DE3586863T2

DE3586863T2 - Verstaerker mit eingangsfaehigkeit ueber den gesamten versorgungsspannungsbereich und geregelter transkonduktanz.

Info

Publication number: DE3586863T2
Application number: DE8585200578T
Authority: DE
Inventors: Johan Hendrik Huijsing; De Plassche Rudy Johan Van
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1984-04-19
Filing date: 1985-04-16
Publication date: 1993-06-03
Anticipated expiration: 2005-04-17
Also published as: EP0159757A3; EP0159757A2; JPS60233915A; US4555673A; JPH0680991B2; EP0159757B1; DE3586863D1; CA1219045A

Description

Die Erfindung betrifft im allgemeinen Differenzverstärker, die sich als Operationsverstärker in Form integrierter Halbleiterschaltungen eignen, und insbesondere Differenzverstärker mit Transistorpaaren um Eingangsfähigkeit über den gesamten Versorgungsspannungsbereich zu erhalten. Insbesondere betrifft diese Erfindung einen Verstärker, der zwischen ersten und zweiten Versorgungsspannungen betreibbar ist, die einen Versorgungsbereich bestimmen, der aus (a) einem ersten Endbereich, der sich von der ersten Versorgungsspannung nach einer ersten spezifizierten Spannung zwischen den Versorgungsspannungen erstreckt, (b) einem Mittelbereich, der sich von der ersten spezifizierten Spannung nach einer zweiten spezifizierten Spannung zwischen der ersten spezifizierten Spannung und der zweiten Speisespannung erstreckt, und (c) einem zweiten Endbereich besteht, der sich von der zweiten spezifizierten Spannung nach der zweiten Speisespannung erstreckt, wobei der Verstärker erste Differenzmittel zum Verstärken eines Differentialeingangssignals durch eine grobe Verteilung eines ersten Betriebsstroms in erste und zweite Innenströme, deren Unterschied das Eingangssignal darstellt, wenn sich seine Gleichtaktspannung über die mittleren und zweiten Bereiche ändert, zweite Differenzmittel zum Verstärken des Eingangssignals durch grobes Verteilen eines zweiten Betriebsstroms in dritte und vierte Innenströme, deren Unterschied das Eingangssignal darstellt, wenn sich die Gleichtaktspannung über die ersten und mittleren Bereichen ändert, und Summiermittel zum selektiven Kombinieren der Innenströme zum Erzeugen wenigstens eines Ausgangssignals enthalt. Ein derartiger Verstärker ist aus der japanischen Patentschrift Nr. 45706/84 bekannt.
Es ist oft erwünscht, daß ein Operationsverstärker eine Niederleistungs- Speisespannung benutzt. Dies bedeutet eine wesentlichen Einschränkung des Spannungsbereichs des Gleichtaktteils des Differentialeingangssignals nach vielen bipolaren Operationsverstärkern nach dem Stand der Technik, insbesondere nach derartigen Operationsverstärkern, deren Eingangsstufe ein Differenzverstärker ist. In vielen Fällen kann die Gleichtaktspannung VCM des Eingangssignals nicht den vollen Bereich der Netzspannung benutzen.
Im bekannten Verstärker erstreckt sich der VCM-Bereich über das ganze Versorgungsgebiet durch die Verwendung komplementärer Eingangstransistorpaare. In Fig. 1 ist der bekannte Verstärker dargestellt.
Dieser Verstärker enthalt einen Differentialeingangsabschnitt mit Komplementärdifferentialteilen 10 und 12, die das Differentialeingangssignal verstärken, das die Spannungen VI+ und VI- bestimmen. Die Spannung VI+ beträgt VCM+ΔV und die Spannung VI- beträgt VCM-ΔV, worin 2ΔV der Differentialteil des Eingangssignals darstellt. Die Stromquellen 14 und 16, die mit Punkten (oder Klemmen) mit niedrigen und hohen Speisespannungen VL und VH verbunden sind, liefern den Versorgungsstrom zum Eingangsabschnitt.
Der Eingangsabschnitt ist mit einer Summierschaltung 18 verbunden, die die Transistoren QA, QB, QC und QD entsprechend Fig. 1 enthalt. Gleichbewertete Widerstände RA, RB, RC und RD sind ebenfalls Teile der Schaltung 18. Nach der Beschreibung mit weiteren Einzelheiten in der vorgenannten Patentschrift, ist die Schaltung 18 ein modulierter Stromspiegel zum Kombinieren von Signalströmen aus Differenzialteilen 10 und 12 zum Liefern eines Ausgangsstroms I&sub0;.
Der Bereich für die Netzspannung VPS&supmin;&supmin;, d. h., VH&supmin;VL&supmin;&supmin; ist in drei Bereiche unterteilt. Ein niedriger Bereich umfaßt VL bis zu etwas mehr als VL+VBE, worin VBE der Absolutwert der Standard-Basis-Emitterspannung eines Bipolartransistors ist, wenn er gerade eingeschaltet wird. Ein hoher Bereich umfaßt VH abwärts nach etwas weniger als VH-VBE. Wenn VPS größer ist als 2VBE, erstreckt sich ein Mittelbereich zwischen den zwei Endbereichen.
Der Differentialteil 10 enthalt NPN-Transistoren Q1 und Q2, die das Eingangssignal durch Verteilen des Betriebsstroms aus der Stromquelle 14 auf miteinander verbundene Leitungen SA und SB in jeweilige Ströme IA und IB verstärken, die auf den Leitungen LA und LB übertragen werden. Der Unterschied zwischen den Strömen IA und IB stellt das Eingangssignal dar, wenn VCM sich im Mittelbereich und im hohen Bereich befindet, in welchen Bereichen der Betriebsstrom einen konstanten Versorgungswert IL besitzt. Wenn VCM in den niedrigen Bereich abfällt, schaltet zunächst einer und schalten danach die anderen Transistoren Q1 und Q2 aus, um die Stromquelle 14 abzuschalten.
Auf gleiche Weise enthält der Differenzialteil 12 PNP-Transistoren Q3 und Q4, die den Betriebsstrom aus der Stromquelle 16 auf miteinander verbundenen Leitungen SC und SD in jeweilige Ströme IC und ID verteilen, die auf den Leitungen LC und LD übertragen werden. Der Unterschied zwischen dem Strom IC und ID stellt das Eingangssignal dar, wenn VCM sich im unteren und im mittleren Bereich befindet, in denen der Betriebsstrom für die Transistoren Q3 und Q4 einen konstanten Versorgungspegel IH besitzt. Sie schalten aus zum Abschalten der Stromquelle 16, wenn VCM in den hohen Bereich ankommt. Ebenso sind die Teile 10 und 12 beide im mittleren Bereich aktiv, aber in jeden Endbereich ist nur einer aktiv.
Ein Maß der Verstärkungsfähigkeit eines Differenzverstärkers ist sein Gegenwirkleitwert GMA (d. h. das Verhältnis der Inkrementänderung im Gesamtstrom durch den Eingangsabschnitt zur Eingangsspannungsänderung ΔV). Insofern der individuelle Gegenwirkleitwert eines Bipolartransistors annähernd proportional seinem Kollektorstrom ist, ist GMA für Fig. 1 nahezu proportional IA+IB+IC+ID. Der Gesamtversorgungsstrom aus den Stromquellen 14 und 16 ist die Summe der Betriebsströme, die abwechselnd ungefähr gleich der Summe von Strömen IA-ID sind. Da die Stromversorgung für den Eingangsabschnitt teilweise ausschaltet, wenn VCM sich in einem der Endbereiche befindet, ist der Gesamtversorgungsstrom größer, wenn VCM sich im Mittelbereich befindet. Der Gegenwirkleitwert des Verstärkers ändert sich dabei auf gleiche Weise.
