodiert. Kurz zusammengefaßt, das Mittelteil jeder Breitschirmzeile wird zeitlich gedehnt und in den wiedergegebenen Teil der aktiven Zeilendauer mit einem Bildseitenverhältnis von 4:3 abgebildet. Die Zeitdehnung bewirkt eine Verringerung der Bandbreite, so daß die ursprünglichen Breitbildfrequenzen der Zeilensprungabtastung mit der Standard-NTSC-Bandbreite

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kompatibel gemacht werden. Die Randteile werden in die Horizontalfrequenz^nder aufgeteilt, so daß die Höhen der Farbkomponenten I und Q eine Bandbreite von 83kHz bis 60OkHz aufweisen (wie das in Figur 7 für das Signal IH dargestellt ist) und die Höhen der Luminanzkomponente Y eine Bandbreite von 70OkHz bis 5,0MHz aufweisen (wie das in Figur 6 für das Signi',1 YH dargestellt ist). Die Tiefen der Randteile, d. h. die Signale YO, IO und QO, die, wie in den Figuren 6 und 7 dargestellt ist, entwickelt werden, enthalten eine Gleichstromkomponente und sind zeitlich gedehnt und werden in die linken und rechten horizontalen Bildüberabtastbereiche auf jeder Zeile abgebildet. Die Höhen der Randteile werden getrennt verarbeitet. Die Einzelheiten dieses Formatkodierungsprozesses folgen unmittelbar unten.

Im Verlauf der Betrachtung der folgenden Einzelheiten der Kodierung ist es hilfreich, dabei auch die Figur 1 e heranzuziehen, welche den Kodierungsvorgang der Komponenten 1,2,3 und 4 im Zusammenhang mit der wiedergegebenen Mittel- und Randteilinformation bildlich dargestellt. Die gefilterten Zeilensprungabtastsignale IF", QF" und YF" werden von der Rand-

Mittelteil-Signaltrenneinrichtung und Verarbeitungseinheit 18 verarbeitet, umso drei Ausgangssignalgruppen zu liefern: YE, IE

und QE; YO, IO und QO unu' YH, IH und QH. Die ersten beiden Gruppen der Signale (YE, IE, QE und YO, I0, QO) werden verarbeitet, um ein Signal zu entwickeln, das eine Mittelteilkomponente mit voller Bandbreite enthält und zusätzlich die Luminanztiefen des Randteils, die in die horizontalen Überabtastbereiche gepreßt werden. Die dritte Gruppe der Signale (YH, IH, QH) wird verarbeitet, um ein Signal zu entwickeln, das die Randteilhöhen enthält. Wenn diese Signale zusammengefaßt werden, wird ein NTSC-kompatibles Breitbildsignal zur Wiedergabe mit einem Seitenverhältnis von 4:3 erzeugt. Die Einzelheiten der Schaltungen, die die Verarbeitungseinheit 18 umfassen, werden in Verbindung mit den Figuren 6, 7 und 8 dargestellt und erörtert. Die Signale YE, IE und QE enthalten die vollständige Mittelteilformation und weisen dasselbe Format auf, wie es durch das Signal YE in Figur 3 angegeben ist. Kurz, das Signal YE wird von dem Signal YF" wie folgt abgeleitet. Das Breitbandsignal YF" enthält die Bildelemente 1 bis 754, die während des aktiven Zeilenintervalls des Breitbildsignals vorkommen, welches die Rand- und Mittelteilinformation enthält. Die Information des Breitbandmittelteils (Bildelemente 75 bis 680) wird als Mittelteil-Luminanzsignal YC über einen Zeitdemultiplexierungsprozeß herausgelöst. Das Signal YC wird um den Dehnungsfaktor des Mittelteils von 1,19 (d. h. 5,0 MHz:4,2 MHz) gedehnt, um das NTSC-kompatible Mittelteilsignal YE zu erzeugen. Das Signal YE weist eine NTSC-kompatible Bandbreite (0 bis 4,2 MHz) auf, und zwar infolge der Zeitdehnung um den Faktor 1,19. Das Signal YE belegt das Bildwiedergabeintervall TD (Figur 2) zwischen den Überabtastungsbereichen TO. Die Signale IE und QE werden aus den Signalen IF" bzw. QF" entwickelt und in einer Weise verarbeitet, die derjenigen des Signals YE ähnlich ist. Die Signale YO, IO und QO liefern die Randteilinformation niederer Frequenz („Tiefen"), welche in die linken und rechten Horizontal-Überabtastungsbereiche eingefügt ist. Die Signale YO, IO und QO weisen dasselbe Format auf, wie es durch das Signal YO in Figur 3 angegeben ist. Kurz gesagt, das Signal YO wird aus dem Signal YF" wie folgt abgeleitet. Das Breitbildsignal YF enthältdie linke Randteilinformation, zu der die Bildelemente 1 bis 84 gehören, und die rechte Randteilinformation, die den Bildelementen 671 bis 754 zugehörig ist. Wie noch zu erörtern seki wird, wird das Signal YF" tiefpaßgefiltert, um ein niederfrequentes Luminanzsignal mit einer Bandbreite von 0 bis 70OkHz zu erzeugen, aus welchem über einen Zeitdemultiplexierungsprozeß ein linkes und rechtes niederfrequentes Randteilsignal herausgezogen wird (Signal YL' in Figur 3). Das Luminanz-Tiefensignal YL' wird zeitlich komprimiert, um ein Randteiltiefensignal YO mit komprimierter niederfrequenter Information in den Überabtastungsbereichen zu erzeugen, zu welchen die Bildelemente 1 bis 14 und 741 bis 754 gehören. Das komprimierte Randteil-Tiefensignal weist eine erhöhte Bandbreite auf, die dem Maß der Zeitkompression proportional ist. Die Signale IO und QO werden aus den Signalen IF" bzw. QF" entwickelt und werden in ähnlicher Weise wie das Signal YO verarbeitet.

Die Signale YE, IE, QE und YO, IO, QO werden von einer Kombinationsschaltung 28 für das Rand-Mitte-Signal, z. B. einem Zeitmultiplexer, zusammengefaßt, um die Signale YN, IN und QN mit einer NTSC-kompatiblen Bandbreite und einem Bildseitenverhältnis von 4:3 zu erzeugen. Diese Signale haben die gleiche Form wie das in Figur 3 gezeigte Signal YN. Die Kombinationsschaltung 28 enthält auch geeignete Signalverzögerungen für den Ausgleich der Laufzeiten der zu kombinierenden Signale. Derartige ausgleichende Signalverzögerungen sind, wenn es erforderlich ist, in dem System anderswo enthalten, um Signallaufzeiten auszugleichen.

Ein Modulator 30, ein Bandpaßfilter 32, ein H-V-T-Bandsperrfilter 34 und eine Kombinationsschaltung 36 stellen einen verbesserten NTSC-Signalkodierer 31 dar. Die Chrominanzsignale IN und QN werden quadraturmoduliert, und zwar auf einen Hilfsträger SC mit der NTSC-Chrominanz-Hilfsträgerfrequenz von nominell 3,58MHz mit Hilfe eines Modulators 30, um ein moduliertes Signal CN zu erzeugen. Der Modulator 30 hat einen herkömmlichen Aufbau und wird im Zusammenhang mit Figur 9 beschrieben. Das modulierte Signal CN ist in den vertikalen (V) und zeitlichen (T) Bereichen mittels eines zweidimensionalen (V-T)-Filters 32 bandpaßgefiltert, welches Übersprechartefakte in dem nach dem Zeilensprungverfahren abgetasteten Chrominanzsignal beseitigt, bevor es an einen Chrominanzsignaleingang der Kombinationsschaltung 36 als ein Signal CP gelegt wird. Das Luminanzsignal YN wird in den horizontalen (H), vertikalen (V) und zeitlichen (T) Bereichen mittels eines dreidimensionalen H-V-T-Bandsperrfilters 34 einer Bandsperrfilterung unterzogen, bevor es als ein Signal YP an einen Luminanzeingang einer Kombinationsschaltung 36 gelegt wird. Das Filtern des Luminanzsignals YN und der Chrominanz-Farbdifferenzsignale IN und QN dient zur Absicherung dafür, daß das Luminanz-Chrominanz-Übersprechen nach der folgenden NTSC-Kodierung wesentlich reduziert ist. Die multidimensionalen räumlich-zeitlichen Filter, beispielsweise das H-V-T-Filter 34 und das V-T-Filter 32 in Figur 1 umfassen einen Aufbau, wie dies durch Figur 10 veranschaulicht ist, welche nachfolgend noch erörtert wird.

Das H-V-T-Bandsperrfilter 34 in Figur 1 a weist die Konfiguration der Figur 10 b auf und beseitigt die Frequenzkomponenten sich aufwärts bewegender Diagonalen aus dem Luminanzsignal YN. Diese Frequenzkomponenten sind in ihrem Erscheinen den Chrominanz-Hilfsträgerkomponentfen ähnlich und werden beseitigt, um in dem Frequenzspektrum eine Öffnung (Lücke) herzustellen, in welche das modulierte Chrominanzsignal eingefügt wird. Das Entfernen der sich aufwärts bewegenden diagonalen Frequenzkomponenten aus dem Luminanzsignal YN schwächt ein wiedergegebenes Bild nicht sichtbar ab, weil festgestellt worden ist, daß das menschliche Augo gegenüber diesen Frequenzkomponenten im wesentlichen unempfindlich ist. Das Filter 34 weist eine Grenzfrequenz von annähernd 1,5 MHz auf, um die vertikale Luminanz-Detailinformation nicht zu beeinträchtigen.

Das V-T-Bandpaßfilter 32 reduziert die Chrominanzbandbreite, so daß die modulierte Chrominanz-Randteilinformation in die Öffnung (Lücke) eingefügt werden kann, die in dem Luminanzspektrum durch das Filter 34 hervorgerufen wird. Das Filter 32 reduziert die vertikale und zeitliche Auflösung der Chrominanzinformation, so daß die ruhenden und bewegten Kanten sichtlich

unscharf werden, aber dieser Effekt ist unbedeutend oder hat keine Folgen infolge der Unempfindlichkeit des menschlichen Auges gegenüber solchen Effekten.

Ein Ausgangssignal C/SL der Tiefen des Mitte-Randbereiches von der Kombinationsschaltung 36 enthält wiederzugebende NTSC-kompatible Information, die aus dem Mittelteil des Breitbildsignals abgeleitet ist, ebenso wie komprimierte Tiefen der Randteile (sowohl Luminanz als auch Chrominanz), die aus den Randteilen des Breitbildsignals abgeleitet sind und sich in den linken und rechen Überabtastungsbereichen befinden und von einem Betrachter eines NTSC-Empfängerdisplays nicht gesehen werden. Die komprimierten Randteiltiefen in dem Überabtastungsbereich stellen den einen Bestandteil der Randteilinformation für eine Breitbildwiedergabeanordnung dar. Der andere Bestandteil, die Randteilhöhen, wird von der Verarbeitungseinheit 18 entwickelt, die unten erörtert wird. Die Randteilhöhensignale YH (Luminanzhöhen), IH (I-Höhen) und QH (Q-Höhen) sind in Figur 4 veranschaulicht. Die Figuren 6, 7 und 8 veranschaulichen eine Vorrichtung zur Entwicklung dieser Signale, wie das noch erörtert wird. In Figur 4 enthalten die Signale YH, IH und QH eine linke hochfrequente Randteilinformation, zu der die Bildelemente 1 bis 84 des linken Bereiches gehören, und eine rechte hochfrequente Randteilinformation, zu der die Bildelemente 671 bis 754 des rechten Bereiches gehören.

