DE4110633C2

DE4110633C2 - Gate-Ansteuerschaltung für eine Halbleiter-Schaltvorrichtung

Info

Publication number: DE4110633C2
Application number: DE4110633A
Authority: DE
Inventors: Akio Uenishi
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1990-04-02
Filing date: 1991-04-02
Publication date: 1994-02-03
Anticipated expiration: 2011-04-03
Also published as: JPH03286619A; US5140201A; DE4110633A1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Gate- Ansteuerschaltung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1, die für eine Halbleiter-Schaltvorrichtung wie beispielsweise einen Leistungs-MOSFET, einen Bipolartransistor mit isoliertem Gate oder einen MOSGTO vorgesehen ist.

Fig. 9 zeigt eine Ausführungsform einer herkömmlichen Gate-Ansteuer schaltung. Im folgenden wird der Aufbau der Gate-Ansteuerschal tung, die nachfolgend auch als Gate-Treiberschaltung bezeichnet wird, beschrie ben. In Fig. 9 bezeichnet die Bezugsziffer 100 eine Gate- Treiberschaltung zum Empfangen eines Steuereingangs V₁, welche zwei Schalttransistoren 101 und 102 aufweist, die in Serie zwischen eine Gate-Treiberleistungsquelle V_GG und Masse ge schaltet sind, einen zwischen einem Ausgangsanschluß und einem Mittelpunkt der Verbindung zwischen den beiden Schalttran sistoren 101 und 102 geschalteten Gatewiderstand 110, sowie Logikschaltungen 103 und 104 zum Steuern der beiden Schalttransistoren 101 und 102 durch ein Steuersignal V₁ auf weist. Ein Ausgang der Gate-Treiberschaltung 100 ist mit einem Knoten zwischen dem Gate und der Source eines Leistungs- MOSFET 3 verbunden, welche einen Typ einer ein isoliertes Gate aufweisenden Halbleitervorrichtung darstellt. Der Leistungs-MOSFET 3 stellt zusammen mit einer Last 4 und einer Leistungsquelle 5 einen Hauptschaltkreis dar.

Fig. 10 zeigt die Kurvenformen während des Betriebes der in Fig. 9 dargestellten Treiberschaltung 100. Unter Bezugnahme auf dieses Kurvendiagramm wird im folgenden die Betriebsweise dieser Gate-Treiberschaltung erläutert. Als Reaktion auf das Steuersignal V₁ schalten die Logikschaltungen 103 und 104 je weils komplementär die Schalttransistoren 101 und 102 ein/aus. Wenn das Steuersignal V₁ niedrig ist, ist der Schalttran sistor 101 ein und der Schalttransistor 102 aus. Dementspre chend ist eine Mittelpunktspannung v₂ der beiden Schalttran sistoren 101 und 102 niedrig (V_2L), und es ergibt sich eine Gatespannung v_G des Leistungs-MOSFET 3 mit einem niedrigen Pe gel (V_GL), welcher im wesentlichen gleich ist mit dem Masse pegel. Wenn das Steuersignal V₁ hoch ist, ist der Schalttran sistor 101 an und der Schalttransistor 102 ist aus. Dement sprechend befindet sich die Mittelpunktspannung v₂ der beiden Schalttransistoren 101 und 102 bei einem hohen Pegel (V_2H), welcher im wesentlichen gleich ist mit V_GG. Aufgrund dieses hohen Pegels wird ein Gatestrom i_G über den Gatewiderstand 110 an das Gate des Leistungs-MOSFET 3 angelegt.

Was den Leistungs-MOSFET 3 betrifft, so sind die Kapazi tätseigenschaften seines Gates wohlbekannt. Wenn eine Gate- Source-Kapazität C_GS und eine Gate-Drain-Kapazität C_GD aufgeladen werden, wird die Gatespannung v_G angehoben. Die Ka pazität C_GD des Leistungs-MOSFET 3 variiert im weiten Rahmen ensprechend den Gate- und Drainspannungen, und bringt be trächtliche Probleme bei den Auflade- und Entladevorgängen mit sich, teilweise verursacht durch den sogenannten Miller- Effekt. Zur einfachen Analyse wird die Kapazität C_GD unter der Annahme behandelt, daß sie derart groß ist, daß sie gleich ist mit der Kapazität C_GS, und eine Gateeingangska pazität aufweist, welche einen konstanten Wert C_iss parallel zur Kapazität C_GS darstellt. Aufgrund dieser Vereinfachung kann der Anstieg der Gatespannung des Leistungs-MOSFET 3 durch eine exponentielle Kurvenform angenähert werden, welche eine Zeitkonstante (τ = R×C_iss) aufweist, welches das Produkt eines Widerstandswertes R des Gatewiderstandes 110 und von C_iss des Leistungs-MOSFET 3 ist.

Unter der Voraussetzung, daß ein Stromfluß des Drainstromes i_D beginnt, wenn die Gatespannung v_G den Wert V_GS(OFF) über steigt, und der Drainstrom (beziehungsweise ein Ladestrom) i_D mit einem Stromwert I_D fließen kann, wenn die Gatespannung v_G gleich ist mit V_GS(ON), kann bei dem Leistungs-MOSFET 3 der Drainstrom i_D von 0 bis I_D variieren, während die Gatespannung v_G von V_GS(OFF) bis V_GS(ON) angehoben wird. Falls diese Zeit periode als Anstiegszeit t_r definiert wird, wird die folgende Gleichung erhalten:

Falls beispielsweise R = 10 Ω, C_iss = 10 nF, V_GG = 10 V, V_GS(OFF) = 2 V, und V_GS(ON) = 8 V beträgt, ergibt sich:

Diese Aufladeeigenschaft ist durch das Beispiel der Nichtreso nanz in den Fig. 11(a) und (b) dargestellt. Im Verlauf der Zeit steigt die Gatespannung v_G bis zu dem Wert V_GH an, wel cher im wesentlichen gleich der Gate-Treiber- Leitungsquellenspannung V_GG ist. Wenn das Steuersignal V₁ auf den niedrigen Pegel geschalten wird, wird daran anschließend die Gateeingangskapazität C_iss des MOSFET 3, welche aufgeladen wurde, über den Gatewiderstand 110 und den Schalttransistor 102 entladen, und die Gatespannung v_G verringert sich. Die Ab falleigenschaft hierbei wird auch von der Exponentialfunktion mit der Zeitkonstanten τ = R ×C_iss bestimmt, und weist eine Abfallzeit t_f auf, welche durch dieselbe Gleichung wie Glei chung (1) ausgedrückt wird.