Da die Eingangsfähigkeit des vorbeschriebenen Verstärkers über den gesamten Versorgungsspannungsbereich vorteilhaft ist, ist manchmal die GMA-Änderung ein Nachteil, wenn VCM sich über den VPS-Gebiet bewegt. Die Änderung im Gegenwirkleitwert macht es schwer, den Frequenzausgleich für den Verstärker zu optimieren, wenn er in einem Operationsverstärker mit negativer Rückkopplung ausgenutzt wird. Signalverstärkung tritt auf, wenn eine der Stromquellen 14 und 16 ausschaltet. Daher liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, einen Differenzverstärker zu schaffen, der in einer verhältnismäßig einfachen Konfiguration angeordnet ist, die Eingangsfähigkeit über den gesamten Versorgungsspannungsbereich erhält, ohne daß sich GMA über den Versorgungsbereich stark ändert. Erfindungsgemäß ist ein Verstärker der eingangs erwähnten Art dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker ebenfalls Steuermittel zum Liefern von Verstärkerversorgungsstrom zum Erzeugen der Betriebsströme enthält, wobei wenigstens ein Teil des Verstärkerversorgungsstroms von den ersten Differenzmitteln nach den zweiten Differenzmitteln abgezweigt wird, wenn die Gleichtaktspannung sich wenigstens im ersten Endbereich befindet, und wenigstens ein Teil des Verstärkerversorgungsstroms von den zweiten Differenzmitteln nach den ersten Differenzmitteln abgezweigt wird, wenn die Gleichtaktspannung wenigstens im zweiten Endbereich liegt.
Erfindungsgemäß besitzt ein Verstärker zum Verstärken eines Differentialeingangssignals Eingangsfähigkeit über den gesamten Versorgungsspannungsbereich mit einem Gegenwirkleitwert, der steuerbar ist, wenn die Gleichtaktspannung des Eingangssignals sich über den Netzbereich ändert. Wenn beispielsweise die Differentialteile in Bipolartechnologie ausgeführt sind, hält die Stromsteuerung die Summe der Betriebsströme auf optimale Weise weitgehend konstant, wenn die Gleichtaktspannung über den gesamten Versorgungsspannungsbereich schwankt. Dies ermöglicht es, den Verstärkergegenwirkleitwert größtenteils konstant zu halten. Dies erleichtert die Optimierung des Frequenzgangs, in dem die Schleifenverstärkung im wesentlichen konstant ist, wenn der Verstärker mit einem negativen Rückkopplungsnetzwerk verwendet wird, und reduziert Signalverzerrung in Anwendungen mit negativer Rückkopplung.
Die Grundtechnik bezieht sich auf das Abzweigen wenigstens eines Teils des Versorgungsstroms von den Versorgungsleitungen für einen der Differentialteile, wenn die Gleichtaktspannung in den Endbereich gelangt, in dem die Eingangstransistoren in diesem Differentialteil nicht leitend sind. Dies geschieht vorzugsweise mit einem oder mehreren Steuertransistoren, die in einer Differentialkonfiguration in bezug auf eines oder beide Eingangstransistorpaare angeordnet sind. Die Versorgungsleitungen für den anderen Differentialteil werden dabei mit Strom versorgt, der aus dem abgezweigten Strom abgeleitet ist. Infolgedessen schaltet sich der Teil der Stromsteuerung, die den Versorgungsstrom liefert, normalerweise nicht teilweise aus.
Die Konfiguration des Verstärkers ist ganz einfach. Dabei werden gerade wenig mehr Transistoren verwendet, als beim oben beschriebenen Stand der Technik angegeben wurde. Daher eignet sich der vorliegende Verstärker besonders zur Verwendung als Eingangsstufe eines Operationsverstärkers in Anwendungen für Niederleistungsversorgungen.
Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nachstehend anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigen
Fig. 1 ein Schaltbild eines Differenzverstärkers nach dem Stand der Technik,
Fig. 2 ein Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Differenzverstärkers,
Fig. 3a, 4a und 5a Schaltbilder von drei verschiedenen Bipolarausführungsbeispiele eines Teils des Verstärkers oder des gesamten Verstärkers nach Fig. 2, und Fig. 3b, 4b und 5b asymptotische graphische Darstellungen von Betriebsströmen in Abhängigkeit von der Gleichtaktspannung für diese Ausführungsbeispiele,
Fig. 6 ein Schaltbild eines bevorzugten bipolaren Ausführungsbeispiels des Verstärkers nach Fig .2,
Fig. 7 ein Schaltbild eines bipolaren Ausführungsbeispiels eines Teils des Verstärkers nach Fig. 2, in dem Darlington-Transistorpaare ausgenutzt werden,
Fig. 8a ein Schaltbild eines komplementären Metalloxidhalbleiterausführungsbeispiels (CMOS) eines Teils des Verstärkers nach Fig. 2, und Fig. 8b eine asymptotische graphische Darstellung von Betriebsströmen in Abhängigkeit von der Gleichtaktspannung für dieses Ausführungsbeispiel.
Er werden gleiche Bezugssymbole verwendet, um die selben oder sehr ähnliche Bauelemente in den Zeichnungen und in der Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele zu bezeichnen.
In bezug auf die Zeichnung stellt Fig. 2 einen allgemeinen Differenzverstärker mit Eingangsfähigkeit über den gesamten Versorgungsspannungsbereich mit geregeltem Durchgangsleitwert dar. Dieser Verstärker enthält einen Differentialeingangsabschnitt mit einem Paar differentieller Eingangsteile 20 und 22, die gemeinsam das durch die Spannungen VI+ und VI- gebildete Differentialeingangssignal empfangen. Eine Stromsteuerung 24, die auf eine oder auf beide Steuerspannungen VRN und VRP anspricht, ist zwischen den Punkten für niedrige und hohe Versorgungsspannungen VL und VH angeschlossen. Eine Summierschaltung 26 zwischen den VL- und VH-Klemmen liefert eines oder mehrere Ausgangsstromsignale, die das Eingangssignal darstellen.
Der Differenzteil 20 enthält gleiche Eingangstransistoren Q1 und Q2 mit gleicher Polarität, während der Differentialteil 22 gleiche Eingangstransistoren Q3 und Q4 mit gleicher Polarität enthält. Obgleich die Transistoren Q1...Q4 als Bipolartransistoren dargestellt sind, können sie auch Feldeffekttransistoren vom Isolierschicht- oder Übergangstyp sein. Die Transistoren Q3 und Q4 sind typisch den Transistoren Q1 und Q2 komplementär, insbesondere wenn der Verstärker in Bipolar- oder CMOS- Technologie aufgenommen ist. Die Transistoren Q1-Q4 können jedoch alle unter bestimmten Bedingungen die gleiche Polarität haben. Beispielsweise könnten die Transistoren Q1 und Q2 Verarmungs-Feldeffekttransistoren sein, während die Transistoren Q3 und Q4 Anreicherungs-Feldeffekttransistoren sind.
Ein Transistor wie einer der Transistoren Q1...Q4 oder die anderen nachstehend beschriebenen Transistoren besitzen eine erste Strömungselektrode, eine zweite Strömungselektrode und eine Steuerelektrode zum Regeln des Stromübertrags zwischen den Strömungselektroden. Bei einem Bipoltransistor sind seine Basis, sein Emitter und sein Kollektor die Steuer-, die erste bzw. die zweite Elektrode. Bei einem Feldeffekttransistor sind es das Gate, die Quelle und der Abzug.
Die Transistoren Q1-Q4 werden alle leitend, wenn VCM sich in einem Mittelbereich befindet, der sich von einer spezifizierten Spannung höher als VL nach einer spezifizierten Spannung kleiner als VH erstreckt. Die Transistoren Q1 und Q2 sind ebenfalls leitend, wenn VCM sich in einem hohen Bereich befindet, der sich von der Spitze des mittleren Bereichs nach VH erstreckt. Sie sind gesperrt, wenn VCM sich teilweise oder ganz in einem niedrigen Bereich befindet, der sich von der Unterseite des mittleren Bereichs nach VL erstreckt. Das Umgekehrte gilt für die Transistoren Q3 und Q4. Diese werden im unteren Bereich leitend, jedoch werden sie in einem Teil oder im ganzen hohen Bereich gesperrt.
In Beantwortung des Eingangssignals, das ihren Steuerelektroden differenziell zugeführt wird, steuern die Transistoren Q1 und Q2 zusammen den Stromfluß zwischen Versorgungs- und Innenleitungen SA und LA und zwischen Versorgungs- und Innenleitungen SB und LB. Die Leitungen SA und SB sind miteinander verbunden, um einen Betriebsstrom IN für den Teil 20 zu führen. Dieser Teil verstärkt das Eingangssignal im wesentlichen durch Verteilung des Betriebsstroms IN in Innenströme IA und IB, die über die Leitungen LA und LB übertragen werden und deren Unterschied das Eingangssignal darstellt, wenn VCM sich in den mittleren und hohen Bereichen befindet. Für den unteren Bereich ist der Strom IN im wesentlichen gleich Null, so daß der Teil 20 keine Signalverstärkung bietet.
