DD292797A5 - Anordnung zur verarbeitung eines breitbild-fernsehsignals mit einem interpolator zur reduzierung von bildartefakten - Google Patents

Abstract

Die Erfindung bezieht sich auf die Aufbereitung eines Videosignales zur Reduzierung bzw. Beseitigung von unerwuenschten, diagonalen Bildartefakts in einem wiedergegebenen Bild unter Anwendung der gruppenweisen Signalverarbeitung von Bildinformationen, die durch Bildelemente (Pixel) genau festgelegt sind. Erfindungsgemaesz ist ein Umsetzer, der auf das Videosignal anspricht, um ein aufbereitetes Videosignal mit Gruppen von sich gegenseitig ausschlieszenden Pixeln bereitzustellen, die innerhalb einer jeden Gruppe den gleichen Wert haben und eine Interpolationseinrichtung fuer die Interpolation des aufbereiteten Signals fuer die Verminderung des unerwuenschten Bildartefakts, wobei das Signal vertikal interpoliert wird.{Videosignalaufbereitung; Bildinformation; Bildelemente; Umsetzer; Interpolationseinrichtung; vertikale Signalinterpolation}

Description

x = 3/4 a+1/4 B y = 1/4 A+ 3/4 B

interpoliert, wobei

A der Wert der ersten Gruppe von gleichwertigen Pixeln im Abstand von 262 H, B der Wert einer zweiten Gruppe von gleichwertigen Pixeln im Abstand von 262 H, χ ein Pixel im ersten Feld und

y ein Pixel im zweiten Feld, das um 263 H vom Pixel χ entferntist,

18. Einrichtung nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß A der Durchschnittswert der Pixel in der ersten Gruppe und B der Durchschnittswert der Pixel in der zweiten Gruppe ist.

Hierzu 29 Seiten Zeichnungen

Anwendungsgebiet der Erfindung

Die Erfindung betrifft ein System für die Aufbereitung eines Videosignals zur bedeutenden Reduzierung oder Beseitigung von unerwünschten diagonalen Bildartefakts in einem wiedergegebenen Bild.

Charakteristik des bekannten Standes der Technik

Ein herkömmlicher Fernsehempfänger, wie beispielsweise ein Empfänger gemäß den NTSC-Rundfunkstandards, die in den Vereinigten Staaten und anderswo eingeführt wurden, hat ein Bild-Seiten-Verhältnis (Verhältnis zwischen Breite und Höhe eines wiedergegebenen Bildes) von 4:3. In jüngster Zeit besteht ein Interesse an der Einführung von größeren Bild-Seiten-Verhältnissen für Fernsehempfängersysteme, wie beispielsweise von 2:1,16:9 oder 5:3, da solche größeren Bild-Seiten-Verhältnisse näher an das Aspektverhältnis des menschlichen Auges heranreichen - oder diesem entsprechen - als das Bild-Seiten-Verhältnis von 4:3 eines herkömmlichen Fernsehempfängers. Videoinformationssignale mit einem Bild-Seiten-Verhältnis von 5:3 erzielten besondere Aufmerksamkeit, da sich dieses Verhältnis dem des Kinofilmes nähert und somit solche Signale ohne Beschneidung der Bildinformationen übertragen und empfangen werden können. Breitschirm-Fernsehsysteme jedoch, die einfach Signale übertragen, die, verglichen mit den herkömmlichen Systemen, ein vergrößertes Bild-Seiten-Verhältnis haben, sind mit Empfängern mit herkömmlichem Bild-Seiten-Verhältnis unvereinbar. Dies macht die weitverbreitete Einführung von Breitschirmsystemen schwierig.

Es ist deshalb wünschenswert, über ein Breitschirmsystem zu verfügen, das mit den herkömmlichen Fernsehempfängern kompatibel ist. Ein solches System wird in der US-PS 4816899 mit der Überschrift „Compatible Widescreen Television System" (Kompatibles Breitschirm-Fernsehsystem), die am 28. März 1989 veröffentlicht wurde, offenbart. Es ist um so wünschenswerter, über ein solches kompatibles Breitschirmsystem zu verfügen, bei dem Vorkehrungen für die Verbesserung oder Erhöhung der Auflösung des wiedergegebenen Bildes getroffen werden, so daß für die extrem hochfrequenten Bilddetailinformationen Sorge getragen wird. Zum Beispiel kann ein solches Breitschirm-EDTV-System (Fernsehsystem mit erhöhter Bildauflösung) einen Apparat für die Bereitstellung eines progressiv abgetasteten Bildes einschließen. Ein System dieser Art wird in einer zugelassenen US-Patentanmeldung der laufenden Nr. 139338 für einen Apparat für die Voraufbereitung von

Hilfsfernsehsignallnformationen („Apparatus for Pre-Condhioning Auxiliary Television Signal Information"), die air 29. Dezember 1987 eingereicht wurde, offenbart. Bei dem von Isnardi und Hurst offenbarten System findet die zeit'iche Signaldehnung und -verdichtung sowie die Intraframe-Verarbeitung (pixelgruppenweise Verarbei· ig) von Mittel- und Seitenfeldbildinformationen Anwendung.

Es wurde beobachtet, daß die pixelgruppenweise Verarbeitung von Videobildinformationen zur Reduzierung der diagonalen

Randauflösung führen kann und ungewollte zackige diagonale Artefakts verursacht. Ziel der Erfindung

Ziel der Erfindung ist die Verminderung der diagonalen Bildartefakts. Darlegung des Wesens der Erfindung

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen verbesserten Apparat unter Anwendung der pixelgruppenweisen Signalverarbeitungsverfahren zu entwickeln.

Der erfindungsgemäße Apparat umfaßt eine Einrichtung In einem Dekodierer für die Interpolation eines Videosignals, daseiner pixelgruppenweisen Verarbeitung, wie beispielsweise in einem Kodierer, unteizogen wurde. In Übereinstimmung mit einem Merkmal der Erfindung umfaßt der Prozeß der pixelgruppenweisen Verrn bettung die vertikale Spitzenwertbildung der Bildinformationön, die der Interpolation unterliegen. Di«» vertikale Spitzenwertbildung erzeugt mehrere Vorteile, einschließlich der Verhinderung des Verlustes an vertikaler Auflösung Deim Empfänger, der Vergrößerung des Signal-Rausch-Verhältnisses der hohen vertikalen Frequenzen und der Reduzierung der Informationsverkennung, die bei pixelgr uppenweise verarbeite\en Signalen auftritt.

In Übereinstimmung mit einem weiteren Merkmal der Erfindung wird das Signal, das durch pixelgruppenweise Verarbeitung zu kodieren ist, auch vertikal tiefpaßgefiltert, um die zur Informationsverkennung führenden Artefakts zu vermindern.

Der offenbarte Apparat wird im Zusammenhang mit einem kompatiblen Breitschirm-EDTV-Fernsehsystem, bei dem ein pixelgruppenweises Signalverarbeitungsverfahren, z.B. die Mittelwertbildung, Anwendung findet, beschrieben. Das Breitschirm-EDTV-Signal enthält eine Vielzahl von Komponenten, einschließlich einer ersten Hauptkomponente mit Mittelfeld- und zeitlich verdichteten Seitenfeldinformationen und einer zweiten, einer Hilfskomponente mit Seitenfeldinformationen. Bei der Hauptkomponente werden nur die Mittelfeldinformationen einer pixelgruppenweisen Verarbeitung unterzogen. Der zeitlich verdichtete Seitenfeldinformationsabschnitt der Hauptkomponente wird keiner pixelgruppenweisen Verarbeitung unterworfen. Bei dem offenbarten kompatiblen Breitschirm-EDTV-System wird ein progressiv abgetastetes Breitschirmsignal mit ursprünglicher hoher Auflösung kodiert, so daß es vicir Komponenten einschließt. Die vier Komponenten werden gesondert verarbeitet, bevor sie in einem Einzelsignalübertragungskanal wiedervereinigt werden.

Die erste Komponente ist ein 2:1 verschachteltes Signal mit einem Standard-Bild-Seiten-Verhältnis von 4:3. Diese Komponente umfaßt einen Mittelabschnitt des Breitschirmsignals, d.v, zeitlich gedehnt wurde, damit er nahezu die gesamte aktive Zeilendauer für das Bild-Seiten-Verhältnis von 4:3 einnimm' sowie wiederfrequente horizontale Seitenfeldinformationen, die zeitlich im linken und rechte." Horizontalbildüberabtastberaich verdichtet wurden, wo solche Informationen im Falle eines Standard-Fernsehempfang rbildschirms dem Auge verborgen bleiben. Nur der Mittelabschnitt dieser Komponente wird der pixelgruppenweisen Mittelwertbildung und der vertikalen Spitzenwertbildung oberhalb einer gegebenen Frequenz ausgesetzt. Die zweite Komponente ist ein 2:1 verschachteltes Hilfssignal mit linken und rechten hochfrequenten Seitenfeldinformationen, die zeitlich auf die Hälfte der aktiven Zailendauer gedehnt w jrden. Derartig gedehnte Seitenfeldinformationen nehmen im wesentlichen die gesamte aktive Zeilendauer ein. Diese Komponente wird so abgebildet, daß sie dieselbe Zeitdauer einnimmt wie der Mittelabschnitt der ersten Komponente. Sie wird der pixelgruppenweisen Mittelwertbildung unterworfen. Die dritte Komponente ist ein 2:1 verschachteltes Hilfssignal, das von einer Breitschirmsignalquelle kommt und hochfrequente Horizontalluminanzdetailinformationen zwischen annähernd 5,0MHz und 6,0MHz einschließt. Diese Komponente wird ebenfalls so abgebildet, daß sie dieselbe Zeitdauer wie der Mittelabschnitt der ersten Komponente einnimmt; sie wird der pixelgruppenweisen Mittelwertbildung unterworfen. Die einer pixelgruppenweisen Mittelwertbildung unterzogene zweite und dritte Komponente quadraturmodulieren einen phasengeregelten (farbtongeregelten) HilfsZwischenträger, der mit der einer pixelgruppenweisen Mittelwertbildung unterzogenen ersten Komponente gemischt wird. Eine wahlweise vierte Komponente ist ein 2:1 verschachteltes Hilfssignal (Helfersignal), das temporale Felddifferenzluminanzdetailinformationen enthält, die dazu beitragen, fehlende 3ildinformationen auf einem Breitschirm-EDTV-Empfängerzu rekonstruieren.

Auf einem Breitschirm-EDTV-Empfänger wird ein Kompositsigi.al, das die beschriebenen vier Komponenten enthält, in die vier konstituier»»·. Jen Komponenten dekodiert. Die dekodierten Komponenten werden separat verarbeitet und für die Entwicklung eines Breitschirmbildnignales mit verbesserter Auflösung genutzt.

Ausführungsbeispiel

Die Erfindung soll nachfolgend an einem Ausführungsbeispiel näher erläutert werden. In der dazugehörigen Zeichnung zeigen

Fig. 1: eine allgemeine Übersicht über ein kompatibles Broitschirm-EDTV-Kodiersystem einschließlich eines

erfindungsgemäßen Apparates;

Fig. 1a: ein detailliertes Blockdiagramm des Kodierers für das offenbarte System;

Fig. 1 b bis 1 e: Diagramme, die zum Verständnis des offenbarten Systems beitragen;

Fig. 2 bis 5: einzelne Wellenform.en und Diagramme, die zum Verständnis der Arbeitsweise des offenbarten Systems

beitragen; Fig. 13: ein Blockdiagramm eines Teils des Breitschirm-EDTV-Empfängerdekodiorers, einschließlich eines

erfindungsgemäßen Apparates; und

Fig. 6 bis 12: und 14 bis 25a Aspekte des offenbarten Systems in ausführlicherer Darstellung.

Ein System, das für die Übertragung von breiten Bildern mit einem Bild-Seiten-Verhältnis von beispielsweise 5:3 bestimmt ist, sollte z.B. durch einen NTSC-Standard-Rundfunkkanal eine qualitativ hochwertige Bildwiedergabe durch einen Breitschirmempfänger erzielen, während beobachtbare Qualitätsverluste bei einer Standardwiedergabe mit einem Bild-Seiten-Verhältnis von 4:3 größtenteils reduziert oder ausgeschaltet werden. Die Anwendung von Signalverdichtungsverfahren auf die Seitenfelder sines Bildes nutzt den Vorteil des horizontalen Überabtastbereiches eines Standard-NTSC-Fernsehempfängerbildschirms, was jedoch auf Kosten der Bildauflösung in den Seitenfeldbereichen eines rekonstruierten Breitschirmbildes geht. Da eine zeitliche Verdichtung iU einer Ausdehnung des Frequenzbereiches führt, würden nur niederfrequente Komponenten die Verarbeitung in einem Standard-Fernsehkanal überstehen, der eine kleinere Bandbreite aufweist, als dies für ein Breitschirmsignal erforderlich ist. Werden die verdichteten Seitenfelder eines kompatiblenBreitschirmsignals in einem Breitschirmempfänger gedehnt, so entsteht eine beachtliche Differenz zwischen der Auflösung oder dem Hochfrequenzgehalt des Mittelabschnitts eines wiedergegebenen Breitschirmbildes und den Seitenfeldern, sofern keine Schritte zur Vermeidung dieses Effektes, wie er nachfolgend erörtert wird, unternommen werden. Diese beachtliche Differenz ist auf die Tatsache zurückzuführen, daß die niederfrequenten Seitenfeldinformationen wiederhergestellt werden, die hochfrequenten Informationen jedoch infolge der bandbegrenzenden Effekte des Videokanals verloren gehen. Bei dem System gemäß Fig. 1 werden Bauteile, die mit denen des ausführlicher dargestellten Systems gemäß

Fig. 1 a übereinstimmen, durch die gleichen Bezugsnummern gekennzeichnet.

Wie in Fig. 1 dargestellt, wird ein progressiv abgetastetes Originalbreitschirmsignal mit linken, rechten und Mittelfeldinformationen so verarbeitet, daß vier gesonderte Kodierkomponenten entwickelt werden. Diese vier Komponenten werden oben beschrieben und in Fig. 1 bildlich dargestellt. Die Verarbeitung der ersten Komponente (die zeitlich gedehnte Mittelfeldinformationen enthält) geschieht so, daß die entstehende Luminanzbandbreite die NTSC-Luminanzbandbreite von 4,2MHz bei diesem Beispiel nicht überschreitet. Dieses Signal wird im Standard-NTSC-Format farbkodiert, und die Luminanz- und Chrominanzkomponenten dies ^s Signals werden geeigneterweise vorgefiltort (z. B. mit Hilfe von Feldkammfiltern), um eineverbesserte Luminanz-Chrominanz-Trennung zu erzielen, und zwar sowohl bei Standard-NTSC- als auch bei

Breitschirmempfängern. Die zeitliche Dehnung der zweiten Komponente (hochfrequente Seitenfeldinformationen) reduziert deren horizontale Bandbreite

auf etwa 1,16MHz. Diese Komponente ist mit dem Hauptsignal (der ersten Komponente) räumlich nicht korreliert, und es werden

Vorkehrungen getroffen, sie auf den Standard-NTSC-Empfängern unsichtbar zu machen, wie dies noch erörtert wird. Der von 5,0 auf 6,0 MHz erweiterte hochfrequent; Informationsgehalt der dritten Komponente wird als erstes nach unten zu

einem Frequenzbereich von 0... 1,0MHz frequenzverschoben und anschließend weiterverarbeitet.

Die vierte Komponente (zeitlicher Feldfrequenzdifferenzhelfer) wird im Standard-4:3-Format abgebildet, um sie mit der Hauptsignalkomponente zu korrelieren, damit sie auf den Standard-NTSC-Empfängern unsichtbar wird, wobei ihre horizontale Bandbreite auf 750 kHz begrenzt wird. Wie nachfolgend ausführlicher beschrieben wird, werden die erste, die zweite und die dritte Komponente durch entsprechende

pixelgruppenweise mittelwertbildende Bauteile 38,64 und 76 (eine Art von Vertikal-temporal-Filter oder V-T-Filter verarbeitet,

um das V-T-Übersprochen zwischen den Haupt- und Nebensignalkomponenten auf einem Breitschirmempfänger auszuschalten.

Die Mittelfeldinformationen der ersten Komponente werden der pixelgruppenweisen Mittelwertbildung und der vertikalen Spitzenwertbildung oberhalb von etwa 1,5MHz unterworfen. Die zweite und dritte Komponente, die einer pixelgruppenweisen Mittelwertbildung unterworfen und als X und Z bezeichnet wurden, werden vor der Quadraturmodulation des 3,108-MHz- Hilfszwischenträgers (auxiliary subcarrier-ASC), der eine pixelfeldwechselnde (invertierende) Phase aufweist, in einem Block 80

nichtlinear amplitudenverdichtet.

Ein moduliertes Signal (M) aus Block 80 wird in einem Addierer 40 zur ersten, der pixelgruppenweisen Mittelwertbildung

unterworfenen Komponente (N) hinzuaddiert. Das entstehende Ausgangssignal ist ein 4,2-MHz-Grundbandbreiten-Signal(NTSCF), das zusammen mit einer vierten tiefpaßgefilterten 750-kHz-Komponente (YTN) aus dem Filter 79 einen HF-Bildträgerzur Erzeugung eines NTSC-kompatiblen HF-Signals, das auf einen Standard-NTSC-Empfänger oder einen progressivabgetasteten Empfänger über einen einzigen Standardbandbreiten-Rundfunkkanal übertragen werden kann, im Block 57quadraturmoduliert.

Die zeitliche Verdichtung der ersten Komponente gestattet es, die niederfrequenten Seitenfeldinformationen vollständig in den

horizontalen Überabtastbereich eines Standard-NTSC-Signales zusammenzudrängen. Die hochfrequenten

Seitenfeldinformationen der zweiten Komponente und die hochfrequenten Luminanzdetailinformationen der dritten Komponente werden über einen Videoübertragungskanal mit dem Standard-NTSC-Signal spektral gemeinsam genutzt, und

zwar in einer Weise, die für einen Standardempfänger durchschaubar ist, nämlich auf der Grundlage eines

Hilfszwischenträgerquadraturmodulationsverfahrens, das den Block 80 einbezieht, wie dies noch erörtert wird. Wenn mit einem Standard-NTSC-Empfänger empfangen wird, wird nur der Mittelfeldabschnitt des Hauptsignals (die erste Komponente) sichtbar. Die zweite und dritte Komponente kann ein Interferenzmuster kleiner Amplitude erzeugen, das bei

normalen Betrachtungsabständen und bei normalen Bildeinstellungen nicht wahrgenommen wird. Die vierte Komponente wird bei Empfängern mit synchronen Videogleichrichtern vollständig entfernt. Bei Empfängern mit Hüllkurvongleichrichtern wird die vierte Komponente verarbeitet, aber nicht wahrgenommen, da sie mit dem Hauptsignal korreliert ist.

