DE19506587C2

DE19506587C2 - Anordnung zum Unterdrücken der höheren Oberschwingungen des Stroms einer Energiequelle

Info

Publication number: DE19506587C2
Application number: DE19506587A
Authority: DE
Inventors: Hiroshi Uramoto
Original assignee: Ricoh Co Ltd
Current assignee: Ricoh Co Ltd
Priority date: 1994-02-24
Filing date: 1995-02-24
Publication date: 2000-11-02
Anticipated expiration: 2015-02-25
Also published as: DE19506587A1; JP3263225B2; US5712774A; JPH07241078A

Description

Die Erfindung betrifft eine Anordnung zum Unterdrücken der höheren Oberschwingungen des Stroms einer Energiequelle gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1. Eine solche Anordnung ist bei einer schaltenden Energiequelle, einem Klimagerät bzw. Luftkonditionierer mit einem Wechselrichter, einer Lampen-Reguliereinrichtung oder einem entsprechenden elektrischen Gerät anwendbar.

Moderne Haushaltsgeräte und Büro-Automationseinrichtungen sind hinsichtlich einer Miniaturisierung mit einem hochfrequenten Wechselrichter ausgestattet. Die meisten der bekannten Energiequellen mit Wechselrichter sind als Dioden-Gleichrichtungsschaltung für eine herkömmliche Energiequelle ausgeführt. Insbesondere soll ein Kondensator in einer Dioden-Gleichrichtungsschaltung für eine herkömmliche Energiequelle vorgesehen sein. Dann hat Strom, welcher der Schaltung zugeführt ist, eine impulsförmige Wellenform, die sich von einer sinusförmigen Eingangswellenform unterscheidet und viele höhere Oberschwingungen enthält. Strom mit höheren Oberschwingungen verzerrt die Spannung in einem Energiesystem. In jüngster Zeit hat die Spannungsverzerrung verschiedene Schwierigkeiten bewirkt, einschließlich Störungen aufgrund höherer Harmonischen-Anteile bzw. Oberschwingungen, Erwärmen einer Energieeinrichtung und Schäden an einem ein Leistungsverhältnis verbessernden Kondensator. Angesichts dieser Tatsachen, und um zukünftige Ausführungsbestimmungen vorzubereiten, sind diesbezüglich Maßnahmen gegen höhere Oberschwingungen bzw. Harmonischen-Anteile Untersuchungen angestellt worden.

Zwei verschiedene Lösungswege, um Strom einer Energiequelle mit höheren Oberschwingungen zu regulieren, sind aufgezeigt in "Regulatio and Measure against Higher Harmonics Destortion in Power System/Measuring Techniques", das von Trikeps, White Series No. 143, Kapital 5, veröffentlicht ist. Einer der Lösungswege besteht darin, eine große Drosselspule in einem Eingangsbereich vorzusehen, während der andere Lösungsweg vorsieht, ein elektronisch steuerbares Aktivfilter zu verwenden. Die Lösung mit dem Aktivfilter ist hinsichtlich der Steuerung und Rgelung bei Strom mit höheren Oberschwingungen in einer Energiequelle der eine Drosselspule vorschlagenden Lösung überlegen. Außerdem wird bei der Methode mit dem Aktivfilter die Größe (das Gewicht) im Vergleich zu der die Drosselspule vorschlagenden Lösung reduziert. Jedoch ist der Vorschlag, eine Drosselspule zu verwenden, in der Praxis auch akzeptabel und sogar hinsichtlich der Kosten, der Effizienz und der Geräusch-Steuerung gegenüber dem Aktivfilter-Vorschlag vorteilhaft.

US 4,949,234, auf der der Oberbegriff des Patentanspruch 1 beruht, offenbart eine Verlustwinkel-Korrekturschaltung, bei der größere Ströme ausschließlich über Halbleiterdioden geleitet werden. Bei dieser Schaltung liegt am positiven Anschluß einer Gleichrichterschaltung ein Kondensator an, zu dem ein P-Kanal-Mospet in Reihe geschaltet ist, wobei eine Last zwischen dem positiven und negativen Ausgang der Gleichrichterschaltung anliegt. Nachteilig ist, daß der Ausgangsstrom der Gleichrichterschaltung über eine Diode abfließt, was zu einem Spannungsabfall führt.