In Beantwortung des Eingangssignals, das ihren Steuerelektroden differenziell zugeführt wird, steuern die Transistoren Q3 und Q4 zusammen den Stromfluß zwischen Versorgungs- und Innenleitungen SC und LC und zwischen Versorgungs- und Innenleitungen SD und LD. Die Leitungen SC und SD sind auf gleiche Weise miteinander verbunden, um einen Betriebsstrom Ip für den Teil 22 zu führen. Dieser Teil verstärkt das Eingangssignal im wesentlichen durch Verteilung des Betriebsstroms Ip in Innenströme IC und ID, die über die Leitungen LC und LC übertragen werden und deren Unterschied das Eingangssignal darstellt, wenn VCM sich in den unteren und mittleren Bereichen befinden. Für den hohen Bereich ist der Strom Ip im wesentlichen gleich Null, so daß der Teil 22 keine Signalverstärkung bietet.
Zur Veranschaulichung ist die Richtung des Stromflusses für die Ströme IA und IB in Richtung auf den Teil 20 in Fig. 2 dargestellt, während die Flußrichtung für die Ströme IC und ID vom Teil 22 weg dargestellt ist. In Abhängigkeit von der Konfiguration des Teils 20 ist es jedoch möglich, daß die Flußrichtung für die Ströme IA und IB der dargestellten Richtung entgegengesetzt sein kann. In diesem Fall ist auch die Flußrichtung für den Strom IN der dargestellten Flußrichtung entgegengesetzt. Dasselbe gilt für die Ströme IC, ID und Ip. Ihre Flußrichtungen in bezug auf den Teil 22 können alle in Abhängigkeit von seiner Konfiguration umgekehrt sein.
Die Summierschaltung 26 empfängt die Ströme auf Innenleitungen LA-LD an den Knotenpunkten A, B, C bzw. D und kombiniert auf geeignete Weise diese Ströme zum Erzeugen eines oder mehrerer Ausgangsströme. Komplementäre Ausgangsströme I&sub0;&sbplus; und I&sub0;&submin; können geliefert werden, wenn die Schaltung 26 eine Einrichtung mit zwei Enden nach Fig. 2 ist. Die Schaltung 26 könnte auch eine Einrichtung mit nur einem Ende sein (wie in Fig. 1 dargestellt), die einen einzigen Ausgangsstrom I&sub0; liefert.
Die Stromsteuerung 24 liefert einen Verstärkerversorgungsstrom, der zum Erzeugen von Betriebsströmen IN und Ip für den Differentialeingangsabschnitt verwendet wird. Der Versorgungsstrom ist im wesentlichen konstant, wenn VCM sich im gesamten Versorgungsspannungsbereich befindet. Der Teil der Steuerung 24, der den Versorgungsstrom liefert, schaltet in einem Teil des VPS-Bereichs normalerweise nicht teilweise aus.
Die Stromsteuerung 24, die über die Leitungen SA und SB mit dem Teil 20 und über die Leitungen SC und SD mit dem Teil 22 verbunden ist, steuert den Gegenwirkleitwert des Verstärkers durch die Regelung der Betriebsströme IN und Ip. Wenn sich VCM wenigstens in einem Teil des VPS-Bereichs befindet, steuert die Steuerung 24 wenigstens einen Teil des Versorgungsstroms durch seine Schaltung und liefert Ströme In und Ip mit Werten, die von der Steuerung des Versorgungsstroms abhängig sind. Insbesondere arbeitet die Steuerung 24 durch die Steuerung des Versorgungsstroms weg von einem der Teile 20 und 22, wenn VCM nach dem Endbereich geht, in dem die Eingangstransistoren dieses Differentialteils ausschalten, und liefert den anderen der Teile 20 und 22 den Strom, der aus dem weggesteuerten Strom abgeleitet ist. Diese Steuerung erfolgt mit einem oder beiden der Teile 20 und 22. Die nachstehende Beschreibung einzelner Ausführungsbeispiele des Verstärkers nach Fig. 2 erläutert weiter die Steuerwirkung.
In Fig. 3a ist ein Ausführungsbeispiel nach Fig. 2 dargestellt, in dem die Transistoren Q1 und Q2 NPN-Transistoren sind, deren Basen das Eingangssignal empfangen, deren Emitter mit den Leitungen SA und SB zum Empfangen des Stroms IN verbunden sind, und deren Kollektoren mit den Leitungen LA und LB zum Liefern der Ströme IA und IB verbunden sind. Die Transistoren Q3 und Q4 sind PNP-Transistoren, deren Basen das Eingangssignal empfangen, deren Emitter mit den Leitungen SC und SD zum Empfangen des Stroms Ip verbunden sind, und deren Kollektoren mit den Leitungen LC bzw. LD zum Liefern der Ströme IC und ID verbunden sind.
Die Steuerung 24 in Fig. 3a besteht aus der Stromquelle 16, die den Verstärkerversorgungsstrom auf konstantem Pegel IH liefert, aus einem Stromspiegel 28 und aus einem PNP-Steuertransistor QP. Die Bezugsspannung VRP gelangt an die Basis des Transistors QP. Sein Emitter ist mit einer Steuerleitung LH verbunden, die gemeinsam mit den Leitungen SC und SD an die Stromquelle 16 angeschlossen sind. Dies bringt den Transistor QP in eine Differentialkonfiguration mit den Transistoren Q3 und Q4.
Der Spiegel 28 enthält gleiche NPN-Transistoren Q5 und Q6, deren Basen mit dem Q5-Kollektor verbunden ist, der über eine Steuerleitung LN an den QP-Kollektor angeschlossen ist. Der Q6-Kollektor ist mit den Leitungen SA und SB verbunden. Die Emitter der Transistoren Q5 und Q6 sind über gleichbewertete Widerstände R1 bzw. R2 an die VL-Klemme angeschlossen. Die Widerstände R1 und R2 reduzieren die Geräuschempfindlichkeit.
Der Stromfluß durch den Transistor QP führt in die falsche Richtung zum Liefern von Strom über die Leitungen SA und SB nach den Transistoren Q1 und Q2. Der Spiegel 28 spiegelt (verzweifacht) im allgemeinen den Strom auf der Leitung LN am Q5-Kollektor und liefert den gespiegelten Strom am Q6-Kollektor in der guten Richtung für die Transistoren Q1 und Q2.
In Fig. 3b ist eine graphische Darstellung zur Erläuterung des Betriebs der Steuerung 24 in Fig. 3a dargestellt. Die Spannung VRP beträgt einen ausgewählten Wert innerhalb des Bereichs, der sich von VL+VBE+VSM nach VH-VBE-VSM erstreckt, worin VSM eine kleine Sicherheitsreservespannung ist, die typisch zwischen 0,2 und 0,3 Volt beträgt. VPS muß wenigstens 2VBE+2VSM betragen. VBE beträgt ungefähr von 0,6 bis 0,8 Volt. Der mittlere Bereich, in dem die Transistoren Q1...Q4 alle leiten,ist ein annähernder 50-Millivolt-Bereich, der um die Spannung VRP zentriert ist. Dies ist der Fall, wenn der QP-Emitterbereich gleich der Summe der Emitterbereiche der Transistoren Q3 und Q4 ist. Ausgehend von 2VW (gleich 50 Millivolt) als die Größe des mittleren Bereichs, erstreckt er sich von VRP-VW bis VRP+VW. Wenn die QP-Emitter-Basisspannung von VBE-VW auf VBE+VW ansteigt, schaltet der Transistor QP im wesentlichen von ganz ausgeschaltet nach voll leitend um, während die Transistoren Q3 und Q4 das Umgekehrte machen.
In der nachstehenden Beschreibung dieses Ausführungsbeispiels sowie in den nachstehenden ähnlichen Beschreibungen anderer Ausführungsbeispiele werden Basisströme im Vergleich zu Kollektor- oder Emitterströmen vernachlässigt. Insofern Basisströme auftreten, bedeuten die angegebenen Gleichheiten, daß als gleich angegebene Werte nur im wesentlichen gleich sind. Zusätzlich zeigen die verschiedenen graphischen Darstellungen nur Asymptote für die Änderung von Strömen IN und Ip. Die auftretende Abrundung an den Enden der mittleren Bereiche ist im allgemeinen in diesen graphischen Darstellungen nicht angegeben.
Im niedrigen VCM-Bereich, in dem die Transistoren Q3 und Q4 leiten, ist der Transistor QP gesperrt, da seine Emitter-Basisspannung kleiner ist als VBE-VW. Die Stromquelle 16 liefert den Strom Ip nach dem Teil 22 auf dem Pegel IH. Die Summe der Ströme IC und ID beträgt dabei IH. Die Transistoren Q5 und Q6 sind gesperrt, da der Transistor QP gesperrt ist. Der Strom IN beträgt dabei Null, die Transistoren Q1 und Q2 sind gesperrt.