Der Mittelteilbereich des Signals C/SL wird von einer Intraframe-Verarbeitungseinrichtung 38 verarbeitet, um ein Signal N zu erzeugen, welches an einen Eingang einer Additionsstufe 40 gelegt wird. Das einer Intraframe-Verarbeitung unterzogene Signal N ist im wesentlichen mit dem Signal C/SL identisch, und zwar wegen darin hohem Maße sichtbare; KorrelPtion der Intraframe-Bildinformation des Signals C/SL. Die Verarbeitungseinrichtung 38 mittelt das Signal C/SLoberhab von annähernd 1,5MHz und trägt dazu bei, das vertikal-zeitliche Übersprechen zwischen den Haupt- und Zusatzsignalen zu reduzieren oder zu eliminieren. Der Hochpaßfrequenzbereich von 1,5MHz und darüber, in welchem die Intraframe-Verarbeitungseinrichtung 38 arbeitet, wurde ausgewählt, um abzusichern, daß die vollständige Intraframe-Mittelung für die Information bei 2 MHz und darüber durchgeführt wird, um zu vermeiden, daß die vertikale Luminanz-Detailinformation durch den Vorgang der Intraframe-Mittelung verschlechtert wird. Horizontales Übersprechen wird mit Hilfe eines 200-kHz-Sicherheitsbandes zwischen einem Filter, das zu der Intraframe-Mittelungseinrichtung 38 in dem Kodierer 31 gehört und einem Filter, das zu einer Intraframe-Verarbeitungseinheit in d Jm Dekodierer der Figur 13 gehört, eliminiert. Die Figur 11b zeigt Einzelheiten der Höhen-Intraframe-Verarbeitungseinrichtung 38. Die Figuren 11b und 13 werden nachfolgend erörtert.

Die Signale IH, QH und YH werden mit Hilfe eines NTSC-Kodierers 60 in dem NTSC-Format untergebracht, welcher dem Kodierer 31 ähnlich ist. Speziell der Kodierer 60 enthält eine Vorrichtung der in Figur 9 dargestellten Art, ebenso wie eine

Vorrichtung für die Quadraturmodulation der Höhen der Chrominanzinformation'der Randteile auf die Randteilhöhen der Luminanzinformation bei 3,58MHz zur Erzeugung des Signals NTSCH, der Randteil-Höheninformation im NTSC-Format. Dieses Signal ist in Figur 5 veranschaulicht.

Die Anwendung der multidimensionalen Bandpaßfilterung in den NTSC-Kodierern 31 und 60 erlaubt es in vorteilhafter Weise, daß die Luminanz- und Chrominanzkomponenten im wesentlichen »rei von jeglichem Übersprechen in dem Empfänger getrennt werden, wenn der Empfänger eine komplementäre multidimensionale Filterung zum Trennen der Luminanz- und Chrominanzinformation enthält. Die Anwendung der komplementären Filter für die Luminanz/Chrominanz-Kodierung und -Dekodierung wird als kooperative Verarbeitung bezeichnet; rie wird im Detail in einem Artikel von C. H. Strolle mit dem Titel „Cooperative Processing for Improved Chrominance/Luminance Separation" erörtert, veröffentlicht in dem SMPTE Journal, Band 95, Nr. 8, August 1986, Seiten 782-789. Selbst Standardempfänger, die herkömmliche Kammfilter und Zeilenkammfilter benutzen, profitieran von der Verwendung einer solchen multidimensionalen Vorfilterung in dem Kodierer, indem sie weniger Übersprechen im Chrominanz- und Luminanzbereich zeigen.

Das Signal NTSCH wird in einer Einheit 62 zeitlich gedehnt, um ein gedehntes Randteil-Höhensignal ESH mit einem aktiven Horizontal-Zeilenintervall von 50ps zu erzeugen, d. h. weniger als das aktive Zeilenintervall der Standard-NTSC-Norm mit annähernd 52 ps. Wie in Figur 5 dargestellt, wird die Dehnung speziell durch einen „Abbildungs"-Prozeß zustandegebracht, bei dem die linken Randteil-Bildelemente 1 bis 84 des Signals NTSCH in die Bildelementpositionen 15 bis 377 des Signals ESH abgebildet werden, d. h. die lint en Randteilhöhen des Signals NTSCH werden so gedehnt, daß sie annähernd die Hälfte der Zeilenzeit des Signals ESH einnehmen. Der rechte Randteilbereich (Bildelemente 671 bis 754) des Signals NTSCH wird in ähnlicher Weise verarbeitet. Der Zeitdehnungsprozeß vermindert die horizontale Bandbreite der Information, die das Signal ESH (im Vergleich zu derjenigen des Signals NTSCH) umfaßt, um einen Faktor 363/84. Der Abbildungsprozeß, durch den die zeitliche Dehnung erfolgt, kann durch eine Vorrichtung des Typs realisiert werden, der in den Figuren 12 bis 12d gezeigt ist und in Verbindung mit diesen Figuren erörtert wird. Das Signal ESH erfährt eine Intraframe-Mittelung in einem Netzwerk 64 des in Figur 11a gezeigten Typs, um ein Signal X zu erzeugen, das in Figur 5 dargestellt ist. Das Intraframe-Mittelwertsional X ist im wesentlichen identisch mit dem Signal ESH, und zwar wegen der gut sichtbaren Korrelation der Intraframe-Bildinformation des Signals ESH. Das Signal X wird an einen Signaleingang eines Quadraturmodulators 80 geführt.

Das Signal YF' wird auch durch ein Horizontal-Bandpaßfilter 70 mit einem Durchlaßbereich von 5MHz bis 6,0MHz gefiltert. Das Ausgangssignal des Filters 70, das horizontale Luminanzhöhen enthält, wird an einen Amplitudenmodulator 72 gelegt, in dem es ein 5-MHz-Trägersignal fc amplitudenmoduliert. Der Modulator 72 enthält ausgangsseitig ein Tiefpaßfilter mit einer Grenzfrequenz von annähernd 1,0MHz, um am Ausgang des Modulators 72 ein Signal mit einem Durchlaßbereich von 0 bis 1,0MHz zu bilden. Das obere („ungefaltete") Seitenband (5,0 bis 6,0MHz) des Modulationsprozesses wird durch das 1,0-MHz-Tiefpaßfilter entfernt. Effektiv werden die Horizontal-Höhen der Luminanzfrequenzen im Bereich von 5,0MHz bis 6,0MHz durch den Amplitudenmodulationsprozeß und die nachfolgende Tiefpaßfilterung in den Frequenzbereich von 0 bis 1,0MHz verschoben. Die Trägeramplitude sollte hoch genug sein, damit die ursprünglichen Signalamplituden nach der Filterung dutch das 1,0-MHz-Tiefpaßfilter erhalten bleiben. Das heißt, es erfolgt eine Frequenzverschiebung ohne Beeinflußung der Amplitude. Das frequenzverschobene Signal der horizontalen Luminanzhöhen des Modulators 72 wird mittels eines Bildformatkodierers 74 kodiert (zeitlich komprimiert). Das heißt, der Kodierer 74 kodiert die frequenzverschobenen Horizontal-Luminanzhöhen, so daß dieses Signal ein aktives Zeilenintervall von 50ps aufweist, das damit kleiner ist als das aktive Zeilenintervall der Standard-NTSC-Norm von 52,6ps; das erfolgt durch Anwendung einer Technik, die in Verbindung mit den Figuren 6 bis 8 noch beschrieben wird. Wenn das Eingangssignal für den Kodierer 74 durch diesen zeitlich komprimiert wird, steigt dessen Bandbreite von annähernd 1,0MHz auf 1,1 MHz am Ausgang des Kodierers 74.

Das Signal des Kodierers 74 wird mittels einer Vorrichtung 76 einer Intraframe-Mittelung unterzogen, ähnlich derjenigen, die in Figur 11a dargestellt ist, bevor es als Signal Z an den Modulator 80 gelegt wird. Das Intraframe-Mittelwertsignal Z ist im wesentlichen identisch mit dem Signal des Kodierers 74 wegen der gut sichtbaren Korrelation der Intraframe-Bildinformation dus vom Kodierer 74 kommenden Signales Das Modulationssignal X ist ein zusammengesetztes Signal, das die Luminanz- und Chrominanzinformation enthält, und das modulierende Signal Z weist im wesentlichen dieselbe Bandbreite, annähernd 0 bis

Wie es in Verbindung mit Figur 24 noch beschrieben wird, führt der Modulator 80 bei großen Amplitudenausschlägen der beiden Zusatzsignale X und Z eine nichilineare Amplitudenkomprimierung nach einer Gammafunktion durch, bevor diese Signale einem alternierenden Hilfsträgersingal ASC mittels der Quadraturmodulation aufgeprägt werden. Es wird ein Gammawert von 0,7 verwendet, wodurch der Absolutwert einer jeden Probe auf das OJfache der Potenz gehoben und mit dem Vorzeichen des ursprünglichen Probenwertes multipliziert wird. Die Gammakomprimierung reduziert die Sichtbarkeit möglicherweise störender Amplitudenausschläge der modulierten Signale in normalen Empfängern und erlaubt eine vorhersagbare Wiedergewinnung im Breitbildempfänger, weil die inverse Funktion der im Kodierer verwendeten Gammafunktion vorhersagbar ist und leicht im Dekodierer des Empfängers realisiert werden kann.

Die amplitudenkomprimierten Signale werden dann mittels der Quadraturmodulation dem phasengesteuerten alternierenden 3,1075 MHz-Hilfsträger ASC aufgeprägt, dessen Frequenz ein ungeradzahliges Vielfaches der halben Horizontalzeilenfrequenz ist (395 x H/2). Die Phase des alternierenden Hilfsträger wird jeweils von einem zum nächsten Halbbild um 180° geändert, nicht wie die Phase des Chrominanzhilfsträgers. Die halbbildweise wechselnde Phase des alternierenden Hilfsträger erlaubt es, daß sich die modulierende Information der Zusatzsignale X und Z mit der Chrominanzinformation überlappt; es werden komplementär-phasige zusätzliche Informationskomponenten A1,-A1 und A3,-A3 des modulierten Zusatzsignals erzeugt, welches die Trennung der Zusatzinformation unter Verwendung einer relativ unkomplizierten Halbbild-Speichereinrichtung im Empfänger erleichtert. Das quadraturmodulierte Signal M wird dem Signal N in der Additionsstufe 40 hinzugefügt. Das resultierende Signal NTSCF ist ein NTSC-kompatibles 4,2 MHz-Signal.

Die beschriebene nichtlineare Gammafunktion, die in dem Kodierer zur Komprimierung großer Amplituden verwendet wird, ist ein Bestandteil eines nichtlinearen Kompandierungssystems (Kompression/Expansion), das als weiteren Bestandteil für den Zweck der Amplitudendehnung (Expansion) in dem Dekodierer eines Breitbildempfängers eine komplementäre Gammafunktion enthält, wie dies nachfolgend noch beschrieben wird. Es wurde festgestellt, daß das offenbarte nichtlineare Kompandierungssystem die Auswirkung der nicht zum Standard gehörenden Zusatzinformation auf die Standard-Bildinformation beträchtlich reduziert, ohne ein Bild durch Rauscheffekte sichtbar zu verschlechtern. Das Kompandierungssystem verwendet eine nichtlineare Gammafunktion, um große Amplitudenausschläge der zusätzlichen, nicht zum Standard gehörenden hochfrequenten Breitbildinformation im Kodierer sofort zu komprimieren mit einer komplementären nichtlinearen Gammafunktion, die dazu verwendet wird, eine solche hochfrequente Information im Dekodierer wieder entsprechend zu dehnen. Das Ergebnis besteht darin, daß große Amplituden der hochfrequenten zusätzlichen Information die existierende Standard-Videoinformation in dem offenbarten kompatiblen Breitbildsystem weniger stören, wobei die nicht zum Standard gehörende zusätzliche Breitbildinformation in niedrigfrequente Teile und in hochfrequente Teile aufgespalten wird, die der Kompandierung unterworfen werden. In dem Dekodierer führt eine nichtlineare Amplitudendehnung der komprimierten hochfrequenten Information nicht zu übermäßig merklichem Rauschen, da sich große Amplituden hochfrequenter Information typischerweise an kontrastreichen Bildkanten finden und das menschliche Auge für Rauchen an solchen Kanten unempfindlich ist. Der beschriebene Kompandierungsprozeß reduziert in vorteilhafter Weise auch Kreuzmodulationsprodukte zwischen dem alternierenden Hilfsträger und dem Chrominanzhilfsträger, so daß auch damit zusammenhängende sichtbare Schwebungserscheinungen reduziert werden.

Das Luminanz-Detailsignal YT weist eine Bandbreite von 7,16MHz auf und wird mittels eines Bildformatkodierers 78 in das 4:3-Bildformat kodiort (z. B. in der in Figur 6 gezeigten Weise) und erfährt anschließend in einem Filter 79 ein eine horizontale Tiefpaßfilterung bis 75OkHz, um ein Signal YTN zu erzeugen. Die Randbereiche werden bis 125KHz einer Tiefpaßfilterung unterzogen, bevor sie mittels eines eingangsseitigen Tiefpaßfilters des Bildformatkodierers 78 ze'tlich komprimiert werden, entsprechend dem Eingangsfilter 610 der in Figur 6 dargestellten Vorrichtung, jedoch mit einer G.onzfrequenz von 125kHz. Die Randbereichshöhen werden unterdrückt. Daher ist das Signal YTN mit dem Hauptsignal C/SL räumlich korreliert.