Fig. 12 zeigt in einem Schaltungsdiagramm eine Blitzlicht steuerung, welche die in Fig. 9 gezeigte Gate-Treiberschaltung verwendet. In Fig. 12 bezeichnet das Bezugszeichen 1 eine Hochspannungs-Leistungsquelle (obwohl in der Praxis die Span nung der Batterie oftmals durch einen DC-DC-Wandler angehoben wird), 2 bezeichnet einen Hauptkondensator, welcher durch die Hochspannungs-Leistungsquelle 1 aufgeladen wird, 6 bezeichnet einen Bipolartransistor mit isoliertem Gate (IGBT), welcher einen Typ einer ein isoliertes Gate aufweisenden Halbleitervorrichtung dar stellt, 7 bezeichnet eine Blitzlichtentladungsröhre, 100 be zeichnet die Gate-Treiberschaltung mit demselben Aufbau wie in Fig. 9 zum Ein- und Ausschalten des Bipolartransistors mit isoliertem Gate 6, und 200 bezeichnet eine Triggerschaltung. Der Bipolartransistor mit isoliertem Gate 6 und die Blitzlich tentladungsröhre 7 sind in Serie miteinander verbunden, und diese Serienschaltung ist dem Hauptkon densator 2 parallel geschaltet. Die Triggerschaltung 200 weist einen Triggerumformer 8, einen Triggerkondensator 9 und einen Lade widerstand 10 auf. An die Triggerschaltung 200 wird Triggerim pulsenergie entsprechend der Variation einer Kollektorspannung des Bipolartransistors mit isoliertem Gate 6 angelegt.

Unter Bezugnahme auf das Kurvendiagramm gemäß Fig. 13 wird im folgenden die Betriebsweise der Schaltung erläutert. Das Steuersignal V₁ ist niedrig. Eine Spannung von etwa 30_V wird an die Gate-Treiber-Leistungsquelle V_GG angelegt, und eine Spannung von etwa 300_V wird an die Hochspannungs-Leistungs quelle 1 angelegt. Die Gatespannung v_G des Bipolartransistors mit isoliertem Gate 6 wird bei etwa Massepegel gehalten, da der Schalttransistor 101 aus, und der Schalttransistor 102 ein ist. Sowohl die Kollektorspannung des Bipolartransistors mit isoliertem Gate 6, als auch der Triggerkondensators 9 wird auf etwa 300 V durch den Ladewiderstand 100 in der Triggerschal tung 200 aufgeladen.

Wenn in einem derartigen Zustand der Steuereingang V₁ auf einen hohen Pegel geschaltet wird, wird der Schalttransistor 101 eingeschaltet, und der Schalttransistor 102 wird ausge schaltet. Dementsprechend wird die Gateeingangskapazität C_iss durch die Gate-Treiber-Leistungsquelle V_GG über den Schalttransistor 101 und den Gatewiderstand 110 aufgeladen, wodurch die Gatespannung v_G des Bipolartransistors mit iso liertem Gate 6 angehoben wird. Wenn die Gatespannung v_G bis zu einem Wert angehoben wird, durch den der Bipolartransistor mit isoliertem Gate 6 genügend eingeschaltet werden kann, fällt die Kollektorspannung des Bipolartransistors mit isoliertem Gate 6 schnell ab, und der aufgeladene Triggerkondensator 6 wird über eine Primärwindung des Triggerumformers 8 an den Kollektor des Bipolartransistors mit isoliertem Gate 6 entla den, wodurch ein Hochspannungsimpuls von einigen KV bei einer Sekundärwindung des Triggerumformers 8 erzeugt werden. Auf diese Weise wird das Gate der Blitzlichtentladungsröhre 7 ge triggert, und die Blitzlichtentladungsröhre 7 leitet. Der auf geladene Hauptkondensator 2 wird über die Blitzlichtentla dungsröhre 7 und den Bipolartransistor mit isoliertem Gate 6 entladen, und die Blitzlichtentladung beginnt.

Wenn daran anschließend die für die Fotografie usw. benötigte Blitzlichtmenge erhalten worden ist und dann das Steuersignal V₁ erneut auf den niedrigen Pegel geschaltet wird, wird der Schalttransistor 101 ausgeschaltet, und der Schalttransistor 102 wird eingeschaltet. Dementsprechend wird die Gateeingangs kapazität C_iss des Bipolartransistors mit isoliertem Gate 6, welche aufgeladen worden ist, über den Gatewiderstand 110 und den Schalttransistor 102 entladen. Wenn die Gatespannung v_G des Bipolartransistors mit isoliertem Gate 6 verringert wird und niedriger ist als die Spannung, aufgrund deren der Bipo lartransistor mit isoliertem Gate 6 den EIN-Zustand halten kann, beginnt eine Abnahme eines Kollektorstromes i_c. Daran an schließend verringert sich der Kollektorstrom i_c des Bipo lartransistors mit isoliertem Gate 6 mit dem Abfall der Gate spannung v_G, und schließlich wird der Bipolartransistor mit isoliertem Gate 6 ausgeschaltet. Dadurch ist die Blitzlicht emission der Blitzlichtentladungsröhre 4 beendet. Die ge wünschte Lichtmenge, welche für die Fotografie usw. benötigt wird, kann somit durch Steuern der leitenden Periode erhalten werden. Für die Blitzlichtsteuerung durch den Bipolartransi stor mit isoliertem Gate ist es notwendig, einen großen Strom mit einem Spitzenwert von 100 bis 200 A in einer praktikablen Blitzlichtentladungsröhre zu verarbeiten. Für die Belange einer ökonomischen Vorrichtung muß die Gatespannung beträcht lich höher sein als bei anderen Anwendungen.

Da bei der in Fig. 9 gezeigten Gate-Treiberschaltung 100 die Gateeingangskapazität C_iss des Leistungs-MOSFET 3 durch den Gatewiderstand 110 aufgeladen und entladen wird, variiert die Ausgangsspannung der Schaltung lediglich exponentiell zwischen Masse und V_GG. Für einen Hochgeschwindigkeitsbetrieb des Lei stungs-MOSFET 3 muß der Widerstandswert des Gatewiderstandes 110 klein sein. Dementsprechend wächst der Spitzenwert (I_GP1 ≒ I_GP2 = V_GG/R) des Stromes, der über die Schalttransistoren 101 und 102 fließt, stark an. Als Ergebnis müssen Schalttransisto ren 101 und 102 mit großen Stromkapazitäten verwendet werden, und die Schaltung ist schwierig zu integrieren. Zusätzlich steigen die Schaltverluste der Schalttransistoren 101 und 102 an, und ein Anstieg der Treiberverluste ist leicht möglich.

Wenn ein Strom zum Aufladen und Entladen der Gateeingangskapa zität C_iss des Leistungs-MOSFET 3 fließt, erzeugt der Gatewi derstand 110 einen Leistungsverlust Pd, der sich durch Glei chung (3) ergibt.

P_d = f×C_iss×V_GG ² (3)

Wenn beispielsweise f = 1 MHz, C_iss = 10 nF und V_GG = 10 V be trägt, wird Pd = 1 W erhalten, was einen Wert darstellt, der als Treiberverlust nicht mehr vernachlässigt werden kann.

Auf der anderen Seite wird bei der in Fig. 12 gezeigten Blitz lichtsteuerung eine hohe Spannung (etwa 30 V bei den bisheri gen Vorrichtungen) für die Gate-Treiber-Leistungsquelle V_GG benötigt, welche eine ausreichende Ansteuerung des Bipolartran sistors mit isoliertem Gate 6 in den EIN-Zustand ermöglicht. Im allgemeinen weist eine Blitzlichtvorrichtung für eine Kamera eine Leistungsquelle von 3 bis 6 Volt in Form einer Batterie, und eine Hochspannungsleistungsquelle von etwa 300 V, welche durch Anheben der Spannung der 3 bis 6 V Lei stungsquelle mittels des DC-DC-Wandlers erhalten wird, als Leistungsquellen auf. Jedoch weist die Vorrichtung keine Leistungsquelle von etwa 30 V auf, welche geeignet ist zum Ansteuern des Gate des Bipolartransistors mit isoliertem Gate 6. Eine derartige Lei stungsquelle muß als separate Schaltung vorgesehen werden. Viele derzeitige AF-Kameras enthalten 12 V Leistungsquellen für den Betrieb der CCD. In derartigen Fällen ist es möglich, einen Strom von etwa 130 A durch direktes Ansteuern des Bipolar transistors mit isoliertem Gate 6 aufgrund der 12 V Leistungs quelle zu steuern, falls der Bipolartransistor mit isoliertem Gate mit einer geringen Gate-Treiberspannung verwendet wird.