Da VCM durch den mittleren Bereich ansteigt, leitet der Transistor QP und wird progressiv immer leitender. Er steuert einen progressiv ansteigenden Teil des Stroms IH weg von den Transistoren Q3 und Q4, wodurch sie progressiv weniger leitend werden, wenn der Strom Ip progressiv auf Null absinkt. Der vom Teil 22 weggesteuerte IH-Teil wird über den Transistor QP auf den Transistor Q5 übertragen, um die Transistoren Q5 und Q6 leitend zu machen. Der Spiegel 28 verzweifacht diesen IH-Teil und liefert den verzweifachten Stromteil über die Leitungen SA und SB nach den Transistoren Q1 und Q2, die progressiv aufgesteuert werden. Der Strom IN, der gleich dem verzweifachten IH-Teil ist, steigt progressiv auf den Pegel IH an.
Wenn VCM sich im hohen Bereich befindet, wird der gesamte Strom IH von den Transistoren Q3 und Q4 weggesteuert, so daß sie gesperrt werden und der Strom Ip gleich Null ist. Der Transistor QP ist voll aufgesteuert und steuert den gesamten Strom IH zum Spiegel 28. Er liefert den Strom IN nach dem Teil 20 auf einen Wert gleich IH. Die Summe der Ströme IA und IB sind dabei gleich IH.
Wie in Fig. 3b dargestellt, kommt die Summe der Ströme IA bis ID auf Ip IN' was gleich dem konstanten Versorgungsstrom IH über den gesamten Versorgungsspannungsbereich für VCM ist. Der Gegenwirkleitwert GMA des Verstärkers nach Fig. 3a beträgt ungefähr (IA+IB+IC+ID)/VT, was gleich IH/VT ist. VT ist kT/q, worin T die Temperatur, k die Boltzmann-Konstante und q die elektronische Belastung ist. Dadurch ist GMA durchweg konstant über den VPS-Bereich.
Die Summierschaltung 26 in Fig. 3a enthält einen Modulationsstromspiegel 30, der aus den Transistoren Q7, Q8, Q9 und Q10 besteht, einen identischen Modulationsstromspiegel 32, der aus den Transistoren Q11, Q12, Q13 und Q14 besteht, und gleichbewertete Widerstände RA...RD und R3, R4, R5 und R6, die entsprechend der Darstellung zum Liefern komplementärer Ströme I&sub0;&sbplus; und I&sub0;&submin; angeschlossen sind. Die Basen der Transistoren Q7, Q8, Q11 und Q12 empfangen Vorspannung VBP. Die Spiegel 30 und 32 arbeiten auf die in der US Patentschrift Nr. 525 181 beschriebene Weise, mit der Ausnahme daß die Transistoren Q8, Q9, Q12 und Q13 keine Signaleingänge empfangen. Wenn der Differentialteil des Eingangssignals sich von Null nach 2ΔV ändert, ändern sich die Ströme IA...ID um jeweilige Inkrementierungen ΔIN, -ΔIN, -ΔIp und ΔIp, die alle im mittleren Bereich nicht Null sind. Jedoch ist GMA gleich 2Δ(ΔIN+ΔIp)/ΔV, was ungefähr gleich IH/VT über den gesamten Versorgungsbereich ist. Entsprechend sind die Ströme I&sub0;&sbplus; und I&sub0;&submin; die jeweils gleich ΔIN+ΔIp und -ΔIN -ΔIp sind, nicht abhängig von der Stelle VCM im VPS-Bereich.
In Fig. 4a ist eine Teilausführung des vorliegenden Verstärkers dargestellt, in dem die Teile 20 und 22 eine Konfiguration wie in Fig. 3a haben. Der Hauptunterschied dabei liegt in der Stromsteuerung 24, in der die Stromquellen 14 und 16 Versorgungsströme auf konstanten Pegeln IL und IH liefern. Der Verstärkerversorgungsstrom für den Differentialeingangsabschnitt ist die Summe von IL und IH. Eine Summierschaltung (in Fig. 4a nicht dargestellt) ist mit den Knotenpunkten A...D des Eingangsabschnitts zum Erzeugen des oder der Ausgangsstrom/Ausgangsströme verbunden.
Die Steuerung 24 in Fig. 4a enthält den Transistor QP und den Spiegel 28, die eine Konfiguration wie in Fig. 3a haben, mit der Ausnahme daß in Fig. 4a die Anti-Rauschwiderstände R1 und R2 ausgelassen sind. Die Steuerung 24 umfaßt weiter einen Stromspiegel 34 und einen NPN-Steuertransistor QN. Die Bezugsspannung VRN gelangt an die Basis des Transistors QN. Sein Emitter ist mit einer Steuerleitung LL verbunden, die zusammen mit den Leitungen SA und SB mit der Stromquelle 14 verbunden ist. Dies bringt den Transistor QN in eine Differentialkonfiguration mit den Transistoren Q1 und Q2. Der Spiegel 34 enthält gleiche PNP-Transistoren Q15 und Q16, deren Basen an den Q15-Kollektor angeschlossen ist, der mit einer Steuerleitung LP an den QN-Kollektor angeschlossen ist. Der Q16-Kollektor ist mit den Leitungen SC und SD verbunden. Die Emitter der Transistoren Q15 und Q16 sind an die VH-Klemme angeschlossen.
In Fig. 4b ist eine graphische Darstellung wiedergegeben, die das Verständnis für die Wirkung der Steuerung 24 in Fig. 4a erleichtert. Die Spannungen VRP und VRN haben beide ausgewählte Werte innerhalb des Bereichs, der sich von VL+VBE+VSM nach VH-VBE-Vsm erstreckt. VRN ist kleiner als VRP-2VW. VPS ist wieder wenigstens 2VBE+2VSM. Der mittlere Bereich erstreckt sich von VRN-VW bis zu VRP+VW. Wenn die QN-Basis-Emitterspannung von VBE+VW auf VBE-VW abfällt (im unteren Teil des mittleren Bereichs), schaltet der Transistor Qn von voll aufgesteuert nach im wesentlichen ganz gesperrt um während die Transistoren Q1 und Q2 das Entgegengesetzte machen. Wenn die QP-Emitter-Basisspannung von VBE-VW auf VBE+VW ansteigt (im oberen Teil des mittleren Bereichs), schaltet der Transistor QP von im wesentlichen ganz gesperrt nach voll aufgesteuert um, während die Transistoren Q3 und Q4 das Umgekehrte machen.
Im unteren VCM-Bereich sind die Transistoren Q1 und Q2 gesperrt, so daß der Strom IN gleich Null ist. Der Transistor QN leitet und steuert den Strom IL weg vom Teil 20 zum Transistor Q15, um die Transistoren Q15 und Q16 aufzusteuern. Der Spiegel 34 verzweifacht den Strom IL am Q15-Kollektor und liefert den verzweifachten Strom vom Q16-Kollektor zum Teil 22. Die Transistoren Q5 und Q6 sind gesperrt, da der Transistor QP gesperrt ist. Die Stromquell 16 liefert dabei den Strom IH direkt zum Teil 22. Dadurch ist der Strom Ip gleich IL+IH.
Da VCM durch den unteren Mittelbereichsteil ansteigt, der sich von VRN- VW nach VRN+VW erstreckt, wird der Transistor QN progressiv weniger leitend und steuert einen progressiv niedriger werdenden Teil des Stroms IL weg von den Transistoren Q1 und Q2. Der Spiegel 34 verzweifacht den vom Teil 20 weggesteuerten IL-Teil und liefert den verzweifachten Strom an den Teil 22, so daß der Strom Ip progressiv auf IH absinkt. Inzwischen liefert die Stromquelle 14 einen progressiv ansteigenden Teil des Stroms IL an die Transistoren Q1 und Q2, wodurch sie aufgesteuert und progressiv leitender werden. Der Strom IN steigt progressiv auf IL an.
Im zentralen Mittelbereichsteil, der sich von VRN+VW bis VRP+VW erstreckt, sind die Transistoren QN und QP beide gesperrt. Die Spiegel 28 und 34 sind daher beide gesperrt. Es erfolgt keine Steuerung. Die Stromquelle 14 liefert den Strom IN zum Teil 20 auf dem Pegel IL. Die Stromquelle 16 liefert den Strom Ip zum Teil 22 auf dem Pegel IH.
Im oberen Mittelbereichsteil, der sich von VRP-VW nach VRP+VW erstreckt, und im hohen VCM-Bereich wirken der Transistor QN und der Spiegel 28 genauso auf den Strom IH, wie der Transistor QP und der Spiegel 34 auf den Strom IL im unteren Mittelbereichsteil bzw. im unteren Bereich. Insbesondere sinkt der Strom Ip progressiv auf Null und bleibt dort, wobei VCM über den oberen Mittelbereichsteil und den hohen Bereich ansteigt. Der Strom IN steigt progressiv auf IL+IH und bleibt dort.