Die Signale YTN und NTSCF werden mittels Digital/Analog-Wandlern 53 bzw. 54 aus der digitalen (binären) in die Analogform umgewandelt, bevor sie an einen HF-Quadraturmodulator 57 zur Modulierung eines Fernseh-HF-Trägersignals gegeben werden.

Das HF-modulierte Signal wird anschließend an einen Sender 55 gegeben, um es über eine Antenne 56 abzustrahlen.

Der zu dem Modulator 80 gehörige alternierende Hilfsträger ASC ist horizontal synchronisiert und seine Frequenz ist so gewählt, daß eine ausreichende Trennung (z. B. 20-30db) der Rand- und Mittelteilinformation sichergestellt ist, und daß sich keine wesentlichen Auswirkungen auf ein Bild ergeben, das von einem NTSC-Standard-Empfänger wiedergegeben wird.

Die ASC-Frequenz sollte vorzugsweise eine Frequenz der Zeilensprungabtastung mit einem ungeradzahligen Vielfachen der halben Horizo.ital-Zeilenfrequenz sein, so daß keine Störungen erzeugt werden, welche die Qualität eines wiedergegebenen Bildes beeinträchtigen würden.

Die in dem Modulator 80 durchgeführte Quadraturmodulation erlaubt in vorteilhafter Weise die gleichzeitige Übertragung zweier schmalbandiger Signale. Die zeitliche Dehnung und Modulation hochfrequenter Signale führt zu einer Verringerung der Bandbreite, entsprechend dem Schmalband-Erfordernissen der Quadraturmodulation, Je mehr die Bandbreite reduziert ist, desto weniger wahrscheinlich ist es, daß Störungen zwischen dem Träger und Modulationssignalen auftreten. Außerdem wird die typischerweise mit hoher Energie auftretende Gleichstromkomponente der Randteilinformation in den

Überabtastungsbereich hineingepreßt und nicht als modulierendes Signal verwendet. Daher ist die Energie des modulierenden Signals und folglich die latent vorhandene Störung des modulierenden Signals sehr verringert.

Das kodierte und über die Antenne 56 abgestrahlte NTSC-kompatible Breitbildsignal soll sowohl von NTSC-Empfängern als auch von Breitbildempfängern empfangen werden können, wie es in Figur 13 veranschaulicht ist.

In Figur 13 wird ein gesendetes kompatibles Breitbild-Fernsehsignal mit erweiterter Auflösung nach der Zeilensprungabtastung von einer Antenne 1310 empfangen und an einen Antenneneingang eine NTSC-Empfängers 1312 gelegt. Der Empfänger 1312 verarbeitet das kompatible Breitbildsignal in normaler Weise, um eine Bildwiedergabe mit einem Seitenverhältnis von 4:3 zu erzeugen, wobei die Randbereichinformation des Breitbildes teilweise (d. h. die „Tiefen") in die Horizontal-

Überabtastungsbereiche außerhalb der Sicht des Betrachters gepreßt ist und teilweise (d.h. die „Höhen") in dem modulierten alternierenden Hilfsträgersignal enthalten ist, welches die Arbeitsweise des Standardempfängers nicht stört.

Das von der Antenne 1310 empfangene kompatible Breitbild-EDTV-Signal wird auch an einen Breitbildempfänger 1320, der mit progressiver Abtastung arbeitet, gegeben, der ein Breitbild mit einem Seitenverhältnis von z. B. 5:3 wiedergeben kann. Das empfangene Breitbildsignal wird von einer Eingangseinheit 1322 verarbeitet, die einen Hochfrequenz-(HF)-Tuner und Verstärkerschaltungen, einen ein Basisband-Videosignal erzeugenden Synchron-Videomodulator (einen Quadraturdemodulator) und Analog/Digital-Wandler-Schaltungen (A/D-Wandler) enthält, um ein Basisband-Viaeosignal (NTSCF) in binärer Form zu erzeugen. Die A/D-Wandler-Schaltungen arbeiten mit einer Abtastfrequenz, die dem Vierfachen der Chromjnanz-Hilfsträgerfrequenz (4 χ fsc) entspricht.

Das Signal NTSCF wird einer Intraframe-Verarbeitungseinheit 1324 zugeführt, in welcher Bildzeichen verarbeitet werden, die jeweils innerhalb eines Vollbildes um 262 Horizontalzeilenperioden (262 H) auseinanderliegen, und zwar in einem Frequenzbereich oberhalb von 1,7 MHz, um auf diese Weise das Hauptsignal N und das quadraturmodulierte Zusatzsignal M wiederzugewinnen, das im wesentlichen frei von vertikalem und zeitlichem Übersprechen (V-T-Üborsprechen) ist. Zwischen der bei 1,7MHz liegenden unteren Grenze der Betriebsfrequenz der Einheit 1324 und der bei 1,5MHz liegenden unteren Grenze der Betriebsfrequenz der Einrichtung 38 in dem Kodierer der Figur 1 a befindet sich ein 200 kHz breites Sicherheitsband gegen horizontales Übersprechen. Das wiedergewonnene Signal N enthält eine Information, die im wesentlichen optisch identisch ist mit der Bildinformation des Hauptsignals C/SL infolge der gut sichtbaren Intraframe-Bildkorrelation des ursprünglichen Hauptsignals C/SL, das die Intraframe-Mittelung in dem Kodierer der Figur 1 a erfahren hat.

Das Signal M wird an eine Quadraturdemodulator- und Amplitudendehnungseinheit 1326 geführt, um die Zusatzsignale X und Z mittels eines alternierenden Hilfsträger ASC mit einer von Halbbild zu Halbbild wechselnden Phase zu demodulieren, ähnlich dem Signal AEC, das in Verbindung mit Figur 1 a beschrieben ist. Die demodulierten Signale X und Z enthalten eine Information, die im wesentlichen mit der Bildinformation des Signals ESH und dem Ausgangssignal Her Einheit 74 in Figur 1 a optisch identisch ist, und zwar infolge der gut sichtbaren Intraframe-Bildkorrelation dieser Signale, die eine Intrnframe-Mittelung in dem Kodierer der Figur 1 a erfahren haben. Die Einheit 1326 enthält außerdem ein 1,5 MHz-Tiefpaßfilter, um unerwünschte hochfrequente Demodulationsprodukte mit der zweifachen Frequenz des alternierenden Hilfsträger zu entfernen, und eine Amplitudendehnungsschaltung zur Dehnung der (zuvor komprimierten) demodulierten Signale unter Verwendung einer inversen Gammafunktion (Gammawert = 1/0,7 = 1,429), d.h. die inverse Funktion der von dem Modulator80 in Figur 1 a durchgeführten nichtlinearen Komprimierungsfunktion.

In einer Einheit 1328 erfolgt eine zeitliche Komprimierung der farbkodierten Randteilhöhen, so daß sie wieder ihre ursprünglichen Zcitschlitze einnehmen, wodurch das Signal NTSCH wiedergewonnen wird. Die Einheit 1328 komprimiert das Signal NTSCH zeitlich um denselben Betrag, um welches die Einheit 62 der Figur 1 a das Signal NTSCH zeitlich gedehnt hat. Ein Luminanz (Y)-Höhen-Dekoaierer 1330 dekodiert die horizontal-hochfrequenten Anteile des Luminanzsignals Z in das Breitbildformat durch eine Zeitdehnung dieses Signals um denselben Betrag, um den die Zeitkomprimierung der entsprechenden Komponente in dem Kodierer der Figur 1 a erfolgt ist, wie dies in Figur 7 angegeben ist, und zwar unter Verwendung der darin beschriebenen Abbildungstechnik.

Der Modulator 1332 führt eine Amplitudenmodulation des vom Dekodierer 1330 kommenden Signals auf einem 5,0MHz-Träger fc durch. Das amplitudenmodulierte Signal wird anschließend von einem Filter 1334 mit einer 5,0MHz-Grenzfrequenz hochpaßgefiltert, um das untere Seitenband zu unterdrücken. In dem Ausgangssignal des Filters 1334 sind die Mittelteilfrequenzen von 5,0 bis 6,0MHz und die Randteilfrequenzen von 5,0 bis 6,0MHz wiedergewonnen. Das vom Filter 1334 kommende Signal wird zu einer Additionsstufe 1336 geführt.

Das Signal NTSCH von der Körner:, ,ilcrungseinheit 1328 ist an eine Trenneinrichtung 1340 gelegt, um die Luminanzhöhen von den Chrominanzhöhen zu trunnen und die Signale YH, IH und QH zu erzeugen. Dies kann mit Hilfe der Anordnung in Figur 18 erfolgen.

Das Signal N der Einheit 1324 wird mit Hilfe einer Luminanz/Chrominanz-Trenneinrichtung 1342 in die Anteile der Luminanz- und Chrominanzkomponenten YN, IN und QN getrennt. Die Trenneinrichtung 1342 kann ähnlich der Trenneinrichtung 1340 ausgebildet sein und eine Vorrichtung des in Figur 18 gezeigten Typs verwenden.

Die Signale YH, IH, QH und YN, IN, QN werden als Eingangssignale einem Y-I-Q-Bildformatdekodierer 1344 zugeführt, welcher die Luminanz- und Chrominanzkomponenten in das Breitbildformat dekodiert. Die Randteiltiefen werden zeitlich gedehnt, das Mittelteil wird zeitlich komprimiert, die Randteilhöhen werden zu den Randteiltiefen addiert und die Randteile werden unter Bildung des zehn Bildelemente breiten Überlappungsbereiche bei Anwendung der Prinzipien der Figur 14 zusammengefügt. Die Einzelheiten des Dekodierers 1344 sind in Figur 19 dargestellt.

Das Signal YF' wird an die Addititionsstufe 1336 geführt, in der es mit dem von dem Filter 1334 kommenden Signal summiert wird. Durch diesen Prozeß wird die wiedergewonnene erweiterte hochfrequente Horizontal-Luminanz-Detailinformation zu dem dekodierten Luminanzsignal YF' addiert.

Die Signale YF', IF' und QF' werden mit Hilfe von Bildwandlern 1350,1352 bzw. 1354 aus dem Zeilensprung-Abtastformat in das Format progressiver Abtastung umgewandelt. Der progressive Bildwandler 1350 für die Luminanz spricht außerdem auf das „Helfer"-Luminanzsignal YT aus einem Bildformatdekodierer 1360 an, der das kodierte „Helfer"-Signal YTN dekodiert. Der Dekodierer 1360 dekodiert das Signal YTN in das Breitbildformat und hat einen Aufbau ähnlich dem in Figur 17 gezeigten Aufbau.

Die Bildwandler 1352 und 1354 für die I- und Q-Komponenten wandeln die Zeilensprung-Abtastsignale in progressive Abtastsignale um, indem sie das zeitliche Mittel von Zeilen bilden, die um ein Vollbild ausein jnderliegen, um so die Information für die jeweilige fehlende Zeile der progressiven Abtastung zu erhalten. Dies kann mittels einer Vorrichtung der in Figur 20 dargestellten Art erfolgen.

Der progressive Bildwandler 1350 für die Luminanz ist derjenigen Anordnung ähnlich, die in Figur 20 gezeigt ist, mit der Ausnahme, daß das Signal YT addiert wird, wie es bei der Anordnung nach Figur 21 gezeigt ist. In dieser Einheit wird eine Probe des „Helfer"-Signals YT zu einen) zeitlichen Mittelwert addiert, um zur Rekonstruktion eines fehlenden Bildelementabtastwertes der progressiven Abtastung beizutragen. Die vollständigen Zeitdetails werden innerhalb des Bandes der Horizontalfrequenzen wiedergewonnen, das in dem kodierten Zeilendifferenzsignal (75OkHz, nach der Kodierung) enthalten ist. Oberhalb dieses Bandes der Horizontalfrequenzen ist das Signal YT gleich Null, so daß die fehlende Probe durch zeitliche Mittelung wiederhergestellt wird.