Bisher wurde die getrennte Leistungsquelle V_GG von etwa 30 V durch Herstellen eines Abgriffes von einer Ausgangswindung des DC-DC-Wandlers zum Erzeugen einer Hochspannungs-Leistungs quelle zum Gleichrichten und Glätten der Spannung des Abgrif fes, oder durch Teilen der 300 V Spannung der Hochspannungs- Leistungsquelle unter Verwendung eines Schaltelementes wie beispielsweise eines Transistors mit hoher Durchbruchsspannung zum Erzeugen einer zeitweisen Stromquelle vorgesehen.

Die in Fig. 14 gezeigte Leistungsschaltung entspricht der letztgenannten Leistungsschaltung, welche mit einer 3 bis 6 V Leistungsquelle 301 bestehend aus einer Batterie, einem DC-DC- Wandler 300 aufweisend einen Transistor 302 und einen Stufen wandler 303, einer Glättungsschaltung für eine Hochspannungs- Leistungsquelle V_CM mit einer Diode 304 und dem Hauptkondensa tor 2, und einer Glättungsschaltung für die Gate-Treiber-Lei stungsquelle V_GG mit einer Diode 305 und einem Kondensator 306 ausgestattet ist. Bei einer Blitzlichtvorrichtung, bei der V_GG gleichzeitig erzeugt wird, während der DC-DC-Wandler 300 in Betrieb ist, und bei der der Betrieb des DC-DC-Wandlers 300 beendet wird, wenn die Hochspannungs-Leistungsquelle V_CM die spezifizierte Ausgangsspannung erreicht (was ein gängiges Ver fahren zur Verringerung des Stromverbrauchs darstellt), endet das Aufladen der Gate-Treiber-Leistungsquelle V_GG ent sprechend dem Schwingungsende des DC-DC-Wandlers 300, wobei der Verbrauch des Stromes der Gate-Treiberschaltung 100 und der Leckstrom des Kondensators 306 die Ausgangsspannung des Kondensators 306 verringert. Bei solchen Anwendungen, bei denen insbesondere ein großer Strom wie beispielsweise bei der Blitzlichtsteuerung verwendet wird, muß, da ein Kurzschluß der Gatespannung des Bipolartransistors mit isoliertem Gate fatal wäre und eine Zerstörung der Elemente verursachen würde, der Abfall in der Ausgangsspannung auf einem Minimum gehalten wer den. Daher ist es notwendig, die Kapazität des Kondensators 306 ausreichend zu vergrößern, oder den verbrauchten Strom der Gate-Treiberschaltung 100 ausreichend zu verringern. Bei spielsweise beträgt die benötigte Kapazität des Kondensators 306 gleich 120 µF, wenn die Gate-Treiber-Leistungsquelle V_GG bei 33 V bis 28 V für eine Minute eingeschaltet bleibt, wenn der ver brauchte Strom der Gate-Treiberschaltung 100 gleich 10 µA be trägt. Ein Kondensator mit einer derartigen Kapazität und einer Durchbruchsspannung von ca. 50 V ist beträchtlich groß und kostenintensiv, so daß die wirtschaftlichen Nachteile der Blitzlichtsteuerung, für welche die Notwendigkeit geringer Kosten besteht, zu groß sind.

Die in Fig. 15 dargestellte Leistungsschaltung entspricht der erstgenannten. Bei dieser Leistungsschaltung werden Transisto ren 406 und 402 aufgrund eines Emissions-Startsignales von einer Kamera eingeschaltet, und dadurch wird ein Kondensator 400, der über einen Widerstand 401 durch die Hochspannungs Leistungsquelle V_CM aufgeladen wurde, über den Hochspannungs- Transistor 402 und einen Widerstand 403 auf eine konstante Spannungsdiode 404 entladen. Ein Kondensator 405 wird mit die ser Spannung aufgeladen, welche für die Gate-Treiber-Lei stungsquelle V_GG verwendet wird. Bei dieser Leistungsschaltung können der Transistor 101 und die Logikschaltung 103 gemäß Fig. 12 weggelassen sein. Dieser Typ von Leistungsschaltung benö tigt einen Transistor mit hoher Durchbruchsspannung von mehr als 300 V und eine große Anzahl von Komponenten, so daß die wirtschaftlichen Nachteile der Blitzlichtsteuerung, für die geringe Kosten erheblich gewünscht sind, ebenfalls zu groß sind.

Falls ein Bipolartransistor mit isoliertem Gate mit gerin ger Gate-Treiberspannung entwickelt wird und als Bipolar transistor mit isoliertem Gate 6 gemäß Fig. 12 verwendet wird, fällt der untere Grenzwert V_GG(OFF) der Gatespannung v_G (be ziehungsweise eine Gate-Emitter-Schwellenspannung V_GE(th)) zum Halten des Bipolartransistors mit isoliertem Gate 6 im AUS-Zustand herunter auf etwa ein Drittel im Vergleich zu dem Fall, bei dem ein normaler Bipolartransistor mit isoliertem Gate verwendet wird. Daher muß die Gatespannung v_G geringer sein als die Schwellenspannung für den Ausschalt-Antrieb. Da jedoch die Gatespannung v_G bei der in Fig. 12 gezeigten Span nung einen exponentiellen Abfall zeigt, wird das Ausschalten des Gates mit der Verringerung der Gatespannung v_G verlang samt. Wenn das Ausschalten des Gates zu langsam ist, wird das Ausschalten des Bipolartransistors mit isoliertem Gate 6 eben falls verlangsamt, und die Menge an Blitzlicht wächst größer an als erwartet, wodurch die Möglichkeit der Überbelichtung bei der Fotografie besteht, insbesondere bei der Aufnahme naher Gegenstände.

Im Oberbegriff des Anspruchs 1 wird ausgegangen von einem Stand der Technik, wie er aus der US 4,873,460 bekannt ist. Diese Druckschrift offenbart eine Gate-Ansteuerschaltung zum Ein- und Ausschalten einer Halbleiter-Schaltvorrichtung, die ein isoliertes Gate aufweist. Das Gate der Halbleiter-Schaltvorrichtung ist über ein Induktanzelement mit dem Verbindungspunkt zweier Schalter verbunden, wobei diese Schalter in Rückwärtsrichtung sperren und in Reihe zwischen zwei Spannungsversorgungsanschlüssen angeordnet sind, die eine hohe erste Spannung bzw. eine niedrigere zweite Spannung (d. h. Masse) liefern. Die zwei Schalter werden ihrerseits von einer Steuerschaltung angesteuert, so daß die Halbleiter-Schaltvorrichtung nach Maßgabe von Ausgangsimpulsen dieser Steuerschaltung ein- und ausgeschaltet wird.