Das Hauptsignal (Komponente 1) weist einen aktiven Standard-NTSC-Horizontalzeilenintervall von annähernd

52 Mikrosekunden (μβ) auf. Es werden nur Hochfrequenzinformationen dieser Komponente oberhalb von etwa 1,5MHz einerpixelgruppenweisen Mittelwertbildung unterzogen. Die zeitlich verdichteten niederfrequenten Seitenfeldinformationen dieser

Komponente werden dem Prozeß der pixelgruppenweisen Mittelwertbildung nicht unterworfen. Es hat sich herausgestellt, daß

eine solche selektive pixelgruppenweise Verarbeitung der Hauptkomponente die Auflösung der diagonalen

Seitenfeldbildinformationen verbessert, und zwar durch die Ausschaltung der unerwünschten gezackten diagonalen Artefakts, die mitunter auch als „Gezackte" („jaggies") bezeichnet werden und die sonst bei einem rekonstruierten Bild erzeugt würden, wenn die verdichteten Seitenfeldinformationen des Hauptsignals der pixelgruppenweisen Mittelwertbildung unterzogen werden.

In dieser Hinsicht ist zu erwähnen, daß die niederfrequenten Seitenfeldinformationen der Hauptsignalkomponente mit einem

Seitenverdichtungsfaktor (side compression factor-SCF) von annähernd 6 zeitlich verdichtet wurden, Wenn solche zeitlich verdichteten Informationen der Mittelwertbildung unterworfen werden, bevor sie beim Empfänger für die Rekonstruktion des Bildes zeitlich verdichtet werden, dann weisen die rekonstruierten SeitenfelHbildinformationen gezackte diagonale Artefakts auf, da die Horizontalfrequenz, bei der die pixelgruppenweise Mittelwertbildung beginnt, dann annähernd SCFmal kleiner als für das

Mittelfeld ist. Die diagonalen Bildinformationen sind zunehmend verzerrt (gezackt), da die Frequenzen, über die hinweg die pixelgruppenweise Mittelwertbildung ausgeführt wird, abnehmen. Wenn zum Beispiel das Hauptsignal für Frequenzen oberhalb 1,5 MHz der

pixe'cjtuppenweisen Mittelwertbildung unterzogen wird und die niederfrequenten Seitenfeldinformationen von Komponente 1mit einem Seitenverdichtungsfaktor SCF von 6 zeitlich verdichtet werden, dann beginnt die pixelgruppenweise

Mittelwertbildung der Seitenfeldinformationen wirksam bei einer viel niedrigeren Frequenz von 25OkHz (1,5MHz/SCF), wodurch

sich gezackte diagonale Artefakts ergeben.

Derartige gezackte diagonale Artefakts würden in den rekonstruierten Seitenfeldbereichen beachtlicher sein. Da die Komponente 1 in den zeitlich verdichteten Seitenfeldbereichen keiner pixelgruppenweisen Mittelwertbildung unterworfen wird,

behält der gesamte Bereich der ursprünglichen Frequenzen in diesen Bereichen (0 bis 70OkHz) die volle vertikale Auflösung bei,ohne daß es zur Verzerrung infolge von gezackten diagonalen Artefakts kommt.

Die an Komponente 1 im Mittelfeldbereich ausgeführte pixelgruppenweise Mittelwertbildung führt mit Wahrscheinlichkeit

jedoch zu unerwünschten gezackten diagonalen Artefakts, die mit Hilfe eines Luminanzsignalinterpolators amEmpfängerdekodiererzusammen mit der vertikalen Spitzenwertbildung, die ebenfalls vom Pixelgruppenprozessor am Kodierer ausgeführt wird, vermindert werden. Der Verlust an vertikaler Schärfe, die durch diese Interpolation verursacht wird, kann durch die vertikale Spitzenwe tbildung im Kodierer kompensiert werden.

Komponente 2, die linke und rechte hochfrequente Seitenfeldinformationen enthält, wird zeitlich gedehnt bzw. verdichtet, so daß sie die gleiche Zeitdauer wie der Mittelfeldabschnitt von Komponente 1 einnimmt. So werden die linken und rechten hochfrequenten Seitenfeld-Signale zeitlich in einer Weise gedehnt, daß sie den gesamten Mittelfeldbereich ausfüllen, wodurchdie Komponente 2 ein aktives horizontales Abtastintervall von annähernd 50 ps aufweist, das dem horizontalen Abtastintervalldes Mittelfeldbereiches von Komponente 1 entspricht. Zu diesem Zweck beträgt der Seitendehnungsfaktor (side expansionfactor- SEF) etwa 4,32, verglichen mit einem SEF von etwa 4,49, der erforderlich wäre, um die linken und rechten

Seitenfeldinformationen von Komponente 2 auf die volle aktive Zeilendauer von 52 μβ zu dehnen.

Die beiden Komponenten 2 und 3 werden infolge der pixelgruppenweisen Verarbeitung, die an der Hauptkomponente 1 und an den Hilfskomponenten 2 und 3 ausgeführt wird, zeitlich in den Mittelfeldabschnitt eingepaßt. Wie nachfolgend erläutert wird, ist die pixelgriippenweise Mittelwertbildung ein Prozeß, der die Trennung der beiden zuvor gemischten Signalkomponenten,nämlich das Hauptsignal N und das modulierte Hilfssignal M, vereinfacht.

Da der Bereich der pixelgruppenweisen Verarbeitung bei Komponente 1 so verkleinert wurde, daß er nur 50 μβ des Mittelfeldbereiches einnimmt, wurde die zeitliche Einpassung der modulierenden Komponenten 2 und 3 in ähnlicher Weise

modifiziert, so daß sie nur den Mittelfeldbereich einnimmt.

Wie oben erwähnt, wird die Komponente 3 so abgebildet, daß sie durch lineare zeitliche Verdichtung der gedehnten horizontalen Luminanzinformationen auf 50ps mit dem Mittelfeldintervall zusammenfällt. Die zeitliche Verdichtung von Komponente 3 von

52ps auf 50με führt zur Preisgabe einer gewissen räumlichen Korrelation mit der Hauptkomponente 1, aber, was wichtiger ist,sie stellt sicher, daß die Mittel- und Seitenfeldbereiche eines rekonstruierten Bildes die gleiche horizontale Auflösung aufweisen.

Obwohl die räumliche Korrelation zwischen den Komponenten 1 und 3 zur Verdeckung der Effekte des Nebensprechens

zwischen dem Hilfszwischent'äger und dem Hauptsignal wünschenswert ist, verliert die Aufrechterhaltung der einwandfreienräumlichen Korrelation von Komponente 3 an Bedeutung, da der Hilfszwischenträger bereits nichtkorrelierte Informationen in

Form von Komponente 2 enthält. Der Betrag an in Komponente 3 preisgegebener räumlicher Korrelation ist vernachlässigbar und wird durch die sich ergebende

gleiche Mittelfeld- und Seitenfeld-Horizontalauflösung wettgemacht. Die Komponente 4 wird keiner pixelgruppenweisen Mittelwortbildung unterzöget) und bleibt unverändert; sie weist wie das Hauptsignal die volle aktive Zeilendauer von 52 ps auf.

Bei dem Dekodierer wird, wie dies im Zusammenhang mit Fig. 13 erörtert wird, die pixelgruppenweise Mittelwertbildung nur mit

Hinblick auf den Mittelfeldbereich für die Trennung der Signale M und N durchgeführt. Nach der Demodulation von Komponente M in die Bestandteilkomponenten 2 und 3 werden die Komponenten 2 und 3 in ihre ursprünglichen Zeitlagen

eingepaßt, d.h., daß sie einen vollen aktiven Zeilenintervall von 52μβ einnehmen.

Fig. 1 b veranschaulicht das HF-Spektrum des offenbarten EDTV-Breitschirmsystems, einschließlich der Hilfsinformationen im Vergleich mit dem HF-Spektrum eines Standard-NTSC-Systems. Bei dem Spektrum des offenbarten Systems erstrecken sich die

hochfrequenten Seitenfeldsignale und die extrem hochfrequenten Horizontalluminanzdetailinformationen über annähernd1,16MHz auf beiden Seiten der 3,108-MHz-Hilfszwischenträgerfrequenz ASC. Die V-T-Helfersignalinformationen(Komponente 4) erstrecken sich über 750 kHz auf beiden Seiten der Hauptsignalbildträgerfrequenz.

Ein progressiv abtastender Breitschirmempfänger schließt einen Apparat für die Rekonstruktion des ursprünglichen Breitschirmsignals progressiver Abtastung ein. Verglichen mit einem Standard-NTSC-Signal hat das rekonstruierte Breitschirmsignal linke und rechte Seitenfelder mit Standard-NTSC-Auflösung und ein Mittelfeld mit einem

(Bild)seitenverhältnis von 4:3 und verbesserten Horizontal- und Vertikalluminanzdetailinformationen, und dies besonders in denunbewegten Abschnitten eines Bildes.

Zwei Grundbetrachtungen bestimmen das Signalverarbeitungsverfahren in Verbindung mit der Entwicklung und der Verarbeitung der ersten, zweiten, dritten und vierten Signalkomponente. Diese Betrachtungen schließen die Kompatibilität mit

den vorhandenen Empfängern und die Wiederherstellbarkeit auf dem Empfänger ein.

Die volle Kompatibilität erfordert die Empfänger- und Senderkompatibilität, so daß die vorhandenen Standardempfänger Breitschirm-EDTV-Signale empfangen und ohne spezielle Adapter ein Standardbild erzeugen können. Kompatibilität in diesem Sinne erfordert zum Beispiel, daß das Senderbildabtastformat im wesentlichen mit dem Empfängerbildabtastformat übereinstimmt oder in dessen Toleranz liegt. Kompatibilität bedeutet auch, daß gesonderte Komponenten, die nicht dem Standard entsprechen, im Hauptsignal physisch und wahrnehmuhgsmäßig verborgen werden müssen, wenn auf Standardempfängern empfangen werden soll. Zur Erzielung von Kompatibilität im letzeren Sinne werden beim offenbarten System die folgenden Verfahren zur Verbergung der Hilfskomponenten angewendet.

Wie oben erörtert, werden die niederfrequenten Seitenfeldsignale physisch im normalen horizontalen Überabtastbereich des Standardempfängers verborgan. Die Komponente 2, die im Gegensatz zur niederfrequenten Seitenfeldkomponente ein Signal geringer Energie ist, und die Komponente 3, die normalerweise ein hochfrequentes Detailsignal geriner Energie ist, werden amplitudenverdichtet und bei 3,108MHz, einer Zwischenzeilenfrequenz (die ein ungeradzahliges Vielfaches der Hälfte der Horizontalzeilenfrequenz ist), auf einen Hilfszwischenträger quadraturmoduliert. Frequenz, Phase und Amplitude des Hilfszwischenträgers werden so gewählt, daß die Sichtbarkeit des modulierten Hilfsträgersignals z. B. durch die pixelfeldweise Steuerung der Phase des Hilfszwischenträgers weitestgehend vermindert wird, so daß sie von einem Pixelfeld zum nächsten zur Phase des Chrominanzzwischenträgers um 180° verschoben wird. Obwohl die modulierten Hilfszwischenträgerkomponenten vollständig innerhalb des Chrominanzdurchlaßbandes (2,0...4,2MHz) liegen, sind die modulierten Hilfszwischenträgerkomponenten für das menschliche Auge unsichtbar, da sie als Feldfrequenz-Komplementärfarbflimmern wiedergegeben werden, das bei normalen Pegeln der Chrominanzsättigung nicht wahrnehmbar ist. Auch wird durch die nichtlineare Amplitudenverdichtung der Modulationskomponenten vor der Amplitudenmodulation das augenblickliche Amplitudenüberschwingungen in vorteilhafterweise auf einen niedrigeren akzeptablen Pegel reduziert. Die Komponente 3 wird in bezug auf den zentralen Informationsabschnitt von Komponente 1 räumlich korreliert; sie wird hinsichtlich des rechten und linken Informationsabschnitts von Komponente 1 geringfügig weniger räumlich korreliert. Dies wird mit Hilfe eines Formatkodierers ausgeführt, wie dies noch erörtert wird.

Komponente 4, das Helfersignal, wird ebenfalls durch die zeitliche Dehnung der Mittelfeldinformationen zur Anpassung an das Standard-4:3-Format verborgen, wodurch Komponente 4 mit dem Hauptsignal räumlich korreliert wird. Komponente 4 wird auf den Standardempfängern mit Synchrongleichrichtern beseitigt und sie wird auf Standardempfängern iit Hüllkurvengleichrichtern unsichtbar gemacht, da sie mit dem Hauptsignal räumlich korreliert wird. Die Wiederherstellung der Komponenten 1,2 und 3 auf einem Breitschirmempfänger progressiver Abtastung wird durch die Anwendung eines Prozesses der pixelgruppenweisen Verarbeitung bei Sender und Empfänger bewerkstelligt. Dieser Prozeß bezieht gemäß den Figuren 1 und 1 a die Bauteile 38,64 und 76 im Übertragungssystem sowie die zum Empfänger gehörenden Bauteile ein, wie dies noch erörtert werden wird. Die pixelgruppenweise Mittelwertbildung ist eine Art vor Signalaufbereitungsverfahren, bei dem zwei visuell korrelierte Signale für die beiderseitige Kombination so vorbereitet werden, daß sie anschließend wirksam werden und genau wiederhergestellt werden können, und zwar beispielsweise mit Hilfe eines Pixelfeldspeichergerätes, das selbst bei auftretender Bewegung in Falle von bilddarstellenden Signalen frei von vertikal-temporalem Übersprechen ist. Die Art der für diesen Zweck angewendeten Signalaufbereitung soll zwei Signale auf Pixelfeldbasis im wesentlichen gleich machen, das heißt, es sollen zwei gleiche Abtastwerte (samples) in Pixelfeldentfernung erzielt werden. Die pixelgruppenweise Mittelwertbildung ist ein zweckmäßiges Verfahren für die Erreichung dieses Ziels, aber es können auch andere Verfahren angewendet werden. Die pixelgruppenwejcQ Mittelwertbildung ist im Grunde ein linearer, zeitveränderlicher, digitaler vor- und nachfilternder Prozeß zur Sicherung der genauen Wiederherstellung zweier sich visuell ergänzendes (korrelierter) gemischter Signale. Das horizontale Übersprechen wird durch Schutzbänder zwischen den horizontalen Vorfiltern am Senderkodierer und den Nachfiltern am Empfängerdekodierer beseitigt.

Die pixelgruppenweise Mittelwertbildung ist eine Form der paaiweisen Pixel-Verarbeitung. Der Prozeß der pixelgruppenweisen Mittelwertbildung wird im Zeitbereich im allgemeinen durch Fig. 1 c dargestellt, bei dem Felderpaare durch die Mittelwertbildung von Pixeln (A und B sowie C und D), die um 262H voneinander entfernt sind, gleich gemacht werden. Der Mittelwert ersetzt die ursprünglichen Werte jedes Gruppenpaares. In Fig. 1 d wird der Prozeß der pixelgruppenweisen Mittelwertbildung im Zusammenhang mit dem System gemäß Fig. 1 dargestellt. Beginnend mit den Komponenten 2 und 3 werden Paare von Pixeln (Bildelementen), die um 262 H voneinander entfernt sind, innerhalb eines verschachtelten Pixelgruppenbildes (frame) einer Mittelwertbildung unterzogen, und die Mittelwerte (z.B. Xl, X3 und Z1, Z3) treten an die Stelle der ursprünglichen Pixelwerte. Diese vertikal-temporale Mittelwertbildung findet innerhalb eines Pixelgruppenbildes statt und überschreitet die Bildgrenzen nicht. Im Falle von Komponente 1 geschieht die Mittelwertbildung nur an Mittelfeldinformationen oberhalb von etwa 1,5MHz, so daß niederfrequente vertikale Detailinformationen nicht beeinträchtigt werden. Im Fall von Komponente 1 und 2 geschieht die pixelgruppenweise Mittelwertbildung an einem Mischsignal, das die Luminanzkomponente (Y) und die Chrominanzkomponente (C) über das Chrominanzband hinweg einschließt. Die Chrominanzkomponente des Mischsignals übersteht die pixelgruppenweise Mittelwertbildung, da sich die um 262 H voneinander entfernten Pixel mit dem Farbzwischenträger in Phase befinden. Die Phase des neuen Hilfszwischenträgers wird so gesteuert, daß sie sich für um 262 H voneinander entfernte Pixel genau außer Phase befindet und sich von der Phase des Chrominanzzwischenträgers unterscheidet. Somit erhalten die um 252 H voneinander entfernten Pixel, wenn die Komponenten 2 und 3 (nach der Quadraturmodulation) zur Komponente 1 in Bauteil 40 hinzuaddiert werden, die Form (M + A) und (M - A), wobei M der Abtastwert des Hauptmischsignals oberhalb von 1,5MHz und A der Abtastwert für das modulierte Hilfssignal ist.

Mit der pixelgruppenweisen Mittelwertbildung wird das vertikaltemporale Übersprechen tatsächlich beseitigt, und zwar selbst bei bewegten Bildern. Aus diesem Grunde werden durch den Prozeß der pixelgruppenweisen Mittelwertbildung gleiche, um 262 H voneinander entfernte Abtastwert erzeugt. Am Empfänger ist es einfach, den Informationsgehalt dieser Abtastwerte genau, das heißt frei von Übersprechen wiederherzustellen, und zwar durch die Verarbeitung von um 262 H voneinander entfernt liegenden Pixelabtastwerten innerhalb einos verschachtelten Pixelgruppenbildes, wie dies noch erörtert wird, wodurch Haupt- und Hilfssignalinformationen wiederhergestellt werden. Bei einem Dokodierer im Empfänger können die ursprünglichen, der Mittelwertbildung unterworfenen Informationen im wesentlichen einwandfrei über die pixelgruppenweiso Mittelwertbildung wiederhergestellt werden, da die ursprünglichen hochvisuell korrelierten Informationen von Pixelfeld zu Pix^lfeld im wesentlichen gleich gemacht wurden.

Auch wird der HF-Kanal des Empfängers mit Hilfe eines Synchron-HF-Gleichrichters quadraturmoduliert. Die Komponente 4 wird deshalb von den anderen drei Komponenten getrennt. Für die Trennung der Komponente 1 von den moduli' ,1en Komponenten 2 und 3 wird die pixelgruppenweise Verarbeitung angewendet, und es wird die Quadraturmodulation zur Trennung der Komponenten 2 und 3 angewendet, wie dies in bezug auf Fig. 13 noch erörtert wird.

Nachdem die vier Komponenten wiederhergestellt wurden, werden die rViisc'isignale NTSC-dekodiert und in Luminanz- und Chrominanzkomponenten getrennt. Zur Wiederherstellung des Breitschirm·;· ildseitenverhältnisses werden alle Komponenten zeitlich invertiert eingepaßt, und die hochfrequenten Seitenfeldsignale werden zur Wiederherstellung der vollen Seitenfeldauflösung mit den niederfrequenten Signalen gemischt. Es werden die Höchstfrequenzluminanzdetailinformationen in ihren ursprünglichen Frequenzbereich verschoben und zu dem Luminanzsignal hinzuaddiert, das unter Anwendung der zeitlichen Interpolation und des Helfersignals in das progressive Abtastformat umgesetzt wird. Das Chrominanzsignal wird unter Anwendung der nichtgestützten zeitlichen Interpolation in ein progressives Abtastformat umgesetzt. Schließlich werden die progressiven Abtast-Luminanz- und -Chrominanzsignale in eine analoge Form umgesetzt und matriziert, um RGB-Farbbildsignale für die Wiedergabe durch ein Breitschirm-Wiedergabegerät progressiver Abtastung zu erzeugen. Vor der Erörterung des kompatiblen Breitschirmkodiersystem gemäß Fig. 1 a wird Bezug auf die Signalwellenformen A und B gemäß Fig. 2 genommen. Signal A ist ein Breitschirmsignal mit einem Bildseitenverhältnis von 5:3, ein Signal, das in ein kompatibles Standard-NTSC-Signal mit einem Bildseitenverhältnis von 4:3, wie es durch Signal B bildlich dargestellt wird, umgesetzt wird. Ein Breitschirmsignal A schließt einen Mittelfeldabschnitt, zu dem Primärbildinformationen gehören, die ein Intervall TC einnehmen, sowie einen linken und einen rechten Seitenfeldabschnitt, zu dem sekundären Bildinformationen gehören, die die Intervalle TS einnehmen, ein. Bei diesem Beispiel weisen linke und rechte Seitenfelder im wesentlichen gleiche Bildseitenverhältnisse auf, die kleiner sind als das dominierende Mittelfeld, das dazwischen liegt.