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Die im Format progressiver Abtastung vorliegender Breitbildsignale YF, IF und QF werden mittels eines Digital/Analog-Wandlers 1362 in die Analogform umgewandelt, bevor sie einer Videosignalverarbeitungs- und Matrixverstärkereinheit 1364 zugeführt v/erden. Die Komponente des Videosignalprozessors der Einheit 1364 enthält Schaltungen zur Signalverstärkung, Verschiebung des Gleichstrompegels, der Spitzenwertbildung, der Helligkeitsregelung, der Kontrastregelung und andere herkömmliche

Videosignalverarbeitungsschultungen. Die Matrixverstärkereinheit 1364 kombiniert das Luminanzsignal YF mit den

Farbdifferenzsignalen IF und QF, um die das Farbbild darstellenden Videosignale R, G und B zu erzeugen. Diese Farbsignale werden durch Display-Treiberverstärker in der Einheit 1364 auf einen Pegel verstärkt, der sich zur direkten Ansteuerung einer farbtüchtigen Breitbild-Wiedergabeeinrichtung 1370, z.B. einer Breitbild-Wiedergaberöhre, eignet.

Die Figur6zeigt eine in der Verarbeitungseinrichtung 18enthaltendeVorrichtungzurEntwicklung der Signale YE, YO und YH aus dem breitbandigen Breitbildsignal YF. Das Signal YF" wird mittels eines Eingangsfilters 610 mit einer Grenzfrequenz von 70OkHz tiefpaßgefiltert, um das Luminanzsignal YF niederer Frequenz zu erzeugen, das an einen Eingang einer subtraktiven Kombinationsschaltung 612 gelegt ist. Das Signal YF" ist auch an den anderen Eingang der Kombinationsschaltung 612 und an eine Zeitdemultiplex-Vorrichtung 616 geführt, nachdem es in einer Einheit 614 verzögert worden ist, um die durch Verarbeitung im Filter 610 hervorgerufene Signalverzögerung auszugleichen. Die Kombination des verzögerten Signals YF" und des gefilterten Signals YL erzeugt das Luminanzsignal YH hoher Frequenz am Ausgang der Kombinationsschaltung 612. Das verzögerte Signal YF" und die Signale YH und YL werden getrennten Eingängen der Demultiplex-Vorrichtung 616 zugeführt, welche einzelne Demultiplex (DEMUX)-Einheiten 618,620 und 621 für die jeweilige Verarbeitung der Signale YF", YH und YL enthält. Die Einzelheiten der Demultiplex-Vorrichtung 616 werden in Verbindung mit Figur 8 erörtert. Die Demultiplexeinheiten 618,620 bzw. 621 liefern das über die volle Bandbreite gehende Mittelteilsignal YC, das Randteil-Höhensignal YH und das Randteil-Tiefensignal YL', wie sie in den Figuren 3 und 4 dargestellt sind.

Das Signal YC wird von einer Zeitdehnungseinrichtung 622 zeitlich gedehnt, um das Signal YE zu erzeugen. Das Signal YC wird mit einem Mittelteil-Dehnungsfaktor so zeitlich ausreichend gedehnt, daß noch Raum für die linken und rechten Horizontal-Überabtastungsbereiche bleibt. Dieser Mittelteil-Dehnungsfaktor (1,19) ist das Verhältnis der gewünschten Breite des Signals YE (Bildelemente 15 bis 740) zur Breite des Signals YC (Bildelemente 75 bis 680), wie dies in Figur 3 gezeigt ist. Das Signal YL' wird in einer Zeitkomprimierungseinrichtung 628 um einen Randkomprimierungsfaktor zeitlich komprimiert, um das Signal YO zu erzeugen. Der Randteil-Komprimierungsfaktor (6,0) ist das Verhältnis der Breite des entsprechenden Tsils des Signals YL' (z. B. die linken Bildelemente 1 bis 84) zu der gewünschten Breite des Signals YO (z. B. die linken Bildelemente 1 bis 14), wie dies in Figur 3 gezeigt ist. Die Zeitdehnungseinrichtungen 622,624 und 626 und die Zeitkomprimierungseinrichtung 628 können von dem in Figur 12 gezeigten Typ sein, wie dies noch erörtert wird.

Die Signale IE, IO und QE, QH, QO werden jeweils aus den Signalen IF" und QF" in einer ähnlichen Weise entwickelt wie die Signale YE, YH und YO mittels der Vorrichtung der Figur 6. Hierbei wird auf die Figur 7 Bezug genommen, die eine Vorrichtung zur Erzeugung der Signale IE, IH und IO aus dem Signal IF" veranschaulicht. Die Signale QE, QH und QO werden aus dem Signal QF" in ähnlicher Weise entwickelt.

Nach Figur 7 wird das breitbandige Breitbildsignal IF" nach der Verzögerung in einer Einheit 714 an eine Demultiplex-Vorrichtung 716 geführt und außerdem in einer subtraktiven Kombinationsschaltung 712 subtraktiv mit einem Signal IL niederer Frequenz aus einem Tiefpaßfilter 710 kombiniert, um das Signal IH hoher Frequenz zu erzeugen. Das verzögerte Signal IF" und die Signale IH und IL werden von den Demultiplexern 718,720 und 721 in der zugehörigen Demultiplex-Vorrichtung 716 demultiplexiert, um so die Signale IC, IH und IL' zu erzeugen. Das Signal IC wird in einer Zeitdehnungseinrichtung 722 zeitlich gedehnt, um das Signal IE zu erhalten, und das Signal IL'wird in einer Komprimierungseinrichtung 728 zeitlich komprimiert, um das Signal IO zu erzeugen. Die Dehnung des Signals IC erfolgt mit einem ähnlichen Dehnungsfaktor wie die beschriebene Dehnung des Signals YC, und die Komprimierung des Sinais IL' erfolgt mit einem ähnlichen Randteil-Komprimierungsfaktor wie die beschriebene Komprimierung des Signals YL'.

Die Figur 8 veranschaulicht eine Demultiplex-Vorrichtung 816, die beispielsweise für die Vorrichtungen 616 der Figur 6 und 716 der Figur 7 verwendet werden kann. Die Vorrichtung der Figur 8 ist im Zusammenhang mit dem Demultiplexer 616 der Figur 6 dargestellt. Das Eingangssignal YF" enthält 754 Bildelemente, die die Bildinformation kennzeichnen. Die Bildelemente 1 bis 84 kennzeichnen den linken Rand, die Bildelemente 671 bis 754 kennzeichnen den rechten Rand und die Bildelemente 75 bis 680 kennzeichnen den Mittelteil, welcher die linken und rechten Randteile leicht überlappt. Die Signale IF" und QF" weisen eine ähnliche Überlappung auf. Wie noch erörtert wird, wird es durch eine solche Bereichsüberlappung möglich, die Mittel- und Randteile im Empfänger so zusammenzufügen, daß Artefakte an den Grenzen praktisch eliminiert werden. Die Demultiplex-Vorrichtung 816 enthält erste, zweite und dritte Demultiplexer (DEMUX)-Einheiten 810,812 bzw. 814 mit jeweils zugehöriger Information für den linken, mittleren und rechten Bereich. Jede Demultiplexeinheit hat einen Eingang „A", an welchen jeweils die Signale YH, YF" bzw. YL gelegt werden, und einen Eingang „B", an welchen ein Austastsignal (BLK) gelegt wird. Das Austastsignal kann beispielsweise ein Logikpegel O oder Masse sein. Die Einheit 810 extrahiert das Ausgangssignal YH, das die Höhen des linken und rechten Randteils enthält, aus dem Eingangssignal YH, solange der Signalwähleingang (SEL) der Einheit 810 von einem Zählwertvergleicher 817 ein erstes Steuersignal empfängt, welcher die Anwesenheit der Bildelemente 1 bis 84 des linken Randteils und der Bildelemente 671 bis 754 des rechten Randteils anzeigt. Zu anderen Zeiten bewirkt ein zweites Steuersignal von dem Zählwertvergleicher 817, daß das Signal BLK am Eingang B und nicht das Signal YH am Eingang A mit dem Ausgang der Einheit 810 verbunden ist. Die Einheit 814 und ein Zählwertvergleicher 820 arbeiten in ähnlicher Weise, um das Randteil-Tiefensignal YL' aus dem Signal YL abzuleiten. Die Einheit 812 koppelt das Signal YF" von ihrem Eingang A an ihren Ausgang, um das Mittelteilsignal YC nur dann zu erzeugen, wenn ein Steuersignal von einem Zählwertvergleicher 818 die Anwesenheit der Bildelemente 75 bis 680 des Mittelteils anzeigt.

Die Zählwertvergleicher 817,818 und 820 werden mit dem Videosignal YF" mittels eines Impulssignals vom Ausgang eines Zählers 822 synchronisiert, welcher auf ein Taktsignal mit dem vierfachen Wert der Chrominanz-Hilfsträgerfrequenz (4 x fsc) und auf ein Horizontalzeilen-Synchronsignal H anspricht, das vom Videosignal YF" abgeleitet ist. Jeder Ausgangsimpuls von dem Zähler 822 entspricht einer Bildelementposition längs einer Horizontalzeile. Der Zähler 822 hat einen Anfangsversatz mit einem Wert von -100, entsprechend den 100 Bildelementen vom Beginn des negativ verlaufenden Horizontalsynchronimpuls zum Zeitpunkt Ths bis zum Ende der horizontalen Austastlücke, bei welchem das Bildelement 1 am Anfang des Horizontalzeilen-Wiedergabeintervalls erscheint. Somit weist der Zähler 822 einen Wert „1" am Anfang des Zeilenwiedergabeintervalls auf. Es

können auch andere Zähleranordnungen entwickelt werden. Die von der Demultiplexvorrichtung 816 angewandten Prinzipien können auch bei einer Multiplexvorrichtung zur Durchführung eines umgekehrt verlaufenden Signalkombinierungsvorganges angewendet werden, wie dies beispielsweise in der Rand-Mittelteil-Kombinationsschaltung 28 in Figur 1 a durchgeführt wird.

Die Figur 9 zeigt Einzelheiten des Modulators 30 in den Kodierern 31 und 60 der Figur 1 a. In Figur 9 werdon die Signale IN und IQ, die mit dem vierfachen Wert der Chrominanz-Hilfsträgerfrequenz (4 χ fsc) erscheinen, an die Signaleingänge der Latch-Schaltungen 910 bzw. 912 gelegt. Die Latch-Schaltungen 910 und 912 empfangen außerdem Taktsignale der Frequenz 4 χ fsc, um sie in den Signalen IN und QN weiterzugeben, und ein Schaltsignal der Frequen? 2 χ fsc, das einom invertierenden Schaltsignaleingang der Latch-Schaltung 910 und einem nichtinvertierenden Schaltsignaleingang der Latch-Schaltung 912 zugeführt wird. Die Signalausgänge der Latch-Schaltungen 910 und 912 werden zu einer einzigen Ausgangsleitung zusammengefaßt, auf der die Signale I und Q abwechselnd erscheinen und an Signaleingänge einer nichtinvertierenden Latch-Schaltung 914 und an eine invertierende Latch-Schaltung 916 geführt sind. Diese Latch-Schaltungen werden mit einer Frequenz von 4 χ fsc getaktet und empfangen ein buialtsignal mit der Chrominanz-Hilfsträgerfrequenz fsc an den invertierenden bzw. nichtinvertiarenden Eingängen. Die nichtinvertierende Latch-Schaltung 914 erzeugt eine alternierende Ausgangsfolge der Signale I und Q mit positiver Polarität, und die invortierende Latch-Schaltung 916 erzeugt eine alternierende Ausgangsfolge der Signale I und Q mit negativer Polarität, d.h. -I, -Q. Die Ausgänge der Latch-Schaltungen 914 und 916 werden zu einer einzigen Ausgangsleitung zusammengefaßt, auf welcher eine alternierende Folge paarweiser Signale I und Q mit wechselnden entgegengesetzten Polaritäten erscheint, d. h. in der Folge I, Q, -I, -Q... etc., um auf diese Weise das Signal CN zu bilden. Dieses Signal wird in dem Filter 32 gefiltert, bevor es in der Einheit 36 mit einer gefilterten Version des Luminanz-Signals YN kombiniert wird, um das kodierte NTSC-Signal C/Sl.in der Form Y + I₁Y + Q, Y - I, Y - Q, Y + I, Y + Q...usw. zu erzeugen.