Die Deutsche Offenlegungsschrift 2,226,197 offenbart eine Schaltungsanordnung für Gleichrichter- und Glättungskondensator. Dem Glättungskondensator nachgeordnet ist ein Transistor und eine Steuereinrichtung, die durch Schalten des Transistor den Kondensator- Endladestrom regelt.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Anordnung zum Unterdrücken der höheren Oberschwingungen eines gleichgerichteten Stroms mit geringerem Gewicht zu schaffen. Diese Aufgabe wird gelöst durch eine Anordnung nach Anspruch 1. Eine vorteilhafte Weiterbildung ist Gegenstand des Unteranspruchs.

Nachfolgend wird die Erfindung anhand von bevorzugten Ausführungsformen unter Bezugnahme auf die anliegenden Zeichnungen im einzelnen erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockdiagramm, das schematisch eine Anordnung zum Unterdrücken von Strom mit höheren Harmonischen-An teilen bzw. Oberschwingungen gemäß der Erfindung wie dergibt;

Fig. 2 ein Zeitdiagramm für eine Ausführungsform, bei der die Last eine konstante Leistungsaufnahme aufweist;

Fig. 3 ein Schaltungsdiagramm, welches die Ausführungsform im einzelnen wiedergibt;

Fig. 4 Wellenformen, welche eine Beziehung zwischen einer Ausgangsspannung V_OUT und einem Eingangsstrom I_IN in der Schaltung der Fig. 1 wiedergeben;

Fig. 5 Wellenformen, die eine Beziehung zwischen einem Aus gangsstrom V_OUT und einem Eingangsstrom I_IN insbeson dere bei einer einen Kondensatoreingang aufweisenden Gleichrichtungsschaltung zeigen, bei der eine Maßnah me bezüglich Strom mit höheren Oberschwingungen fehlt;

Fig. 6 wie die Ausgangsspannung V_OUT geglättet wird;

Fig. 7 ein Schaltungsdiagramm einer herkömmlichen, einen Kondensator im Eingangsbereich aufweisenden Gleich richtungsschaltung;

Fig. 8 die Wellenformen einer Eingangsspannung V_IN und eines Eingangsstroms I_IN in der Schaltung der Fig. 7, und

Fig. 9 ein Schaltungsdiagramm eines Strom- oder Wechselrich ters mit einem Aktivfilter.

Zum besseren Verständnis der Erfindung wird kurz eine herkömm liche, in Fig. 7 dargestellte, Gleichrichtungsschaltung mit einem Kondensator im Eingangsbereich beschrieben. Wie darge stellt, ist eine Gleichrichtungsschaltung mit Diode für eine han delsübliche Energiequelle mit einem Kondensator versehen, um eine Ausgangsspannung der Diode zu glätten. Ein Strom I_IN, der einer solchen Schaltung zugeführt wird, hat eine impulsartige Wellenform, die sich von einer sinusförmigen Wellenform unter scheidet, und enthält viele höhere Oberschwingungen, wie in Fig. 8 dargestellt ist. Es sind bereits zwei verschiedene Lö sungswege vorgeschlagen worden, um bei einer Energiequelle Strom mit höheren Oberschwingungen zu unterdrücken. Bei einem Lösungsweg ist eine Drosselspule vorgesehen, während bei dem anderen Lösungsweg ein Aktivfilter verwendet wird, wie vorste hend bereits ausgeführt ist.

Fig. 9 zeigt eine spezifische Anordnung mit einem Strom- oder Wechselrichter, die nach der Aktivfilter-Methode ausgeführt ist. Wenn, wie dargestellt, eine integrierte Steuerschaltung bzw. ein Steuer-IC einen Transistor Q anschaltet, wird eine Energiequelle über eine Drosselspule L kurzgeschlossen, mit dem Ergebnis, daß der Strom ansteigt. Wenn das Steuer-IC den Tran sistor Q abschaltet, wird ein Kondensator C über eine Diode D auf eine Spannung Ed geladen, die höher als die Spannung der Energiequelle ist, wodurch dann der Strom abnimmt. Diese Wech selrichteranordnung basiert auf dem Prinzip eines Booster Chop per bzw. -Zerhackers. Wenn der Strom der Drosselspule L einer Wellenform folgt, die aus der vollweggleichgerichteten Spannung der Energiequelle abgeleitet ist, weisen der Eingangsstrom und die Spannung dieselbe Phase auf. Folglich ist ein Strom- bzw. Wechselrichter erreicht, dessen Gesamtenergie-Verhältnis theo retisch 100% ist.