Das Breitschirmsignal A wird in ein NTSC-Signal B umgesetzt, indem bestimmte Seitenfeldinformationen vollständig in die horizontalen Überabtastbereiche, die die Zeitintervalle TO einnehmen, verdichtet werden. Das Standard-NTSC-Signal hat ein aktives Zeilenintervall TA (mit einer Dauer von 52,6 MikroSekunden), das die Überabtastintervalle TO einschließt, ein Wiedergabezeitintervall TD, das die wiederzugebenden Videoinformationen enthält, sowie ein Gesamthorizontalzeilenintervall TH mit einer Dauer von 63,556 Mikrosekunden. Die Intervalle TA und TH sind sowohl für das Breitschirmsignal als auc*¹ für das Standard-NTSC-Signal gleich. Es hat sich herausgestellt, daß nahezu alle handelsüblichen Fernsehempfänger ein Überabtastintervall haben, das zumindest 4% der gesamten aktiven Zeilendauer TA einnimmt, das heißt, je 2% Überabtastiing auf der linken und rechten Seite. Bei einer verschachtelten Abtastrate von 4 x f,_c (wobei f,_c die Frequenz des Farbzwischenträgers ist) enthält jedes Horizonalzeilenintervall 910 Pixel (Bildelemente), von denen 754 die aktiven wiederzugebenden Horizontalzeilenbildinformationen darstellen.

Das dreitschirm-ECTV-System wird ausführlich in Fig. 1 a dargestellt. Im folgenden wird Bezug auf Fig. 1 a genommen. Eine Breitschirmkamera 10 progressiver Abtastung für die 525er Zeile und 60 Felder/Sekunde sorgt für ein Breitschirmfarbsignal mit den Komponenten R, G und B und für ein bei diesem Beispiel großes Bildseitenverhältnis von 5:3. Es könnte auch eine verschachtelte Signalquelle eingesetzt werden, aber eine Signalquelle progressiver Abtastung bringt bessere Ergebnisse. Eine B-eitschirmkamera hat ein größeres Bildseitenverhältnis und eine größere Videobandbreite als eine Standard-NTSC-Kamera, wobei die Videobandbreite einer Breitschirmkamera proportional zum Produkt aus Bildseitenverhültnis und Gesamtzahl der Zeilen pro verschachteltes Pixelgruppenbild neben anderen Faktoren ist.

Unter der Annahme, daß die Breitschirmkamera mit konstanter Geschwindigkeit abtastet, verursacht eine Vergrößerung ihres Bildseitenverhältnisses eine entsprechende Vergrößerung ihrer Videobandbreite sowie eine horizontale Verdichtung der Bildinformationen, wenn das Signal durch einen Standard-Fernsehempfänger mit einem Bildseitenverhältnis von 4:3 wiedergegeben wird. Aus diesen Gründen ist es erforderlich, das Breitschirms,gnal für die volle NTSC-Kompatibilität zu modifizieren.

Das vom Kodiersystem gemäß Fig. 1 verarbeitete Farbvideosignal enthält sowohl Luminanz- als auch Chrominanzsigrialkomponenten. Die Luminanz- und Chrominanzsignale enthalten sowohl niederfrequente als auch hochfrequente Informationen, die im folgenden englischen Text als „lows" bzw. „highs" bezeichnet werden. Die aus Kamera 10 kommenden progressiv abgetasteten Breitbandbreitschirm-Farbvideosignale werden in einem Bauteil 12 matriziert, um aus den Farbsignalen R, G und B die Luminanzkomponente Y und die Farbdifferenzsignalkomponenten I und Q abzuleiten. Die progressiv abgetasteten Breitschirmsignale Y, I und Q werden mit der achtfachen Chrominanzzwischenträgerfrequenz (8 χ f_K) abgetastet und durch spezielle Analog-Digital-Wandler (ADC) in einem ADC-Bauteil 14 vor der individuellen Filterung durch spezielle vertikal-temporale Tiefpaßfilter in einem Filterbauteil 16 zur Erzeugung von gefilterten YF-, IF- und QF-Signalen einzeln aus der analogen in die digitale (binäre) Form umgesetzt. Diese Signale haben alle die durch die Wellenform A in Fig. 2 gezeigte Form. Die speziellen Filter sind lineare zeitunveränderliche 3 χ 3-Filter von der in Fig. 10d gezeigten Art. Diese Filter reduzieren die vertikal-temporale Auflösung geringfügig, und zwar insbesondere die diagonale Vertikal-temporal-Auflösung, damit unerwünschte Verschachtelungs-Artefakts (wie z. B. Flickern, gezackte Ecken und andere mit Informationsverkennung verbundene Effekte) im Hauptsignal (Komponente 1 gemäß Fig. 1) nach der progressiven Abtastung zur verschachtelten Umsetzung verhindert werden. In stehenden Bildabschnitten erhalten die Filter nahezu die volle vertikale Auflösung aufrecht.

Der Mittelfelddehnungsfaktor ist eine Funktion der Differenz zwischen der Breite eines Bildes, das von einem Breitschirmempfänger wiedergegeben wird, und der Breite eines Bildes, das durch einen Standardempfänger wiedergegeben wird. Die Bildbreite eines breiten Bildschirms mit einem Bildseitenverhältnis von 5:3 ist um das 1,25fache größer als die Bildbreite eines Standardbildschirms mit einem Bildseitenverhältnis von 4:3. Dieser Faktor von 1,25 ist ein vorläufiger Mittelabschnittdehnungsfaktor, der so eingestellt werden muß, dal'i er dem Überabtastbereich eines Standardempfängers Rechnung trägt und daß er einer absichtlichen geringfügigen Abtastung der Grenzbereiche zwischen dem Mittel- und den Seitenfeldern Rechnung trägt, wie dies noch erklärt wird. Diese Betrachtungen diktieren einen Mittelfelddehnungsfaktor von 1,19.

Die progressiv abgetasteten Signale aus der Filterschaltung 16 weisen eine Bandbreite von 0... 14,32MHz auf und werden mittels der P-I-Umaetzer 17a, 17b und 17c (die von progressiver Abtastung [P] auf Verschachtelung I umsetzen) entsprechend in 2:1 verschachtelte Signale umgesetzt, wozu Einzelheiten in Verbindung mit den Figuren 22 und 23 erörtert werden. Die Bandbreite

dec aus den Umsetzern 17 a bis 17c kommenden Ausgangssignale IF', QF' und YF' weisen eine Bandbreite von 0...7,16MHz auf, da die horizontale Abtastfrequenz für verschachtelte Signale halbsogroß wie die dor progressiv abgetasteten Signale ist. Beim Umsetzungsvorgang wird das progre "iv abgetastete Signal „subsampled", indem nur die Hälfte der verfügbaren Pixelabtastwerte (pixel samples) für dib Erzeugung des 2:1 verschachtelten Hauptsignals herangezogen wird.

insbesondere wird jedes einzelne prog> jssiv abgetastete Signal In ein 2:1 verschachteltes Format umgesetzt, indem entweder die ungeradzahligen oder geradzahligen Zeilen jedes einzelnen Bildfeldes beibehalten werden und die beibehaltenen Pixel mit der 4ff.chen f_I<:-Frequenz (14,32MHz) ausgelesen werden. Jede nachfolgende digitale Verarbeitung der verschachtelten Signale geschieht mit einer Frequenz von 4 x f,_c.

Die Schaltung 17c schließt auch eine Fehlervorhersageouhaltung ein. Ein Ausgang von Schaltung 17 c, YF', ist die verschachtelte zur Hälfte abgetastete Luminanzvariante der vorgefilterten progressiv abgetasteten Komponente. Ein anderer Ausgang, ein Luminanzsignal von Schaltung 17c, YT, schließt zeitliche Informationen ein, die von den Bildfelddifferenzinformationen abgeleitet werden, und stellt eine zeitliche Vorhersage oder zeitliche Interpolation, d. h. den Fehler zwischen den tatsächlichen und den vorhergesagten Werten der Luminanzabtastwerte, die am Empfänger „fehlen", dar, wie dies noch erklärt wird. Die Vorhersage basiert auf einem zeitlichen Durchschnittswert der Amplituden „vor" und „nach" Pixeln, die am Empfänger zur Verfügung stehen. Signal YT, ein Luminanzhelfersignal, das zur Rekonstruktion des progressiv abgetasteten Signals am Empfänger beiträgt, trägt im wesentlichen einem Fehler Rechnung, den der Empfänger erwartungsgemäß mit Hinblick auf die bewegten Bildsignale macht, und erleichtert die Beseitigung eines solchen Fehlers am Empfänger. Der Fehler ist in stehenden Abschnitten gleich Null, und am Empfänger kommt es zur einwandfreien Rekonstruktion. Es hat sich herausgestellt, daß ein Chrominanzhelfersignal praktisch nicht erforderlich ist und daß ein Luminanzhelfersignal für die Erzielung guter Ergebnisse ausreicht, da das mens :hliche Auge für das Fehlen von vertikalen oder temporalen Chrominanzdetails weniger empfindlich ist. In Fig. 2a wird der Algorithmus veranschaulicht, der für die Entwicklung des Helfersignals YT angewendet wird. Im folgenden wird Bezug auf Fig. 2a genommen. Die Pixel A, X und B im progressiv abgetasteten Signal nehmen in einem Bild die gleiche räumliche Lage ein. Schwarze Pixel wie beispielsweise A und B werden als Hauptsignal übertragen und stehen am Empfänger zur Verfügung. Ein weißes Pixel, wie z. B. X, wird nicht übertragen und wird von einem zeitlichen Bildfelddurchschnittswort (A + B)/2 vorhergesagt. Das heißt, am Kodierer wird durch die Mittelwertbildung der Amplituden „vor" und „nach" den Pixeln A und B eine Vorhersage für das „fehlende" Pixel Y. Der Vorhersagewert (A + B)/2 wird vom tatsächlichen Wert X abgezogen, damit ein Vorhersagefehlersignal erzeugt wird, das dem Helfersignal entspricht und eine Amplitude aufweist, die sich in Übereinstimmung mit dem Ausdruck X - (A + B)/2 befindet. Dieser Ausdruck definiert dio zeitlichen Bildfelddifferenzinformationen zusätzlich zu den zeitlichen Bildfelddurchschnittsinformationen. Das Helfersignal wird mit Hilfe eines 750-kHz-Tiefpaßfilters horizontal tiefpaßgefiltert und als Helfersignal YT weitergeleitet. Es ist eine Bandbegrenzung des Helfersignals auf 75OkHz erforderlich, um das Signal daran zu hindern, den nächst niedrigeren HF-Kanal zu stören, nachdem dieses Signal auf den HF-Bildträger aufmoduliert wurde. Am Empfänger wird eine ähnliche Vorhersage für das fehlende Pixel X gemacht, und zwar unter Heranziehung des Mittelwertes der Abtastwerte A und B; und der Vorhersagefehler wird zur Vorhersage hinzuaddiert. Das heißt, X wird durch die Addition des Vorhersagefehlers X - (A + B)/2 zum zeitlichen Mittelwert (A + B)/2 wiederhergestellt. Somit erleichtert das Helfersignal die Umsetzung vom verschachtelten zum progressiv abgetasteten Format.

Das durch den offenbarten zeitlichen Vorhersagealgorithmus erzeugte Helfersignal ist vorteilhafterweise ein Signal geringer Energie verglichen mit einem Vorhersagesignal, das durch einen anderen Algorithmus, wie beispielsweise durch jtnen erzeugt wird, der für die Erzeugung eines Zeilendifferentialsignals angewendet wird, wie dies von M.Tsinberg in einem Artikel mit der Überschrift „ENTSC Two-Channel Compatible HDTV System", in IEEE Transactions on Consumer Electronics, Band CE-33, Nr. 3, August 1987, S. 146-153 beschrieben wird. In unbewegten Bereichen eines Bildes ist die Fehlerenergie gleich Null, da die Vorhersage einwandfrei ist. Von ruhenden und im wesentlichen ruhenden Bildern (wie z. B. bei einer Nachrichtensendung, bei der ein Reporter vor einem ruhenden Hintergrund abgebildet wird) wird ein Zustand geringer Energie manifestiert. Es hat sich herausgestellt, daß der offenbarte Algorithmus am Empfänger die am wenigsten zu bemängelnden Artefakts nach der Bildrekonstruktion erzeugt und daß das durch den offenbarten Algorithmus erzeugte Helfersignal seine Nützlichkeit auch dann noch beibehält, nachdem es in seiner Bandbreite auf etwa 750 kHz begrenzt (gefiltert) wurde. Das Helfersignal, das durch den offenbarten Algorithmus erzeugt wurde, hat in Gegenwart von ruhenden Bildinformationen vorteilhafterweise die Energie Null, und folglich bleibt ein Helfersignal, das zu einem ruhenden Bild gehört, durch das Filtern unbeeinträchtigt. Es ergibt sich ein verbessertes rekonstruiertes Breitschirmbild selbst dann, wenn das Helfersignal nicht übertragen wird. In diesem Fall werden die ruhenden Abschnitte des Bildes viel schärfer sein als ein Standard-NTSC-Bild. Die bewegten Abschnitte jedoch werden etwas „v/eicher" sein und können ein „beat"-Artefakt (Schwebungs-Artefakt) aufweisen. So muß eine Fernseheinrichtung das Helfersignal nicht von Anfang an übertragen, sondern sie kann sich für eine spätere Verbesserung der HF-Übertragung entscheiden.

Das offenbarte zeitliche Vorhersagesystem ist sowohl für das progressive Abtastsystem als auch für das Verschachtelungssystem für höhere als die Standardzeilenfrequenzen nützlich; es arbeitet jedoch am besten mit einer Quelle progressiver Abtastung, bei der die Pixel A, X und B die gleiche räumliche Lage im Bild einnehmen, so daß sich eine einwandfreie Vorhersage fi! ruhende Bilder ergibt. Die zeitliche Vorhersage ist selbst bei ruhenden Bildabschnitten dann nicht einwandfrei, wenn das ursprüngliche Breitschirmbild aus einer verschachtelten Signalquelle kommt. In einem solchen Fall hat das Helfersignal eine höhere Energie und führt geringfügige Artefakts in ruhende Abschnitte des rekonstruierten Bildes eh. Experimente haben gezeigt, daß die Nutzung einer verschachtelten Signalquelle zu akzeptablen Ergebnissen, d. h. zu Artefakts, die nur bei genauer Untersuchung erkennbar sind, führt, aber daß eine Signalquelle progressiver Abtastung weniger Artefakts einführt und zu besseren Ergebnissen führt.

Im folgenden kommen wir auf Fig. 1 a zurück. Die verschachtelten Breitschirmsignale IF', QP und YF', die aus den Umsetzern 17 a bis 17c kommen, werden durch horizontale Tiefpaßfilter 19a, 19b bzw. 19c für die Erzeugung eines Signals IF' mit einer Bandbreite von 0... 600 kHz, eines Signales QF" mit einer Bandbreite von0...600kHzund eines Signals YF" miteiner Bandbreite von 0...5MHz gefiltert. Diese Signale werden als nächstes einem Formatkodierprozeß ausgesetzt, bei dem alle diese Signale mittels eines Formatkodierapparates in Verbindung mit einem Seiten-Mittelfeld-Signalsoparator und einem Prozessorbauteil 18 in ein 4:3-Format kodiert werden. Kurz ausgedrückt, es wird der Mittelabschnitt jeder einzelnen Breitschirmzeile zeitlich gedehnt

und mit einem Bildseitenverhältnis von 4:3 im wiedergegebenen Abschnitt der aktiven Zeilenzeit eingepaßt. Die zeitli<\ie Dehnung verursacht eine Abnahme der Bandbreite, so daß die ursprünglichen verschachtelten Breitschirmfrequenzen mit der Standard-NTSC-Bandbreite kompatibel gemacht werden. Die Seitenfelder werden in Horizontalfrequenzbänder aufgespalten, so daß die Komponente aus hochfrequenten I- und Q-Farbslgnalen eine Bandbreite von 83...60OkHz (wie dies für Signal IH in Fig.7 gezeigt wird) und die Komponente der hochfrequenten Y-Lüminanzsignale eine Bandbreite von 70OkHz... 5,0MHz (wie für Signal YH in Fig.6 gezeigt) aufweist. Die niederfrequenten Seitenfeldsignale, d. h. die Signale YO, IO und QO, die, wie in den Figuren 6 und 7 gezeigt, entwickelt werden, schließen eine Gleichspannungskomponente ein, werden zeitlich verdichtet und in jeder Zeil*» in den linken und rechten Horizontalbildüberabtastbereich eingepaßt. Die hochfrequenten Seitenfeldsignale werden gesondert verarbeitet. Einzelheiten dieses Formatkodierprozesses folgen hier gleich anschließend.

Im 'erlaufe der Betrachtung der folgenden Kodiereinzelheiten ist es hilfreich, auch die Fig. 1 e zu betrachten, in der der Prozeß der Kodierung der Komponenten 1,2,3 und 4 im Zusammenhang mit den wiedergegebenen Mittel- und Seitenfeldinformationen dargestellt wird. Die gefilterten verschachtelten Signale IF", QF" und YF" werden durch den Seiten-Mittelfeld-Signalseparator und Prozessor 18 gefiltert, um drei Gruppen von Ausgangssignalen, nämlich YE, IE und QE; YO, IO und QO sowie YH, IH und QH zu erzeugen. Die ersten zwei Signalgruppen (YE, IE, QE und YO, I0, QO) werden verarbeitet, um ein Signal zu entwickeln, das eine Mittelfeldkomponente voller Bandbreite sowie niederfrequente Seitenfeldluminanzsignale, die in der horizontalen Überabtastbereiche verdichtet sind, enthält. Die dritte Signalgruppe (YH, IH und QH) wird verarbeitet, um ein Signal zu entwickeln, daß nochfrequente Seitenfeldsignale enthält. Wenn diese Signale gemischt werden, wird ein NTSC-kompatibles Breitschirmsignal mit einem Wiedergabebildseitenverhältnis von 4:3 erzeugt. Es werden Einzelheiten der Schaltungen gezeigt, die das Bauteil 18 einschließen, und sie werden in Verbindung mit den Figuren 6,7 und 8 erörtert.