Die Summe der Ströme IA bis ID ist konstant auf dem Pegel IL+IH. Der Gegenwirkleitwert für Fig. 4 ist daher konstant, wenn VCM über den gesamten Versorgungsspannungsbereich schwankt.
In Fig. 5a ist ein Ausführungsbeispiel des vorliegenden Verstärkers dargestellt, in dem der Teil 20 dieselbe Konfiguration wie in Fig. 4a hat, aber der Teil 22 hat eine andere Konfiguration. Der Teil 22 in Fig. 5a enthält einen Pegelschieber, der das Eingangssignal in ein verschobenes Differentialsignal übersetzt, dessen Gleichtaktspannung wenigstens 1VBE näher bei VH liegt. Der Pegelschieber enthält PNP- Transistoren Q3 und Q4, deren Basen differentiell das Eingangssignal empfangen und deren Kollektoren mit dem VL-Versorgungspunkt verbunden sind. Die Emitter der Transistoren Q3 und Q4 sind mit den unteren Enden der Widerstände R7 bzw. R8 verbunden, deren obere Enden das verschobene Differentialsignal liefern und jeweils über Konstantstromquellen 36 und 38 mit dem VH-Versorgungspunkt gekoppelt sind. Das verschobene Signal gelangt differentiell an die Basen identischer NPN-Transistoren Q17 und Q18. Ihre Kollektoren sind jeweils mit den Leitungen LC und LD verbunden, um die Ströme IC und ID zu liefern, und ihre Emitter sind jeweils mit den Leitungen SC und SD zum Führen des Stroms Ip verbunden.
Die Richtung des Stromflusses in den Leitungen LA und LB in bezug auf
den Teil 20 ist gleich der Richtung des Stromflusses in den Leitungen LC und LD in bezug auf den Teil 22. Auf entsprechende Weise wird eine Summierschaltung mit doppelten Enden durch einfaches Verbinden der Leitungen LA und LC zum Liefern des Ausgangsstroms I&sub0;&sbplus; und durch Verbinden der Leitungen LB und LD miteinander zum Liefern des Ausgangsstroms b erhalten.
Die Steuerung 24 in Fig. 5a besteht aus der Stromquelle 14 und dem NPN-Steuertransistor QN, dessen Basis die Spannung VRN empfangt. Der QN-Kollektor ist über die Leitung LP mit den Leitungen SC und SD verbunden. Der QN-Emitter ist mit der Leitung LL verbunden, die zusammen mit den Leitungen SA und SB an die Stromquelle 14 angeschlossen ist, so daß der Transistor QN eine Differentialkonfiguration mit den Transistoren Q1 und Q2 bildet.
In Fig. 5b ist eine graphische Darstellung zur Erläuterung der Wirkung der Steuerung 24 in Fig. 5a dargestellt. Die Spannung VRN hat einen ausgewählten Wert innerhalb des Bereichs, der sich von VL+VBE+VSM nach VH-VBE-VSM erstreckt. Im unteren Bereich, in dem die Transistoren Q1 und Q2 gesperrt sind, ist der Transistor QN leitend sowie auch die Transistoren Q3 und Q4. Das verschobene Signal gelangt an die Transistoren Q17 und Q18, die ebenfalls leiten. Der Transistor QN zweigt den Strom IL aus der Stromquelle 14 ab vom Teil 20 zum Teil 22, um den Strom Ip auf dem Pegel IL zu erzeugen. Wenn VCM sich durch den Mittelbereich bewegt, der sich von VRN-VW bis VRN+VW erstreckt, wird der Transistor QN progressiv weniger leitend und führt progressiv weniger Stromsteuerung aus, während die Transistoren Q1 und Q2 leiten und progressiv leitender werden. Der Strom IN steigt progressiv von Null auf IL an. Der Strom Ip macht das Umgekehrte. Im hohen Bereich ist der Transistor QN gesperrt, so daß die Transistoren Q17 und Q18 gesperrt sind. Die Stromquelle 14 liefert den Strom IN zum Teil 20 auf den Pegel IL. Wenn VCM hoch genug ansteigt, werden die Transistoren Q3 und Q4 gesperrt. Dies beeinflußt jedoch nicht den Betrieb im hohen Bereich.
Die Summe der Ströme IA-ID ist konstant auf dem Pegel IL. Dadurch ist GMA für Fig. 5a im wesentlichen konstant.
In Fig. 6 ist ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel des Verstärkers nach Fig. 2 dargestellt, in dem die Teile 20 und 22 und die Steuerung 24 eine Konfiguration wie in Fig. 3a besitzen, mit der Ausnahme, daß das Eingangssignal über die Widerstände R9 und R10 und die Teile 20 und 22 geliefert wird. Die Stromquelle 16 besteht aus einem PNP-Transistor QS und einem Widerstand RS mit obigen Verbindungen.
Die Summierschaltung 26 in Fig. 6 enthält PNP-Transistoren QA und QB und die NPN-Transistoren QC und QD mit der Verbindung nach Fig. 1 mit der Ausnahme, daß die Basen der Transistoren QC und QD eine Vorspannung VBN empfangen. Dies gibt die Schaltung 26 zum Liefern des Ausgangsstroms I&sub0;&sbplus; aus den QB- und QD-Kollektoren und des Ausgangsstroms I&sub0;&submin; aus den QA- und QC-Kollektoren frei.
Die Schaltung 26 in Fig. 6 arbeitet wie folgt. Von der Leitung LA aus gesehen ist der Widerstand RA eine hohe Impedanz, während der Transistor QA eine niedrige Impedanz ist. Dasselbe gilt für die Leitungen LB-LD in bezug auf die Widerstände RB-RD und die Transistoren QB-QD. Wenn Inkrementalströme ΔIN, -ΔIN, -ΔIp, und ΔIp auf den Leitungen LA-LD erscheinen, durchfließen Inkrementalströme die Transistoren QA bzw. QD. Dadurch sind die Ströme I&sub0;&sbplus; und I&sub0;&submin; gleich ΔIN +ΔIp bzw. -ΔIN -ΔIp. Da GMA, der gleich 2(ΔIN+ΔIp)/ΔV ist, konstant ist über den gesamten Versorgungsspannungsbereich, sind die Ströme I&sub0;&sbplus; und I&sub0;&submin; weitgehend unabhängig von der Stelle von VCM im VPS-Bereich.
Eine Gruppe von Schottky-Dioden D1, D2, D3 und D4 in Verbindung mit den Widerständen R9 und R10 verhindert die Umkehrung der Polaritäten der Ausgangsströme I&sub0;&sbplus; und I&sub0;&submin; wenn VCM unter VL abfällt oder VH übersteigt. Typisch tritt dieser Schutz in Bereichen auf, die sich ungefahr 10 Volt unter VL und 10 Volt über VH erstrecken. Die Dioden D1 und D2 sind kreuzgekoppelt, wie zwischen den Transistoren Q3 und Q4 dargestellt. Die Dioden D3 und D4 sind zwischen der Stromquelle 16 und den jeweiligen Widerständen R9 und R10 verbunden.
Ein Paar von PN-Dioden D5 und D6 in Kombination mit den Widerständen R9 und R10 verhindert große Zenerströme aus nachteilig beeinflussenden Transistoren Q1-Q4, wenn der Differentialteil (2ΔV) des Eingangssignals zu groß wird. Die Dioden D5 und D6 sind in entgegengesetzten Richtungen zwischen den Widerständen R9 und R10 parallelgeschaltet. Jede der Dioden D5 und D6 ist vorzugsweise ein NPN-Transistor, dessen Basis mit seinem Kollektor verbunden ist.
In Fig. 6 sind die Spannungen VH und VL vorzugsweise größer als 0,9 Volt und niedriger als -0,9 Volt. Die Spannung VRP oder VBN beträgt 0,8 Volt mehr als VL und die Spannung VBP ist um 0,8 Volt niedriger als VH. Die Widerstände R5/R6, R9/R10, RA/RB/RC/RD und RS betragen 1000, 3000, 50.000 bzw. 50.000 Ohm.
In den Teilen 20 und 22, die in den Fig. 3a-5a oder 6 beispielsweise aufgenommen sind, kann jedes Paar entsprechender Transistoren wie die Transistoren Q1 und Q2 durch ein Paar von Transistorgruppen ersetzt werden, die in entsprechenden spannungsfolgenden Konfigurationen angeordnet sind. Eine derartige Bipolargruppe besteht typisch aus einem Führungstransistor, dessen Emitter direkt oder über einen oder mehrere anderen Transistoren mit der Basis eines Folgetransistors gekoppelt ist. Das Eingangssignal nach dieser Gruppe wird an die Basis des Führungstransistors gelegt, um den Stromfluß zwischen Leitungen zu steuern, die an den Emitter und an den Kollektor des Folgetransistors angeschlossen sind. Wenn ein Paar entsprechender Transistoren im Teil 20 oder 22 eine Differentialkonfiguration mit einem Steuertransistor in der Steuerung 24 bildet, kann dieser Transistor auch durch eine Gruppe von Transistoren ersetzt werden, die in einer entsprechenden spannungsfolgenden Konfiguration angeordnet sind.