In Fig. 1 ist eine Anordnung zum Unterdrücken von Strom mit hö heren Oberschwingungen gemäß der Erfindung dargestellt, welche eine Brückenschaltung BR aufweist, die mit einer herkömmlichen Energiequelle V_IN verbunden ist. Die Brückenschaltung BR be steht aus vier Dioden. Ein Kondensator C und eine Last R sind parallel zu der Brückenschaltung BR geschaltet. Die Brücken schaltung BR, der Kondensator C und die Last R bilden eine so genannte, einen Kondensator-Eingang aufweisende Glättungsschal tung. Ein npn-Transistor Q ist in Reihe mit dem Kondensator C geschaltet, wobei dessen Emitter mit dem Kondensator und dessen Kollektor mit der Rückkopplungsseite der Brückenschaltung BR verbunden ist. Eine Diode D ist zwischen den Emitter und den Kollektor des Transistors Q geschaltet. Eine Spannungs-Fühl schaltung 1 fühlt sinusförmige Spannungen der Energiequelle V_IN. Nur wenn der Absolutwert der gefühlten sinusförmigen Span nung niedriger als ein vorherbestimmter Schwellenwert ist, speist die Spannungsfühlschaltung 1 einen Ausgangswert in eine Steuerschaltung 2 ein. Die Steuerschaltung 2 ist mit der Basis des Transitors Q verbunden. Sobald der Ausgangswert der Span nungsfühlschaltung 2 an der Steuerschaltung 2 anliegt, schaltet diese den Transistor Q ein; sonst bleibt der Transistor Q abge schaltet.

Eine spezifische Arbeitsweise der in Fig. 1 dargestellten Unter drückungsanordnung wird nunmehr anhand von Fig. 2 beschrieben. Fig. 2 zeigt Wellenformen der herkömmlichen Energiequelle V_IN, der Spannungsfühlschaltung 1, der Spannung V_OUT, die an der Last R anliegt, des Stroms I₁ (siehe Fig. 1), welcher in den Kondensator C fließt, des Stroms I₂ (siehe Fig. 1), der von dem Kondensator C abfließt, des Stroms I₃ (siehe Fig. 1), der in die Last R fließt, und eines Eingangsstroms I_IN (siehe Fig. 1).

Die Energiequelle V_IN ist eine Wechselspannungsquelle mit einer Frequenz von 50 Hz oder 60 Hz und einer maximalen Spannung V_m von etwa 141 V. Die Energiequellenspannung V_IN soll zu einem Zeit punkt T₀ auf +V_T(|V_T| < |V_m|) steigen, soll den positiven Schei telwert +V_m erreichen, soll dann zu einem Zeitpunkt T₁ wieder auf +V_T abfallen, ferner zu einem Zeitpunkt T₂ weiter auf -V_m abfallen, den negativen Scheitelwert -V_m erreichen, zu einem Zeitpunkt T₃ wieder auf -V_T ansteigen und dann zu einem Zeit punkt T₄ weiter bis auf +V_T ansteigen. Zu beachten ist, daß die Spannung V_T ein Schwellenwert ist, welcher der Spannungsfühl schaltung 1 zugeordnet ist, um zu bestimmen und festzustellen, ob deren Ausgangsspannung an die Steuerschaltung 2 abgegeben wird oder nicht.

Während des Zeitintervalls zwischen den Zeitpunkten T₀ und T₁ bleibt die Spannungsfühlschaltung 1 und folglich der Transistor Q ausgeschaltet. Unter dieser Voraussetzung wird dann der Ein gangsstrom I_N, welcher durch die Brückenschaltung BR vollweg gleichgerichtet ist, in zwei Stöme aufgeteilt, d. h. den Strom I₁, der in Richtung des Kondensators C fließt, und den Strom I₃, der in Richtung der Last R fließt. Der Kondensator C wird über die Diode D fortlaufend geladen und ist voll geladen, wenn die Eingangsspannung einen Scheitelwert erreicht. Solange der Kondensator C so geladen ist, wird die Energiezufuhr an der Last R bewirkt, wobei der Kondenstor C in einem offenen Zustand gehalten ist. Auf diese Weise wird von dem Zeitpunkt T₀ bis zum Zeitpunkt T₁ der ganze Strom durch den Eingangsstrom I_IN zuge führt bzw. geliefert.

