DE4206263C2

DE4206263C2 - Steuersatz für pulsbreitenmodulierten Dreipunktwechselrichter

Info

Publication number: DE4206263C2
Application number: DE4206263A
Authority: DE
Inventors: Shigeru Tanaka; Kazutoshi Miura
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1991-02-28
Filing date: 1992-02-28
Publication date: 1997-02-20
Anticipated expiration: 2012-02-29
Also published as: CN1065359A; JP3102499B2; CN1024619C; DE4206263A1; JPH04275059A; US5274542A; KR950013870B1; KR920017335A

Description

Die Erfindung betrifft einen Steuersatz nach dem Ober begriff des Patentanspruches. Ein solcher Steuersatz ist z. B. bekannt aus DE-Z: STEINKE, J. K. Grundlagen für die Entwicklung eines Steuerverfahrens für GTO- Dreipunktwechselrichter für Traktionsantriebe. In: etz- Archiv Bd. 10 (1988), H. 7, S. 215-220.

Im Hauptstromkreis eines herkömmlichen Dreipunktwechselrichters nachstehend Stern- oder Nullpunkt-angeklammerter Leistungs- oder Stromumformer genannt, wie er in Fig. 1 dargestellt ist, stehen die Bezugssymbole Vd1 und Vd2 für Gleichstromversorgungen, S1-S4 für abschaltbare Halbleiterschalter, nachstehend selbstlöschende Elemente genannt D1-D4 für Freilaufdioden, D5 und D6 für Anklammerdioden und LOAD für eine Last. Eine Ausgangsspannung Vu von dieser Umformervorrichtung ändert sich mit den EIN/AUS-Operationen der vier Ele mente S1-S4 auf die im folgenden beschriebene Weise. Dabei ist zu beachten, daß eine Gesamt-Gleichspannung Vd durch folgende Gleichung bestimmt ist:

Vd1 = Vd2 = Vd/2.

Wenn die Elemente S1 und S2 EIN sind, gilt Vu = +Vd/2.
Wenn die Elemente S2 und S3 EIN sind, gilt Vu = 0.
Wenn die Elemente S3 und S4 EIN sind, gilt Vu = -Vd/2.

In diesem Fall müssen die selbstlöschenden Elemen te paarweise eingeschaltet werden. Wenn drei der Ele mente auf einmal eingeschaltet sind, wird eine entspre chende Gleichstromversorgung kurzgeschlossen, und die Elemente werden durch einen Überstrom zerstört.

Wenn z. B. EIN- bzw. Einschaltsignale den jeweiligen Elementen S1-S3 eingespeist werden, wird die Gleich stromversorgung Vd1 über die Elemente S1, S2 und S3 so wie die Diode D6 kurzgeschlossen. Infolgedessen fließt ein übermäßiger Kurzschlußstrom zu den Elementen, wo durch diese zerstört werden.

Zur Vermeidung eines solchen Gleichstromkurzschlusses werden die Elemente S1 und S3 sowie die Elemente S2 und S4 jeweils invers betrieben. Wenn nämlich das Element S1 eingeschaltet ist, ist das Element S3 abgeschaltet, und umgekehrt. Da hierbei die Elemente S1 und S3 bei Empfang von AUS-Torsteuer- oder -Gatesignalen nicht un mittelbar abgeschaltet werden, wird ein AUS- oder Abschaltsignal einem dieser Elemente weiter Zuge speist, bis das andere Element vollständig abgeschal tet ist. Die entsprechende Zeitspanne wird als Verlust- oder Leerzeit bezeichnet, die als unabdingbarer Faktor berücksichtigt werden muß. Wenn ebenso das Element S2 eingeschaltet wird, wird das Element S4 mit einer Leer zeit abgeschaltet, und umgekehrt.

Die bisherige Nullpunkt-angeklammerte Leistungs- oder Stromumformervorrichtung wird daher nach einer durch ein Zeitsteuerdiagramm in Fig. 2 veranschaulichten Pulsbreitenmodulationsmethode (PWM-Methode) betrieben.

In Fig. 2 sind mit X und Y Trägersignale der PWM-Steue rung bezeichnet. Das Signal X ist eine Dreieckswelle, deren Pegel sich zwischen +EMAX und -EMAX än dert. Das Signal X besitzt die gegenüber dem Signal X invertierte Größe (bzw. eine Dreieckswelle, die von der des Signals X um einen elektrischen Winkel von 180° verschoben oder versetzt ist). Das Bezugssymbol ei steht weiter für ein PWM-Steuereingangssignal.