Ein Nachteil dieser bekannten Gate-Ansteuerschaltung ist u. a. darin zu sehen, daß nicht unter allen Umständen verhindert werden kann, daß sich die Gatespannung der Halbleiter-Schaltvorrichtung zu stark erhöht; dies wiederum kann zu einem entsprechend erhöhten Versorgungsstrom führen, so daß sich der Wirkungsgrad der Ansteuerschaltung merklich verringert.

Der Erfindung liegt demgemäß die Aufgabe zugrunde, eine Gate-Ansteuerschaltung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1 derart weiterzubilden, daß mit einfachen Mitteln eine Erhöhung des Wirkungsgrads erzielbar ist.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß mit den im Kennzeichnungsteil des Anspruchs 1 angegebenen Maßnahmen gelöst.

Die Erfindung schlägt demnach vor, eine Diode vorzusehen, die entweder mit ihrer Kathode an den ersten Spannungsversorgungsanschluß und mit ihrer Anode an das Gate der Halbleiter-Schaltvorrichtung angeschlossen ist oder die alternativ mit ihrer Anode an das Source und mit ihrer Kathode an das Gate der Halbleiter-Schaltvorrichtung angeschlossen ist. Mittels einer derart angeordneten Diode wird erreicht, daß jeglicher Anstieg der Gatespannung der Halbleiter-Schaltvorrichtung vermieden werden kann; daher wird unter keinen Umständen mehr Versorgungsstrom benötigt als erforderlich, so daß stets ein optimaler Wirkungsgrad der Ansteuerschaltung erzielbar ist.

Weitere vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.

Die Erfindung wird nachstehend anhand der Beschreibung von Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher erläutert; es zeigt

Fig. 1 ein Schaltungsdiagramm eines bevorzugten Ausfüh rungsbeispieles einer Gate-Treiberschaltung ent sprechend der vorliegenden Erfindung;

Fig. 2 ein Kurvendiagramm zur Erläuterung der Betriebs weise der in Fig. 1 gezeigten Gate-Treiberschal tung;

Fig. 3 ein Schaltungsdiagramm eines weiteren bevorzugten Ausführungsbeispieles der Gate-Treiberschaltung entsprechend der vorliegenden Erfindung;

Fig. 4 ein Kurvendiagramm zur Erläuterung der Betriebs weise der in Fig. 3 gezeigten Gate-Treiberschal tung;

Fig. 5 ein Schaltungsdiagramm eines bevorzugten Ausfüh rungsbeispieles einer Blitzlichtsteuerung entspre chend der vorliegenden Erfindung;

Fig. 6 ein Kurvendiagramm zur Erläuterung der Betriebs weise der in Fig. 5 gezeigten Steuerung;

Fig. 7 ein Schaltungsdiagramm eines weiteren bevorzugten Ausführungsbeispieles der Blitzlichtsteuerung ent sprechend der vorliegenden Erfindung;

Fig. 8 ein Kurvendiagramm zur Erläuterung der Betriebs weise der in Fig. 7 gezeigten Steuerung;

Fig. 9 ein Schaltungsdiagramm einer bekannten Gate-Treiberschaltung;

Fig. 10 ein Kurvendiagranm zur Erläuterung der Betriebs weise der in Fig. 9 gezeigten Schaltung;

Fig. 11 ein Kurvendiagramm zur Erläuterung von idealen Resonanz- und Nichtresonanz-Treiberkurvenformen eines Gatestromes und einer Gatespannung;

Fig. 12 ein Schaltungsdiagramm einer Blitzlichtsteuerung;

Fig. 13 ein Kurvendiagramm zur Erläuterung der Betriebs weise der in Fig. 12 gezeigten Steuerung;

Fig. 14 und 15 Schaltungsdiagramme von Gate-Treiber-Leistungs quellen in der Blitzlichtsteuerung;

Fig. 16 ein Kurvendiagramm zur Erläuterung der resonanten und nichtresonanten Treiberkurvenformen des Gatestromes und der Gatespannung beim Ein- und Aus schalten im Zusammenhang einer tatsächlichen äqui valenten Serienwiderstandes; und

Fig. 17 ein Schaltungsdiagramm eines weiteren bevorzugten Ausführungsbeispieles der Gate-Treiberschaltung entsprechend der vorliegenden Erfindung.

Fig. 1 zeigt ein Schaltungsdiagramm eines bevorzugten Ausfüh rungsbeispieles einer Gate-Treiberschaltung für eine isolierte Gate-Halbleitervorrichtung entsprechend der vorliegenden Er findung, und Fig. 2 zeigt ein Kurvendiagramm zur Erläuterung von Kurvenformen bei der Betriebsweise der in Fig. 1 darge stellten Schaltung. Bei der Gate-Treiberschaltung 100 gemäß Fig. 1 wird anstelle des Gatewiderstandes 110 ein Induktanz element 108 verwendet. Dioden 105 und 106 sind jeweils in Serie mit den Schalttransistoren 101 und 102 verbunden. Ein erster in Rückwärtsrichtung sperrender Schalter setzt sich aus dem Schalttransistor 101 und der Diode 105, und ein zweiter in Rückwärtsrichtung sperrender Schalter setzt sich aus dem Schalttransistor 102 und der Diode 106 zusammen. Der Rest ist ähnlich im Aufbau wie bei der in Fig. 9 dargestellten Gate- Treiberschaltung.

Unter Bezugnahme auf das in Fig. 2 dargestellte Kurvendiagramm wird im folgenden die Betriebsweise der in Fig. 1 dargestell ten Schaltung erläutert. Wenn sich ein Steuereingang V₁ auf einen hohen Pegel bei dem anfänglichen Zustand, bei dem eine Gatespannung v_G eines Leistungs-MOSFETs 3 gleich Null beträgt, ändert, wird der Schalttransistor 101 eingeschaltet und der Schalttransistor 102 ausgeschaltet. Dementsprechend wird eine Eingangskapazität C_iss des MOSFET 3 durch eine Gate-Treiber- Leistungsquelle V_GG über den Schalttransistor 101, die Diode 105 und das Induktanzelement 108 aufgeladen. Dabei ergibt sich eine schwingende Kurvenform, falls eine Induktivität L der folgenden Beziehung genügt:

wobei der äquivalente Serienwiderstand R_S die Summe eines in ternen Serienwiderstandes der Gate-Treiberschaltung 100 und eines äquivalenten Eingangswiderstandes des Leistungs-MOSFET 3 darstellt. Falls L ausreichend vergrößert wird, kann ein halb sinusförmig ausgebildeter Gatestrom i_G erhalten werden. Wenn beispielsweise C_iss = 10 nF und R_S = 5 Ω ist, ist L » 83 nH ausreichend. Aufgrund dieses Resonanzphänomens kann die Gate spannung v_G des MOSFET 3 bis zu einem höheren Wert als die Gate-Treiber-Leistungsquelle V_GG aufgeladen werden. Insbeson dere gilt, daß je größer der Wert auf der linken Seite in dem Ausdruck (4) (bzw. Q) ist, desto größer ist ein Ladungswert V_GH1 der Gatespannung v_G bei einem anfänglichen Zyklus, so daß sich dieser (V_GG-V_F)×2 annähert, wobei V_F einen Vorwärts spannungsabfall der Diode 105 darstellt.