Wie in Fig. 2 dargestellt, gleicht während des Intervalls zwi schen den Zeitpunkten T₀ und T₁ der Strom I₁ einem Impuls, der auftritt, wenn die Energiequellen-Spannung V_IN den maximalen Wert erreicht. Der Strom I₃ hat dann eine konkav nach unten weisende Wellenform. Ferner hat der Strom I_IN eine Wellenform, welche die Kombination der Wellenformen der Ströme I₁ und I₃ ist.

Vom Zeitpunkt T₁ bis zum Zeitpunkt T₂ bleiben die Spannungs fühlschaltung 1 und folglich der Transistor Q in einem einge schalteten Zustand. Die Energiequellen-Spannung V_IN zu dem Zeitpunkt, an welchem der Transistor Q eingeschaltet ist, be trägt +V_T. Da die Spannung +V_T niedriger ist als die Ladespan nugn des Kondensators C, beginnt sich der Kondensator C zu ent laden. Die Ladung des Kondensators C wird der Last R zugeführt. Folglich fließt der Strom I₃ anstelle des Stroms I_IN durch die Last R. Auf diese Weise wird die gesamte Energie an der Last R durch die Energie, die von dem Kondensator C entladen worden ist, während des Intervalls zwischen den Zeitpunkten T₁ und T₂ gebildet. Insbesondere fließt, wie in Fig. 2 dargestellt, der Eingangsstrom I_IN überhaupt nicht, und der Strom I₂ hat eine lineare Wellenform.

Die Wirkungsweise der Schaltung und die Wellenformen, die wäh rend des Intervalls zwischen den Zeitpunkten T₀ und T₁ aufge treten sind, kommen auch während des Intervalls zwischen den Zeitpunkten T₂ und T₃ vor, außer daß die Polarität des Stroms I_IN umgekehrt ist. Von dem Zeitpunkt T₃ bis zum Zeitpunkt T₄ kommen dieselbe Wirkungsweise und Wellenformen wie während des Intervalls zwischen dem Zeitpunkt T₁ und T₂ vor.

Wie in Fig. 2 dargestellt, hat die Ausgangsspannung V_OUT eine Wellenform, in welcher die Wellenform der Energiequellen-Span nung V_IN zwischen den Zeitpunkten T₀ und T₁ und die lineare Wellenform zwischen den Zeitpunkten T₁ und T₂ und oberhalb -VT miteinander verknüpft sind.

Die Unterdrückungsschaltung der Fig. 1 ist in Fig. 3 im einzelnen dargestellt. Der Kondensator C, die Last R, der Transistor Q und die Diode D sind als ein Kondensator mit einer Kapazität von 500 µF, als ein MOS (Metall-Oxid-Halbleiter) FET (Feldef fekt-Transistor) Q3 bzw. als eine in dem MOS FET untergebrachte Festdiode ausgeführt.

Die Spannungsfühlschaltung 1 wird nunmehr anhand von Fig. 3 be schrieben. Dioden D₁ und D₂ sind mit ihren positiven Anschlüs sen mit Verbindungsstellen A bzw. B verbunden, an denen die herkömmliche Energiequelle V_IN und die Brückenschaltung BR mit einander verbunden sind. Die negativen Anschlüsse der Dioden D₁ und D₂ sind miteinander verbunden. Ein Widerstand R₁, dessen Widerstandswert 98 kΩ beträgt, ist, mit dem negativen Anschluß der Diode D₁ (D₂) verbunden. Ein Widerstand R₂, dessen Wider standswert 2 kΩ beträgt, ist mit einer Seite in Reihe mit dem Widerstand R₁ geschaltet und mit der anderen Seite mit Erde verbunden. Die Verbindungsstelle zwischen den Widerständen R₁ und R₂ ist mit dem negativen Eingangsanschluß eines Optionsver stärkers OP verbunden. Eine Energiequelle V_CC für den Opera tionsverstärker OP ist als eine externe Gleichspannungsquelle von 20 V ausgeführt. Ein Widerstand R₃ mit einem Widerstandswert von 18,4 kΩ ist mit der Energiequelle V_CC verbunden. Ein Wider stand R₄, dessen Widerstandswert 1,6 kΩ beträgt, ist an einer Seite mit dem Widerstand R₃ und an der anderen Seite mit Erde verbunden. Die Verbindungsstelle zwischen den Widerständen R₃ und R₄ ist mit dem positiven Eingangsanschluß des Operations verstärkers OP verbunden.

Die Spannungsfühlschaltung 1 mit dem vorstehend beschriebenen Aufbau fühlt die herkömmliche Energiequellenspannung V_IN mit einem Schwellenwert von 80 V. Wenn die Spannung V_IN über 80 V an steigt, erzeugt der Operationsverstärker OP ein Fühl- bzw. Feststellungssignal.