Die Figur 10 veranschaulicht ein vertikal-zeitliches (V - T)-Filter, das durch Einstellung von Gewichtskoeffizienten a 1 bis a 9 zu einem V-T-Bandpaßfilter, einem V-T-Bandsperrfilter oder einem V-T-Tiefpaßfilter werden kann. Die Tabelle der Figur 10a veranschaulicht die Gewichtskoeffizienten für eine V-T-Bandpaßfilterung und eine V-T-Bandsperrfilterung, wie sie in dem offenbarten System verwendet werden. So besteht ein H-V-T-Bandsperrfilter, wie das Filter 34 der Figur 1 a, aus der Kombination eines Horizontal-Tiefpaßfilters 1020 und eines V-T-Bandsperrfilters 1021, wie es in Figur 10b gezeigt ist. H-V-T-Bandpaßfilter, wie sie in dem Dekodiersystem der Figur 13 enthalten sind, bestehen aus der Kombination eines Horizontal-Bandpaßfilters 1030 und eines V-T-Bandpaßfilters 1031, wie sie in Figur 10c gezeigt sind.

In dem H-V-T-Bandsperrfilter der Figur 10b weist das Horizontal-Tiefpaßfilter 1020 eine gegebene Grenzfrequenz auf und liefert

eine gefilterte Signalkomponente niederer Frequenz. Dieses Signal wird in einer Kombinationsschaltung 1023 mit einer verzögerten Version des Eingangssignals aus einer Verzögerungseinheit 1022 subtraktiv kombiniert, um eine Signalkomponente hoher Frequenz zu erzeugen. Die Komponente niederer Frequenz wird mittels eines Netzwerkes 1024 um eine Vollbildperiode verzögert, bevor sie an eine additive Kombinationsschaltung 1025 gelegt wird, um ein Ausgangssignal zu liefern, das eine H-V-T-Bandsperrfilterung erfahren hat. Das V-T-Filter 1021 weist die in Figur 10a für das V-T-Bandsperrfilter angegebenen Koeffizienten auf. Ein H-V-T-Bandpaßfilter, wie es beispielsweise in dem Dekodierer der Figur 13 enthalten ist, besteht nach Figur 10c aus einem Horizontal-Bandpaßfilter 1030 mit einer gegebenen Grenzfrequenz in Kaskade mit einem V-T-Bandpaßtfilter 1031 mit den in der Tabelle der Figur 10a angegebenen V-T-Bandpaßfilterkoeffizienten.

Das Filter der Figur 10 enthält eine Vielzahl in Kaskade geschalteter Speichereinheiten (M) 1010a bis 1010h zur Lieferung aufeinanderfolgender Signalverzögerungen an den jeweiligen Anzapfungen 11 bis t9 und einer Filter-Gesamtverzögerung. Die an den Anzapfungen abgenommenen Signale werden jeweils einem Eingang zugeordneter Mul'plizierschaltungen 1012 a bis 1012i zugeführt. Ein anderer Eingang jeder der Multiplizierschaltungen empfängt jeweils ein vorgeschriebenes Gewichtssignal a 1 bis a 9 in Abhängigkeit von der Art des durchzuführenden Filterungsvorganges. Die Art des Filterungsvorganges schreibt auch die Verzögerungen vor, die von den Speichereinheiten 1010a bis 1010h eingeführt werden. Die Filter für die horizontale Dimension verwenden Bildelement-Speicherbausteine, so daß die Filter-Gesamtverzögerung kleiner ist als das Zeitintervall einer Horizontalbildzeile (1H). Die Filter für die vertikale Dimension verwenden ausschließlich Zeilenspeicher-Bausteine, und die Filter für die zeitliche Dimension verwenden ausschließlich Vollbild-Speicherbausteine. Deshalb umfaßt ein dreidimensionales (3-D) H-V-T-Filter eine Kombination von Bildelement (< 1 H)-Speicherbausteinen, Zeilen-Speicherbausteinen (1 H) und Vollbild-Speicherbausteinen (> 1 H), während ein V-T-Filter nur die beiden letztgenannten Typen von Speicherbausteinen enthält. Die gewichteten angezapften (wechselweise verzögerten) Signale von den Schaltungen 1012 a bis 1012 i werden in einer Additionsstufe 1015 kombiniert, um ein gefiltertes Ausgangssignal zu erzeugen. Derartige Filter sind nicht-rekursive Filter mit endlicher Impulsantwort (sogenannte FIR-Filter). Die Art der von den Speicherbausteinen eingeführten Verzögerung hängt vom Typ des zu filternden Signals ab und vom Maß des Übersprechens, das in diesem Beispiel zwischen der Luminanz, der Chrominanz und den Signalen der Randteilhöhen toleriert werden kann, Die Schärfe der Filterbegrenzungscharakteristik wird verbessert, indem die Anzahl der in Kaskade geschalteten Speicherbausteine erhöht wird.

Die Figur 10d veranschaulicht eines der getrennten Filter des Netzwerks 16 in Figur 1 a einschließlich hintereinandergeschalteter Speicher (Verzögerungs)-Einheiten 1040 a bis 104Od, zugehörige Multiplizierschaltungen 1042 a bis 1042 e mit jeweils bezeichneten Gewichtsfaktoren a 1 bis a 5 für empfangene Signale von den Signalanzapfungen 11 bis t5, und einer Signalkombinationsschaltung 1045, welche die gewichteten Ausgangssignale von den Multiplizierschaltungen a 1 bis a 5 summiert, um so oin Ausgangssignal zu erzeugen.

Die Figur 11 a beschreibt eine Intraframe-Mittelungseinrichtung, die für die Intraframe-Mittelungseinrichtungen 64 und 76 der Figur 1 a geeignet ist. Ein zusammengesetztes Eingangsvideosignal wird an ein Verzögerungsnetzwerk, das die 262 H-Verzögerungselemente 1110 und 1112 enthält, gelegt, und außerdem an einen Eingang eines Multiplexers (MUX) 1115, welcher bei der Halbbildfrequenz auf ein 30-Hz-Schaltsignal hin umgeschaltet wird. Das 30 Hz-MUX-Schaltsignal ist vertikal synchronisiert, und zwar in Erwiderung auf Vertikalintervall-Synchronimpulse, die dem zusammengesetzten Eingangsvideosignal zugeordnet sind. Ein anderer Eingang des Multiplexers MUX1115 empfängt ein Signal von einem Ausgang des Verzögerungselementes 1112. Eine Kombinationsschaltung 1118 kombiniert zusätzlich die Ausgangssignale vom Multiplexer MUX 1115 und von einem Mittelanzapfungspunkt zwischen den Verzögerungselementen 1110 und 1112, nachdem

diese Signale mit einem Faktor der Mittelwertbildung von 'Λ gewichtet wurden. Der Gewichtsfaktor kann mittels eines geeigneten Matrixnetzwerkes innerhalb der Kombinationsschaltung 1118 bzw. mittels Signalmultiplizierschaltungen zur Verfugung gestellt werden, die in den Eingangssignalpfaden der Kombinationsschaltung 1118 angeordnet sind. Die Signale „Y1 + C1"und„Y2 + C2" sind zusammengesetzte Farbvideosignale im 262H-Abstand in aufeinanderfolgenden ersten und zweiten Halbbildern, und das Signal „M1" ist ein Ausgangssignal, das eine Intraframe-Mittelung erfahren hat, wie es beispielsweise in Figur 1 d gezeigt ist. Während eines ersten Halbbildes befindet sich der Multiplexer 1115 in einer Eingangsposition „1" und übermittelt das Signal Y2 + C2 an die Kombinationsschaltung 1118, in welcher es mit dem Signal Y1 + C1 der Mittelanzapfung summiert wird, um ein Ausgangsmittelwertsignal M1 zu erzeugen. Im nächsten Halbbild enthält die Mittelanzapfung zwischen dem Verzögerungselementen 1110 und 1112 einen Signalwert Y2 + C2 und der Multiplexer MUX1115 befindet sich zur Ansteuerung des Signalweges vom Ausgang des Verzögerungselementes 1112 in der Position „2", welches den Signalwert Y1 + C1 enthält, wodurch derselbe Mittelwert des Signals Iv11 von dem Ausgang der Kombinationsschaltung 1118 geliefert wird. Die beschriebene Vorrichtung erzeugt identische, im 262 Η-Abstand befindliche, Bildelem .ntpaare und ist bei der Anwendung eines Mittelwertbildungsprozesses nicht eingeschränkt. Es können beliebige Gewicht! werte verwendet werden, um eine gewünschte gewichtete Kombination der Bildelementpaare zu erzeugen, und es können andere als die 262 Η-Verzögerungen verwendet werden (zusammen mit einem zugehörigen Wechsel in der Multiplexer-

Schaltfrequenz) in Abhängigkeit von den Erfordernissen des einzelnen Systems.

Die Figur 11 b veranschaulicht eine frequenzselektive Intraframe-Mittelungseinrichtung, die für die Verwendung als Intraframe-Mittelungseinrichtung 38 der Figur 1 a geeignet ist. Die Figur 11 b enthält die Anordnung der Figur 11 a, mit der Ausnahme, daß eine subtraktive und nicht eine additive Signalkombination zu einer Kombinationsschaltung 1118 gehört, und daß sie ein Filter 1130, ein Gatter 1132 und eine Kombinationsschaltung 1128 enthält. Kurz gesagt, das Ausgangssignal der Kombinationsschaltung 1128 stellt eine Differenz zwischen Halbbildern dar und nicht einen Mittelwert wie in der Anordnung der Figur ¹Ia. Diese Differenz ist im wesentlichen ein Löschungsterm, welcher dem Signal Y1 + C1 über die Kombinationsschaltung 1134 zur Lösung der Differenzen zwischen aufeinanderfolgenden Halbbildern wieder hinzugefügt wird, um sicherzustellen, daß die Anteile aufeinanderfolgender Halbbilder identisch gemittelt sind. Das Filter 1130 filtriert den Löschungsterm aus dem Ausgangssignal der Kombinationen haltung 1128, um den Prozeß der Mittelwertbildung auf einen gewünschten Frequenzbereich einzuschränken. Das Gatter 1132 wird gesteuert, um festzulegen, wenn der Prozeß der Mittelwertbildung während eines Bildintervalls stattfindet, in diesem Fall während des Mittelteilbereiches ohne die zeitkomprimierten Randteilbereiche.

Insbesondere weisen die Eingangssignalpfade zu der Kombinationsschaltung 1128 Signalgewichtskoeffizienten von +'/2 und -V2 auf, wie es dargestellt ist, so daß das Ausgangssignal von der Kombinationsschaltung 1128 der Differenz im Informationsgehalt der Eingangssignale zu der Kombinationsschaltung 1128 entspricht, welche bei benachbarten Halbbildern einen zeitlichen Abstand von 262 H aufweisen. Die komplementären Gewichtskoeffizienten können durch die Verwendung von Signalmultiplizierern in den entsprechenden Eingangswegen der Kombinationsschaltung 1128 oder durch Anordnung der Kombinationsschaltung 1128 als Differenzverstärker zur Verfügung gestellt werden. Das Ausgangssignal der Kombinationsschaltung 1128 wird mit einem 1,5MHz-Horizontal-Hochpaßfilter 1130 gefiltert, bevor es an ein elektronisches Übertragungsgatter 1132 gelegt wird.

Das Gatter 1132 spricht auf ein Schaltsteuersignal für den Durchgang des Hochfrequenzsignals vom Ausgang des Filters 1130 nur während des Mittelteils des Hauptsignals (Komponente 1) an. Gleichzeitig ist das Gatter 1132 offen (leitend). Das Gatter 1132 ist während der zeitkomprimierten Randbereichsanteile des Hauptsignals geschlossen (nichtleitend), beispielsweise während der veranschaulichten positiven Impulsintervalle des Steuersignals. Das Ausgangssignal des Gatters 1132 wird in einer Kombinationsschaltung 1134 mit dem zusammengesetzten Videosignal summiert, das am Mittelanzapfungspunkt zwischen den Verzögerungselementen 1120 und 1122 erscheint. Das Gattersteuersignal ist in Erwiderung der Vertikalintervall-Synchronimpulse, die zu dem zusammengesetzten Eingangsvideosignal gehören, vertikal synchronisiert. Das Gattersteuersignal ist auch horizontal synchronisiert. Die Horizontalsynchronisation kann mit Hilfe des Ansprechens auf die Horizontalzeilen-Synchronimpulskomponente des zusammengesetzten Eingangssignals einschließlich eines Bildelementzählers erreicht werden, um die Taktgabe der positiven Impulskomponenten des Gattersteuersignals zu bestimmen, das jedem Horizontaii»ilen-Synchronimpuls folgt. Es kann ohne weiteres ein vorbestimmtes Zeitintervall zwischen einem Horizontalzeilen-Synchronimpuls und dem ersten Bildelement eingefügt werden.