Die Signale YE, IE und QE enthalten komplette Mittelfeldinformationen und haben das gleiche Format, wie es durch Signal YE gemäß Fig. 3 gezeigt wird. In Kürze ausgedrückt, es wird das Signal YE wie folgt vom Signal YF" abgeleitet. Das Breitschirmsignal YF" enthält die Pixel 1 ...754, die während des aktiven Zoilenintervalls des Breitschirmsignals - das Seiten- und Mittelfeldinformationen enthält- erscheinen. Die Breitschirm-Mittelfeldinformationen (Pixel 75...680) werden durch einen zeitlichen Demultiplexprozeß als Seitenfeldluminanzsignal YC extrahiert. Das Signal YC wird durch den Mittelfelddehnungsfaktor von 1,19 (d.h. von 5,0 MHz:4,2 MHz) zur Erzeugung eines NTSC-kompatiblen Mittelfeldsignales YE zeitlich gedehnt. Das Signal YE weist auf Grund der zeitlichen Dehnung um den Faktor 1,19 eine NTSC-kompatible Bandbreite (0...4,2MHz) auf. Das Signal YE besitzt ein Bildwiedergabeintervall TD (Fig.2) zwischen den Überabtastbereichen TO. Die Signal IE und QE werden aus den Signalen IF" bzw. QF" entwickelt und in ähnlicher Weise wie das Signal YE verarbeitet. Die Signale YO, IO und QO liefern die niederfrequenten Seitenfeldinformationen, die in den linken und rechten Horizontalüberabtastbereich eingesetzt sind. Die Signale YO, IO und QO haben das gleiche Format, wie es durch Signal YO in Figur 3 gezeigt wird. Kurz ausgedrückt, das Signal YO wird wie folgt von Signal YF" abgeleitet. Das Breitschirmsignal YF enthält linke Seitenfeldinformationen, zu denen die Pixel 1 ...84 gehören, und rechte Seitenfeldinformationen, zu denen die Piexel 671 ...754 gehören. Wie erörtert wird, wird Signal YF" zur Erzeugung eines niederfrequenten Luminanzsignals mit einer Bandbreite von 0...70OkHz, aus dem ein linkes und ein rechtes niederfrequentes Seitenfeldsignal durch einen zeitlichen Drrnultiplexprozeß extrahiert wird, tiefpaßgefiltert. Das niederfrequente Luminanzsignal YL' wird zur Erzeugung eines niederfrequenten Seitenfeldsignals YO mit verdichteten niederfrequenten Informationen in den Überabtastbereichen, zu denen die Pixel 1... 14 und 741 ...754 gehören, zeitlich veidichtet. Das verdichtete niederfrequente Seitenfeldsignal hat eine vergrößerte Bandbreite, die proportional zum Betrag der zeitlichen Verdichtung ist. Es werden die Signale IO und QO aus dem Signal IF" bzw. QF" entwickelt und in ähnlicher Weise wie Signal YO verarbeitet.

Die Signale YE, IE und QE sowie YO, IO und QO werden durch einen Seiten-Mittel-Signalmischer 28, z. B. durch einen zeitlichen Multiplexer, zur Erzeugung der Signale YN, IN und QN mit einer NTSC-kompatiblen Bandbreite und einem Bildseitenverhältnis von 4:3 gemischt. Dies« Sinnale haben die Form von Signal YN gemäß Fig. 3. Der Signalmischer 28 sorgt auch für zweckmäßige Signalverzögerungen, die die Übergangszeiten der gemischten Signale ausgleichen. Derartige ausgleichende Signalverzögerungen werden auch an anderer Stelle im System eingebracht, wo Signalübergangszeiten auszugleichen sind. Ein Modulator 30, ein Bandpaßfilter 32, ein H-V-T-Bandsperrfilter 34 und ein Signalmischer 36 stellen einen verbesserten NTSC-Signalkodierer 31 dar. Die Chrominanzsignale IN und QN werden auf einem Zwischenträger SC mit der NTSC-Chrominanzzwischenträgerfrequenz von normalerweise 3,58MHz durch einen Modulator 30 zur Erzeugung eines modulierten Signals CN quadraturmoduliert. Der Modulator 30 ist von herkömmlicher Ausführung und wird in Verbindung mit Fig. 9 beschrieben. Das modulierte Signal CN wird mit Hilfe des zweidimensionalen V-T-Filters 32 in der vertikalen (V) und temporalen (T) Dimension bandpaßgefiltei t, wodurch Übersprechartefakts im verschachtelten Chrominanzsignalk beseitigt werden, bevor es als Signal CP an einen Chrominanzsignaleingang des Signalmischers 36 angelegt wird. Das Luminanzsignal YN wird in der horizontalen (H), vortikalen (V) und temporalen (T) Dimension mittels eines dreidimensionalen H-VT-Bandsperrfilters 34 gefiltert, bevor es als Signal YP an einen Luminanzeingang des Signalmischers 36 angelegt wird. Die Filterung des Luminanzsignals YN und der Chrominanzfarbdifferenzsignale IN und QN dient dazu sicherzustellen, daß dis Luminanz-Chrominanz-Übersprechen nach der sich anschließenden NTSC-Kodierung wesentlich vermindert wird. Die mehrdimensionalen räumlich-zeitlichen Filter, wie beispielsweise das H-V-T-Filter 34 und das V-T-Filter 32 gemäß Fig. 1 haben einen Aufbau, wie er durch Fig. 10, die nachfolgend erörtert wird, dargestellt.

Das H-V-T-Bandsperrfilter 34 gemäß Fig. 1 a hat den Aufbau gemäß Fig. 10b und beseitigt diagonale Frequenzkomponenten, die sich vom Luminanzsignal YN aus aufwärtsbewegen. Diese Frequenzkomponenten sind in ihrer Erscheinung ähnlich den Chrominanzzwischenträgerkomponenten und hinterlassen nach ihrer Beseitigung im Frequenzspektrum ein Loch, in das modulierte Chrominanz eingesetzt wird. Die Beseitigung der sich vom Luminanzsignal YN aus aufwärtsbewegenden diagonalen Frequenzkomponenten verschlechtert ein wiedergegebenes Bild nicht sichtbar, denn es hat sich herausgestellt, daß das menschliche Auge im wesentlichen gegen diese Frequenzkomponenten unempfindlich ist. Filter 34 hat eine Sperrfrequenz von annähernd 1,5MHz, so daß Luminanzvertikaldetailinformationen nicht beeinträchtigt werden.

Das V-T-Bandpaßfilter 32 verkleinert die Chrominanzbandbreite so, daß die modulierten Chrominanzseitenfeldinformationen in das durch Filter 34 im Luminanzspektrum geschaffene Loch eingesetzt werden können. Filter 32 vermindert die vertikale und temporale Auflösung der Chrominanzinformationen, so daß die stehenden und sich bewegenden Ränder geringfügig verschwimmen, aber dieser Effekt keine oder geringe Auswirkungen hat, da das menschliche Auge gegenüber einem solchen Effekt unempfindlich ist.

Ein niederfrequentes Mittelfeld/Seiten-Ausgangssignal C/SL aus dem Signalmischer 36 enthält abzubildende NTSC-kompatible Informationen, wie sie vom Mittelfeld des Rreitschirmsignals abgeleitet werden, sowie verdichtete niederfrequente Seitenfeldsignale (sowohl Luminanz- als auch Chrominanzsignale), die von den Seitenfeldern des Breitschirmsignals abgeleitet werden und sich im linken und rechten horizontalen Überabtastbereich, die vom Betrachter eines NTSC-Empfängerbildes nicht gesehen werden, befinden. 'Sie verdichteten niederfrequenten Seltenfeldsignale im Überabtastbereich stellen einen Bestandteil der Seitenfeldinformationen für ein Breitschirmbild dar. Der andere Bestandteil der hochfrequenten Seitenfeldsignale wird von einem Prozessor 18 entwickelt, wie dies nachfolgend erörtert wird. Die hochfrequenten Seitenfeldsignale YH (hochfrequente Lumincnzsignale), IH (hochfreqi ente I-Signale) und QH (hochfrequente Q-Signale) werden in Fig.4 dargestellt. Die Figuren 6,7 und 8 veranschaulichen den Apparat für die Entwicklung dieser Signale, wie dies erörtert werden wird. In Fig.4 enthalten die Signale YH, IH und QH linke hochfrequente Seitenfeldinformationen, zu denen die linken Seitenfeldpixel 1 ..,84 gehören, und rechte hochfrequente Seitenfeldinformationen, zu denen die rechten Seitenfeldpixel 671... 754 gehören. Der Mittelfeldabschnitt von Signal C/SL wird durch einen pixelgruppenweisen Mittelwertbilder 38 zur Erzeugung eines Signales N, das an den Eingang eines Addierer 40 angelegt wird, verarbeitet. Das der pixelgruppenweisen Mittelwertbildung ausgesetzte Signal N ist auf Grund der starken visuellen Korrelation der pixelgruppenweisen Bildinformationen des Signals C/ SL im wesentlichen identisch rr.it dem Signal C/SL. Der Mittelwertbilder 38 mittelt das Signal C/SL oberhalb von annähernd

1,5MHz und trägt dazu bei, das vertikal-temporale Übersprechen zwischen dem Haupt- und dem Nebensignal zu vermindern oder zu beseitigen, und er sorgt ebenfalls für die vertikale Spitzenwertbildung der Signalfrequenzen, die der pixelgruppenweisen Mittelwertbildung ausgesetzt werden, damit die vertikale Auflösung eines im Dekodierer eines Empfängers erzeugten bilddarstellenden Signals verbessert wird. Es wurde der Hochpaßfrequenzbereich von 1,5MHz und darüber, über den der pixelgruppenweisen Mittelwertbilder 38 arbeitet, gewählt, um sicherzust )llen, daß für Informationen bei 2 MHz und darüber eine vollständige pixelgruppenweise Mittelwertbildung ausgeführt wird, um zu verhindern, daß vertikale Luminanzdetailinformationen durch den Vorgang der pixelgruppenweisen Mittelwertbildung in ihrer Qualität vermindert werden. Das horizontale Übersprechen wird mittels eines 200-kHz-Schutzbandcs zwischen einem Filter, das zum pixelgruppenweisen Mittelwertbilder 38 im Kodierer 31 gehört, und einem Filter, das zur pixelgruppenweisen Prozessoroinheit im Dekodierer gemäß Fig. 13 gehört, beseitigt. Der Prozeß der pixelgruppenweisen Mittelwertbildung mit vertikaler Spitzenwertbildung hätte andererseits ausschließlich auf dem Luminanzpfad zwischen den Blöcken 34 und 36, d. h. bevor die Luminanz- mit der Chrominanzkomponente gemischt wird, oder im Luminanz-LPF-Abschnitt von Schaltung 16 ausgeführt werden können. In Fig. 11 b werden Einzelheiten des pixelgruppenweisen Mittelwertbilders 38 für die hochfrequenten Signale gezeigt. Die Figuren 11 b und 13 werden anschließend erörtert.

Die Signale IH, QH und YH werden mit Hilfe eines NTSC-Kodierers 60, der dem Kodierer 31 ähnlich ist, in das NTSC-Format gesetzt. Speziell gehört zum Kodierer 60 ein Apparat von der Art, wie er in Fig. 9 gezeigt wird, sowie ein Apparat, der die hochfrequenten Seitenfeldchrominanzinformationen bei 3,58MHz auf die hochfrequenten Seitenfeldluminanzinformationen quadraturmoduliert, um das Signal NTSCH, die hochfrequenten Seitenfeldinformationen im Format NTSC, zu erzeugen. Dieses Signal wird in der Fig. 5 dargestellt.

Die Anwendung der mehrdimensionalen Bandpaßfilterung in den NTSC-Kodierern 31 und 60 gestattet es vorteilhafterweise, die Luminanz- und Chrominanzkomponenten im Empfänger wirklich frei von Übersprechen zu trennen, wenn der Empfänger die komplementäre mehrdimensionale Filterung für die Trennung der Luminanz- und Chrominanzinformationen einschließt. Der Einsatz von Komplementärfiltern für die Luminanz-Chrominanz-Kodiorung und -Dekodierung wird kooperatives Verarbeiten genannt und wird ausführlich in einem Artikel von C. H. Strode mit der Überschrift „Cooperati/e Processing for Improved Chrominance/Luminance Separation" (Kooperative Verarbeitung für verbesserte Chrominanki/Luminanz-Trennung), der im SMPTE Journal, Band 95, Nr.8, August 1986, S. 782-789 veröffentlicht wurde, erörtert. Selbst Standardempfänger, bei denen herkömm ^!cheKerb und ZeilinKammfilter zur Anwendung kommen, profitieren von der Anwendung einer solchen mehrdimensionalen Vorfilterung am Kodierer durch vermindertes Chrominanz/Luminanz-Übersprechen. Das Signal NTSCH wird durch ein Bauteil 62 für die Erzeugung eines gedehnten hochfrequenten Seitenfeldsignals ESH mit einem aktiven horizontalen Zeilenintervall von 50ms, d. h., mit einem Intervall, das kleiner als das aktive Standard-NTSC-Zeilenintervall vor annähernd 52ps ist, zeitlich gedehnt. Speziell wie in Fig. 5 dargestellt, wird die Dehnung durch den „Einpaß"-Prozeß (mapping process) bei dem linke Seitenfeldpixel 1 ...84 des Signals NTSCH in die Pixellagen 15.„377 des Signals ESH eingepaßt werden, ausgeführt, d.h., es werden hochfrequente linke Seitenfeldinformationen des Signals NTSCH gedehnt, so daß sie annähernd die Hälfte der Zeilendauer dec Signals ESH einnehmen. Der rechte Seitenfeldabschnitt (Pixel 671 ...754) des Signals NTSCH wird in ähnlicher Weise verarbeitet. Der zeitliche Dehnungsprozeß vermindert die horizontale Bandbreite der Informationen, die das Cignal ESH (im Gegensatzzu jenen, dia das Signal NTSCH) enthalten, um den Faktor 363/84. Der Einpaß-Prozeß, durch den eine zeitliche Dehnung erfolgt, kann durch einen Apparat von der in den Figuren 12 bis 12d gezeigten und im Zusammenhang mit diesen erörterten Art ausgeführt werden. Das Signal ESH wird von einer Schaltung 64 von der in Fig. 11a gezeigten Art der pixelgruppenweisen Mittelwertbildung und der vertikalen Spitzenwertbildung ausgestetzt, um ein Signal X zu erzeugen, wie dies in Fig. 5 Jargestellt wird. Das der pixelgruppenweisen Mittelwertbildung ausgesetzte Signal X ist auf Grund der starken visuellen Korr lation der pixelgruppenweisen Bildinformationen des Signals ESH im wesentlichen identisch mit dem Signal ESH. Das Signal X wird an den Signaleingang eines Quadraturmodulators 80 angelegt. Das Signal YF' wird auch durch ein Horizontalbandpaßfilter 70 mit einem Durchlaßbereich von 5...6,0MHz gefiltert. Das Ausgangssignal von Filter 70, die hochfrequenten Horizontalluminanzinformationen, werden an einem Amplitudenmodulator 72, angelegt, wo sie ein 5-MHz-Trägersignal f_c amplitudenmodulieren. Der Modulator 72 schließt ein Ausgangsniederpaßfilter mit einer Sperrfrequenz an annähernd 1,0MHz ein, das für ein Signal mit einem Durchlaßbereich von 0... 1,0MHz am Ausgang des Modulators 72 sorgt. Das obere (Informationsverkennungs-)Seitenband (5,0...6,0MHz), das durch den Modulationsprozeß erzeugt wird, wird durch das 1,0-MHz-Tiefpaßfilter beseitigt. Tatsächlich wurden ρIs Ergebnis des Amplitudenmodulationsprozesses und der anschließenden Tiefpaßfiltcrung die Frequenzen der hochfrequenten Horizontalluminanzinformationen im Bereich von 5,0...6,0MHz in den Bereich von 0...1,0MHz verschoben. Die Trägeramplitude sollte so groß sein, daß die ursprünglichen Signalamplituden nach der Filterung durch das 1,0-MHz-Tiefpaßfilter beibehalten werden. Das heißt, es wird eine Frequenzverschiebung durchgeführt, dio die Amplitude nicht beeinträchtigt.

Das aus dom Bauteil 72 kommende frequenzverschobene hochfrequente Horizontalluminanzsignal wird mit Hilfo eines Formatkodierers 74 kodiert (zeitlich verdichtet). Das heißt, der Kodierer 74 kodiert die frequenzverschobenen hochfrequenten Horizontalluminanzinformationen so, daß dieses Signal ein aktives Zeilenintervall von 50ps aufweist, ein Intervall, das kleiner als das aktive Standard-NTSC-Zeilenintervall von 52,6ps ist, wobei dies unter Anwendung von Verfahren geschieht, die in Verbindung mit den Figuren 6 bis 8 erörtert werden. Wenn das an den Kodierer 74 angelegte Eingangssignal durch den Kodierer 74 zeitlich verdichtet wird, vergrößert sich seine Bandbreite von annähernd 1,0MHz auf 1,1 MHz am Ausgang des Kodierers 74. Das aus dem Kodierer 74 kommende Signal wird der pixelgruppenweisen Mittelwertbildung und der vertikalen Spitzenwertbildung mittels Apparat 76, der dem in Fig. 11 a dargestellton ähnlich ist, ausgesetzt, bevor es an das Bauteil 80 als Signal Z angelegt wird. Das der pixelgruppenweisen Mittelwertbildung ausgesetzte Signal Z ist im wesentlichen mit dem au dem Kodier er 74 kommenden Signal wegen der starken visuellen Korrelation der pixelgruppenweisen Bildinformationen de aus dem Kodierer 74 kommenden Signals identisch. Das Modulationssignal X, ein Luminanz- und Chrominanzinformationen enthaltendes zusammengesetztes Signal, und das Modulationssignal Z haben im wesentlichen die gleiche Bandbreite von annähernd 0...1,1MHz.

Wie in Verbindung mit Fig. 24 orörtert werden wird, führt das Bauteil 80 bei großen Amplitudenauslenkungen der zwei Hilfssignale X und Z eine nichtlineare Gammafunktionsamplitudonverdichtung aus, bevor diese Signale ein Hilfszwischenträgersignal ASC quadraturmodulieren. Es wird ein Gamma von 0,7 angewendet, wobai der absolute Wert jedes Abtastwertes in die 0,7te Potenz erhoben und mit dem Vorzeichen des ursprünglichen Abtastwertes multipliziert wird. Die Gammaverdichtung vermindert die Sichtbarkeit der potentiell störenden großervAmplitudenauslenkungen der modulierten Signale bei vorhandenen Empfängern und gestattet die vorhersagbare Wiederherstellung auf dem Breitschirmempfänger, da die Umkehrung der Gamrrafunktion, die vom Kodierer genutzt wird, vorhersagbar ist und am Empfängerdekodierer ohne weiteres durchgeführt werden kann.