Wie ebenfalls in Fig. 3 dargestellt ist, hat die Steuerschaltung 2 einen Widerstanad R₅, der einen Widerstandswert von 100 Ω hat und mit dem Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers OP ver bunden ist. Der negative Anschluß einer Zener-Diode TD₁, deren Leistungsvermögen 3,3 V ist, ist in Reihe mit dem Widerstand R₅ geschaltet und deren positiver Anschluß ist mit der Basis eines npn-Transistors Q₁ verbunden. Der Emitter des Transistors Q₁ ist mit Erde verbunden. Die Widerstände R₆ und R₇, welche Wi derstandswerte von 47 kΩ bzw. 10 kΩ haben, sind in Reihe mit dem Kollektor des Transistors Q₁ geschaltet. Das andere Ende des Widerstands R₇ ist mit dem Ausgangsanschluß der Brückenschal tung BR verbunden. Ein Widerstand R₈ mit einem Widerstandswert von 1 kΩ ist mit einem Ende zwischen die Basis des Transistors Q₁ und die Zener-Diode TD₁ und mit dem anderen Ende mit Erde verbunden. Die Basis eines pnp-Transistors Q₂ ist mit der Ver bindungsstelle zwischen den Widerständen R₆ und R₇ verbunden: dessen Emitter ist mit dem Ausgangsanschluß der Brückenschal tung BR und dessen Kollektor ist mit einem Widerstand R₉ ver bunden, der einen Widerstandswert von 47 kΩ hat. Das andere Ende des Widerstands R₉ ist mit dem Gate eines MOS FET Q₃ verbunden. Eine Parallelschaltung aus einer Zener-Diode TD₂ mit einem Lei stungsvermögen von 20 V und einem Widerstand R₁₀ mit einem Wi derstandswert von 10 kΩ ist zwischen die Gate- und die Source- Elektroden des MOS FET Q₃ geschaltet. Der negative Anschluß der Zener-Diode TD₂ ist mit dem Gate des MOS FET Q₃ verbunden.

Die Steuerschaltung schaltet entsprechend dem Ausgangswert der Spannungsfühlschaltung 1 den MOS FET Q₃ an und aus. Zu beachten ist, daß die Quellen- und die Drain-Elektrode des MOS FET Q₃ mit dem negativen Anschluß des Kondensators C bzw. Erde verbun den sind.

Fig. 4 zeigt Wellenformen, welche eine Beziehung zwischen der Ausgangsspannung V_OUT und dem Eingangsstrom I_IN darstellen, die in der in Fig. 3 dargestellten Schaltungsanordnung vorliegen. Zum Vergleich zeigt Fig. 5 die Beziehung zwischen einer Aus gangsspannung V_OUT und einer Eingangsspannung V_IN insbesondere an einer herkömmlichen Gleichrichtungsschaltung mit einem Kon densator im Eingangsbereich, wobei eine Maßnahme bezüglich Strom mit höheren Oberschwingungen fehlt. Es zeigt sich, daß die dargestellte Ausführungsform einen Eingangsstrom I_IN mit einem größeren Durchlaßwinkel θ als die herkömmliche Schaltung schafft, und außerdem einen niedrigeren Scheitelstrom als letz tere hat. Bei der Ausführungsform kann folglich der Durchlaß winkel θ vergrößert werden und folglich können höhere Ober schwingungen verringert werden.

Es stehen verschiedene Systeme für die Spannungsfühlschaltung zur Verfügung. Wenn die Schaltung 1 einfach ausgeführt ist, um eine konstante Spannung abzuschneiden, kann der Durchlaßwinkel θ in einfacher Weise durch Einstellen der Schwellenwert-Spannung geändert werden. Dies fördert ein leichtes Auslegen für jede gewünschte Einrichtung. Im allgemeinen ist ein Strom- bzw. Wechselrichter über einen Bereich oberhalb einer Gleichspannung von 80 V betreibbar. Wenn der Schwellenwertpegel wie in der Aus führungsform bei 80 V gewählt wird, ist der Durchlaßwinkel θ von 110° erreichbar, da er folgendermaßen gebildet ist:

Insbesondere wird ein Teil der Energie von der herkömmlichen Energiequelle V_IN, welche dem Durchlaßwinkel θ von 110° ent spricht, ohne die Zwischenschaltung des Kondensators C unmit telbar an die Last R angelegt. Hierdurch ist mit Erfolg der mit einem Welligkeitsanteil behaftete Strom in dem Kondensator C reduziert und damit die Zuverlässigkeit der Schaltungsanordnung erhöht.