Nachfolgend wird wieder auf Figur 1 d zusammen mit Figur 11b Bezug genommen. Wenn sich, wie oargestellt, der Multiplexer 1125 in Position 1 befindet und das Gatter 1132 geschlossen ist, erscheint am Ausgang der Kombinationsschaltung 1134 nur das zusammengesetzte Videosignal Y1 + C1 von der Mittelanzapfung zwischen den Elementen 1120 und 1122. Daher ist zu diesem Zeitpunkt das Ausgangssignal der Kombinationsschaltung 1134 die unveränderte komprimierte Randteilinformation des zusammengesetzten Videosignals Y1 + C1, zugehörig zum Halbbild 1. Das Ausgangssignal der Kombinationsschaltung 1134 ist die unveränderte komprimierte Randteilinformation des zusammengesetzten Videosignals Y2 + C2, welche mit einem aufeinanderfolgenden Halbbild 2 verbunden ist, wenn der Multiplexer MUX 1125 die Position 2 einnimmt. Wenn sich der Multiplexer MUX 1125 in der Position 1 für das Halbbild 1 befindet und das Gatter 1132 während des Mittelintervalls zwischen den Randteilintervallen geschlossen ist, enthält das Ausgangssignal der Kombinationsschaltung 1134 die Signalkomponenten Y1 + C1 und M1. Die Komponente Y1 + C1 enthält die unveränderte, d.h. nicht intraframegemittelte, Mittelteilinformation bei und unterhalb von annähernd 1,5 MHz. Die Komponente M1 enthält die intraframegemittelte Mittelteilinformation oberhalb von annähernd 1,5MHz. Wenn sich der Multiplexer MUX 1125 während des nachfolgenden Halbbildes 2 in der Position 2 befindet und das Gatter 1132 während des Mittelteilintervalls geschlossen ist, enthält das Ausgangssignal der Kombinationsschaltung 1134 die intraframegemittelte Komponente M1, wie oben erörtert, und die Komponente Y2 + C2. Die letztere Komponente enthält bei und unterhalb\on 1,5MHz die unveränderte (nicht intraframegemittelte) Mittelteilinformation.

Die Figur 12 veranschaulicht eine Rasterabbildungsvorrichtung, welche für die Zeitdehnungseinrichtung und Zeitkomprimierungseinrichtungen der Figuren 6 und 7 verwendet werden kann. In dieser Hinsicht wird Bezug auf die Wellenform der Figur 12 a genommen, welche den Abbildungsprozeß veranschaulichen. Die Figur 12a zeigt die Wellenform S eines Eingangssignals mit einem mittleren Teil zwischen den Bildelementen 84 und 670, welcher mittels eines Zeitdehnungsvorganges in die Bildelementpositionen 1 bis 754 einer Ausgangswellenform W abgebildet werden soll. Die Endpunkte der Bildelemente 1 und 670 der Wellenform S bilden direkt in die Endpunkte der Bildelemente 1 und 754 der Wellenform W ab. Die dazwischenliegenden Bildelemente werden wegen der zeitlichen Dehnung nicht direkt in einem Positionsverhältnis 1 ;1 abgebildet, in manchen Fällen nicht einmal in einem ganzzahligen Positionsverhältnis. Der letztgenannte Fall gilt z. B., wenn die Bildelementposition 85,33 der Eingangswellenform S der ganzzahligen Bildelemenlposition 3 der Ausgangswellenform W entspricht. Die Bildelementposition 85,33 des Signals S enthält einen ganzzahligen Teil (85) und einen Bruchteil DX (0,33), und die Bildelementposition 3 der Wellenform W enthält einen ganzzahligen Teil (3) und einen Bruchteil (O).

In der Figur 12 liefert ein mit der Frequenz 4 x fsc arbeitender Bildelementzähler ein Schreibadressen (WRITE ADDRESS)-Ausgangssignal M, das Bildelementpositionen (1 ...754) auf einem Ausgangsraster präsentiert. Das Signal M wird einem PROM (programmierbarer Festwertspeicher) 1212 zugeführt, welcher eine Nachschlagtabelle programmierter Werte enthält, die von der Natur der durchzuführenden Rasterabbildung abhängen,z. B. Komprimierung oder Dehnung. Ausgelöst durch das Signal M liefert der PROM-Speicher 1212 ein Leseadressen (READ-ADDRESS)-Ausgangssignal N, welches eine ganze Zahl darstellt, und ein Ausgangssignal DX, das eine Bruchzahl darstellt, die gleich oder größer als Null, jedoch kleiner als 1 ist. Im Fall eines 6 Bit-Signals DX (2^e = 64) zeigt das Signal DX die Bruchteile 0,1/64,2/64,3/64,...63/64.

Der PROM-Speicher 1212 erlaubt eine Dehnung oder Komprimierung eines Videoeingangssignals S als eine Funktion der gespeicherten Werte des Signals N. Ausgelöst durch die ganzzahligen Werte der Bildelementposition des Signals M werden daher ein programmierter Wert des Leseadressensignals N und ein programmierter Wert des Bruchteilsignals DX geliefert, um beispielsweise eine Signaldehnung zu erreichen, ist der PROM-Speicher 1212 so ausgelegt, daß er das Signal N mit einer langsameren Geschwindigkeit liefert als das Signal M. Wenn umgekehrt eine Signalkomprimierung erfolgen soll, liefert der PROM-Speicher 1212 das Signal N mit einer größeren Geschwindigkeit als das Signal M.

Das Videoeingangssignal S wird durch hintereinander geschaltete Bildelement-Verzögerungselemente 1214a, 1214 bund 1214c verzögert, um Videosignale S(N + 2), S(N + 1)undS(N)zu erzeugen, bei denen essichumzueinanderverzögerteVersionen des Videoeingangssignal handelt. Diese Signale werden an Videosignaleingänge zugehöriger Doppelanschluß-Speicher 1216a bis 1216d geführt, wie sie allgemein bekannt sind. Das Signal M wird an den Schreibadresseneingang eines jeden der Speicher 1216a bis 1216d gelegt, und das Signal N wird an den Leseadresseneinang eines jeden der Speicher 1216a bis 1216d gelegt. Das Signal M bestimmt, wo ankommende Videosignalinformation in die Speicher eingeschrieben werden soll, und das Signal N bestimmt, welche Werte aus den Speichern gelesen werden sollen. Die Speicher sind so ausgelegt, daß sich Information in eine Adresse einschreiben läßt, während gleichzeitig eine andere Adresse ausgelesen wird. Die Ausgangssignale S(N - 1), S(N), S(N + 1) und S(N + 2) aus den Speichern zeigen ein zeitlich gedehntes oder zeitlich komprimiertes Format, abhängig von Lese/Schreib-Betrieb der Speicher 1216a bis 1216d, welches eine Funktion davon ist, wie der PROM-Speicher 1212 programmiert ist.

Die Signale S'N - 1), S(N), S(N + 1) und S(N + 2) von den Speichern 1216a bis 1216d werden in einem linearen Vierpunkt-Interpolator verarbeitet, der Spitzenwertfilter 1220 und 1222 zur Spitzenwertbildung, einen PROM-Speicher 1225 und einen linearen Zweipunkt-Interpolator 1230 enthält; Einzelheiten dieser Schaltungen sind in den Figuren 12b und 12c veranschaulicht. Die Spitzenwertfilter 1220 und 1222 empfangen drei Signale aus der Gruppe der Signale S(N - 1),S(N),S(N + 1) und S(N + 2) in der gezeigten Auswa! il und empfangen außerdem ein Spitzenwertsignal PX. Der Wert des Spitzenwertsignals PX ändert sich von Null bis 1 als Funktion des Wertes des Signals DX, wie in Figur 12d gezeigt, und wird, ausgelöst durch das Signal DX, von dem PROM-Speicher 1225 geliefert. Der PROM-Speicher 1225 enthält eine Nachschlagetabelle und ist so programmiert, daß er, ausgelöst durch einen gegebenen Wert von DX, einen gegebenen Wert von PX erzeugt. Die Spitzenwertfilter 1220 bzw. 1222 liefern wechselweise verzögerte Videosignale S'(N) und S'(N + 1), die eine Spitzenwertbildung erfahren haben, an den linearen Zweipunkt-Interpolator 1230, welcher auch das Signal DX empfängt. Der Interpolator 1230 liefert ein (komprimiertes oder gedehntes) Videoausgangssignal, wobei das Ausgangssignal W durch den Ausdruck

W = S'(N) + DX/S'(N + 1) - S'(N)/

definiert ist.

Die beschriebene Funktion des Vierpunkt-Interpolators und der Spitzenwertbildung nähert sich in vorteilhafter Weise einer (sinX)/X-lnterpolationsfunktion mit guter Auflösung der hochfrequenten Details an.

Die Figur 12 bzeigt Einzelheiten der Spitzenwertfilter 1220 und 1222 und des Interpolators 1230. In Figur 12b werden die Signale S(N - 1), S(N) und S(N f- 1) einer Bewertungsschaltung 1240 in dem Spitzenwertfilter 1220 zugeführt, wo diese Signale jeweils durch die Koeffizienten der Spitzenwertbildung — ¹A, '/2 und -¹A bewertert werden. Wie in Figur 12c dargestellt ist, umfaßt die Bewertungsschaltung 1240 Multiplizierschaltungen 1241 a bis 1241 c, um die Signale S(N - 1), S(N) und S(N + 1) jeweils mit den Koeffizienten der Spitzenwertbildung -¹A, V2 und -¹A zu multiplizieren. Die Ausgangssignale dieser Multiplizierschaltungen 1241 a bis 1241 c werden in einer Additionsstufe 1242 summiert, um ein Spitzenwertsignal P(N) zu erzeugen, das in einer weiteren Multiplizierschaltung 1243 mit einem Signal PX multipliziert wird, um ein Spitzenwertsignal zu erzeugen, das in einer Additionsstufe 1244 mit dem Signal S(N) summiert wird, um dann ein Spitzenwertsignal S'(N) zu erzeugen. Das Spitzenwertfilter 1222 weist einen ähnlichen Aufbau und Wirkungsweise auf.

In dem Zweipunkt-Interpolator 1230 wird das Signal S'(N) mittels einer Subtrahierschaltung 1232 von dem Signal S'(N + 1) subtrahiert, um ein Differenzsignal zuerzeugen, das in einer Multiplizierschaltung 1234 mit dem Signal DX multipliziert wird. Das Ausgangssignal der Multiplizierschaltung 1234 wird in einer Additionsstufe 1236 mit dem Signal S'(N) summiert, um das Ausgangssignal Wzu erzeugen.

Die Figur 15 zeigt Einzelheiten der Intraframe-Verarbeitungseinheit 1324 der Figur 13. Die Dekodiervorrichtung der Figur 15 ist der Kodiervorrichtung der Figur 11b grundsätzlich ähnlich.

Ein zusammengesetztes Eingangsvideosignal an der Verarbeitungseinheit 1324 in Figur 15 enthält in einem ersten Halbbild die Signalkomponenten „Y1 + C1" und „M1 + A1". In dem darauffolgenden zweiten Halbbild enthält das Eingangssignal die Komponenten „Y2 + C2" und „M1 - A1". Die Komponenten Y1 + C1,M1 und Y2 + C2, M1 sind solche Komponenten, die von der Intraframe-Verarbeitungseinheit 30 geliefert werden, wie dies in Verbindung mit Figur 11 b im Detail erörtert ist. Die Komponenten +A1 und— A1 stellen das laternierendeHilfsträgersignal dar, das für die jeweils nachfolgenden Habbilder mit der Komponente 2 und der Komponente 3 der Information von den Einheiten 64 und 76, die einer Intraframe-Mittelung unterzogen wurden, moduliert wird. Im Hinblick darauf wird auf die Figuren 1,1a und besonders 1d Bezug genommen.

Die Intraframe-Verarbeitungseinrichtung der Figur 15 arbeitet im wesentlichen in derselben Weise wie die Anordnung der zuvor erläuterten Figur 11b.