Torsteuer- oder Gatesignale g1 und g2 für die Elemente S1-S4 werden durch Vergleichen des Eingangssignals ei mit den Dreieckswellen X und Y gebildet. Insbesondere gilt:

Wenn ei < X und ei < Y, ergibt sich g1 = 1, so daß das Element S1 ein- und das Element S3 abgeschal tet wird.

Wenn ei ≦ X oder ei ≦ Y, ergibt sich g1 = 0, so daß das Element S1 ab- und das Element S3 einge schaltet wird.

Wenn ei < X und ei < Y, ergibt sich g2 = 1, so daß das Element S4 ein- und das Element S2 abgeschal tet wird.

Wenn ei ≧ X oder ei ≧ Y, ergibt sich g2 = 0, so daß das Element S4 ab- und das Element S2 einge schaltet wird.

Als Ergebnis besitzt die Ausgangsspannung Vu die im un tersten Teil von Fig. 2 dargestellte Wellenform. In diesem Fall kann bei der genannten Wechselrichtervorrichtung eine Spannung einer dreipege ligen (+Vd/2, 0 und -Vd/2) Spannungswellenform mit einem kleinen Anteil an Hochfrequenzkomponenten als Ausgangsspannung Vu gebildet werden. Wenn eine solche Spannung an eine Motorlast angelegt wird, können eine Strompulsierung reduziert und eine Vermin derung in der Drehmomentwelligkeit erzielt werden.

Bei der oben beschriebenen bisherigen Nullpunkt-ange klammerten Stromumformervorrichtung ergeben sich jedoch die folgenden Probleme:
Wenn der Pegel des Eingangssignals ei sehr niedrig ist, wie in Fig. 3 gezeigt, ist die Impulsbreite jedes der Torsteuer- oder Gatesignale g1 und g2 verkleinert. Wenn diese Impulsbreite kürzer wird als eine Mindest-EIN- oder -Einschaltzeit Δt der die Umformervorrichtung bildenden Elemente S1-S4, ergibt sich das im folgenden geschilderte Problem.

Bei einer Umformervorrichtung einer großen Kapazität wird ein Abschalt- oder GTO-Thyristor als selbstlö schendes Element verwendet, wobei ein Schaltkreis zum Begrenzen einer Überspannung in einer Abschalt- bzw. Sperrperiode mit dem GTO-Thyristor verbunden ist. Wenn letzterer ein- oder durchgeschal tet ist, um die Spannung eines Kondensators im genann ten Schaltkreis zu initialisieren, muß der Einschaltzustand des GTO-Thyristors für eine vor bestimmte Zeit (die Mindest-Einschaltzeit Δt: Z.B. etwa 100 µs) erhalten bleiben.

In dem in Fig. 3 gezeigten Fall verringert sich das Eingangssignal ei im Pegel, so daß das Intervall, in welchem das Gatesignal g1 den Pegel "1" aufweist, d. h. das Intervall, in welchem das Element S1 EIN (das Ele ment S3 AUS) ist, kürzer wird als die Mindest-Ein schaltzeit Δt. Zur Sicherstellung der Mindestein schaltzeit des Elements wird daher das Gatesignal g1 zur Bildung eines Signals g1′ einer Impuls- oder Pulsbreite entsprechend der Mindesteinschaltzeit Δt korrigiert. Auf ähnliche Weise wird das Gatesignal g2 zur Bildung eines Signals g2′ korrigiert. Als Ergeb nis erhält die Ausgangsspannung Vu die im untersten Teil von Fig. 3 gezeigte Wellenform. Infolgedessen ist der Mittelwert Vu von Ausgangsspannungen eine konstante positive oder negative Größe, unabhängig von der Größe des Eingangssignals ei, wie dies durch die gestrichel ten Linien in Fig. 3 angegeben ist.