In Fig. 7 ist veranschaulicht, wie dieser Ersatz im Ausführungsbeispiel nach Fig. 5a erfolgen kann. Wie in Fig. 7a angegeben, wird der Transistor Q1 durch einen Darlington-Transistorpaar ersetzt, in dem der Emitter des Transistors Q1 mit der Basis eines NPN-Transistors Q21 verbunden ist, dessen Emitter und Kollektor mit den Leitungen SA bzw. LA verbunden sind. Die Spannung VI+ wird noch an die Basis des Transistors Q1 gelegt, aber sein Kollektor ist mit der VH-Klemme verbunden. Der Transistor Q2 wird genauso ersetzt durch ein Darlington-Paar, das aus dem Transistor Q2 und einem NPN-Transistor Q22 besteht, der gleich dem Transistor Q21 ist. Die Transistoren Q3, Q4, Q17 und Q18 werden auf gleiche Weise durch Darlington-Paare ersetzt, die aus dem Transistor Q3 und einem PNP-Transistor Q23, den Transistor Q4 und einem PNP-Transistor Q24 gleich dem Transistor Q23, dem Transistor Q17 und einem NPN-Transistor Q27 bzw. dem Transistor Q18 und einem NPN-Transistor Q28 gleich dem Transistor Q27 bestehen. Da die Transistoren Q1 und Q2 in Fig. 5a eine Differentialkonfiguration mit dem Transistor QN bilden, wird er normalerweise auf gleiche Weise durch ein Darlington-Paar ersetzt, das aus dem Transistor QN und einem NPN-Transistor QN' besteht.
Da in den Teilen 20 und 22 in Fig. 7 Darlingtons verwendet werden, muß VPS wenigstens 4VBE+2VSM betragen. Die Spannung VRN liegt auf einem ausgewählten Wert innerhalb des Bereichs, das sich von VL+2VBE+VSM nach VH-2VBE- VSM erstreckt. Auf andere Weise kann die Spannung VRN um IVBE reduziert werden, statt des Ersatzes des Transistors QN durch ein Darlington-Paar. Abgesehen von den vorgenannten Unterschieden arbeitet der Verstärker nach Fig. 7 genauso wie in der Beschreibung für den Verstärker nach Fig. 5a.
Der vorliegende Verstärker kann teilweise oder vollständig mit Feldeffekttransistoren bestückt werden. In Fig. 8a ist eine Teilausführung gleich der nach Fig. 4a dargestellt, aber in diesem Fall unter Verwendung von CMOS-Technologie. Alle Transistoren in Fig. 8a sind vorzugsweise Anreicherungs-MOS-FETs. Jeder N-Kanal- FET wird durch eine Pfeilspitze bei seiner Quelle angezeigt, und die Richtung dieser Pfeilspitze ist vom Feldeffekttransistor abgewandt. Jeder P-Kanal-FET wird durch eine Pfeilspitze bei seiner Quelle angegeben, und die Richtung dieser Pfeilspitze ist auf den Feldeffekttransistor gerichtet.
Der Eingangsabschnitt in Fig. 8a enthält die Teile 20 und 22, die mit der Steuerung 24 genauso verbunden sind, wie die entsprechenden Bauteile in Fig. 4a. Der Spiegel 28 nach Fig. 4a wird durch eine Umkehrschaltung 42 ersetzt, in der ein Widerstand RN zwischen der Q5-Quelle und der VL-Klemme verbunden ist. Die Schaltung 42 beliefert den Q6-Abzug mit Strom, dessen Stromwert größer ist als der Strom durch den Q5-Abzug, aber in entgegengesetzter Flußrichtung. Auf gleiche Weise wird der Spiegel 34 durch eine Umkehrschaltung 44 ersetzt, in der ein Widerstand RP zwischen der Q15-Quelle und dem VH-Versorgungspunkt verbunden ist. Die Schaltung 44 beliefert den Q16-Abzug mit Strom, dessen Stromwert größer ist als der Strom durch den Q15-Abzug, aber in entgegengesetzter Flußrichtung. Die Stromverstärkungen in den Schaltungen 42 und 44 sind von den Widerstandswerten der Widerstände RN und RP abhängig. Die Steuerung 24 besteht dabei aus Stromquellen 14 und 16, den Transistoren QN und QP und den Schaltungen 42 und 44.
In Fig. 8b ist eine graphische Darstellung wiedergegeben, die das Verständnis der Wirkung der Steuerung 24 in Fig. 8a erleichtert. Der Betrieb ist im allgemeinen gleich dem nach Fig. 4a. Die VCM-Bereiche sind qualitativ gleich. Die Breite 2VW der unteren und oberen Mittelbereichteile sind von den Typen der benutzten Feldeffekttransistoren abhängig. Die Steuerung im Eingangsabschnitt nach Fig. 8a ist gleich der nach Fig. 4a mit Ausnahme für die Stromverstärkungen durch die Schaltungen 42 und 44. Im mittleren Teil des Mittelbereichs ist die Summe der Betriebsströme Ip und IN gleich IL+IH. Wegen der Stromverstärkung am Q16-Abzug steigt die Summe der Ströme Ip und IN progressiv an, wenn VCM von VRN+VW auf VL abfällt. Auf gleiche Weise bewirkt die Stromverstärkung am Q16-Abzug, daß die Summe der Ströme Ip und IN progressiv ansteigt, wenn VCM von VRP+VW auf VH ansteigt. Infolgedessen ist die Summe der Ströme IA-ID größer, wenn VCM auf VL oder VH liegt, als wenn VCM sich in der Mitte des Versorgungsbereichs befindet.
Der Gegenwirkleitwert für einen MOS-Feldeffekttransistor ist nahezu proportional der Quadratwurzel seines Abzugsstroms. Wenn die Schaltungen 42 und 44 einfache Stromspiegel wären, die keine Stromverstärkung herbeiführten, würde GMA abfallen, wenn sich VCM vom mittleren Teil des Mittelbereichs nach VL oder VH bewegt. Die Stromverstärkung an den Q6- und Q16-Abzügen erhöht GMA in den Teilen des VPS-Bereichs außerhalb des mittleren Teils des Mittelbereichs. Die GMA-Schwankung, wenn VCM sich über den VPS-Bereich bewegt, ist nach oben hin durch Einstellen der Verstärkungen der Schaltungen 42 und 44 steuerbar. Eine geeignete Wahl für ihre Verstärkungen macht den Verstärkergegenwirkleitwert relativ konstant. Als Beispiel ist GMA weitgehend konstant, wenn die Verstärkungen der Schaltungen 42 und 44 von 1 ansteigen, wenn sie gerade eingeschaltet sind, auf etwa 3, wenn sie voll aufgesteuert sind.
Weiter kann eine oder können beide Schaltungen 42 und 44 eine Konfiguration bilden, die eher eine Stromreduktion als eine Verstärkung herbeiführt. GMA würde dabei sogar weiter abfallen, wenn sich VCM aus dem mittleren Teil des Mittelbereichs nach außen hin bewegt. Eine derartige GMA-Änderung kann in einigen Anwendungen erwünscht sein.
Obengenannte Bemerkungen hinsichtlich der Gegenwirkleitwertregelung beziehen sich sowohl auf weitere FET-Ausführungen der vorliegenden Erfindung als auch auf Bipolarausführungen. Innerhalb gewisser Grenzen wird das Verbinden einer geeigneten Stromumkehrschaltung zwischen der Leitung LN und den Leitungen SA und SB, wenn die Stromquelle 16 benutzt wird, und/oder das Verbinden einer geeigneten Stromunkehrschaltung zwischen der Leitung LP und den Leitungen SG und SD, wenn die Stromquelle 14 benutzt wird, ermöglichen das Regeln von GMA auf eine gewünschte Weise.
Verfahren zum Herstellen der verschiedenen Bauteile des vorliegenden Verstärkers sind im Halbleiterfachgebiet bekannt. Der Verstärker wird vorzugsweise als Teil einer monolytischen integrierten Schaltung unter Verwendung von PN-Übergangsisolation hergestellt, um aktive Gebiete in einer Halbleiterplatte voneinander zu trennen.
Wo die Erfindung unter Bezugnahme auf besondere Ausführungsbeispiele beschrieben wurde, ist diese Beschreibung ausschließlich zur Veranschaulichung und soll nicht als Einschränkung des Rahmens der Erfindung nach untenstehenden Ansprüchen betrachtet werden. Beispielsweise lassen sich Halbleiterelemente entgegengesetzter Polarität als die nach obiger Beschreibung zur Erzielung derselben Ergebnisse benutzen. Geeignete Signalverstärkung tritt typisch im vorliegenden Verstärker auf, wenn VCM sich bis etwas außerhalb des Netzbereichs erstreckt. Jedes Eingangstransistorpaar ist durch vier Transistoren ersetzbar, die zum Verringern der Eingangsoffsetspannung in einer Viererkonfiguration angeordnet werden.