Wenn der Steuereingang V₁ auf einen niedrigen Pegel bei diesem Zustand geschaltet wird, wird der Schalttransistor 101 ausge schaltet, und der Schalttransistor 102 wird eingeschaltet. Dementsprechend wird die aufgeladene Gateeingangskapazität C_iss des MOSFET 3 über das Induktanzelement 108, die Diode 106 und den Schalttransistor 102 entladen. Dabei kann der Gate strom i_G wie oben erwähnt die Gestalt einer Sinuswelle haben. Da die Variation einer Spannung v₂ durch (V_2H1-V_F) bei diesem Zyklus ausgedrückt wird, ist eine Spannungsamplitude größer als (V_GG-V_F) der anfänglichen Resonanz. Als Ergebnis wird die Gatespannung v_G des Leistungs-MOSFET 3 auf eine negative Span nung (V_GL1) aufgeladen. Auf ähnliche Weise ist der absolute Wert eines Gatestromspitzenwertes I_GP2 bei diesem Zyklus größer als derjenige eines Gatestromspitzenwertes I_GP1 bei dem anfänglichen Zyklus.

Wenn des weiteren der Steuereingang V₁ auf den hohen Pegel ge schaltet wird, werden die Schalttransistoren 101 und 102 je weils invertiert werden, und die Gatespannung v_G des MOSFET 3 wird erneut auf die positive Polarität aufgeladen aufgrund der durch die Leistungsquelle von (V_GG-V_F-V_2L) erzeugten Resonanz zum Erreichen von V_GH2, welcher höher ist als die Ladungsspan nung V_GH1 bei dem anfänglichen Zyklus.

Durch die Wiederholung derartiger Schaltvorgänge wächst die Gatespannung v_G des Leistungs-MOSFET 3 aufeinanderfolgend zu größeren Werten hin für jeden Zyklus. Falls jedoch ein ge eigneter Parallelwiderstand zwischen dem Gate und der Source des Leistungs-MOSFET 3 vorgesehen ist, kann die Gatespannung v_G auf eine geeignete Spannung gesteuert werden.

Wie es in Fig. 3 gezeigt ist, kann zusätzlich eine Diode 107, deren Anode und Kathode jeweils mit dem Gate des Leistungs- MOSFET 3 und der Gate-Treiber-Leistungsquelle V_GG verbunden sind, vorgesehen sein zur Regenerierung der Gatespannung v_G, welche die Ausgangsspannung der Gate-Treiberschaltung 100 an die Gate-Treiber-Leistungsquelle V_GG darstellt. In Fig. 4 ist ein Beispiel von Kurvenformen für die bei diesem Fall auftre tenden Vorgänge darstellt. Somit kann eine übermäßige Aufla dung der Gatespannung v_G verhindert werden, und ein mittlerer Versorgungsstrom von der Gate-Treiber-Leistungsquelle V_GG kann im wesentlichen um die Hälfte, verglichen mit dem Fall gemäß Fig. 1, verringert werden.

Die Gate-Treiberschaltung entsprechend der vorliegenden Erfin dung wird im wesentlichen auf dieselbe Weise wie oben be schrieben betrieben. Im folgenden wird die Schaltgeschwin digkeit der zu treibenden isolierten Gate-Halbleitervorrichtung untersucht. Ähnlich wie bei dem Fall der in Fig. 9 gezeigten Gate-Treiberschaltung ist die Anstiegszeit t_r und die Abfall zeit t_f bezüglich dem Schalten des Leistungs-MOSFET 3 als Zeitperiode definiert, die jeweils benötigt werden für den An stieg und den Abfall der Gatespannung v_G zwischen V_GS(OFF) und V_GS(ON). Falls eine Standardisierung durchgeführt wird, so daß der Spitzenwert des Gatestromes i_G im Falle der Aufladung der Gateeingangskapazität C_iss mit der exponentiellen (nicht reso nanten) Kurvenform gleich ist mit derjenigen im Falle des Auf ladens der Gateeingangskapazität C_iss mit der halbsinusför migen (resonanten) Kurvenform entsprechend der vorliegenden Erfindung, sind die Kurvenformen des Gatestromes i_G in Fig. 11(a) gezeigt. Dies bedeutet, daß im Falle der Gleichheit der Spitzenwerte die Impulsweite des halbsinusförmigen Stromes π/2 mal so groß sein muß wie die Zeitkonstante τ des expo nentiellen Stromes. Die Anstiegskurven der Gatespannung v_G, welche mit derartigen Strömen aufgeladen wird, sind in Fig. 11(b) gezeigt, falls eine Standardisierung dahingehend durch geführt wird, daß der Spitzenwert im Falle des nichtresonanten Antriebs (wie beim eingangs beschriebenen Fall) gleich ist mit demjenigen im Falle des resonanten Antriebes (gemäß der vor liegenden Erfindung). Falls V_G(OFF) gleich 20% der Aufla dungsendspannung, und V_G(ON) gleich 80% hiervon beträgt, be trägt die Anstiegszeit t_r des Leistungs-MOSFET 3 wie folgt:

beim resonanten Antreiben t_r1 = 0,644 τ
beim nichtresonanten Antreiben t_r2 = 1,386 τ.

Dementsprechend ist t_r1/t_r2 = 0,465 τ, und es wurde gefunden, daß das Schalten bei der halbsinusförmigen Aufladung entspre chend der vorliegenden Erfindung im wesentlichen doppelt so schnell durchgeführt werden kann als bei der exponentiellen Aufladung der eingangs beschriebenen Weise.

Die Kurvenformen gemäß Fig. 11 sind unter Berücksichtigung der idealen sinusförmigen Aufladung berechnet. Bei einer prakti scheren Betrachtung zeigt Fig. 16 ein Beispiel von Kurvenfor men, welche für den Fall berechnet wurden, bei dem ein äquiva lenter Serienwiderstand R_S vorhanden ist, der die Summe des internen Serienwiderstandes der Gate-Treiberschaltung 100 und des äquivalenten Eingangswiderstandes des Leistungs-MOSFET 3 darstellt. Fig. 16 zeigt die Kurvenformen bei den Schaltvor gängen beim Ein- und Ausschalten, da der zweite Zyklus den Fall darstellt, bei dem die Simulation aufgrund der Verwendung einer Resonanztreiberschaltung mit der regenerativen Diode 107 gemäß Fig. 3 mit den Konstanten V_GG = 10 V, L = 0,5 µH, C_iss = 10 nF und R_S = 5 Ω durchgeführt wurde. Die Kurvenformen des resonanten Antriebs sind durch schwarze Punkte gezeichnet. Entsprechend diesen Ergebnissen beträgt der Spitzenwert des Gatestromes i_G aufgrund des Resonanzantriebes gleich 1,03 A. Im Hinblick auf die bisherige Lösung sind zum Vergleich die Ergebnisse derselben Berechnung mit den Konstanten V_GG = 10 V, C_iss = 10 nF und R_S = 10 Ω bei der nichtresonanten Treiber schaltung gemäß Fig. 9 in Fig. 16 ebenfalls dargestellt. Die Kurvenformen des nichtresonanten Antriebes sind mit hellen Punkten dargestellt. Die Transfereigenschaften des MOSFET V_GS(OFF) = 2 V und V_GS(ON) = 8 V, sind ebenfalls auf die Er gebnisse angewendet, wobei die Anstiegszeit t_r und die Ab fallzeit t_f wie folgt sind:

Beim resonanten Antreiben t_r = 65 ns
t_f = 70 ns
Beim nichtresonanten Antreiben t_r = 140 ns
t_f = 140 ns.