Wenn nämlich beim Steuersatz der herkömmlichen Null punkt-angeklammerten Stromumformervorrichtung der Pegel des Eingangssignals ei abnimmt oder verkleinert wird, wird die Ausgangsspannung Vu unabhängig von der Größe des Eingangssignals ei zu einer konstanten Größe. Hier durch wird es unmöglich, einen Laststrom Iu zu regeln oder zu steuern. Insbesondere dann, wenn eine Ausgangs frequenz niedrig ist, häufen sich Spannungsfehler unter Vergrößerung des Laststroms Iu auf. Im schlimmsten Fall wird das betreffende Element zerstört.

Wenn außerdem eine plötzliche Änderung im Pegel des Eingangssignals ei auftritt, vergrößert sich die Puls breite des Gatesignals g1 zur Sicherung der Mindestein schaltzeit Δt des Elements S1. Da das Gatesignal g1 mit vergrößerter Pulsbreite das Gatesignal g2 teilweise überlappt, werden infolgedessen das Element S1 einge schaltet und das Element S2 abgeschaltet, das Element S3 abgeschaltet und das Element S4 eingeschaltet. Folg lich wird die Gesamtgleichspannung Vd = Vd1 + Vd2 an das Element S2 oder S4 angelegt und damit das betreffen de Element S2 oder S4 zerstört.

Die oben geschilderten Probleme beim Stand der Technik lassen sich wie folgt zusammenfassen:

a) Wenn der Pegel des Eingangssignals ei niedrig ist, ist eine Steuerung der selbstlöschenden Elemente un möglich.
b) Zur Vermeidung eines Gleichstromkurzschlusses ist eine Leerzeit oder Leerlaufzeit für das Steuern je des selbstlöschenden Elements erforderlich.
c) Beim Auftreten einer plötzlichen Pegeländerung des Eingangssignals ei wird eine Überspannung an das betreffende selbstlöschende Element angelegt und dieses dadurch zerstört.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ausgehend vom Stand der Technik nach dem Oberbegriff des Patentan spruches 1 einen Steuersatz zu schaffen, welcher die Mindesteinschaltzeit jedes Halbleiterschalters gewähr leistet und eine einem Steuersignal proportionale Aus gangsspannung erzeugt, wenn der Steuersignalpegel nied rig ist, um unsteuerbare Bereiche auszuschließen.

Diese Aufgabe wird bei einem Steuersatz der eingangs genannten Art erfindungsgemäß durch die im Kennzeichen des Patentan spruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst.

Im folgenden sind bevorzugte Ausführungsformen der Er findung im Vergleich zum Stand der Technik anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein Schaltbild des Aufbaus des Hauptschal tungsteils einer bisherigen Nullpunkt ange klammerten Leistungs- oder Stromumformer vorrichtung,

Fig. 2 ein Zeitsteuerdiagramm zur Erläuterung des Betriebs der durch einen her kömmlichen Steuersatz angesteuerten Vor richtung,

Fig. 3 ein Zeitsteuerdiagramm zur Erläuterung von sich beim herkömmlichen Steuersatz ergeben den Problemen,

Fig. 4 ein Blockschaltbild eines Steuersatzes einer Nullpunkt-angeklammerten Leistungs- oder Stromumformervorrichtung gemäß einer Ausfüh rungsform der Erfindung in Verbindung mit dem Aufbau des Hauptschaltungsteils der Vorrichtung, und

Fig. 5 ein Zeitsteuerdiagramm zur Verdeutlichung einer Operation der Erfindung.

Die Fig. 1 bis 3 sind eingangs bereits erläutert wor den.

Fig. 4 ist ein Blockschaltbild eines Steuersatzes einer Nullpunkt-angeklammerten Leistungs- oder Stromumformer vorrichtung gemäß einer Ausführungsform der Erfindung in Verbindung mit dem Aufbau des Hauptschaltungsteils der Vorrichtung. Obgleich in Fig. 4 ein Steuersatz für eine Einzelphase (U-Phase) dargestellt ist, sind Steu ersätze für die beiden restlichen Phasen (V- und W- Phasen) ähnlich aufgebaut wie der Steuersatz für die U-Phase.