Claims

1. Verstärker, der zwischen ersten (VL) und zweiten (VH) Speisespannungen betreibbar ist, die einen Versorgungsbereich bestimmen, der aus (a) einem ersten Endbereich, der sich von der ersten Speisespannung (VL) nach einer ersten spezifizierten Spannung zwischen den Speisespannungen erstreckt, (b) einem Mittelbereich, der sich von der ersten spezifizierten Spannung nach einer zweiten spezifizierten Spannung zwischen der ersten spezifizierten Spannung und der zweiten Speisespannung (VH) erstreckt, und (c) einem zweiten Endbereich besteht, der sich von der zweiten spezifizierten Spannung nach der zweiten Speisespannung (VH) erstreckt, wobei der Verstärker erste Differenzmittel (20) zum Verstärken eines Differentialeingangssignals (VI+, VI-) durch eine grobe Verteilung eines ersten Betriebsstroms (IN) in erste und zweite Innenströme (IA, IB), deren Unterschied das Differentialeingangssignal darstellt, wenn sich seine Gleichtaktspannung über die Mittel- und zweiten Endbereiche ändert, zweite Differenzmittel (22) zum Verstärken des Differentialeingangs im wesentlichen durch Verteilen eines zweiten Betriebsstroms (Ip) in dritte und vierte Innenströme (IC, ID), deren Unterschied das Differentialeingangssignal darstellt, wenn seine Gleichtaktspannung über den ersten Endbereich und den Mittelbereich schwankt, und Summiermittel (26) zum selektiven Kombinieren der Innenströme zum Erzeugen wenigstens eines Ausgangssignals (I&sub0;) enthält, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker außerdem Steuermittel (24) zum Liefern von Verstärkerversorgungsstrom zum Erzeugen der Betriebsströme (IN, Ip) enthält, wobei wenigstens ein Teil des Verstärkerversorgungsstroms von den ersten Differenzmitteln (20) nach den zweiten Differenzmitteln (22) abgezweigt wird, wenn die Gleichtaktspannung wenigstens im ersten Endbereich liegt, und wenigstens ein Teil des Verstärkerversorgungsstroms von den zweiten Differenzmitteln (22) nach den ersten Differenzmitteln (20) abgezweigt wird, wenn die Gleichtaktspannung wenigstens im zweiten Endbereich liegt.

2. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Versorgungsstrom weitgehend konstant ist, wenn sich die Gleichtaktspannung über den Versorgungsbereich ändert.

3. Verstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuermittel die Summe der Betriebsströme weitgehend konstant hält, wenn sich die Gleichtaktspannung über den Versorgungsbereich ändert.

4. Verstärker nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß jedes Differenzmittel (20, 22) ein Paar von Eingangstransistoren (Q1, Q2; Q3, Q4) enthält, die auf das Differentialeingangssignal differenziell anspricht, die Eingangstransistoren (Q1, Q2) im ersten Differenzmittel (20) im wesentlichen gesperrt sind, wenn die Gleichtaktspannung sich wenigstens in einem Teil des ersten Endbereichs befindet, und die Eingangstransistoren (Q3, Q4) im zweiten Differenzmittel (22) im wesentlichen gesperrt sind, wenn die Gleichtaktspannung sich wenigstens in einem Teil des zweiten Endbereichs befindet, und daß die Steuermittel (24) (a) wenigstens teilweise den Betriebsstrom für wenigstens ein spezifiziertes der Differenzmittel aus dem Versorgungsstrom liefert, (b) wenigstens einen Teil des Versorgungsstroms weg von jedem spezifizierten Differenzmittel abzweigt, wenn die Gleichtaktspannung sich in den Endbereich bewegt, wobei die Eingangstransistoren in diesem Differenzmittel im wesentlichen gesperrt sind, und (c) wenigstens einen Teil des Betriebsstroms für das andere Differenzmittel auf einem Pegel liefert, der aus dem auf diese Weise abgezweigten Strom abgeleitet ist.

5. Verstärker nach Anspruch 1, 2, 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Differenzmittel erste und zweite Eingangstransistoren (Q1 und Q2) mit gleicher Polarität enthält, die je Steuerelektroden enthalten, die auf das Differentialeingangssignal zum gleichzeitigen Steuern des Stromflusses (a) zwischen einer ersten Versorgungsleitung (SA) und einer ersten Innenleitung (LA), die den ersten Innenstrom (IA), und (b) zwischen einer zweiten Versorgungsleitung (SB) und einer zweiten Innenleitung (LB), die den zweiten Innenstrom (IB) liefert, differenziell ansprechen, wobei die ersten und zweiten Versorgungsleitungen zum Führen des ersten Betriebsstroms (IN) miteinander gekoppelt sind, der im wesentlichen Nullwert hat, wenn die Gleichtaktspannung wenigstens in einem Teil des ersten Endbereichs liegt, und das zweite Differenzmittel dritte und vierte Eingangstransistoren (Q3 und Q4) gleicher Polarität mit jeweiligen Steuerelektroden enthält, die auf das Differentialeingangssignal zum gleichzeitigen Steuern des Stromflusses (c) zwischen einer dritten Versorgungsleitung (SC) und einer dritten Innenleitung (LC) die den dritten Innenstrom (IC) liefert, und (d) zwischen einer vierten Versorgungsleitung (SD) und einer vierten Innenleitung (LD), die den vierten Innenstrom (ID) liefert, differentiell ansprechen, wobei die dritten und vierten Versorgungsleitungen zum Übertragen des zweiten Betriebsstroms (Ip) miteinander gekoppelt sind, der im wesentlichen Nullwert hat, wenn die Gleichtaktspannung wenigstens in einem Teil des zweiten Endbereichs liegt, wobei die Flußrichtung des ersten Betriebsstroms (IN) in bezug auf das erste Differenzmittel der Flußrichtung des zweiten Betriebsstroms (Ip) in bezug auf das zweite Differenzmittel entgegengesetzt ist, und daß das Steuermittel eine mit einem Versorgungspunkt für die zweite Speisespannung (VH) gekoppelte Stromquelle (16) zur Lieferung des Versorgungsstroms, ein Steuermittel, in dem ein Steuertransistor (Qp) mit gleicher Polarität nach den dritten und vierten Transistoren eine Steuerelektrode zum Empfangen einer Bezugsspannung (VRP) zum Steuern des Stromflusses zwischen einem Paar von Steuerleitungen (LH, LN) vorgesehen sind, von denen eine gemeinsam mit den dritten und vierten Versorgungsleitungen (SC, SD) mit der Stromquelle (16) gekoppelt ist, und ein Umkehrmittel (Q5, Q6) zur Belieferung einer Elektrode, die mit den ersten und zweiten Versorgungsleitungen (SA, SB) gekoppelt ist, mit Strom in Abhängigkeit von, aber in entgegengesetzter Flußrichtung zu dem Strom durch eine weitere Elektrode, die mit der anderen Steuerleitung (LN) gekoppelt ist.