Die amplitudenverdichteten Signale werden dann auf einem phasengesteuerten Hilfszwischenträger von 3,1075MHz quadraturmoduliert, der ein ungeradzahliges Vielfaches der Hälfte der Horizontalzeilenfrequenz (395 x H/2) ist. Im Gegensatz zur Phase des Chrominanzzwischenträgers wird die Phase des Hilfszwischenträgers dazu veranlaßt, sich von einem Feld zum anderen um 180° zu verschieben (to auxiliary). Die feldwechselnde Phase des Hilfszwischenträgers gestattet es den modulierenden Hilfsinformationan der Signale X und Z, Chrominanzinformationen zu überlappen, und erzeugt komplementär gephaste Hilfsinformationskornponenten A1,-A2sowie A3und-A3 vom modulierten Hilfssignal, das die Trennung der Hilfsinformationen unter Einsatz des verhältnismäßig unkomplizierten Feldspeichergerätes am Empfänger vereinfacht. Das quadraturmodulierte Signal M wird im Addierer 40 zum Signal N hinzuaddiert. Das resultierende Signal NTSC ist ein NTSC-kompatibles 4,2-MHz-Signal.

Die im Kodierer für den Zweck der Verdichtung großer Amplituden angewendete beschriebene nichtlineare Gammafunktion ist der Bestandteil eines nichtlinearen Kompressions-Expansions-Systems (companding system), das im Dekodierer eines Breitschirm-Empfängers für den Zweck der Amplitudenmodulation auch eine Komplementärgammafunktion einschließt, wie dies anschließend erörtert wird. Es hat sich herausgestellt, daß das offenbarte nichtlineare Kompressions-Expansions-System die Einwirkung der nicht am Standard entsprechenden Hilfsinformationen auf die Standardinformationen beträchtlich vermindert, ohne daß eine sichtbare Verschlechterung des Bildes infolge von Störeffekten verursacht wird. Das Kompressions-Expansions-System benutzt eine nichtlineare Gammafunktion, um die großen Amplitudenauslenkungen der nicht dem Standard entsprechenden, hochfrequenten Breitschirm-Hilfsinformationen am Kodierer augenblicklich zu komprimieren, wobei eine komplementäre nichtlineare Gammafunktion Anwendung findet, um solche hochfrequenten Informationen am Dekodierer entsprechend zu dehnen. Das Ergebnis ist eine Verminderung des Betrages der Störungen, denen die vorhandenen Standardvideoinformationen ausgesetzt sind, die durch hochfrequente Hilfsinformationen großer Amplitude im offenbarten kompatiblen Breitschirmsystem verursacht werden, in welchem nicht dem Standard entsprechende kompatible Breitschirm-Hilfsinformationen in niederfrequente und hochfrequente Abschnitte aufgespalten werden, die der Verdichtung und Dehnung ausgesetzt werden. Am Dekodierer führt die nichtlineare Amplitudendehnung der komprimierten hochfrequenten Informationen nicht zu einem wahrgenommenen Rauschen, da hochfrequente Informationen großer Amplitude typischerweise mit kontrastreichen Bildrändern verbunden sind und das menschliche Auge gegen Störungen an solchen Rändern unempfindlich ist. Der beschriebene Kompressions-Expansions-Prozeß vermindert auch in vorteilhafter Weise die Kreuzmodulationsprodukte zwischen den Hilfs- und Chrominanzhilfsträgern, was ebenfalls mit einer Verminderung der sichtbaren „Beat"-Produkte (Schwebungsprodukte) verbunden ist.

Das Luminanzdetailsignal YT hat eine Bandbreite von 7,16MHz und wird mit Hilfe eines Formatkodierers 78 (z. B. von der in Fig. 6 dargestellten Art) in ein 4:3-Format kodiert und durch ein Filter 79 zur Erzeugung eines Signals YTN auf 750 kHz horizontal tiefpaßgefiltert. Vor der zeitlichen Verdichtung werden die Seitenabschnitte mit Hilfe eines Eingangstiefpaßfilters des Formatkodierers 78, der dem Eingangsfilter 610 des in Fig.6 gezeigten Apparates entspricht-jedoch eine Sperrfrequenz von 125 kHz aufweist-auf 125kHz tiefpaßgefiltert. Die hochfrequenten Seitenfeldinformationen werden eliminiert. Somit wird das Signal YTN mit dem Hauptsignal C/SL räumlich korreliert.

Die Signale YTN und NTSCF werden aus der digitalen (binären) Form mit Hilfe der Digital-Analog-Wandler 53 bzw. 54 in die analoge Form umgesetzt, bevor diese Signale an den HF-Quadraturmodulator 57 für die Modulation eines TV-HF-Trägersignals angelegt werden. Das modulierte HF-Signal wird anschließend für die Sendung über eine Antenne 56 an einen Sender 55 angelegt.

Der Hilfszwischenträger ASC des Modulators 80 wird horizontal synchronisiert und hat eine Frequenz, die so gewählt wurde, daß eine adäquate Trennung (z. B. 20...3OdB) der Seiten- und Mittelfeldinformationen sichergestellt wird und sie einen unbedeutenden Einfluß auf ein Bild hat, das durch einen Standard-NTSC-Empfänger wiedergegeben wird. Die ASC-Frequenz sollte vorzugsweise eine Zwischenträgerfrequenz (Verschachtelungsfrequenz) mit einem ungeradzahligen Vielfachen der Hälfte der horizontalen Zeilenfrequenz sein, so daß keine Störung erzeugt wird, die die Qualität eines wiedergegebenen Bildes beeinträchtigen würde.

Die Quadraturmodulation, wie beispielsweise die durch Bauteil 80 bewirkte, gestattet vorteilhafterweise, daß zwei Schmalbandsignale gleichzeitig übertragen werden. Die zeitliche Dehnung der modulierenden hochfrequenten Signale führt zu einer Bandbreitenverkleinerung, dia den Schmalbandanforderungen der Quadraturmodulation entspricht.

Je stärker die Bandbreite herabgesetzt wird, umso unwahrscheinlicher ist es, daß Störungen zwischen den Träger- und den

Modulationssignalen auftreten. Des weiteren wird die typischerweise energiereiche Gleichspannungskomponente der Seitenfeldinformationen in den Überabtastbereich zusammengedrückt, anstatt als Modulationssignal verwendet zu werden. Auf diese Weise wird die Energie des modulierenden Signals und damit die potentielle Störung des modulierenden Signals größtenteils reduziert.

Das durch Antenne 56 übertragene kodierte NTSC-kompatible Breitschirmsignal ist sowohl für die Übertragung durch NTSC-Empfänger als auch durch Broitschirmompfänger bestimmt, wie dies in Fig. 13 dargestellt wird.

Gemäß Fig. 13 wird ein übertragenes kompatibles verschachteltes Breitschirm-EDTV-Fernsehsignal von einer Antenne 1310 empfangen und an einen Antenneneingang des NTSC-Empfängers 1312 angelegt. Der Empfänger 1312 verarbeitet das kompatible Breitschirmsignal in normaler Form, um eine Bildwiedergabe mit einem Bildseitenverhältnis von 4:3 zu erzeugen, wobei die Bildschirm-Seitenfeldinformationen zum Teil (d. h. die niederfrequenten Informationen) in die außerhalb der Sicht des Betrachters liegenden horizontalen Überabtastbereiche zusammengedrängt werden, und zum Teil (d. h. die hochfrequenten Informationen) im moduliorten Hilfszwischenträgersignal, das den Standardempfängerbetrieb nicht unterbricht, enthalten sind. Das mittels Antenne 1310 empfangene kompatible Breitschirm-EDTV-Signal wird auch an den progressiv abtastenden Breitschirmempfänger 1320 angelegt, der in der Lage ist, ein Videosignal mit einem großen Bildseitenverhältnis von beispielsweise 5:3 wiederzugeben. Das empfangene Breitschirmsignal wird von einem Eingabebauteil 1322 verarbeitet, das einen HF-Tuner- und Verstärkerkreis, einen Synchron-Videomodulator (einen Quadraturdemodulator), der ein Grundband-Videosignal erzeugt, und Analog-Digital-Wandlerkreise (ADC) für die Erzeugung' eines Grundband-Videosignals (NTSCF) in binärer Form einschließt. Die ADC-Kreise arbeiten mit einer Abtastfrequenz in Höhe der 4fachen Chrominanzzwischenträgerfrequenz (4 x f_K).

Das Signal NTSCF wird an einen Pixelgruppen-Prozessor 1324 angelegt, der die um 262 H voneinander entfernten Bildzeilen innerhalb der Pixelgruppenbilder oberhalb yon 1,7MHz verarbeitet, um das Hauptsignal N und das quadraturmodulierte Hilfssignal M im wesentlichen frei von V-T-Übersprechen wiederherzustellen. Bei dem Kodierer gemäß Fig. 1 a wird zwischen der unteren Grenze von 1,7 MHz, der Betriebsfrequenz von Bauteil 1324, und der unteren Grenze von 1,5MHz, der Betriebsfrequenz des Bauteils 38, für ein Horizontal-Übersprech-Schutzband von 20OkHz gesorgt. Das wiederhergestellte Signal N enthält Informationen, die im wesentlichen visuell mit den Bildinformationen des Hauptsignals C/SL identisch sind, und zwar auf Grund der starken visuellen pixelgruppenweisen Bildkorrelation des ursprünglichen Hauptsignals C/SL, da es in dem Kodierer gemäß Fig. 1 a der pixelgruppenweisen Mittelwortbildung unterzogen wurde.

Signal M wird zu einem Quadraturdemodulator- und Amplitudendehnbauteil 1326 geleitet, ein mit die Hilfssignale X und ZaIs Reaktion auf einen Hilfszwischenträger ASC mit einer feldwechselnden Phase ähnlich dem Signal ASC, das in Verbindung mit Fig. 1 a erörtert wird, demoduliert wird. Die demodulierten Signale X und Z enthalten Informationen, die mit Bildinformationen des Signals ESH und dem Ausgangssignal aus Bauteil 74 gemäß Fig. 1 a auf Grund der starken visuellen pixelgruppenweisen Bildkorrelation dieser Signale im wesentlichen visuell identisch sind, da sie durch den Kodierer gemäß Fig. 1 a der pixelgruppenweisen Mittelwertbildung unterzogen werden. Das Bauteil 1326 schließt auch für die Entfernung von unerwünschten hochfrequenten Demodulationsprodukten in Höhe der zweifachen Hilfszwischenfrequenz ein 1,5-MHz-Tiefpaß-Filter und einen Amplitudendehner für die Dehnung der (zuvor verdichteten) demodulierten Signale unter Heranziehung einer Umkehr-Gamma-Funktion (Gamma gleich 1/0,7 = 1,429), d.h. durch die Umkehrung der nichtlinearen Verdichtungsiunktion, die durch Bauteil 80 gemäß Fig. 1 a durchgeführt wird, ein.

Ein Bauteil 1328 verdichtet die farbkodierten hochfrequenten Seitenfeldinformationen zeitlich so, daß sie ihre ursprünglichen Zeitlagen einnehmen, wodurch das Signal NTSCH wiederhergestellt wird. Das Bauteil 1328 verdichtet das Signal NTSCH um den gleichen Betrag, um den das Bauteil 62 gemäß Fig. 1 a das Signal NTSCH zeitlich dehnte.

Ein Hochfrequenz-Luminanz-(Y)-Dekodierer 1330 dekodiert das hochfrequente horizontale Luminanz-Signal Z in ein Breitschirmformat durch die zeitliche Dehnung dieses Signals um den gleichen Betrag, um den die entsprechende Komponente im Kodierer gemäß Fig. 1 a zeitlich verdichtet wurde, wie dies gemäß Fig. 17 gezeigt wird und unter Anwendung der Einpaß-Verfahren, die hierin beschrieben wurden.

Modulator 1332 amplitudenmoduliert das aus dem Dekodierer 1330 kommende Signal auf einem 5,0-MHz-Träger f_c. Das amplitudenmodulierte Signal wird anschließend durch das Filter 1334 mit einer Sperrfrequenz von 5,0MHz für die Beseitigung des niedrigeren Seitenbandes hochpaßgefiltert. Bei dem aus Filter 1334 kommenden Ausgangssignal werden die Mittelfeldfrequenzen von 5,0...6,0MHz und die Seitenfeldfrequenzen von 5,0...6,0MHz wiederhergestellt. Das aus Filter 13' kommende Signal wird an einen Addierer 1336 über einen Interpolator 1335, der dem Interpolator 2515 entspricht, wie dias in der zu erörternden Fig. 25 gezeigt wird, für die Verminderung der gezackten diagonalen Artefakts angelegt. Das aus dem Verdichter 1328 kommende Signal NTSCH wird für die Trennung der hochfrequenten Luminanzinformationen von den hochfrequenten Chrominanzinformationen zur Erzeugung der Signale YH, IH und QH angelegt. Dies kann durch die Anordnung gemäß Fig. 18 ausgeführt werden. Das Signal YH wird von einem Interpolator 1341, der aus dem Interpolator 2515 gemäß Fig. 25 entspricht, für die Reduzierung der gezackten diagonalen Artefakts verarbeitet.

Das aus dem Bauteil 1324 kommende Signal N wird in seine Luminanz- und Chrominanz-Bestandteilkomponenten YN, IN und QN mit Hilfe eines Luminanz-Chrominanz-Separators 1342, der dem Separator 1340 ähnlich sein und einen Apparat in der in Fig. 18 gezeigten Art einschließen kann, getrennt.

Der Prozeß der pixelgrupper.weisen Mittelwertbildung (eine verhältnismäßig einfache Form der vertikalen Filterung), der am Kodierer ausgeführt wird, kann unerwünschte gezackte diagonale Artefakts (z. B. treppenstufenförmige Einkerbungen) insbesondere im Bereich der ausgeprägten Hell-dunkel-Bildübergänge erzeugen. Die Sichtbarkeit dieser Artefakts wird mit Hilfe von Interpolator 1343, der auf der Grundlage von hochfrequenten Luminanzinformationen oberhalb von 1,5MHz- die über das Bauteil 38 am Dekodierer der pixelgruppenweisen Mittelwertbildung ausgesetzt waren - arbeitet. Der Interpolator 1343 neigt dazu, die vertikale Auflösung geringfügig zu vermindern. Dieser Effekt wird jedoch durch die Anwendung der vertikalen Spitzenwertbildung in Verbindung mit dem pixelgruppenweisen Mittelwertbilder 38 im Kodierer kompensiert. Die Art und Weise des Zeileninterpolationsverfahrens, das durch den Interpolator 1342 ausgeführt wird, wird durch das Diagramm gemäß Fig. 25 a aufgezeigt.

Fig. 25a veranschaulicht einen Abschnitt des verschachtelten /leilenaufbaus für erste und zweite aufeinanderfolgende Bildfelder. Feld 1 enthält die ungeradzahligen Zeilen 1,3,5,7... und Feld 2, das um 262H vom Feld 1 entfernt ist, enthält die geradzahligen Zeilen 2,4,6,8 usw. Der Prozeß der pixelgruppenweisan Mittelwertbildung am Block 38 des Kodierers ist im wesentlichen ein interpolierender Prozeß, der die Durchschnittswerte bildet, die durch dio Punkte A, B, C und D angegeben werden. Bei dem Kodierer wird der Mittelwert A der Zeile 1 („x") in Feld 1 zugewiesen; der Mittelwert B wird der Zeile 3 in Feld 1 und der Zeile 2 Ly") in Feld 2 zugewiesen; der Mittelwert C wird der Zeile 5 in Feld 1 und der Zeile 4 in Feld 2 und so weiter zugewiesen. Als Ergebnis der am Kodierer durchgeführten pixelgruppenweisen Mittelwertbildung haben die Pixel in den um 262 H voneinander entfernten Feldern gleiche Werte. Die Zeilen 3-2,5-4,7-6 usw. sind um 262 H voneinander entfernt, wogegen die Zeilen 1-2,3-4, 5-6 usw. um 263 H voneinander entfernt sind. In dieser Darstellung sind die Werte Mittelwerte, es könnten jedoch je nach den Anforderungen eines gegebenen Systems andere Werte ausgewählt werden.

Ein informationsverkennender Effekt führt zu gezackten diagonalen Artefakts, wenn die der pixelgruppenweisen Mittelwertbildung ausgesetzten hochfrequenten Mittelfeldinformationen und insbesondere die Luminanzinformat'onen, die zum diagonalen Bildübergang gehören, mit niederfrequenten Informationen gemischt werden, die keiner pixelgruppenweisen Mittelwertbildung ausgesetzt wurden. Die gezackten diagonalen Artefakts werden unter Anwendung der folgenden linearen Interpolationsformeln für die Felder 1 und 2 innerhalb eines gegebenen Pixelgruppenbildes vermindert:

'AB(FeIdD V4B(Feld 2)

Somit modifiziert den Interpolationsprozeß den ursprünglich ermittelten pixelgruppenweisen Mittelwert der Zeilen in jedem Feld, indem ihnen in Übereinstimmung mit den obigen Interpolationsformeln neue Werte zugeordnet werden. Der Interpolationsprozeß kann auch an der pixelgruppenweisen Mittelwertbildung unterworfenen Chrominanzinformationen vorgenommen werden. Dies wird jedoch nicht in allen Fällen als notwendig erachtet, da die Chrominanz-„Gezackten" vom psychovisuellen Standpunkt aus als weniger zu beanstanden betrachtet werden.

Die Signale YH, IH, QH sowie IN, QN und YN werden (nach der Interpolation) als Eingänge für einen Y-I-Q-Formatdekodierer 1344, der die Luminanz- und Chrominanzkomponenten in das Breitschirmformat dekodiert, bereitgestellt. Die niederfrequenten Seitenfeldinformationen werden zeitlich gedehnt, das Mittelfeld wird zeitlich verdichtet, die hochfrequenten Seitenfeldinformationen werden zu den niederfrequenten Seitenfeldinformationen addiert und die Seitenfelder werden im 10-Pixel-Überlappungsbereich unter Anwendung der Prinzipien gemäß Fig.14 mit dem Mittelfeld verbunden. Einzelheiten des Dekodierers 1344 werden in Fig. 19 gezeigt.

Das Signal YF' wird zum Addierer 1336 geleitet, wo es mit dem aus Filter 1334 kommenden Signal summiert wird. Durch diesen Vorgang werden wiederhergestellte, erweiterte hochfrequente Horizontal-Luminanzdetailinformationen zum dekodierten Luminanzsignal YF' hinzuaddiert.

Die Signale YF', IF' und QF' werden mit Hilfe der Wandler 1350,1352 bzw. 1354 aus dem verschachtelten in das progressiv abgetastete Format umgesetzt Der Luminanzwandler progressiver Abtastung 1350 spricht auch auf das aus dem Formatdekodierer 1360 kommende „Helfer"-Luminanzsignal YT an, wobei der Formatdekodierer das kodierte „Helfer"-Signal YTN dekodiert. Der Dekodierer 1360 dekodiert das Signal YTN in das Breitschirmformat und hat einen Aufbau ähnlich dem des in Fig. 17 gezeigten Dekodierers.

Die I- und Q-Umsetzer 1352 und 1354 setzen verschachtelte Signale in progressiv abgetastete Signale um, was durch die zeitliche Mittelwertbildung der um ein Pixelgruppenbild voneinander entfernten Zeilen für die Erzeugung der fehlenden progressiv abzutastenden Zeileninformationen geschieht. Dies wird durch den Apparat von der Art, wie er in Fig. 20 gezeigt wird, bewerkstelligt.