Es wurde gefunden, daß der Schaltvorgang des resonanten An treibens entsprechend der vorliegenden Erfindung zweimal so schnell ist wie bei dem bisherigen nichtresonanten Antreiben unter denselben Gatestrombedingungen, auch falls der äquiva lente Serienwiderstand R_S als näher zur Praxis liegend berück sichtigt ist.

Normalerweise ist die für das Induktanzelement 108 benötigte Induktivität klein, nämlich einige hunderte von Nanohenries, so daß eine Spule mit Luftkern und eine Ferrit-Perle anwendbar sind, und somit die Packungsfläche klein gehalten ist.

Bei der Gate-Treiberschaltung für die isolierte Gate-Halblei tervorrichtung entsprechend der vorliegenden Erfindung ist das obig beschriebene Induktanzelement als ein Stromrestriktions element verwendet, und es werden, wie erwähnt, Treiberschalter vom in Rückwärtsrichtung sperrenden Typ verwendet, wodurch die Resonanz durch die Gatekapazität der isolierte Gate-Halblei tervorrichtung und der Induktivität des Induktanzelementes bei dem Ein- und Ausschalten erzeugt wird. Daher können die fol genden praktikablen Effekte erhalten werden:

(1) Im Falle der Verwendung von Treiberschaltern mit den selben Stromdaten kann die Schaltgeschwindigkeit mit der isolierte Gate-Halbleitervorrichtung im wesent lichen um das Doppelte im Vergleich zur bisherigen Lö sung schneller sein.
(2) Die vorliegende Erfindung ist äußerst geeignet zum Aus schalten der isolierten Gate-Halbleitervorrichtung mit insbesondere geringer V_GS(OFF) bei einer hohen Ge schwindigkeit, da die Gatesperrspannung automatisch er zeugt wird.
(3) Da der Strom nicht durch den Widerstand, sondern durch das Induktanzelement begrenzt wird, wird der elektri sche Leistungsverbrauch in diesem Teil verringert.
(4) Da die Anstiegsrate des in die Treiberschalter fließen den Stromes durch die Induktivität des Induktanzelemen tes beschränkt wird, können die aufgrund der Anstiegs geschwindigkeit beim Einschalten der Treiberschalter verursachten Schaltverluste verringert werden. In Kom bination mit dem obigen Effekt (1) wird die Hochfre quenzanpassung durch die integrierte Schaltung erleich tert.

Die vorliegende Erfindung wurde soweit auf der Grundlage der bevorzugten Ausführungsbeispiele gemäß den Fig. 1 und 3 be schrieben. Es sind jedoch verschiedene Modifikationen möglich, wie sie im folgenden beschrieben werden.

(1) Die übermäßige Aufladung der Gatespannung kann auch dann verhindert werden, falls die regenerative Diode 107 gemäß Fig. 3 parallel zwischen dem Gate und der Source des Leistungs-MOSFET 3 verbunden ist, wie es in Fig. 17 gezeigt ist. Jedoch kann in diesem Fall der Ga tesperrspannungs-Effekt nicht ausreichend erhalten wer den.
(2) Eine in Rückwärtsrichtung sperrende Durchbruchsspannung von etwa 2 bis 3 V der jeweiligen in Rückwärtsrichtung sperrenden Schalter, welche aus der Konbination des Schalttransistors 101 und der Diode 105 und der Kombi nation des Schalttransistors 102 und der Diode 106 zu sammengesetzt sind, kann manchmal ausreichen in dem Fall, bei dem Q der Resonanzschaltung klein ist oder die regenerative Diode 107 verwendet ist. Wenn bipolare Transistoren als Schalttransistoren innerhalb der in Rückwärtsrichtung sperrenden Schalter verwendet werden, wie es in den Fig. 1 und 3 gezeigt ist, brauchen die in Rückwärtsrichtung sperrenden Dioden 105 und 106 in einigen Fällen nicht teilweise vorgesehen zu sein, falls die benötigte in Rückwärtsrichtung sperrende Durchbruchsspannung wesentlich geringer ist als die Durchbruchsspannung des Basis-Emitter-Übergangs der bi polaren Transistoren.

Fig. 5 zeigt in einem Schaltungsdiagramm ein bevorzugtes Aus führungsbeispiel einer Blitzlichtsteuerung entsprechend der vorliegenden Erfindung, und Fig. 6 zeigt als Kurvendiagramm die entsprechende Betriebsweise. Bei der Blitzlichtsteuerung gemäß Fig. 5 weist eine Gate-Treiberschaltung 100 für das Ein- und Aus-Treiben eines bipolaren Transistors mit isoliertem Gate 6, welcher einen Typ der isolierten Gate-Halbleitervor richtung darstellt, denselben Aufbau wie bei der in Fig. 1 dargestellten Gate-Treiberschaltung 100 auf, außer daß ein Gate-Spannungs-Entladungswiderstand 109 zwischen Gate und Emitter des bipolaren Transistors mit isoliertem Gate 6 ver bunden ist. Die restlichen Bestandteile sind ähnlich im Aufbau wie bei der in Fig. 12 dargestellten Blitzlichtsteuerung.

Unter Bezugnahme auf das Kurvendiagramm gemäß Fig. 6 wird im folgenden die Betriebsweise der in Fig. 5 dargestellten Blitz lichtsteuerung erläutert. Falls die Induktivität L des Induk tanzelementes 108 die folgende Beziehung erfüllt:

ist der Gatestrom i_G des bipolaren Transistors mit isoliertem Gate 6 oszillatorisch, wenn die Schalttransistoren 101 oder 102 ein-/ausgeschaltet werden, wobei der äquivalente Serienwi derstand R_S die Summe des internen Serienwiderstandes der Gate-Treiberschaltung 100 und des äquivalenten Eingangswider standes des bipolaren Transistors mit isoliertem Gate 6 ist, und C_iss die Gate-Eingangskapaziät des bipolaren Transistors mit isoliertem Gate 6 darstellt. Der Gatestrom i_G zeigt den halbsinusförmigen Kurvenverlauf entsprechend der in Rückwärtsrichtung sperrenden Eigenschaften der jeweiligen Schalter, welche zusammengesetzt sind aus der Kombination des Transistors 101 und der Diode 105, und der Kombination des Transistors 102 und der Diode 106. Wenn dementsprechend bei spielsweise die Induktivität L ausreichend groß ist, kann die Gate-Spannung v_G beim Ein-Treiben des bipolaren Transistoren mit isoliertem Gate 6 zu etwa dem Doppelten der Gate-Treiber- Leistungsquelle V_GG durch die LC-Resonanz gesteppt werden, wie oben beschrieben wurde (V_2H ≒ 2×V_GG). Folglich beträgt der für die Gate-Treiber-Leistungsquelle V_GG benötigte Spannungs wert lediglich etwa die Hälfte von dem Wert V_GE(ON), welcher für das Ein-Treiben des bipolaren Transistoren mit isoliertem Gate 6 benötigt wird.