6. Verstärker nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Ströme durch die Elektroden des Umkehrmittels weitgehend von gleicher Größe sind, wobei die Summe der Betriebsströme weitgehend konstant sind, wenn sich die Gleichtaktspannung über den Versorgungsbereich ändert.

7. Verstärker nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß Mittel (D5, D6) vorgesehen sind, die verhindern, daß große Zener-Ströme die Eingangstransistoren beschädigen.

8. Verstärker nach Anspruch 5, 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß Mittel (D1-D4) vorgesehen sind, die Polaritätsumkehr jedes Ausgangssignals verhindern, wenn das Gleichtaktsignal sich innerhalb spezifizierter Grenzen außerhalb des Versorgungsbereichs befindet.

9. Verstärker nach Anspruch 1, 2, 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Differenzmittel über erste und zweite Eingangstransistoren mit gleicher Polarität verfügt, die je Steuerelektroden enthalten, die auf das Differentialeingangssignal zum gleichzeitigen Steuern des Stromflusses (a) zwischen einer ersten Versorgungsleitung und einer ersten Innenleitung, die den ersten Innenstrom liefert, und (b) zwischen einer zweiten Versorgungsleitung und einer zweiten Innenleitung, die den zweiten Innenstrom liefert, differentiell ansprechen, wobei die ersten und zweiten Versorgungsleitungen zum Übertragen des ersten Betriebsstroms miteinander gekoppelt sind, der im wesentlichen Nullwert hat, wenn die Gleichtaktspannung wenigstens in einem Teil des ersten Endbereichs liegt, und das zweite Differenzmittel dritte und vierte Eingangstransistoren mit gleicher Polarität und jeweiligen Steuerelektroden enthält, die auf das Differentialeingangssignal zum gleichzeitigen Steuern des Stromflusses (c) zwischen einer dritten Versorgungsleitung und einer dritten Innenleitung, die den dritten Innenstrom liefert, und (d) zwischen einer vierten Versorgungsleitung und einer vierten Innenleitung, die den vierten Innenstrom liefert, differentiell ansprechen, wobei die dritten und vierten Versorgungsleitungen zum Übertragen des zweiten Betriebsstroms miteinander gekoppelt sind, der im wesentlichen Nullwert hat, wenn die Gleichtaktspannung sich in wenigstens einem Teil des zweiten Endbereichs befindet, daß die Flußrichtung des ersten Betriebsstroms in bezug auf das erste Differenzmittel der Flußrichtung des zweiten Betriebsstroms in bezug auf das zweite Differenzmittel entgegengesetzt ist, und daß das Steuermittel folgende Elemente enthält:

erste und zweite Stromquellen (14, 16) die mit Versorgungspunkten für die ersten bzw. zweiten Versorgungsspannungen gekoppelt sind, zum jeweiligen Liefern erster und zweiter Versorgungsspannungen (VL, VH), zum jeweiligen Liefern erster (IL) und zweiter (IH) Versorgungsströme, deren Summe im wesentlichen der Verstärkerversorgungsstrom ist,

ein erstes Steuermittel (QN), in dem ein Steuertransistor mit gleicher Polarität wie die ersten und zweiten Transistoren eine Steuerelektrode zum Empfangen einer ersten Bezugsspannung (VRN) zum Steuern des Stromflusses zwischen einem Paar von Steuerleitungen (LL, LP) vorgesehen ist, von denen eine (LL) gemeinsam mit den ersten und zweiten Versorgungsleitungen (SA, SB) mit der ersten Stromquelle (14) gekoppelt ist,

ein erstes Umkehrmittel (Q15, Q16) zum Beliefern einer Elektrode, die mit den dritten und vierten Versorgungsleitungen (SC, SD) gekoppelt ist, mit Strom in Abhängigkeit von, aber in entgegengesetzter Flußrichtung zu dem Strom durch eine weitere Elektrode, die mit der anderen Steuerleitung (LP) des ersten Steuermittels gekoppelt ist,

ein zweites Steuermittel (Qp), in dem ein Steuertransistor mit gleicher Polarität wie die dritten und vierten Transistoren über eine Steuerelektrode zum Empfangen einer zweiten Bezugsspannung (QRP) zur Steuerung des Stromflusses zwischen einem Paar von Steuerleitungen (LN, LH) verfügt, von denen eine (LH) gemeinsam mit den dritten und vierten Versorgungsleitungen (SC, SD) mit der zweiten Stromquelle (16) gekoppelt ist, und

ein zweites Umkehrmittel (Q5, Q6) zur Belieferung einer Elektrode, die mit den ersten und zweiten Versorgungsleitungen (SA, SB) gekoppelt ist, mit Strom in Abhängigkeit von, aber in entgegengesetzter Flußrichtung zu dem Strom durch eine andere Elektrode, die mit der anderen Steuerleitung (LN) des zweiten Steuermittels gekoppelt ist.

10. Verstärker nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Ströme durch die Elektroden des ersten Umkehrmittels weitgehend von gleicher Größe sind, und die Ströme durch die Elektroden des zweiten Umkehrmittels weitgehend von gleicher Größe sind, wobei die Summe der Betriebsströme weitgehend konstant sind, wenn die Gleichtaktspannung über den Versorgungsbereich schwankt.

11. Verstärker nach Anspruch 1, 2, 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Differenzmittel über erste und zweite Eingangstransistoren mit gleicher Polarität verfügt, die jeweilige Steuerelektroden enthalten, die auf das Differentialeingangssignal zum gleichzeitigen Steuern des Stromflusses (a) zwischen einer ersten Versorgungsleitung und einer ersten Innenleitung, die den ersten Innenstrom liefert, und (b) zwischen einer zweiten Versorgungsleitung und einer zweiten Innenleitung, die den zweiten Innenstrom liefert, differentiell ansprechen, wobei die ersten und zweiten Versorgungsleitungen zur Übertragung des ersten Betriebsstroms miteinander gekoppelt sind, der im wesentlichen Nullwert hat, wenn die Gleichtaktspannung wenigstens in einem Teil des ersten Endbereichs liegt, und das zweite Differenzmittel dritte und vierte Eingangstransistoren mit gleicher Polarität enthält, die jeweilige Steuerelektroden enthalten, die auf das Differentialeingangssignal zum gleichzeitigen Steuern des Stromflusses (c) zwischen einer dritten Versorgungsleitung und einer dritten Innenleitung, die den dritten Innenstrom liefert und (d) zwischen einer vierten Versorgungsleitung und einer vierten Innenleitung, die den vierten Innenstrom liefert, differentiell ansprechen, wobei die dritten und vierten Versorgungsleitungen zum Übertragen des zweiten Betriebsstroms miteinander gekoppelt sind, der im wesentlichen Nullwert hat, wenn die Gleichtaktspannung wenigstens in einem Teil des zweiten Endbereichs liegt, daß die Flußrichtung des ersten Betriebsstroms in bezug auf das erste Differenzmittel gleich der Flußrichtung des zweiten Betriebsstroms in bezug auf das zweite Differenzmittel ist, und daß das Steuermittel folgende Elemente enthält:

eine Stromquelle (14), die mit einem Versorgungspunkt für die erste Versorgungsspannung (VL) zur Lieferung des Versorgungsstroms gekoppelt ist, und

einen Steuertransistor (QN) mit einer Steuerelektrode zum Empfangen einer Bezugsspannung zur Steuerung des Stromflusses zwischen einem Paar von Steuerleitungen (LP, LL) von denen eine gemeinsam mit den ersten und zweiten Versorgungsleitungen (SA, SB) mit der Stromquelle und die andere mit den dritten und vierten Versorgungsleitungen (SC, SD) gekoppelt ist.

12. Verstärker nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Differenzmittel (22) folgende Elemente enthält:

ein Verschiebungsmittel (Q3, Q4) zum Übersetzen des Differentialeingangssignals in ein verschobenes Differentialsignal, dessen Gleichtaktspannung sich näher als die Gleichtaktspannung bei der zweiten Versorgungsspannung befindet, und

fünfte und sechste Transistoren (Q17, Q18) gleicher Polarität mit jeweiligen Steuerelektroden, die auf das verschobene Signal differentiell ansprechen, mit jeweiligen ersten Flußelektroden, die jeweils mit den dritten und vierten Versorgungsleitungen (SC, SD) gekoppelt sind, und mit jeweiligen zweiten Flußelektroden, die jeweils mit den dritten und vierten Innenleitungen (LC, LD) gekoppelt sind.

13. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Gegenwirkleitwert des Verstärkers weitgehend konstant ist, wenn die Gleichtaktspannung über den Versorgungsbereich schwankt.