Zu dem Zeitpunkt, an welchem sich der Kondensator C zu entladen beginnt, ist der Winkel, welcher bei dem bekannten System ver fügbar ist, 90°. Dagegen schafft die Ausführungsform einen Win kel von 90° + (110°/2) = 145°. Folglich wird eine Zeitperiode, welche 180° - 145° = 45°, d. h. 20 ms × 55°/360° = 3 ms ent spricht, als Spielraum bzw. Abstand erreicht. Wenn das Normale zu Beginn einer Entladung 10 ms ist, kann die Kapazität des Kon densators C um 30% verringert werden. In Verbindung mit der Re duzierung des Welligkeitsanteils des Stroms werden dadurch so wohl die Größe als auch die Kosten des Kondensators C beträcht lich erniedrigt.

Gemäß der Erfindung ist somit eine Unterdrückungsanordnung ge schaffen, die Strom mit höheren Oberschwingungen unterdrücken kann, indem der Durchlaßwinkel von Eingangsstrom vergrößert wird. Ebenso verringert die erfindungsgemäße Anordnung den ef fektiven Eingangsstrom und vergrößert dadurch das Leistungsver hältnis. Wenn ferner der Eingangsstrom mit dem Durchlaßwinkel übereinstimmt, wird Energie für eine Last unmittelbar durch die angelegte Spannung ausgeführt. Folglich verringert die Anord nung Energie, die einer Eingangs-Kapazität zuzuordnen ist. Hieraus folgt, daß die Kapazität und der Welligkeitsanteil des Stroms des Eingangskondensators und folglich die Kosten verrin gert werden können.

Im Rahmen der Erfindung sind noch verschiedene Modifikationen möglich. Beispielsweise kann der in Fig. 3 dargestellte Opera tionsverstärker OP durch einen Vergleicher ersetzt werden. Je doch ist der Operationsverstärker, welcher eine entsprechende Linearität hat, vorteilhafter als ein Vergleicher, um die Wel lenform der Ausgangsspannung V_OUT zu glätten, wie in Fig. 6 dar gestellt ist. Obwohl die Ausführungsform einen npn-Transistor oder einen MOS FET als Schalteinrichtung hat, ist eine derarti ge Schalteinrichtung nur als Beispiel vorgesehen, und kann durch einen pnp-Transistor, ein Relais o. ä. ersetzt werden.

Claims

1. Schaltungsanordnung zur Unterdrückung von Oberschwingungen des Stroms einer Wechselspannungsquelle (Vin), umfassend

a) eine Gleichrichterschaltung (BR)
b) an deren positivem Anschluß ein Kondensator (C) angeschossen ist, zu dem ein als Schalter betriebener MOSFET (Q3) mit seinem Sourceanschluß und mit antiparalleler Diode in Reihe liegt, wobei der Drainanschluß mit dem negativen Anschluß der Gleichrichterschaltung (BR) verbunden ist,
c) wobei diese Anschlüsse gleichzeitig einen Gleichspannungsausgang bilden, an dem eine Last (R) angeschlossen ist, und
d) eine Vorrichtung zum Ansteuern des MOSFET (Q3) in Abhängigkeit von der Amplitude der von der Wechselspannungsquelle (Vin) bereitgestellten Eingangsspannung um die Zeit der Entladung des Kondensators (C) in die Last (R) zu steuern,

dadurch gekennzeichnet, daß

a) eine der Wechselspannung der Quelle (Vin) proportionale Spannung über eine Gleichrichteranordnung (D1, D2) einer Spannungsfühlschaltung (1) zugeführt wird, welche durch vergleich mit einer vorbestimmten Spannung die Ansteuerzeit des MOSFET (Q3) festlegt,
b) der Spannungsfühlschaltung (1) eine Steuerschaltung (2) nachgeschaltet ist, die einen einerseits mit dem positiven Anschluß der Gleichrichterschaltung (BR) verbundenen steuerbaren Halbleiterschalter (Q2) enthält, der andererseits über einen Widerstand (R9) mit dem Gate des MOSFET (Q3) verbunden ist,
c) wobei das Gate über einem weiteren Widerstand (R10) mit dem Drain verbunden ist.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der MOSFET ein n- Kanal-MOSFET (Q3) ist.