Mit dem Multiplexer 1525 wird in Position 1 am Ausgang der Kombinationsschaltung 1528 eine Halbbild-Differenzkomponente gebildet. Nach der Filterung in einem Hochpaßfilter 1530 und der Verknüpfung durch die Einheit 1532 ist das Ergebnis eine Komponente-A1, welche, wenn siemit dem SignalYI + C1,M1 + A1 in der Kombinationsschaltung 1534 kombiniert wird, die moduliertezusätzlicheHilfsträgerkomponente (+A1) löscht, um ein wiedergewonnenes Hauptsignal Y1 + C1, M1 zu erzeugen. Die Komponente Y1 + C1 des wiedergewonnenen Hauptsignals wird unterhalb der Grenzfrequenz von 1,7MHz des Hochpaßfilters 1530 nicht verändert, und die Komponente M1 stellt die Mittelteilinformation nach der Intraframe-Mittelung oberhalb von annähernd 1,7MHz dar. Der Löschungsterm (-A1) der Halbbilddifferenz ist nach der Inversion in einem Verstärker 1535 mit der Vorstärkung Eins das wiedergewonnene, modulierte Zusatzsignal A1. Das wiedergewonnene Hauptsignal Y1 + C1, M1 entspricht dem Signal N in Figur 13 und wird, wie erörtert, in einem Netzwerk 1342 weiter verarbeitet. Das wiedergewonnene Zusatzsignal A1 entspricht dem Signal M in Figur 13 und wird in dem Netzwerk 1326 demoduliert.

Die Figur 16 veranschaulicht die Wirkungsweise des Netzwerkes 1324, wie in Figur 15 dargestellt, für das nächstfolgende Halbbild. In diesem Fall wird das Signal Y2 + C2, M1 — A1 zwischen den Verzögerungselementen 1520 und 1522 entwickelt, und der Multiplexer 1523 nimmt für das empfangene SignalYI +C1,M1 +A1 die Position 2 ein. Am Ausgang der Kombinationsschaltung 1534 wird das wiedergewonnene Hauptsignal Y2 + C2, M1 erzeugt; desgleichen wird ein in der Phase entgegengesetzt moduliertes Zusatzsignal -A1 zurückgewonnen.

In Figur 18 läßt ein H-V-T-Bandpaßfilter 1810, das den Aufbau der Figur 10c und einen Durchlaßbereich von 3,58 ± 0,5MHz aufweist, ein Signal NTSCH zu einer subtraktiven Kombinationsschaltung 1814 durch, die außerdem das Signal NTSCH nach Durchlaufen einer laufzeitausgleichenden Verzögerung 1812 empfängt. Am Ausgang der Kombinationsschaltung 1814 erscheint das abgetrennte Luminanz-Höhensignal YH. Das gefilterte NTSCH-Signal von dem Filter 1810 erfährt in einem Demodulator 1816 eine Quadratur-Demodulation, die von dem Chrominanz-Hilfsträgersignal SC ausgelöst wird, um die Chrominanz-Höhen IH und QH zu erzeugen.

In Figur 19 werden die Signale YN, IN und QN mittels eine.* Rand-Mittelteil-Trenneinrichtung (Zeitdemultiplexer) 1940 in komprimierte Randteiltiefen YO, IO, QO und in gedehnte Mi. telteilsignale YE, IE, OE getrennt. Der Demultiplexer 1940 kann nach denselben Prinzipien des zuvor erläuterten Demultiplexers 816 der Figur 8 arbeiten.

Die Signale YO, IO und QO werden mittels einer Zeitdehnungseinrichtung 1942 um einen Randteil-Dehnungsfaktor (entsprechend dem Randteil-Komprimierungsfaktor in dem Kodierer der Figur 1 a) zeitlich gedehnt, um das ursprüngliche räumliche Verhältnis der Randteiltiefen in dem Breitbildsignal wiederherzustellen, wie dies durch die wiederhergestellten Randteil-Tiefensignale YL, IL und QL veranschaulicht ist. In ähnlicher Weise erfahren, um Raum für die Randteile zu schaffen, die Mittelteilsignale YE, IE und QE in einer Zeitkomprimierungseinrichtung 1944 eine zeitliche Komprimierung und einen Mittelteil-Komprimierungsfaktor (entsprechend dem Mittelfeld-Dehnungsfaktor in dem Kodierer der Figur 1 a), um das ursprüngliche räumliche Verhältnis des Mittelteilsignals in dem Breitbildsignal wiederherzustellen; dies wird durch die wiederhergestellten Mittelteilsignale YC, IC und QC veranschaulicht. Die Komprimierungseinrichtung 1944 und die Dehnungseinrichtung 1942 können von dem zuvor in Figur 12 erklärten Typ sein.

Die räumlich wiederhergestellten Randteilhöhen YH, IH und QH werden mit den räumlich wiederhergestellten Randteiltiefen YL, IL und QL in einer Kombinationsschaltung 1946 kombiniert, um die rekonstruierten Randteilsignale YS, IS und QS zu erzeugen. Diese Signale werden mit den rekonstruierten Mittelteilsignalen YC, IC und QC in einem Kombinator 1960 zusammengefügt, um ein vollständig rekonstruiertes Breitbild-Luminanzsignal YF' und vollständig rekonstruierte Breitbild-Farbdifferenzsignale IF' und QF' zu bilden. Die Zusammenfügung der Randteil- und Mittelteil-Signalkomponenten erfolgt in einer Weise, bei der ein sichtbarer Saum an den Grenzen zwischen dem Mittelteil und den Randteilen nahezu eliminiert wird, wie es aus der nachfolgenden Beschreibung des Kombinators 1960, der in Figur 14 dargestellt ist, hervorgeht.

In Figur 20 werden die Zeilensprungabtastsignale IF' (oder OF') in einem Element 2010 um 263H verzögert, bevor sie an einem Eingang eines Doppelanschlußspeichers 2020 gelegt werden. Dieses verzögerte Signal wird in einem Element 2012 einer zusätzlichen 262-H-Verzögerung unterworfen, bevor es in einer Additionsstufe 2014 mit dem Eingangssignal addiert wird. Das Ausgangssignal von der Additionsstufe 2014 wird mit einem Frequenzhalbiernetzwerk 2016 gekoppelt, bevor es an einem Eingang eines Doppelanschlußspeichers 2018 gelegt wird. Die Speicher 2020 und 2018 lesen die Daten mit einer Geschwindigkeit yon8 χ fscausund schreiben die Daten mit einer Geschwindigkeit von 4 χ fsc ein. Die Ausgangssignale vondon Speichern 2018 und 2020 werden an einen Multiplexer (MUX) 2022 geführt, um Ausgangssignale IF (QF) im Format progressiver Abtastung zu erzeugen. Es sind auch die Wellenformen des im Zeilensprungformat vorliegenden Eingangssignals (zwei Zeilen, die mit den Bildelementproben C und X bezeichnet sind) und des im Format progressiver Abtastung erscheinenden Ausgangssignale, die die gleichen Bildelementproben C und X umfassen, gezeigt.

Die Figur 21 gibt eine Vorrichtung wieder, die sich zur Verwendung als Wandler 1350 für das Signal YF' in Figur 13 eignet. Das Zeilensprungabtastsignal YF' wird von den Elementen 2110 und 2112 verzögert, bevor es in einer Additionsstufe 2114, wie gezeigt, kombiniert wird. Das verzögerte Signal von dem Element 2110 wird an einen Doppelanschluß-Speicher 2120 gelegt. Ein Ausgangssignal der Additionsstufe 2114 wird mit einem Frequenzhalbiernetzwerk 2116 gekoppelt, dessen Ausgangssignal in

einer Additionsstufe 2118 zu dem Signal YT addiert wird. Das Ausgangssignal der Additionsstufe 2118 wird einem Doppelanschluß-Speicher 2122 zugeführt. Die Speicher 2120 und 2122 schreiben mit einer Geschwindigkeit von 4x fsc ein und lesen mit einer Geschwindigkeit von 8x fsc aus und liefern Ausgangssignale an einen Multiplexer 2124, welcher das progressive Abtastsignal YF entwickelt.

Die Figur 14 zeigt einen Randteil/Mittelteil-Kombinator, der sich z.B. zur Verwendung als Kombinator 1960 in Figur 19 eignet. In Figur 14 enthält der dargestellte Kombinator ein Netzwerk 1410, das aus der Randteil-Luminanzsignalkomponsnte YS und der Mittelteil-Luminanzsignalkomponente YC das Luminanzsignal YF' mit voller Bandbreite erzeugt, sowie einen I-Signal-Kombinator 1420 und einen Q-Signal-Kombinator 1430, welche in Aufbau und Wirkungsweise dem Netzwerk 1410 ähnlich sind. Das Mittelteil und die Randteile werden zweckdienlich durch einige Bildelemente einander überlappt, z.B. über zehn BildeleiYiente. Damit haben die Mittelteil- und die Randteilsignale über den gesamten Kodierungs- und Übertragungsvorgang vor ihrer Zusammenführung einige Bildelelemente in redundanter Weise gemeinsam.

Im Breitbildempfänger werden das Mittelteil und die Randteile aus ihren jeweiligen Signalen rekonstruiert, jedoch sind wegen der Zeitdehnung, der Zeitkomprimierung und der Filterung der den einzelnen Bereichen zugeordneten Signale einige Bildelemente an den Grenzen zwischen Randteilen und Mittelteil verfälscht oder verzerrt. Die in Figur 14 wiedergegebenen Wellenformen mit den zugehörigen Signalen YS und YC zeigen die Überlappungsbereiche (OL) und die verfälschten Bildelemente (CP; zur Veranschaulichung leicht übertrieben). Gäbe es keinen Überlappungsbereich der Teilfelder, würden die verfälschten Bildelemente aneinanderstoßen, so daß ein Saum sichtbar wäre. Es wurde festgestellt, daß ein Überlappungsbereich von zehn Bildelementen breit genug ist, um drei bis fünf verfälschte Grenzbildelemente auszugleichen. Die redundanten Bildelemente erlauben in vorteilhafter Weise einüberblenden der Rand- und Mittelteile im Überlappungsbereich. Eine Multiplizierschaltung 1411 multipliziert das Randteilsignal YS mit einer Gewichtsfunktion W in den Überlappungsbereichen, wie durch die zugehörige Wellenform dargestellt, bevor das Signal YS an eine Signalkombinationsschaltung 1415 gelegt wird. In ähnlicher Weise multipliziert eine Multiplizierschaltung 1412 das Mittelteilsignal YC mit einer komplementären Gewichtsfunktion (1 -W) in den Überlappungsbereichen, wie durch die zugehörige Wellenform dargestellt, bevor das Signal YC an die Kombinationsschaltung 1415 gelegt wird. Diese Gewichtsfunktionen haben eine lineare rampenartige Charakteristik in den Überlappungsbereichen und enthalten Werte zwischen 0 und 1. Nach der Bewertung werden die Rand- und Mittelteil-Bildelemente in der Kombinationsschaltung 1415 summiert, so daß jedes rekonstruierte Bildelement eine lineare Kombination der Rand- und Mittelteil-Bildelemente ist. Die Gewichtsfunktionen sollten vorzugsweise nahe den inneren Grenzen des Überlappungsbereiches dem Wert 1 und nahe den äußeren Grenzen dem Wert 0 zustreben. Dies stellt sicher, daß die verfälschten Bildelemente relativ wenig Einfluß auf die Grenzen der rekonstruierten Bereiche haben. Die wiedergegebene lineare rampenförmige Gewichtsfunktion erfüllt diese Forderung. Die Gewichtsfunktionen müssen jedoch nicht unbedingt linear sein, es können auch nichtlineare Gewichtsfunktionen verwendet werden, die in den Endabschnitten, d. h. in der Nähe der Gewichtspunkte 1 und 0 krummlinig oder gerundet sind. Eine solche Gewichtsfunktion läßt sich leicht dadurch erreichen, Haß eine lineare rampenförmige Gewichtsfunktion des dargestellten Typs gefiltert wird.