Das progressiv abtastende Luminanzumsetzerbauteil 1350 ist ähnlich dem in Fig. 20 gezeigten, mit der Ausnahme, daß das Signal YT, wie durch die Anordnung gemäß Fig. 21 gezeigt, hinzuaddiert wird. Bei diesem Bauteil wird ein „Helfer"-Signalabtastwert YT zu einem zeitlichen Mittelwert hinzuaddiert, um die Wiederherstellung eines fehlenden progressiv abgetasteten Pixelabtastwertes zu unterstützen. Innerhalb des Bandes der Horizontalfrequenzen, die im kodierten Zeilendifferenzsignal (75OkHz, nach der Kodierung) enthalten sind, werden die zeitlichen Detailinformationen vollständig wiederhergestellt. Oberhalb dieses Bandes der Horizontalfrequenzen ist das Signal YT gleich Null, so daß der fehlende Abtastwert durch zeitliche Mittelwertbildung wiederhergestellt wird.

Die progressiv abzutastenden Breitschirmsignale YF, ,r und QF werden mit Hilfe eines Digital-Analog-Wandlers 1362 vor der Anlegung an einen Videosignalprozessor und an ein Matrixverstärkerbauteil 1364 in die analoge Form umgesetzt. Das Videosignalprozessorbauelement von Bauteil 1364 schließt Signalverstärkungs-, Gleichspannungspegelverschiebungs-, Spitzenwertbildungs-, Helligkeitssteuer-, Kontraststeuer- und andere herkömmliche Videosignalverarbeitungskreise ein. Der Matrixverstärker 1364 mischt das Luminanzsignal YF mit den Farbdifferenzsignalen IF und QF zur Erzeugung von farbbilddarstellenden Videosignalen R, G und B. Diese Farbsignale werden durch die Wiedergabe-Treiberverstärker in Bauteil 1364 auf einen Pegel verstärkt, der für die direkte Ansteuerung eines Breitschirmfarbbildwiedergabegerätes 1370, wie

z. B. eine Breitschirm-Bildwiedergaberöhre geeignet ist.

Fig. 6 veranschaulicht einen Apparat im Prozessor 18 gemäß Fig.1 a für die Entwicklung der Signale YE, YO und YH aus dem Breitband-Breitschirmsignal YF. Signal YF" wird durch ein Eingangsfilter 610 mit einer Sperrfrequenz von 700 kHz zur Erzeugung eines niederfrequenten Luminanzsignals YL, das an einen Eingang des subtraktiven Signalmischers 612 angelegt wird, horizontal tiefpaßgefiltert. Das Signal YF" wird an einen anderen Eingang eines Signalmischers 612 und an einen Zeitdemultiplexapparat 616 angelegt, und zwar nach der Verzögerung durch das Bauteil 614 für die Kompensation der Signalverarbeitungsverzögerung des Filters 610. Durch Mischen des verzögerten Signals YF" und des gefilterten Signales YL wird am Ausgang des Signalmischers 612 ein hochfrequentes Luminanzsignal YH erzeugt.

Das verzögerte Signal YF" und die Signale YH und YL werden an spezielle Eingänge des Demultiplexapparates 612 für die gesonderte Verarbeitung der Signale YF", YH und YL angelegt, wobei Apparat 616 die Demultiplexbauteile (DEMUX) 618,620 und 621 einschließt. Die Einzelheiten des Demultiplexapparates 616 werden in Verbindung mit Fig.8 erörtert. Die Demultiplexbauteile 618,620 bzw. 621 leiten das Mittelfeldsignal YC voller Bandbreite, das hochfrequente Seitenfeldsignal YH und das niederfrequente Seitenfeldsignal YL' ab, wie dies in den Figuren 3 und 4 dargestellt wird.

Das Signal YC wird durch einen Zeitdehner 622 für die Erzeugung des Signales YE zeitlich gedehnt. Das Signal YC wird mit einem Mitteldehnungsfaktor, der hinreicht, um Raum für die linken und rechten Horizontalüberabtastbereiche zu lassen, zeitlich gedehnt. Der Mitteldehnungsfaktor (1,19) ist das Verhältnis der beabsichtigten Breite des Signales YE (Pixel 15...740) zur Breite des Signales YC (Pixel 75...680), wie dies in Fig.3 gezeigt wird.

Zur Erzeugung des Signals YO wird das Signal YL'mit einem Zeitverdichter 628 und einem Seitenverdichtungsfaktor verdichtet. Der Seitenverdichtungsfaktor (6,0) ist das Verhältnis zwischen der Breite des entsprochenden Abschnitts des Signals YL' (z. B.

die linken Pixel 1 ...84) und der beabsichtigten Breite des Signals YO (1 ...14), wie dies in Fig.3 gezeigt wird. Die Zeitdehner 622, 624 und 626 und der Zeitverdichter 628 können von der in Fig. 12 gezeigten Art sein, wie dies noch erörtert werden wird. Die Signale IE, IH, IO sowie QE, QH und QO werden aus den Signalen IF" und QF" in einer Weise entwickelt, die jener entspricht, nach der die Signale YE, YH und YO durch den Apparat gemäß Fig. 6 entwickelt werden. In dieser Hinsicht wird Bezug auf Fig. 7 genommen, die den Apparat für die Entwicklung der Signale IE, IH und IO aus dem Signal IF" darstellt. Die Signale QE, QH und QO werden in einer ähnlichen Weise aus dem Signal QF" entwickelt.

In Fig.7 wird ein Breitband-Breitschirmsignal IF" nach der Verzögerung durch ein Bauteil 714 zum Demultiplexapparat 716 geleitet und ebenfalls mit dem aus einem Tiefpaßfilter 710 kommenden niederfrequenten Signal IL zur Erzeugung eines hochfrequenten Signals IH in einem subtraktiven Signalmischer 712 subtraktiv gemischt. Das verzögerte Signal IF" und die Signale IH und IL werden durch die Demultiplexer 718,720 und 721, die zum Demultiplexapparat 716 gehören, für die Erzeugung der Signale IC, IH und IL' entsprechend demultiplexiert. Das Signal IC wird durch einen Dehner 722 für die Erzeugung des Signales IE zeitlich gedehnt, und das Signal IL' wird durch den Verdichter 728 zur Erzeugung des Signals IO zeitlich verdichtet. Das Signal IC wird mit einem Mitteldehnungsfaktor ähnlich dem, der für das Signal YC angewendet wird, wie erörtert, gedehnt, und das Signal IL' wird mit einem Seitenverdichtungsfaktor ähnlich dem, der für das Signal YL' angewendet wird, wie auch erörtert, verdichtet.

Fig. 8 veranschaulicht einen Demultiplexapparat 816, wie er für den Apparat 616 gemäß Fig. 6 und für 716 gemäß Fig. 7 verwendet werden kann. Der Apparat gemäß Fig.8 wird im Zusammenhang mit dem Demultiplexer 616 gemäß Fig.6 veranschaulicht. Das Eingangssignal YF" enth8lt754 Pixel, die die Bildinformationen genau festlegen. Die Pixel 1 ...84 legen das linke Feld fest; die Pixel 671 ...754 legen das rechte Feld fest und die Pixel 75...680 legen das Mittelfeld fest, welches das linke und rechte Feld geringfügig überlappt. Die Signale IF" und QF" weisen eine ähnliche Überlappung auf. Wie erörtert werden wird, hat sich herausgestellt, daß eine solche Feldüberlappung die Zusammensetzung (Verbindung) des Mittel- und Seitenfeldes am Empfänger vereinfacht, um die Grenzartefakts im wesentlichen zu beseitigen. Der Demultiplexapparat 816 schließt ein erstes, zweites und drittes Demultiplexbauteil (DEMUX) 810, 812 bzw. 814, zu denen linke Mittel- und rechte Feldinformationen gehören, ein. Jedes Demultiplexbauteil hat einen Eingang „A", an den die Signale YH, YF" bzw. YL angelegt werden, und einen Eingang „B", an den ein Austastsignal (Dunkeltastsignal) BLK angelegt wird. Das Austastsignal kann z. B. ein logischer O-Pegel oder Masse sein. Das Bauteil 810 extrahiert das Ausgangssignal YH, das die linken und rechten hochfrequenten Informationen enthält, aus dem Eingangssignal YH, so lange ein Signalwahleingang (SEL) des Bauteils 810 ein erstes Steuersignal aus dem Zählkomparator 817 erhält, der das Vorhandensein von linken Feldpixelelementen 1 ...84 und rechten Feldpixelelementen 671 ...754 anzeigt. Zu anderen Zeiten wird durch ein zweites Steuersignal aus dem Zählkomparator 817 veranlaßt, daß das Austastsignal BLK am Eingang B anstelle des Signals YH am Eingang Azurn Ausgang des Bauteils 810geleitet wird. Das Bauteil 814 und der Zählkomparator 820 arbeiten in ähnlicher Weise, um niederfrequente Seitenfeldsignale YL' vom Signal YL abzuleiten. Das Bauteil 812 leitet das Signal YF" aus seinem Eingang A zu seinem Ausgang, um nur dann ein Mittelfeldsignal YC zu erzeugen, wenn ein Steuersignal aus dem Zählkomparator 818 das Vorhandensein von Mittelfeldpixeln 75...680 anzeigt.

Die Zählkomparatoren 817,818 und 820 werden mit Hilfe eines Impulsausgangssignals aus dem Zähler 822, der auf ein Taktsignal mit dem 4fachen der Chrominanzzwischenträgerfrequenz (4 χ f_K) anspricht, auf das Videosignal YF" sowie auf ein horizontales Zeilensynchronisiersignal H, das vom Videosignal YF" abgeleitet wird, synchronisiert. Jedes Ausgangssignal aus dem Zähler 822 entspricht einer Pixellage längs einer horizontalen Zelle. Der Zähler 822 weist eine anfängliche Verschiebung von -100 Zählstößen auf, die den 100 Pixeln vom Beginn des ins Negative gehenden Horizontalsynchronimpulses zur Zeit Ths bis zum Ende des Horizontalaustastintervalls, bis zu einer Zeit, zu der Pixel 1 beim Einsetzen des Horizontalzeilenwiedergabeintervalls erscheint, entspricht. Somit weist Zähler 822 beim Einsetzen des Zeilenwiedergabeintervalls den Zählwert von „ 1" auf. Es können auch andere Zähleranordnungen entwickelt werden. Die durch den Demultiplexapparat 816 angewendeten Prinzipien können auch auf den Multiplexapparat für die Durchführung eines umgekehrten Signalverbindungsvorgangs, wie er durch den Seitenfeld-Mittelfeld-Signalmischer 28 gemäß Fig. 1 a durchgeführt wird, Anwendung finden.

In Fig.9 werden Einzelheiten des Modulators 30 im Kodierer 31 und 60 gemäß Fig. 1 a gezeigt. In Fig.9 erscheinen die Signale IN und QN mit dem 4fachen der Chrominanzzwischenträgerfrequenz (4 χ f_K) und werden an die Signaleingänge der Signalzwischenspeicher (latches) 910 bzw. 912 angelegt. Die Signalzwischenspeicher 910 und 912 empfangen auch die Taktsignale (4 x f_K) für die Überprüfung in die Signale IN und QN und das Schaltsignal (2 χ f,_c), das an einen Umkehr-Schaltsignaleingang des Signalzwischenspeichers 910 und an einen nichtumkehrenden Schaltsignaleingang des Signalspeichers 912 angelegt wird. Die Signalausgänge der Signalzwischenspeicher 910 und 912 werden zu einer einzigen Ausgangszeile gemischt, in der die Signale I und Q hilfsweise erscheinen und an Signaleingänge eines nichtumkehrenden Signalzwischenspeichers 914 und an einen umkehrenden Signalzwischenspeicher 916 angelegt werden. Diese Signalzwischenspeicher werden mit einer Frequenz von 4 x f,_c getaktet und empfangen ein Schaltsignal am Umkehr- bzw. nichtumkehrenden Eingang bei der Chrominanzzwischenträgerfrequenz f_K. Der nichtumkehrende Signalzwischenspeicher 914 erzeugt eine den Ausgang wechselnde Folge von I- und Q-Signalen negativer Polarität, d. h. -I und -Q. Die Ausgänge der Signalzwischenspeicher 914 und 916 werden in einer einzigen Ausgangszeile gemischt, in der eine wechselnde Folge von gepaarten I- und Q-Signalen von zueinander entgegengesetzter Polarität, d. h. I und Q sowie -I und -Q usw., die das Signal CN bilden, erscheint. Dieses Signal wird vom Filter 32 gefiltert, bevor es zur Erzeugung eines NTSC-kodierten Signals C/SL von der Form Y + I. Y + Q, Y - I, Y - Q, Y + I, Y + Q... und so weiter mit einer gefilterten Variante des Luminanzsignals YN im Bauteil 36 gemischt wird.

Fig. 10 veranschaulicht ein vertikal-temporales (V-T)-Filter, das durch die Einstellung der Wichtungskoeffizienten a 1 bis a9 die Merkmale eines V-T-Durchlaßfilters, V-T-Sperrfilters oder V-T-Tiefpaßfilters aufweisen kann. Die Tabelle gemäß Fig. 10a veranschaulicht die Wichtungskoeffizienten für die VT-Durchlaß- und Sperrfilterausführungen, die bei dem offenbarten System

angewendet werden. Ein H-V-T-Durchlaßfilter wie beispielsweise Filter 34 gemäß Fig. 1 a bzw. die H-V-T-Filter wie beispielsweise die zum Dekodiersystem gemäß Fig. 13 gehörenden Filter umfassen die Kombination eines Horizontaltiefpaßfilters 1020 und ein V-T-Sperrfilter 1021, wie es in Fig. 10b gezeigt wird, und die Kombination eines Hori?ontalbandpaßfilters 1030 und eines V-T-Bandpaßfilters 1031, wie sie in Fig. 10c gezeigt wird.

Bei dem H-V-T-Bandsperrfilter gemäß Fig. 10b hat das Horizontaltiefpaßfilter 1020 eine gegebene Abschneidefrequenz und liefert eine gefilterte niederfrequente Signalkomponente. Dieses Signal wird in einem Signalmischer 1022 für die Erzeugung einer hochfrequenten Signalkomponente mit einer verzögerten Variante des aus dem Verzögerungsbauteil 1022 kommenden Eingangssignals subtraktiv gemischt. Die niederfrequente Komponente wird mit Hilfe einer Schaltung 1024 der Verzögerung um ein Pixelgruppenbild ausgesetzt, bevor sie für die Lieferung eines mittels H-V-T-Filter gefilterten Ausgangssignals an einen additiven Signalmischer 1025 angelegt wird. Das V-T-Filter 1021 hat die V-T-Sperrfilterkoeffizienten, die in Fig. 10a gezeigt werden. Ein H-V-T-Bandpaßfilter, wie es beispielsweise in den Dekodierer gemäß Fig. 13 einbezogen ist, umfaßt ein Horizontalbandpaßfilter 1030 mit einer gegebenen Abschneidefrequenz, das mit einem V-T-Bandpaßfilter 1031, das die V-T-Bandpaßfilterkoeffizienten gemäß der Tabelle von Fig. 10a aufweist, in Kaskade geschaltet ist. Das Filter gemäß Fig. 10 schließt eine Vielzahl von in Kaskade geschalteten Speicherbauteilen (M) 1010a bis 1010h für die Schaffung von aufeinanderfolgenden Signalverzögerungen an den betreffenden Abgriffen 11 bis t9 und für die Schaffung einer G ssamtfilterverzögerung ein. Die durch die Abgriffe übertragenen Signale werden an den jeweiligen Eingang der Multiplizierer 1012 a bis 1012 i angelegt. Ein anderer Eingang der jeweiligen Multiplizierer empfängt jeweils eine vorgeschriebene Wichtung a 1 bis a 9, die von der Art des auszuführenden Filterprozesses abhängt. Die ARt des Filterprozesses diktiert auch die ''erzögerungen, die durch die Speicherbauteile 1010a bis 1010h bewirkt werden. Die Horizontaldimensionsfilter benutzen Pixelspeicherbauteile, so daß die Gesamtfilterverzögerung geringer als das Zeitintervall einer Horizontalbildzeile (1 H) ist. Die Vertikaldimensionsfilter nutzen ausschließlich Zeilenspeicherbauteile, und die Temporaldimensionsfilter nutzen ausschließlich Pixelgruppenbildspeicherbauteile. Somit schließt ein H-V-T-Filter (3-D-Filter) eine Kombination von Pixel (<1/H)-, Zeilen (1 H)- und Pixelgruppenbild (> 1 H)-Speicherbauteile ein, wogegen ein V-T-Filter nur die letzten zwei Arten von Speicherbauteilen einschließt. Die gewichteten, abgegriffenen (gegunseitig verzögerten) Signale aus den Bauteilen 1012a bis 1012 i werden in einem Addierer 1015 für die Erzeugung eines gefilterten Ausgangssignals gemischt.

Derartige Filter sind nichtrekursive Filter mit endlicher Impulsübergangscharakteristik (finite impulse response- FIR). Die Art der durch die Speicherbauteile bewirkten Verzögerungen hängt von der Art des zu filternden Signales und vom Betrag des Übersprechens ab, der bei diesem Beispiel zwischen den hochfrequenten Luminanz-, Chrominanz- und Seitenfeldsignalen toleriert werden kann. Die Schärfe der Filterabschneidcharakteristik wird durch die Vergrößerung der Anzahl der in Kaskade geschalteten Speicherbauteile erhöht.

Fig. 10d veranschaulicht eines der Spezialfilter der Schaltung 16 gemäß Fig. 1 a, einschließlich der in Kaskade geschalteten Speicher(Verzögerungs)-Bauteile 104Od bis 104Od, der zugehörigen Multiplizierer 1042a bis 1042e mit den betreffenden gekennzeichneten Wichtungsfaktoren a 1 bis a 5 für den Empfang der Signale aus den Signalabgriffen ti bis 15, und eines Signalmischers 1045, der die gewichteten Ausgangssignale aus den Multiplizierern a 1 bis a 5 für die Erzeugung eines Ausgangssignals summiert.

Fig. 11 a veranschaulicht einen pixelgruppenweisen Mittelwertbilder mit vertikaler Spitzenwertbildung und vertikaler. Tiefpaßfilterung, der für den Einsatz als pixelgruppenweisen Mittelwertbilder 64 und 76 gemäß Fig. 1 a geeignet ist. Die Anordnung gemäß Fig. 11 a ist mit Ausnahme der Spitzenwertbildungseinrichtung einer pixelgruppenweisen Mittelwertbildungsanordnung ähnlich, die in einer mitanhängigen US-Patent-Anmeldung der laufenden Nr. 215123 von R. R. Smith u. a. mit dem Titel „Frequency Selective Video Signal Interframe Processor" (Frequenzselektiver Videosignal-Pixelgruppen-Prozessor) offenbart wird. Der Apparat gemäß Fig. 11a schließt eine Vielzahl von in Kaskade geschalteten 1 -H- und 260-H-Verzögerungsbauteilen mit den zugehörigen Anschlüssen a bis i, wie gezeigt, ein. Die verzögerten Signale aus den Anschlüssen c und d sowie die verzögerten Signale aus den Anschlüssen f und g werden durch das Bauteil 1140 bzw. 1141 summiert, die entsprechende Ausgänge für die Trennung der Eingänge des Multiplexers (MUX) 1144 haben, der als Reaktion auf ein 30-Hz-Schaltsignal mit Feldfrequenz geschaltet wird. Ein Multiplexer 1148 empfängt pemischte Ausgangssignale aus den Signalmischern 1146und 1147, die die Signale ausden Anschlüssen a,f bzw. d und i summieren. Der Multiplexer 1125empfängt Signale direkt aus den Anschlüssen b und h. Die Ausgangssignale aus Multiplexer 1144 und 1148 werden an die Multiplizierer 1150 und 1152 angelegt, die die komplementären, spitzenwertbildenden Signale +P bzw. -P - für die Erzeugung von der Spitzenwertbildung unterzogenen Ausgangssignalen - empfangen, die an den Ausgangssignalmischer 1128, der ebenfalls Signale aus dem Multiplexer 1125 und aus dem Verzögerungsmittelabgriffsanschluß empfängt, angelegt werden. Die Kennlinie der vertikalen Spitzenwertbildung des Apparates gemäß Fig. 11 a ist wie dargestellt. Der Ausgang dieses Pixelgruppen-Prozessors für die Pixel in Feld 1 ist eine Kombination der drei Pixel oberhalb des Mittelabgriffs, des Mittelabgriffs und der beiden Pixel unterhalb des Mittolabgriffs. Für Feld 2 gibt es zwei Pixel oberhalb des Mittelabgriffs und drei Pixel unterhalb des Mittelabgriffs. Dieses transversale Filter hat eine geradzahlige Anzahl von Abgriffen.