Wie oben erwähnt wurde, wurde ein bipolarer Transistor mit isoliertem Gate entwickelt, der eine Steuerung eines Spitzen stromes von etwa 130 A mit einer Gate-Spannung von etwa 10 V ermöglicht. Falls ein solcher als der bipolare Transistor mit isoliertem Gate 6 verwendet ist, ist die Blitzlichtsteuerung möglich durch direktes Verwenden einer 6 V Batterie als die Gate-Treiber-Leistungsquelle V_GG in der Schaltung gemäß Fig. 5.

Wie oben dargestellt wurde, wird die LC-Resonanz ebenso beim Aus-Treiben des bipolaren Transistoren mit isoliertem Gate 6 verwendet, wobei das Gate des bipolaren Transistoren mit iso liertem Gate 6 negativ vorgespannt ist (V_2L ≒ -V_2H). Dadurch kann auch im Falle des bipolaren Transistors mit isoliertem Gate mit geringem V_GE(th), bei dem die Gate-Treiberspannung verringert ist, bei einer hohen Geschwindigkeit ausgeschaltet werden, da die Gate-Spannung v_G rapide in der Umgebung des Schwellenwertes variiert.

Bei der Schaltung gemäß Fig. 5 wird die negativ aufgeladene Gate-Eingangskapazität C_iss des bipolaren Transistors mit iso liertem Gate 6 durch den Entladungswiderstand 106 entladen. Falls das nächste Ein-Treiben durchgeführt wird, wenn die Ent ladung beendet ist, kann die obige Betriebsweise wiederholt werden. Falls jedoch das nächste Ein-Treiben durchgeführt wird, bevor die negative Entladung beendet ist, steigt die po sitive Gate-Treiberspannung manchmal bis zu einem Maximum von 4×V_GG an, so daß gewisse Sorgfalt unternommen werden muß, um die positive Gate-Treiberspannung unterhalb des Gate-Durch bruchs-Spannungskennwertes des bipolaren Transistors mit iso liertem Gate 6 zu halten. Falls es nicht unbedingt notwendig ist, eine große Gatesperrspannung anzulegen, können stabile Wiederholungsvorgänge durch paralleles Verbinden der Diode zwi schen dem Gate und dem Emitter des bipolaren Transistors mit isoliertem Gate 6 (beziehungsweise Verbinden der Kathode mit dem Gate und der Anode mit dem Emitter) erzielt werden.

Fig. 7 zeigt in einem Schaltungsdiagramm ein weiteres bevor zugtes Ausführungsbeispiel der Blitzlichtsteuerung entspre chend der vorliegenden Erfindung, und Fig. 8 zeigt in einem Kurvendiagramm die entsprechenden Kurvenformen beim Betrieb desselben. Bei der Blitzlichtsteuerung gemäß Fig. 7 ist die Gate-Treiberschaltung 100 zum EIN- und AUS-Treiben des bipola ren Transistors mit isoliertem Gate 3 dieselbe wie bei Fig. 5. Der Unterschied zu Fig. 5 liegt im Aufbau jedoch darin, daß ein Thyristorschalter 11 separat als Vorrichtung zum Liefern von Triggerenergie für die Triggerschaltung 200 einer Blitzlichtentladungsröhre 4 verwendet ist, wobei ein Emissions-Startsignal von einer Kamera oder dergleichen an den Thyristorschalter 11 geliefert wird. Das Emissions-Stopsignal wird durch Anlegen eines negativen Pegels an den Steuereingang V₁ der Gate-Treiberschaltung 100 geliefert.

Unter Bezugnahme auf das Kurvendiagramm gemäß Fig. 8 wird die Betriebsweise der in Fig. 7 dargestellten Schaltung im folgen den erläutert. Bei einer Haltebedingung, wenn das Emissions- Startsignal TRIG möglicherweise von der Kamera ausgegeben wird, wird die Gate-Spannung v_G hochgehalten, so daß der bipo lare Transistor mit isoliertem Gate 6 ständig einen vorbe stimmten Blitzlichtentladungsröhrenstrom passieren kann. Wenn der Steuereingang V₁ der Gate-Treiberschaltung 100 zwischen den niedrigen und hohen Pegeln geschaltet wird, steigt die Spannung mit hohem Pegel des Gates des bipolaren Transistoren mit isoliertem Gate 6 durch die LC-Resonanz beim Schalten mit dem Anstieg der Anzahl von Schaltvorgängen an, wie es oben be schrieben wurde. Falls der Steuereingang V₁ hochgehalten wird, wenn die Gate-Spannung niedriger ist als der Gate-Durch bruchsspannungs-Kennwert des bipolaren Transistors mit iso liertem Gate 6 und einen ausreichenden Wert erreicht, wird die Gate-Spannung v_G des bipolaren Transistors mit isoliertem Gate 6 bei einem Wert gehalten, der größer ist als die Gate-Span nung V_GE(ON), welche für die Leitung des bipolaren Transistors mit isoliertem Gate 6 für eine Zeitdauer durch die Gate-Ein gangskapazität C_iss benötigt wird. Diese Spannung kann durch eine Spannungssteuerschaltung 111 überwacht werden und inner halb eines benötigten Gate-Spannungs-Bereiches gesteuert wer den. Die Spannungssteuerschaltung 111 kann einfach zusam mengesetzt sein, beispielsweise aus einem Spannungskomparator und einer Oszillatorschaltung.

Falls das Emissions-Startsignal TRIG von der Kamera empfangen wurde, während die Gate-Spannung v_G innerhalb des vorbestimm ten Spannungsbereiches liegt, wird das Gate des Thyristor schalters 11 zum Triggern durch die Spannungssteuerschaltung 111 getriggert, und dadurch kann die Blitzlichtentladung durch die Blitzlichtentladungsröhre 7 starten. Um die Blitzlichtent ladung durch die Blitzlichtentladungsröhre 7 zu beenden, nach dem eine leitende Zeit t_w verstrichen ist und eine gewünschte Lichtmenge erhalten worden ist, sollte der Steuereingang V₁ lediglich auf den niedrigen Pegel geschaltet werden. Nach einigen ms, nachdem die Blitzlichtentladung beendet ist, wurde Gas in der Blitzlichtentladungsröhre 7 ionisiert, so daß leicht Fehlbeleuchtungen auftreten können. Daher muß die Gate- Spannung v_G des bipolaren Transistors mit isoliertem Gate 6 mit einer AUS-Periode t_OFF mit geeigneter Dauer vorgesehen sein.

Falls das Emissions-Startsignal TRIG übertragen wird, während die Gate-Spannung v_G des bipolaren Transistors mit isoliertem Gate 6 gering ist aufgrund seines Pumpenbetriebes, sollte der Triggerimpuls an den Thyristorschalter zum Triggern 11 ange legt werden, nachdem der Pumpvorgang beendet ist. Diese Zeit verzögerung kann leicht unterhalb von Zehntel von Mikrosekun den gesteuert werden, so daß es keinen Einfluß auf den Foto grafiervorgang gibt.

Die Schaltung gemäß Fig. 7 weist den Vorteil auf, daß die Batteriespannung für die Gate-Treiber-Leistungsquelle V_GG be liebig gewählt werden kann, da die Gate-Spannung v_G in gewis sen Grenzen beliebig für die Gate-Treiber-Leistungsquelle V_GG verstärkt werden kann.