Die Gewichtsfunkti jnen W und 1-W können leicht durch ein Netzwerk erzeugt werden, das eine Nachschlagetabelle, die auf ein Bildelementpositionen repräsentierendes Eingangssignal anspricht, und eine subtraktive Kombinationsschaltung enthält. Die Bildelementpositionen im Überlappungsbereichzwischen Rand-und Mittelteilen sind bekannt, und die Nachschlagetabelle wird entsprechend programmiert, um als Antwort auf das Eingangssignal Ausgangswerte von 0 bis 1 entsprechend der Gewichtsfunktion W zu liefern. Das Eingangssignal kann auf verschiedene Weise entwickelt werden, beispielsweise durch einen Zähler, der mit jedem Horizontalsynchronimpuls synchronisiert wird. Die komplementäre Gewichtsfunktion 1 -W kann durch Subtrahieren der Gewichtsfunktion W von 1 erhalten werden.

Die Figur 22 zeigt eine Vorrichtung, die sich zur Verwendung als Progressiv/Zeilensprung-Wandler 17c für das Signal YF in Figur 1 a eignet. Die Figur 22 zeigt auch ein Diagramm eines Teils des im Format progressiver Abtastung vorliegenden Eingangssignals YF mit Proben A, B, C und X in einer vertikalen (V) und einer zeitlichen (T) Ebene, wie es auch in Figur 2a dargestellt ist. Das progressive Abtastsignal YF wird über die Elemente 2210 und 2212 jeweils einer Verzögerung um 525H unterworfen, um aus der Probe B relativ verzögerte Proben X und A zu erzeugen. Die Proben A und B werden in einer Additionsstufe 2214 summiert, bevor sie an ein Frequenzhalbiernetzwerk 2216 gelegt werden. Ein Ausgangssignal von dem Netzwerk 2216 wird in einem Netzwerk 2218 mit der Probe X subtraktiv kombiniert, um ein Signal YT zu erzeugen. Dieses Signal wird an einen Eingang eines Schalters 2220 gelegt, welcher mit der doppelten Frequenz der Horizontal-Zeilensprungabtastung betrieben wird. Ein anderer Eingang des Schalters 2220 empfängt das verzögerte Signal YF vom Ausgang des Verzögern ngseler.ientes 2210. Der Ausgang des Schalters 2220 wird an einen Doppelanschlußspeicher 2222 gelegt, welcher mit einer Lesegeschwindigkeit von 4x fsc und einer Schreibgeschwindigkeit von 8x fsc arbeitet; das erfolgt zur Erzeugung der Signale YF' und YT im Format der Zeilensprungabtastung an einem Ausgang.

Die Figur 23 zeigt eine Vorrichtung, die zur Verwendung als Wandler 17aund17bin Figur 1 a geeignet ist. In Figur 23 wird das progressive Abtastsignal IF (oder QF) an ein 525-H-Verzögerungselement 2310 gelegt, bevor es einem Doppelanschluß-Speicher 2312 zugeführt wird, welcher mit einer Lesegeschwindigkeit von 4χ fsc und einer Schreibgeschwindigkeit von 8χ fsc arbeitet, um das Zeilensprungabtastsignal IF' (oder QF') am Ausgang zu erzeugen. Außerdem sind in Figur 23 Wellenformen dargestellt, die das Eingangssignal der progressiven Abtastung wiedergeben, und zwar mit einer die Proben C enthaltenden zweiten Zeile und einer die Proben X enthaltenden zweiten Zeile, und das Ausgangssignal der Zeilensprungabtastung (die erste Zeile mit der Probe C, die mit einer H/2-Frequenz gestreckt ist). Die Ausgänge des Doppelanschluß-Speichers 2312 liefern nur die erste Zeile (Probe C) des Eingangssignals in gestreckter Form.

Die Figur 24 zeigt Einzelheiten des Modulators 80. Die Signale X und Z werden jeweils an die Adresseneingänge der nichtlinearen Amplitudenkomprimierungseinrichtungen 2410 bzw. 2412 geführt. Die Komprimierungseinrichtungen 2410 und 2412 sind programmierbare Festwertspeicher (PROM)-Einrichtungen, die jeweils eine Nachschlagetabelle programmierter Werte enthalten, entsprechend der gewünschten nichtlinearen Gamma-Komprimierungsfunktion. Diese Funktion ist, anliegend an die Einheit 2412, durch eine Kurve dargestellt, in der die ausgangsseitigen Augenblickswerte als Funktion der eingangsseitigen Augenblickswerte wiedergegeben sind. Die komprimierten Signale X und Z von den Datenausgängen der Einheiten 2410 und 2412 werden an die Signaleingänge der jeweiligen Signal-Multiplizierschaltungen 2414 bzw. 2416 geführt. Die Referenzeingänge

der Multiplizierschaltungen 2414 und 2416 empfangen die zugeordneten alternierenden Hilfsträgersignale ASC in wechselseitigen Quadratur-Phasenlagen, d.h. die ASC-Signale befinden sich in Sinus- und Kosinusform. Die Ausgangssignale von den Multiplizierschaltungen 2414 und 2416 werden in einer Kombinationsschaltung 2420 addiert, um das quadraturmoduliertb Signal M zu erzeugen. In der Dekodieranordnung der Figur 13 werden die komprimierten Signale X und Z mittels eines herkömmlichen Quadratur-Demodulationsverfahrens wiedergewonnen und die komplementäre nichtlineare Amplitudendehnung dieser Signale erfolgt in zugeordneten PROM-Speichern mit Nachschlagetabellen, die mit Werten programmiert sind, die komplementär zu den Werten in den PROM-Speichern 2410 und 2412 sind.

Claims (13)

1. Patentansprüche:

   1. Vorrichtung zur Intraframe-Verarbeitung eines Videoeingangssignals, die eine Signalverzögerungseinrichtung mit einem Eingang zum Empfang des genannten Videoeingangssignals, mit einem Ausgang und einer Stelle, die sich zwischen dem genannten Eingang und Ausgang befindet, umfaßt; die genannte Vorrichtung enthält eine Ausgangsschaltung, die mit der genannten Verzögerungseinrichtung zur Bereitstellung eines verarbeiteten Videoausgangssignals verbunden ist, wobei die genannte Ausgangsschaltung, gekennzeichnet ist durch: selektive Kopplungsmittal (1125,1128), die während eines ersten Zeitintervalls auf Kopplungssignale von dem genannten Eingang und der Zwischenstelle der genannten Verzögerungseinrichtung (1120,1122) zu einem Signalpfad reagieren, und während eines zweiten Zeitintervalls auf Kopplungssignale von der genannten Zwischenstelle und dem genannten Ausgang der genannten Verzögerungseinrichtung zu dem genannten Signalpfad reagieren; und Kombinationseinrichtungen (1132,1134) zum selektiven Vereinigen der Signale von der genannten Zwischenstelle und dem genannten Signalpfad, um ein verarbeitetes Videoausgangssignal bereitzustellen, in welchem ein Mittelteil einer Zeile eine Intraframe-Mittelung erfährt und in welchem ein Anfangs- und ein Endteil der genannten Zeile keine Intraframe-Mittelung erfährt.
2. 2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß während des genannten ersten Intervalls die genannte selektive Kopplungseinrichtung für den genannten Signalpfad ein Differenzsignal entsprechend einer Differenz in dem Informationsgehalt zwischen den Signalen an dem Eingang der genannten Verzögerungseinrichtung und an der genannten Zwischenstelle liefert, und daß während des genannten zweiten Intervalls das genannte selektive Kopplungsmittel ein Differenzsignal für den genannten Signalpfad entsprechend einer Differenz in dem Informationsgehalt zwischen den Signalen an dem Ausgang der genannten Verzögerungseinrichtung und an der genannten Zwischenstelle liefert.
3. 3. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die genannte Signalverzögerungseinrichtung ein Intervall von 262 H zwischen dem genannten Eingang und der genannten Zwischenstelle und zwischen der genannten Zwischenstelle und dem genannten Ausgang hervorbringt, wobei Hein Horizontalzeilenintervall ist, und daß die genannten ersten und zweiten Intervalle Halbbildmtervalle sind.
4. 4. Vorrichtung nach Anspruch 3, gekennzeichnet durch Filtereinrichtungen (1130) in dem genannten Signalpfad zur Unterdrückung niedriger Frequenzkomponenten der Signale, die mit der genannten selektiven Kopplungseinrichtung verbunden sind.
5. 5. Vorrichtung nach Anspruch 1,weitergekennzeichnetdurch:eine Signalquelle (31) zur Erzeugung des genannten Videoeingangssignals in einem Format, das eine erste Komponente umfaßt, die eine Information enthält, welche eine Intraframe-Verarbeitung erfahren hat, und das eine zweite Komponente umfaßt, welche eine Information enthält, die eine Intraframe-Verarbeitung erfahren hat, welche ein Trägersignal (SC) mit einer alternierenden Phase moduliert, und daß die genannte erste Kombinationseinrichtung ein kombinierte⁰ Signal liefert, das eine Information enthält, die von der genannten ersten Komponente abgeleitet ist.
6. 6. Vorrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die genannte erste Signalverzögerungseinrichtung ein Intervall von 262 H zwischen dem genannten ersten Eingang und der genannten Zwischenstelle und zwischen der genannten Zwischenstelle und dem genannter) Ausgang hervorbringt, wobei H ein Horizontalzeilenintervall ist; daß die genannten ersten und zweiten Intervalle Halbbildintervalle sind, und daß das genannte Trägersignal die alternierende Phase eines Halbbildes aufweist.
7. 7. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die genannte selektive Kopplungseinrichtung umfaßt: eine zweite Kornbinationseinrichtung (1128) mit einem ersten Eingang zum Empfang eines Signals von der genannten Zwischenstelle, einem Ausgang, der mit dem genannten Signalpfad verbunden ist, und einem zweiten Eingang; und einer Schalteinrichtung (1125) für Kopplungssignale von dem genannter» Eingang der genannten Verzögerungseinrichtung zu dem genannten zweiten Eingang der genannten zweiten Kombinationseinrichtung während des genannten ersten Intervalls, und für Kopplungssignale von dem genannten Ausgang der genannten Verzögerungseinrichtung zu dem genannten zweiten Eingang der genannten zweiten Kombinationseinrichtung während des genannten zweiten Intervalls.
8. 8. Vorrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Signale, die von der genannten zweiten Kombinationseinrichtung (1128) verarbeitet werden, im wesentlichen ebenso bewertet und von entgegengesetzter Polarität sind.
9. 9. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der genannte Signalpfad ein

   Filter (1130) enthält.
10. 10. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der genannte Signalpfad ein Hochpaßfilter (1130) und ein Gitter (1132) zur Freigabe des genannten Signalpfades enthält, um ein Signal von der genannten selektiven Kopplungseinrichtung im wesentlichen nur während der Intervalle zu leiten, die zu dem Mittelteil der genannten Zeile gehören.
11. 11. Vorrichtung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß während des genannten ersten Intervalls die genannte selektive Kopplungseinrichtung (1125,1128) ein Differenzsignal in den genannten Signalpfad entsprechend einer Differenz im Informationsgehalt zwischen den Signalen am Eingang der genannten Verzögerungseinrichtung und an der genannten Zwischenstelle liefert; daß während des genannten zweiten Intervalls die genannte selektive Kopplungseinrichtung ein Differenzsignal in den genannten ersten Signalpfad entsprechend einer Differenz im Informationsgehalt zwischen den Signalen am Ausgang der genannten Verzögerungseinrichtung und an der genannten Zwischenstelle liefert; daß die genannte Signalverzögerungseinrichtung (1120,1122) ein Intervall von 262 H zwischen dem genannten Eingang und der genannten Zwischenstelle und zwischen der genannten Zwischenstelle und dem genannten Ausgang hervorbringt, wobei H ein Horizontalzeilenintervall ist; und daß die genannten ersten und zweiten Intervalle Halbbildintervalle sind.
12. 12. Vorrichtung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß das genannte Videoeingangssignal eine zusätzliche Komponente enthält, welche eine zusätzliche Information umfaßt, die eine Intraframe-Verarbeitung erfahren hat, und einen alternierenden Hilfsträger moduliert, anders als ein Chrominanz-Hilfsträger, welcher eine Phase aufweist, die sich von einem Halbbild zum nächsten umkehrt.
13. 13. Vorrichtung nach Anspruch 12, gekennzeichnet durch eine Einrichtung (1535) zur Signalinvertierung mit einem Eingang, der mit dem genannten Signalpfad verbunden ist, folgend dem genannten Hochpaßfilter (1130) und dem Gatter (1532), und einen Ausgang zur Bereitstellung der genanntpn zusätzlichen Komponente.