Fig. 11 b veranschaulicht einen frequenzselektiven pixelgruppenweisen Mittelwertbilder mit vertikaler Spitzenwertbildung und vertikaler Tiefpaßfilterung, der für den Einsatz als pixelgruppenwelse Mittelwertbilder 38 gemäß Fig. 1 a geeignet ist. Die Anordnung gemäß Fig. 11 b ist, abgesehen von der Fähigkeit der Spitzenwertbildung, auch einer frequenzselektiven Anordnung für die pixelgruppenweise Mittelwertbildung ähnlich, die in der zuvor erwähnten mitanhängigen US-Patentanmeldung von Smith u.a. offenbart wurde.

Der Apparat gemäßFig.11 bist mitdemgemäß Fig. 11 aidentisch,mitderAusnahme,daßder Signalmischer 1128 die durchdie Faktoren +'/2 und -V2 gewichteten Signale mischt. Das Ausgangssignal aus dem Signalmischer 1128 wird durch das horizontale Hochpaßfilter 1130 für 1,5 MHz gefiltert, bevor es an das elektronische Übertragungsgatter 1132 angelegt wird. Gatter¹132 reagiert so auf ein Schaltsteuersignal, daß es die hochfrequenten Signale aus dem Filter 1130 nur während des Mittelabschnitts des Hauptsignals (Komponente 1) passieren läßt. Zu dieser Zeit ist das Gatter 1132 offen (leitend). Das Gatter 1132 ist während der zeitlich verdichteten Seitenfeldabschnitte des Hauptsignals, z. B. während der dargestellten positiven Impulsintervalle des Steuersignals geschlossen (nichtleitend). Das Ausgangssignal aus dem Gatter 1132 wird im Signalmischer 1134 mit dem Videomischsignal, das am Mittelabgriffsansr.hluß erscheint, summiert. Das Gattersteuersignal wird als Reaktion auf vertikale Intervallsynchronimpulse, die zum Eingangsvideomischsignal gehören, vertikal synchronisiert, und es wird auch horizontal synchronisiert.

Fig. 12 veranschaulicht einen Raster-Einpaß-Apparat, der für die Zeitdehner und Zeitverdichter gemäß den Figuren 6 und 7 verwendet werden kann. In dieser Hinsicht wird Bezug auf die Wellenformen gemäß Fig. 12a genommen, die den Einpaß-Prozeß darstellen. In der Fig. 12a wird eine Eingangssignalwellenform S mit einem Mittelabschnitt zwischen den Pixeln 84 und 670 gezeigt, die in den Pixellagen 1... 754 einer Ausgangswellenform W mit Hilfe eines Zeitdehnprozesses eingepaßt werden soll. Die Endpunkt-Pixel 1 und 670 der Wellenform S passen sich direkt in die Endpunkt-Pixeln 1 und 754 der Wellenform Wein. Die dazwischenliegenden Pixel werden infolge der zeitlichen Dehnung nicht direkt auf einer 1:1 Basis eingepaßt und in vielen Fällen werden sie nicht auf ganzzahliger Basis eingepaßt. Der letzte Fall ist gegeben, wenn zum Beispiel die Pixellage 85,33 der Eingangswellenform S der ganzzahligen Pixellage 3 der Ausgangswellenform W entspricht. So enthält die Pixellage 85,33 des Signals S einen ganzzahligen Teil (85) und einen Bruchteil DX (0,33), und die Pixellage 3 der Wellenform W enthält einen ganzzahligen Teil (3) und einen Bruchteil (0)

In Fig. 12 wird ein Pixelzähler dargestellt, der mit einer Frequenz von 4 x f,_c betrieben wird und das Ausgangssignal M „WRITE ADRESS" (Sch; eihadresse) liefert, das die Pixellagen (1 ...754) auf einem Ausgangsraster darstellt. Signal M wird am programmierbaren Festwertspeicher PROM 1212 angelegt, der eine Verweistabelle einschließt, die programmierte Werte enthält, die von der Art der auszuführenden Raster-Einpassung, z. B. von der verdichteten oder gedehnten Einpassung abhängt. Als Reaktion auf das Signal M liefert PROM 1212 das Ausgangssignal N „READ ADDRESS" (LESEADRESSE), das eine ganze Zahl darstellt, sowie ein Ausgangs-DX, das eine gebrochene Zahl darstellt, die gleich oder größer als Null, aber kleiner als Eins ist. Im Falle eines 6-Bit-Signals DX (2^e = 64) weist das Signal DX die Bruchteile O, Vw, Vm, Vm ... ^m/m auf. PROM 1212 gestattet die Dehnung oder Verdichtung eines Videoeingangssignals S als Funktion der gespeicherten Werte des Signals N. Somit werden als Reaktion auf die ganzzahligen Werte des Pixellagesignals M ein programmierter Wert des „READ AODRESS"-Signals N und ein programmierter Wert des Bruchteilsignals DX bereitgestellt. Zur Erzielung der Signaldehnung zum Beispiel ist PROM 1212 so aufgebaut, daß es das Signal N mit einer Frequenz erzeugt, die niedriger ist als jene des Signals M.

Um andererseits eine Signalverdichtung zu erzielen, liefert PROM 1212 das Signal N mit einer Frequenz, die größer ist als die des

Signals M.

Das Videoeingangssignal S wird durch Kaskadieren der Pixelverzögerungsbauteile 1214a, 1214b und 1214c zur Erzeugung der Videosignale S(N + 2), S(N + 1) und S(N), bei denen es sich um gegenseitig verzögerte Varianten des Videoeingangssignals handelt, verzögert. Diese Signale werden an Videosignaleingänge der entsprechenden Dualkanalspeicher 1216a... 1216d in der bekannten Art angelegt. Signal M wird an den Eingang „WRITE ADDRESS" (SCHREIBADRESSE) der einzelnen Speicher 1216a... 1216d angelegt, und das Signal N wird an den „READ ADDRESS"-Eingang (LESEADRESSE) der einzelnen Speicher 1216a... 1216d angelegt.

Signal M bestimmt, wo ankommende Videosignalinformationen in die Speicher geschrieben werden, und Signal N bestimmt, welche Werte aus den Speichern ausgelesen werden. Die Speicher können gleichzeitig in eine Adresse schreiben und aus einer anderen Adresse auslesen. Die Ausgangssignale S(N - 1), S(N), S(N + 1)undS(N + 2) aus den Speichern 1216a... 1216d weisen in Abhängigkeit des Lese/Schreib-Vorgangs der Speicher 1216a... 1216 dein zeitlich gedehntes oder zeitlich verdichtetes Format auf, das eine Funktion der PROM-1212-Programmierung ist.

Die Signale S(N - 1), S(N), S(N + 1) und S(N + 2) aus den Speichern 1216a. „1216dwerden durch einen linearen Vierpunktinterpolator, der die Spitzenwertbildungsfilter 1220 und 1222, einen PROM-Speicher 1225 und einen linearen Zweipunktinterpolator 1230, gemäß den Figuren 12b und 12c einschließt, verarbeitet. Die Spitzenwertbildungsfilter 1220 und 1222 empfangen drei Signale aus jener Gruppe der Signale, zu denen, wie dargestellt, die Signale S(N - 1), S(N), S(N + 1) und S(N + 2) gehören, des weiteren empfangen sie ein Spitzenwertbildungssignal PX. Der Wert des Spitzenwertbildungssignals PX schwankt zwischen Null und Eins als Funktion des Wertes von Signal DX, wie dies in Fig. 12d gezeigt wird; er wird als Reaktion auf das Signal DX von PROM 1225 bereitgestellt. PROM 1225 hat eine Verweistabelle und wird so programmiert, das es als Reaktion auf einen gegebenen Wert von DX einen gegebenen Wert PX erzeugt.

Das Spitzenwertbildungsfilter 1220 bzw. 1222 überträgt der Mittelwertbildung unterworfene, gegenseitig verzögerte Videosignale S'(N) und S'(N + 1) zum linearen Zweipunktinterpolator 1230, der auch das Signal DX empfängt. Der Interpolator 1230 liefert ein (verdichtetes oder gedehntes) Videoausgangssignal, wobei das Ausgangssignal W durch den Ausdruck

W = S'(N) + DX[S'(N + 1)-S'(N)1

definiert ist.

Die beschriebene Vierpunktinterpolator- und Spitzenwertbildungsfunktion nähert sich in vorteilhafter Weise einer (sinXl/X-Interpolationsfunktion mit einer guten Auflösung der hochfrequenten Details.

In Fig. 12 b werden Einzelheiten der Spitzenwertbildungsfilter 1220 und 1222 und des Interpolators 1230 gezeigt. In Fig. 12 b werden die Signale S(N - 1), S(N) und S(N + 1) an einen Wichtungskreis 1240 im Spitzenwertbildungsfilter 1220 angelegt, wobei diese Signale durch die Spitzenwertbildungskoeffizienten -¹A, '/2 und -Ά gewichtet werden. Wie in Fig. 12c dargestellt, umfaßtderWichtungskreis1240dieMultiplizierer1241a...1241cfürdieMultiplizierungderSignaleS(N - 1),S(N)undS(N + 1) mit den Spitzenwertbildungskoeffizienten —'/4, V2 und — ¹A.

Die Ausgangssignale aus den Multiplizierern 1241 a... 1241 cwerden Im Addierer 1242 summiert, um ein der Spitzenwertbildung unterworfenes Signal P(N) zu erzeugen, daß im Multiplizierer 1243 mit dem Signal PX multipliziert wird, um ein der Spitzenwertbildung unterworfenes Signal zu erzeugen, das im Addierer 1244 mit dem Signal S(N) summiert wird, um ein der Spitzenwertbildung unterworfenes Signal S'(N) zu erzeugen. Aufbau und Betrieb des Spitzenwertbildungsfiltnrs 1222 sind ähnlich.

Beim Zweipunktinterpolator 1230 wird Jas Signal S'(N) in einem Subtrahierer 1232 vom Signal S'(N + 1) subtrahiert, um ein Differenzsignal zu erzeugen, das durch das Signal DX in einem Multiplizierer 1234 multipliziert wird. Das aus dem Multiplizierer 1234 kommende Ausgangssignal wird mit dem Signal S'(N) im Addierer 1236 summiert, um das Ausgangssignal W zu erzeugen.

Fig. 15 zeigt Einzelheiten des Pixelgruppen-Prozessors 1324 gemäß Fig. 13. Der Dekodierer gemäß Fig. 15 ist dem Kodierer gemäß Fig. 11 b im Grunde ähnlich.

Ein EJngangs-Bildaustastsynchronsignal für Prozessor 1324 gemäß Fig. 15 schließt in einem ersten Feld die Signalkomponenten „Y1 - C1" und „M1 + A1" ein. In einem sich anschließenden zweiten Feld schließt das Eingangssignal die Komponenten „Y2 + C2"und„M1 - A1" ein. Die Komponenten Y1 + C1,M1 sowie Y2 + C2, MI sind Komponenten, die durch den pixelgruppenweisen Prozessor 38 geliefert werden, wie dies in Verb'ndung mit Fig. 11 b ausführlich erörtert wird. Die Komponenten +A1 und —A1 stellen das alternierende Hilfszwischen:rägersignal dar, das mit Informationen moduliert wurde, deren Komponenten 2 und 3 der pixelgruppenweisen Mittelwertbilduno unterworfen wurden, wobei die Informationen für die betreffenden aufeinanderfolgenden Felder aus den Bauteilen 64 und 76 kommen. In dieser Hinsicht wird Bezug auf die Figuren 1, 1 a und insbesondere auf Fig. 1 d genommen.

Der Pixelgruppen-Prozessor gemäß Fig. 15 arbeitet im wesentlichen in dei gleichen Weise wie die Anordnung gemäß Fig. 11 b, die zuvor erörtert wurde. Mit Multiplexer MUX 1525 in Stellung 1 wird die i-"elddifferenzkomponente am Ausgang des Signalmischers 1528 gewonnen. Nach der Filterung durch das Hochpaßfilter 1530 und die Steuerung durch das Gatter 1532 entsteht eine Komponente -A1, die nach Mischung mit Signal Y1 + C1, M1 + A1 im Signalmischer 1534 die modulierte Hilfs-Zwischenträgerkomponente (+A1) beseitigt, so daß ein aufbereitetes Hauptsignal Y1 + C1, M1 entsteht.

Die Komponente Y1 + C1 des aufbereiteten Hauptsignals ist unterhalb der Abschneidefrequenz von 1,7 MHz des Hochpaßfilters 1530 unverändert, und die Komponente M1 stellt die der pixelgruppenweisen Mittelwertbildung unterworfenen Mittelfeldinformationen oberhalb von annähernd 1,7 MHz dar. Aus der die Felddifferenz beseitigenden Komponente (-A1) wird nach der Invertierung durch den Verstärker 1535 (Verstärkung Eins) das aufbereitete modulierte Hilfbiignal A1.

Das aufbereitete Hauptsignal Y1 + C1, M1 entsprich* dem Signal N in Fig. 13 und wird, wie erörtert, durch die Schaltung 1342 weiter verarbeitet. Das aufbereitete Hilfssignal A1 entspricht dem Signal M in Fig. 13, es wird durch die Schaltung 1326 demoduliert.

In Fig. 16 wird der Betrieb der Schaltung 1324 gemäß Fig. 15 für das nächstfolgende Bildfeld dargestellt. In diesem Fall wird das

Signal Y2 + C2, M1 — A1 zwischen den Verzögerungsbauteilen 1520 und 1522 entwickelt, und Multiplexer MUX 1528 nimmt für

den Empfang des Signals Y1 + C1,M1 + A1 die Stellung 2 ein. Am Ausgang des Signalmischers 1534 wird ein aufbereitetes Hauptsignal Y2 + C2 M1 erzeugt, und es entsteht ein moduliertes Hilfssignal -A1 entgegengesetzter Phase. In Fig. 18 wird ein H-V-T-Bandfilter 1810 dargestellt, das gemäß Fig. 10c aufgebaut ist, einen Durchlaßbereich von 3,58 ± 0,5 MHz hat und das Signal NTSCH zu einem subtraktiven Signalmischer 1814 durchläßt, der das Signal NTSCH ebenfalls empfängt, nachdem es einen Laufzeitausgleichsverzögerer 1812 passiert hat. Am Ausgang des Signalmischers 1814 erscheint das abgeschiedene hochfrequente Luminanzsignal YH. Zur Erzeugung der hochfrequenten Chrominanzsignale IH und QH wird das gefilterte MTSCH-Signal aus dem Filter 1810 als Reaktion auf das Chrominanzzwischenträgersignal SC durch den Demodulator 1816 quadraturdemoduliert.

Gemäß Fig. 19 werden die Signale YN, IN und QN mit Hilfe eines Seiten-Mittelfeld-Signaltrenners (Zeitdemultiplexer) 1940 in niederfrequente verdichtete Seitenfeldsignale und in gedehnte Mittelfeldsignale YE, IE und QO getrennt. Der Demultiplexer 1940 kann nach den Prinzipien des Demultiplexers 816 gemäß Fig.8, der bereits erörtert wurde, arbeiten.

Die Signale YO, IO und QO werden mit Hilfe eines Zeitdehners 1942 mit einem Seitendehnungsfaktor (der dem Seitenverdichtungsfaktor des Kodierers gemäß Fig. 1 a entspricht) durch einen Zeitdehner 1942 zeitlich gedehnt, um die ursprüngliche räumliche Beziehung der niederfrequenten Seitenfeldinformationen im Breitschirmsignal wiederherzustellen, wie dies durch die niederfrequenten Seitenfeldsignale YL, IL und QL dargestellt wird. Um Raum für die Seitenfelder zu schaffen, werden die Mittelfeldsignale YE, IE und QE in ähnlicher Weise mit Hilfe eines Zeitverdichters 1944 mit einem

Mittelverdichtungsfaktor (der dem Mitteldehnungsfaktor des Kodierers gemäß Fig. 1 a entspricht) zeitlich verdichtet, um die

ursprüngliche räumliche Beziehung des Mittelfeldsignals im Breitschirmsignal wiederherzustellen, wie dies durch die Mittelfeldsignale YC, IC und QC dargestellt wird. Verdichter 1944 und Dehner 1942 können von jener Art sein, die zuvor gemäß Fig. 12 erörtert wurde.

Zur Erzeugung von rekonstruierten Seitenfeldsignalen YS, IS und QS werden die hochfrequenten Seitenfeldsignale YH, IH und QH, die ihre ursprüngliche räumliche Beziehung wiederhaben, durch einen Signalmischer 1946 mit den niederfrequenten Seitenfeldsignalen YL, IL und QL, die ebenfalls ihre ursprüngliche räumliche Beziehung wiederhaben, gemischt. Zur Bildung eines vollständig rekonstruierten Breitschirmluminanzsignals YF' und eines vollständig rekonstruierten Breitschirmfarbdifferenzsignals IF' und QF' werden diese Signale mit Hilfe eines Spleißers 1960zum rekonstruierten Mittelfeldsignal YC, IC und QC zusammengesetzt. Das Zusammensetzen der Seiten- und Mittelfeldsignalkomponenten geschieht in einer Weise, die einen sichtbaren Saum zwischen dem Mittel- und dem Seitenfeld tatsächlich ausschaltet, wie dies aus der folgenden Erörterung des in Fig. 14 gezeigten Schleißers hervorgeht.