Im Zusammenhang mit der Geschwindigkeit des Gate-Treiber- Schaltvorganges wird im folgenden ein Vergleich zwischen der bisher verwendeten Blitzlichtsteuerung gemäß Fig. 12 und der Blitzlichtsteuerung vom Resonanzgate-Treibertyp entsprechend der vorliegenden Erfindung gemäß den Fig. 5 und 7 durchge führt. Wie es unter Bezugnahme auf Fig. 11 oben dargestellt wurde, falls die Zeitperioden t_r und t_f betrachtet werden, wenn die Gate-Spannung v_G des bipolaren Transistors mit iso liertem Gate 6 zwischen 20% und 80% der gesamten Amplitude variiert, wurde gefunden, daß die Blitzlichtsteuerung vom Re sonanzgate-Treibertyp entsprechend der vorliegenden Erfindung etwa doppelt so schnell wie die bisher verwendete Blitzlicht steuerung treibbar ist. Andererseits kann bei derselben Schaltgeschwindigkeit die Induktivität des Induktanzelement 108 zur Begrenzung des Stromes vergrößert werden, und der Spitzenwert des Schaltstromes kann um die Hälfte verringert werden. Dementsprechend kann der Stromnennwert der aus den Schalttransistoren 101 und 102 und den Dioden 105 und 106 zu sammengesetzten Treiberschalter verringert werden, wodurch die Wirtschaftlichkeit verbessert wird.

Die oben erläuterten bevorzugten Ausführungsbeispiele betref fen den Fall des EIN- und AUS-Treibens des bipolaren Tran sistors mit isoliertem Gate für ein Stroboskop unter Verwen dung der Gate-Treiberschaltung vom Resonanztreibertyp entspre chend der vorliegenden Erfindung. Jedoch kann derselbe Effekt im Falle des EIN- und AUS-Treibens des Leistungs-MOSFET und dergleichen mit derselben isolierte Gate-Struktur wie bei dem bipolaren Transistor mit isoliertem Gate erhalten werden. Bei den Anwendungen, bei denen der Anstieg der Gate-Spannung v_G oberhalb der Gate-Treiber-Leistungsquelle V_GG bedeutungslos ist, kann die Gate-Spannung v_G durch die Diode 107 auf die Gate-Treiber-Leistungsquelle V_GG regeneriert werden, wie es in Fig. 3 dargestellt ist. Somit kann insbesondere bei den Anwen dungen von Hochfrequenz DC-DC-Wandlern und dergleichen der verbrauchte Strom der Gate-Treiberschaltung 100 von einem An stieg verhindert werden.

Die Blitzlichtsteuerung gemäß der vorliegenden Erfindung, in welcher die in die Blitzlichthauptschaltung eingesetzte iso lierte Gate-Halbleitervorrichtung aufgrund der Verwendung des Induktanzelements resonant-treibbar ist, weist verschiedene praktische Effekte auf, welche im folgenden beschrieben wer den.

(1) Da die Gate-Treiberspannung nach oben gesteppt werden kann, können Batterien als die Gate-Treiber-Leistungs quelle V_GG verwendet werden. Somit kann eine Miniaturi sierung und eine Kostenreduktion der Schaltung erreicht werden.
(2) Da die Gatesperrspannung beim AUS-Treiben angelegt wird, wird ein Hochgeschwindigkeits-Ausschalten auch bei der isolierten Gate-Halbleitervorrichtung mit einem geringen Schwellenwert erreicht.
(3) Die Schaltstromkenndaten können verringert werden, wo durch die Kosten der Gate-Treiberschaltung reduziert werden.

Claims

1. Gate-Ansteuerschaltung (100) zum Ein- und Ausschalten einer ein isoliertes Gate aufweisenden Halbleiter-Schaltvorrichtung (3; 6) mit:

(a) zwei in Rückwärtsrichtung sperrenden Schaltern (101, 102), die in Reihe zwischen zwei Spannungsversorgungsanschlüssen angeordnet sind, welche eine hohe erste Spannung (V_GG) und eine niedrigere zweite Spannung liefern;
(b) einem Induktanzelement (108), das zwischen dem Verbindungspunkt der zwei Schalter (101, 102) und dem Gate der Halbleiter-Schaltvorrichtung (3; 6) angeordnet ist; und
(c) einer Steuerschaltung (103, 104), welche die zwei Schalter (101, 102) und damit die Halbleiter-Schaltvorrichtung (3; 6) entsprechend ein- und ausschaltet;
gekennzeichnet durch eine Diode (107), die entweder mit ihrer Kathode an den ersten Spannungsversorgungsanschluß (V_GG) und mit ihrer Anode an das Gate der Halbleiter-Schaltvorrichtung (3; 6) angeschlossen ist (Fig. 3) oder die mit ihrer Anode an das Source und mit ihrer Kathode an das Gate der Halbleiter-Schaltvorrichtung (3; 6) angeschlossen ist (Fig. 17).

2. Gate-Ansteuerschaltung (100) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Induktivität (L) des Induktanzelements (108) so gewählt ist, daß diese im Zusammenwirken mit der Gate-Eingangskapazität (C_iss) der Halbleiter-Schaltvorrichtung (3; 6) eine LC-Resonanz in der Weise hervorruft, daß sich die Gatespannung der Halbleiter-Schaltvorrichtung (3; 6) auf einen Wert auflädt, der höher als der der ersten Spannung (V_GG) ist.

3. Gate-Ansteuerschaltung (100) nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Induktivität L des Induktanzelements (108) so gewählt ist, daß sie der Bedingung L » 1/4 C_iss R_S²genügt, in der mit C_iss die Gate-Eingangskapazität der Halbleiter-Schaltvorrichtung (3; 6) und mit R_S der äquivalente Serienwiderstand der Summe des internen Serienwiderstands der Ansteuerschaltung (100) und des äquivalenten Eingangswiderstands der Halbleiter-Schaltvorrichtung (3; 6) bezeichnet ist.

4. Gate-Ansteuerschaltung (100) nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die zwei Schalter jeweils durch einen Transistor (101, 102) gebildet sind, deren Steuerelektroden jeweils mit der Steuerschaltung (103, 104) verbunden sind.

5. Gate-Ansteuerschaltung (100) nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Kollektor des ersten Transistors (101) mit dem ersten Spannungsversorgungsanschluß (V_GG) und der Emitter des zweiten Transistors (102) mit dem zweiten Spannungsversorgungsanschluß verbunden ist.

6. Gate-Ansteuerschaltung (100) nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Emitter des ersten Transistors (101) bzw. der Kollektor des zweiten Transistors (102) jeweils unter Zwischenschaltung einer Diode (105, 106) mit dem Verbindungspunkt verbunden ist.

7. Gate-Ansteuerschaltung (100) nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß ein Widerstand (109) zwischen das Source und das Gate der Halbleiter-Schaltvorrichtung (3; 6) geschaltet ist (Fig. 5).

8. Gate-Ansteuerschaltung (100) nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung aus zwei Logikschaltungen (103, 104) gebildet ist, die die zwei Schalter (101, 102) komplementär ansteuern.

9. Verwendung einer Gate-Ansteuerschaltung (100) nach einem der vorangehenden Ansprüche bei der Ansteuerung einer Trigger-Halbleiter-Schaltvorrichtung (6) einer Blitzlichtentladungsröhre (7).