In Fig. 20 wird dargestellt, wie die verschachtelten Signale IF' (oder QF') durch das Bauteil 2010 um 262 H verzögert werden, bevor sie an den Eingang des Dualkanalspeichers 2020 angelegt werden. Dieses verzögerte Signal wird durch das Bauteil 2012 einer zusätzlichen 262-H-Verzögerung unterworfen, bevor es im Addierer 2014 zum Eingangssignal addiert wird. Das Ausgangssignal aus dem Addierer 2014 wird, bevor es an den Eingang des Dualkanalspeichers 2018 angelegt wird, zu einer (Frequenz)halbierschaltung 2016 weitergeleitet. Die Speicher 2020 und 2018 lesen Daten mit der 8fachen f_lc-Frequenz und schreiben Daten mit der 4fachen f,_c-Frequenz. Die Ausgänge aus den Speichern 2018 und 2020 werden an einen Multiplexer MUX 2022 angelegt, um Ausgangssignale progressiver Abtastung IF (QF) zu erzeugen. Es werden ebenfalls Wellenformen gezeigt, die das Verschachtelungseingangssignal (zwei Geraden, die durch die Pixelabtastwerte C und X gekennzeichnet sind) und das Ausgangssignal progressiver Abtastung, das die Pixelabtastwerte C und X umfaßt, darstellen. In Fig. 21 wird ein Apparat dargestellt, der für den Einsatz als Umsetzer 1350 für das Signal YF' in Fig. 13 geeignet ist. Das verschachtelte Signal YF' wird, wie dargestellt, durch die Bauteile 2110 und 2112 verzögert, bevor es im Addierer 2114 gemischt wird. Das aus Bauteil 2110 kommende verzögerte Signal wird an einen Dualkanalspeicher 2120 angelegt. Ein aus dem Addierer 2! 14 kommendes Ausgangssignal wird zur ,Frequenz)halbierschaltung 2116 weitergeleitet, deren Ausgang im Addierer 2118 zum Signal YT addiert wird. Der Ausgang aus Addierer 2118 wird an einen Dualkanalspeicher 2122 angelegt. Speicher 2120 und 2122 schreiben mit der 4fachen f_IC-Frequenz, lesen mit der 8fachen f_K-Frequenz und liefern Ausgangssignale an einen Multiplexer 2124, der das Signal YF progressiver Abtastung entwickelt.

In Fig. 14 wird ein Seiten/Mittelfeld-Spleißapparat schematisch dargestellt, der z. B. für den Einsatz als Spleißer 1960 gemäß Fig. 19 geeignet ist. In Fig. 14 wird ein Spleißer dargestellt, der die Schaltung 1410- die für die Erzeugung des Luminanzsignals YF' voller Bandbreite aus der Seitenfeldluminanzsignalkomponente YS und der Mittelfeldluminanzsignalkomponente YC bestimmt Ist- sowio ein I-Signal-Spleißer 1420 und einen Q-Signalspleißer 1430, die in Aufbau und Betrieb der Schaltung 1410 ähnlich sind, umfaßt. Das Mittelfeld und die Seitenfelder sind zweckmäßigerweise über mehrere, z. B. zehn Pixel, überlappt. Somit teilen sich das Mittelfeldsignal und die Seitenfeldsignale während der Signalkodierung und des Übertragungsprozesses vor der Zusammensetzung mehrere redundante Pixel. Beim Breitschirmempfänger werden das Mittelfeld und die Seitenfelder aus ihren entsprechenden Signalen rekonstruiert, aber auf Grgnd der zeitlichen Dehnung, der zeitlichen Verdichtung und Filterung, die an den Mittel- und Seitenfeldsignalen vorgenommen werden, werden mehrere Pixel an den Seiten- und Mittelfeldgrenzen stark verändert oder verzerrt. Die Überlappungsbereiche (OL) und die verzerrten Pixel (CK, der Klarheit halber geringfügig übertrieben) werden durch die zu den Signalen YS und YC in Fig. 14 gehörenden Wellenformen angezeigt. Hätten die Felder keinen Überlappungsbereich, würden die verzerrten Pixel aneinanderstoßen und ein Saum würde sichtbar. Es hat sich herausgestellt, daß ein 10 Pixel breiter Überlappungsbereich für die Kompensation von drei bis fünf verzerrten Grenzpixeln ausreichend ist.

Die redundanten Pixel erlauben vorteilhafterweise ein Mischen der Seiten- und des Mittelfeldes im Überlappungsbereich. Bevor das Seitenfeldsignal YS an den Signalmischer 1415 angelegt wird, wird es durch den Multiplizierer 1411 mit der

Wichtungsfunktion W in den Überlappungsbereichen multipliziert, wie dies duroh die zugehörige Welle iform dargestellt wird. Bevor das Mittelfeldsignal YC an den Signalmischer 1415 angelegt wird, wird es durch den Multiplizierer 1412 mit der komplementären Wichtungsfunktion (1-W) in den Überlappungsbereichen multipliziert, wie dies durch die zugehörige Wellenform dargestellt wird. Diese Wichtungsfunktionen weisen über die Überlappungsbereiche eine lineare lampenförmige Kennlinie auf und haben Werte zwischen 0 und 1. Nach der Wichtung werden die Seiten- und Mittelfeldpixel durch den Siynalmischer 1415 summiert, so daß jodes rekonstruierte Pixel eine lineare Kombination der Seiten- und Mittelfeldpixel ist. Die Wichtungsfunktionen sollten sich nahe der innersten Grenze des Überlappungsbereiches Eins, und an der äußersten Grenze Null nähern. Dies stellt sicher, daß die verzerrten Pixel einen verhältnismäßig geringen Einfluß auf die rekonstruierte Feldgrenze haben. Die dargestellte lineare rampenartige Wichtungsfunktion entspricht dieser Anforderung.

Die Wichtungsfunktionen müssen nicht linear sein; es kann jedoch auch eine nichtlineare Wichtungsfunktion mit krummlinigen oder gerundeten Endabschnitten, die sich in der Nähe der Wichtungspunkte 1 und O befinden, angewendet werden. Eine solche Wichtungsfunktion kann durch Filterung einer linearen Rampenwichtungsfunktion von der dargestellten Art gewonnen werden. Die Wichtungsfunktionen W und 1-W können durch eine Schaltung (einschließlich einer Verweistabelle), die auf ein Eingangssignal anspricht, das die Pixellagen darstellt, und einen subtraktiven Signalmischer ohne weiteres erzeugt werden. Die Seiten/Mittel-Pixelüberlappungslagen sind bekannt, und die Verweistabelle wird entsprechend programmiert, um die Ausgangswerte von 0... 1 entsprechend der Wichtungsfunktion W als Reaktion auf das Eingangssignal bereitzustellen. Das Eingangssignal kann auf verschiedene Weise entwickelt werden, wie beispielsweise mittels eines Zählers, der durch die einzelnen Horizontalzeilensynchronisierimpulse synchronisiert wird. Die komplementäre Wichtungsfunktion 1 -W kann durch Subtrahieren der Wichtungsfunktion W von Eins erzeugt werden.

In Fig. 22 wird ein Apparat dargestellt, der für den Einsatz als Progressivabtast-Verschachtelungs-Wandler 17 c für das Signal YF in Fig. 1 a geeignet ist. In Fig. 22 wird auch das Diagramm des Abschnitts eines progressiv abgetasteten Eingangssignals YF mit den Abtastwerten A, B, C und X, die in der vertikalen Ebene (V) und der temporalen EbeneTsowie auch in Fig. 2 a gezeigt werden, dargestellt. Das progressiv abgetastete Signal YF wird über die Bauteile 2210 und 2212 für die Erzeugung von Abtastwerten X und A, die gegenüber dem Abtastwert B verzögert sind, einer Verzögerung von 525 H unterworfen. Bevor die Abtastwerte B und A an die (Frequenz)halbierschaltung 2216 angelegt werden, werden sie im Addierer 2214 summiert. Ein aus der Schaltung 2216 kommendes Ausgangssignal wird in der Schaltung 2218 zur Erzeugung des Signals YT subtraktiv gemischt. Dieses Signal wird an einen Eingang des Schalters 2220 angelegt, der mit der doppelten Verschachtelungshorizontalzeilenabtastfrequenz schaltet. Ein anderer Eingang von Schalter ?20 empfängt aus dem Ausgang des Verzögerers 2210 das verzögerte Signal YF. Der Ausgang des Schalters 2220 wird an einen Dualkanalspeicher 2222 angelegt, der mit einer Frequenz von 4 x f_K liest und mit einer Frequenz von 8 χ 4f_K schreibt, um an einem Ausgang die Signale YF' und YT in verschachtelter Form zu erzeugen. In Fig. 23 wird ein Apparat dargestellt, der für den Einsatz als Wandler 17 a und 17 b gemäß Fig. 1 a geeignet ist. In Fig. 23 wird ein progressiv abgetastetes Signal IF (oder QF) an ein 525-H-Verzögerungsbauteil 2310 angelegt, bevor es an einen Dualkanalspeicher 2312, der mit einer Frequenz von 4 χ f,_c liest und mit einer Frequenz von 8 χ f_IC schreibt, angelegt wird, um das Verschachtelungsausgangssignal IF' (oder QF') zu erzeugen. Es werden auch Wellenformen gezeigt, die das progressiv abgetastete Eingangssignal mit einer ersten und einer zweiten Geraden, die zu den Abtastwerten C und X gehören, sowie das Verschachtelungsausgangssignal (die erste Gerade mit Abtastwert C wird mit einer Frequenz von H/2 gedehnt) darstellen. Der Dualkanalspeicher 2312 gibt nur den Abtastwert C der ersten Gerade des Eingangssignals in gedehnter Form aus. In Fig. 24 werden Einzelheiten des Bauteils 80 dargestellt. Die Signale X und Z werden an die Adresseneingänge der nichtlinearen Amplitudenverdichter 2410 bzw. 2412 angelegt. Die Verdichter 2410 und 2412 sind programmierbare Festwertspeicher (PROM), die jeweils eine Verweistabelle einschließen, die programmierte Werte enthält, die der gewünschten nichtlinearen Gammaverdichtungsfunktion entsprechen. Diese Funktion wird durch die Auge.iblickse'iigangs-Ausgangs-Kurve neben dem Bauteil 2412 dargestellt. Die verdichteten Signale X und Z aus den Datenausgängen Jer Bauteile 2410 und 2412 werden an die Signjleingänge der Signalmultiplizierer 2414 bzw. 2416 angelegt. Die Bezugseingänge der Multiplizierer 2414 und 2416 ümpfangen entstprechende Zwischenträgersignale ASC mit gegenseitigen Quadraturphasenbeziehungen, d. h. Signale ASC in Sinus- und Kosinusform. Die aus den Multiplizierern 2414 und 2416 kommenden Ausgangssignale werden zur Erzeugung des quadraturmodulierten Signals M in einem Signalmischer 2420 addiert. In der Dekodieranordnung gemäß Fig. 13 werden die verdichteten Signale X und Z mittels eines herkömmlichen Quadraturdemodulationsverfahrons aufbereitet, wobei die komplementäre nichtlineare Amplitudendehnung dieser Signale durch zugehörige PROMs mit Verweistabellen ausgeführt wird, die mit Worten programmiert sind, die zu den Werten von PROM 2410 und 2412 komplementär sind. In Fig. 25 wird ein Apparat dargestellt, der für den Einsatz als Interpolatorschaltung 1343 gemäß Fig. 13 geeignet ist. Das Luminanzsignal YN wird mittels eines 1,5-MHz-Hochpaßfilters 2510 und eines subtraktiven Signalmischers 2512 in nieder- und hochfrequente Bereiche, bezogen auf 1,5MHz, gespalten.

Eine hochfrequente Komponente YN, die pixelgebunden verarbeitete Frequenzen oberhalb von 1,5MHz enthält, wird an den Interpolator 2515 angelegt. Der Interpolator 2515 schließt 1 -H-Verzögerungsbauteile in der dargestellten Anordnung einen Multiplizierer MUX 2520, einen subtraktion Signalmischer 2522, den Multiplizierer 2524 und die additiven Signalmischer 2526 und 2530 ein. Multiplexer MUX 2520 wird als Reaktion auf ein 30-Hz-Schaltsignal mit Feldfrequenz geschaltet -ind empfängt verzögerte und nichtverzögerte Varianten der hochfrequenten Luminanzkomponente. Der Ausgang von MUX 2520 wird im Bauteil 2522 mit einem Mittelabgriffssignal gemischt, das zwischen den Verzögerungselementen 2516 und 2518 abgegriffen wird; er wird subtraktiv gemischt, und das gemischte Signal wird im Multiplizierer 2524 mit dem Wichtungsfaktor 2524 und das Mittelabgriffssignal werden vom Addierer 2526 summiert, wobei dessen Ausgang mit der niederfrequenten Liminanzkomponente YN-LOWS, die aus dem verzögerten Ausgang des Signalmischers 2512 kommt, summiert wird, damit das

Luminanzsignal YN rekonstruiert wird, bevor es an die Schaltung 1344 angelegt wird. Der Interpolator 2515 hat einen

Amplitudenverlauf wie dargestellt, der in gewisser Weise durch die vertikale SpitzenwertLildung kompensiert wird, die, wie zuvor beschrieben, im pixelgruppenweisen Mittelwertbilder 38 vorgesehen ist, um einen gleichmäßigeren Liminanzamplitudenverlauf aufrechtzuerhalten.

Während der zeitlich verdichteten Seitenfeldintervalle wird das Gatter 2525 nichtleitend gemacht, um den Interpolationsprozeß während dieser Intervalle zu blockieren, da die verdichteten Seitenfeldinformationen des Signals N keiner pixelgruppenweisen Mittelwertbildung ausg isetzt wurden und deshalb keine gezackten diagonalen Artefakts aufweisen. Die Interpolatorschaltunger 1335 und 1341 gemäß Fig. 13 können mit Ausnahme des Gatters 2525 die Interpolatorschaltung 2515 gemäß Fig. 25 nutzen, uas heißt, daß der Ausgang des Multiplizieren 2524 des für die Schaltungen 1335 und 1341 verwendeten Interpolators kontinuierlich an den Eingang des Addierers 2526 weitergeleitet wird.

Claims (17)

1. System für die Aufbereitung eines Videosignals mit einer Einrichtung für die Bereitstellung eines Videosignals mit Bildinformationen, die durch Bildelemente (Pixel) genau festgelegt sind, gekennzeichnet durch: einen Umrechner (38), derauf das Videosignal anspricht, um ein aufbereitetes Videosignal mit Gruppen von sich gegenseitig ausschließenden Pixeln bereitzustellen, die innerhalb einer jeden Gruppe den gleichen Wert haben; und eine Einrichtung (1343; 2510-2 530) für die Interpolation des aufbereiteten Signals für die Verminderung der unerwünschten Bildartefakts.

2. System nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß jede Pixelgruppe ein Paar in der Vertikalen

voneinander entfernte Pixel umfaßt, die zu sich ergänzenden (korrelierten) Bildinformationen gehören; und die Interpolationseinrichtung (1343; 2510-2530) das aufbereitete Signal vertikal interpoliert.

3. System nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die vertikal voneinander entfernten Pixel einen Abstand von 262 H haben, wobei H der horizontale Bildzeilenabtastintervall ist.

4. System nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Umrechner (38) eine Einrichtung

(1128-1152) einschließt, die für die gruppenweise Verarbeitung der einzelnen Pixel (Intrafame Verarbeitung) dient.

5. System nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Umrechner (38) eine Einrichtung

(1150,1152 und1128) einschließt, die fürdie vertikale Spitzenwertbildung der Pixelinformationen bestimmt ist, die der pixelgruppenweisen Verarbeitung ausgesetzt sind.

6. System nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Verarbeitungseinrichtung (38) die zu den einzelnen Gruppen gehörenden Pixel der gruppenweisen Mittelwertbildung unterzieht (1152 und 1128).

7. System nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das aufbereitete Videosignal Luminanz- und Chrominanzkomponenten enthält; und die Interpolationseinrichtung (1343) die Luminanzkomponente interpoliert.

8. System nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Videosignal ein Fernsehsignal ist, das ein Breitschirmbild darstellt, das Seitenfeldinformationen und Hauptfeldinformationen sowie ein Bild-Seiten-Verhältnis, das größer als das eines Standardfernsehbildes ist, aufweist; und der Umrechner (38) auf die Hauptfeldinformationen anspricht.

9. System nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Videosignal ein verschachteltes Signal ist, das eino ungeradzahlige Anzahl von Bildzeilenpixeln in einem ersten Feld und eine geradzahlige Anzahl von Bildzeilenpixeln in einem zweiten Feld enthält, das mit dem ersten Feld ein verschachteltes Pixelgruppenbild (image frame) bildet; die Pixel einer jeden Gruppe um 262 H voneinander entfernt sind, wobei H eine Bildabtastzeile ist; und die Interpolationseinrichtung

(1343; 2510-2530) das aufbereitete Signal in Übereinstimmung mit dem Ausdruck

x = 3/₄ (A) + 1/4 (B)

y = 1/4 (A) + 3/4 (B)

interpoliert,

wobei A der Wert der ersten Gruppe von Pixeln gleichen Werts mit einem Abstand von 262 H und B der Wert der zweiten Gruppe von Pixeln gleichen Werts im Abstand von 262 H, χ ein Pixel im ersten Feld und y ein Pixel im zweiten Feld, das vom ersten Feld um ?03h vom Pixel χ entfernt ist,

10. System nach Anspruch 9, gekennzeichnet dadurch, daß A der Durchschnittswert der Pixel in der ersten Gruppe und B der Durchschnittswert der Pixel in der zweiten Gruppe ist.

11. System für den Empfang eines Fernsehsignals mit Bildinformationen, die durch Gruppen von sich gegenseitig ausschließenden, und in den Gruppen gleichwertigen Bildelementen (Pixeln) genau festgelegt sind, wobei das System einen Apparat einschließt, der gekennzeichnet ist durc^i eine Einrichtung (1343, 2510-2530) fürdie Interpolation des Fernsehsignals für die Herstellung eines interpolierten Signals und eine Einrichtung (1344) für die Weiterleitung des interpolierten Signals zu einem Bildsignalverarbeitungbkanal.

12. Einrichtung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß jede Pixelgruppe ein Paar vertikal voneinander entfernte Pixel enthält, die zu korrelierten Bildinformationen gehören; und die Interpolationseinrichtung (1343; 2510-2530) das Fernsehsignal vertikal interpoliert.

13. System nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die in der Vertikalen voneinander entfernten Pixel einen Abstand von 262 H aufweisen, wobei H ein Horizontalbildzeilenabtastintervallist.

14. Einrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Pixel einer jeden Gruppe der

gruppenweisen Mittelwertbildung (38; 1 128-1152) ausgesetzt wurden.

15. Einrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß das Fernsehsignal Luminanz- und Chrominanzkomponenten enthält; und die Interpolationseinrichtung (1343; 2510-2530) die Luminanzkomponente interpoliert.

16. Einrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß das Fernsehsignal ein Breitschirmbild darstellt, das Seitenfeld- und Hauptfeldinformationen aufweist und ein Bild-Seiten-Verhältnis hat, das größer als das eines Ftandardfernsehbildes ist, und die Pixelgruppen zu den Hauptfeldinformationen gehören.

17. Einrichtung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß das Fernsehsignal ein

verschachteltes Signal ist, das eine ungeradzahlige Anzahl von Bildzeilenpixel in einem ersten Feld und eine geradzahlige Anzahl von Bildzeilenpixel in einem zweiten Feld, das mit dem ersten Feld ein verschachteltes Pixelgruppenbild (frame) bildet, hat, die Pixel in den einzelnen Gruppen um 262 H voneinander entfernt sind, wobei H eine Bildabtastzeile ist; und die Interpolationseinrichtung (1343; 2510-2530) das verarbeitete Signal in Übereinstimmung mit dem Ausdruck