Die Ausgangsklemme eines Stromdetektors CTu ist mit einer Eingangsklemme eines in einer Steuerschaltung angeordneten Komparators Cu verbunden. An die andere Eingangsklemme des Komparators Cu wird ein Stromsoll wert Iu* angelegt. Die Ausgangsklemme des Kompara tors Cu ist über einen Stromsteuerkompensationskreis Gu(s) an die Eingangsklemmen von Begrenzer LIM1 und LIM2 angeschlossen. Die Ausgangsklemme jedes Be grenzers LIM1 und LIM2 ist mit einer Eingangs klemme einem entsprechenden Addierer A1 bzw. A2 ver bunden. An die andere Eingangsklemme jedes Addierer A1 und A2 ist bzw. wird eine Vorspannung Δe angelegt. Die Ausgangsklemme jedes Addierer A1 und A2 ist mit einer Eingangsklemme eines entsprechenden zugeordne ten Komparators C1 bzw. C2 verbunden. Die anderen Ein gangsklemmen der Komparatoren C1 und C2 sind jeweils an die X- bzw. Y-Ausgangsklemmen eines Dreieckswellengene rators TRG angeschlossen. Die Ausgangsklemmen der Kom paratoren C1 und C2 sind jeweils an die Eingangsklemmen von Schmitt-(Trigger-) Kreisen. SH1 bzw. SH2 angeschlos sen.

Bei der beschriebenen Schaltung wird ein U-Phasenlast strom Iu durch den Stromdetektor CTu erfaßt und dem Komparator Cu des Stromsteuerkreises eingespeist. Der Komparator Cu vergleicht den Strombezeichnungswert Iu* mit dem Stromdetektions- bzw. -meßwert Iu zwecks Ab leitung einer Abweichung εu = Iu* - Iu. Die Abweichung εu wird durch den Stromsteuerkompensationskreis Gu(s) verstärkt. Die verstärkte Abweichung wird dann als Ein gangssignal ei den Begrenzerkreisen LIM1 und LIM einge speist.

Das Eingangssignal ei wird durch die Begrenzerkreise LIM1 und LIM2 in ein positives Signal ei(+) und ein ne gatives Signal ei(-) geteilt. Genauer gesagt: der Be grenzerkreis LIM1 gibt ei(+) = ei aus, wenn das Ein gangssignal ei < 0. Der Begrenzerkreis LIM2 gibt ei(-) = ei aus, wenn das Eingangssignal ei < 0.

Die Ausgangssignale ei(+) und ei(-) von den Begrenzer kreisen LIM1 und LIM2 werden jeweils den Addierstufen A1 bzw. A2 eingespeist. Als Ergebnis werden Vorspannun gen ±Δe jeweils wie folgt zu den Ausgangssignalen hin zuaddiert:

ei(+)* = ei(+) + Δe
ei(-)* = ei(-) - Δe

Der Dreieckswellengenerator TRG generiert zwei Drei eckswellensignale X und Y und speist diese den Kompa-
ratoren C1 bzw. C2 zu. Der Komparator C1 vergleicht die Dreieckswelle X mit dem Eingangssignal ei(+)* zur Bil dung eines Torsteuer- oder Gatesignals g1 für die Ele mente S1 und S3 über den Schmitt-Kreis SH1. Der Kompa rator C2 vergleicht das Dreieckswellensignal Y mit dem Eingangssignal ei(-)* zur Bildung eines Torsteuer- oder Gatesignals g2 für die Elemente S2 und S4 über den Schmitt-Kreis SH2.

Fig. 5 ist ein Zeitsteuerdiagramm zur Erläuterung einer Operation bzw. Arbeitsweise der Erfindung.

Ein Trägerwellensignal X für PWM-Steuerung ist ein Dreieckswellensignal, das eine konstante Fequenz be sitzt und sich im Pegel bzw. in der Größe zwischen 0 und +EMAX ändert. Ein Trägerwellensignal Y ist ein Dreieckswellensignal, das eine konstante Frequenz be sitzt, sich im Pegel zwischen 0 und -EMAX ändert und mit dem Trägerwellensignal X in Phase liegt. Genauer gesagt:
wenn X = +EMAX, Y = 0, und
wenn X = O, Y = -EMAX.

Das Signal ei ist ein Ausgangssignal vom Stromsteuer kompensationskreis Gu(s); die Signale ei(+)* und ei(-)* sind neue PWM-Steuereingangssignale, die über die Be grenzerkreise LIM1 und LIM2 sowie die Addierstufen A1 und A2 erhalten bzw. gebildet werden.

Die Torsteuer- oder Gatesignale g1 und g2 werden durch Vergleichen der neuen PWM-Steuereingangssignale ei(+)* und ei(-)* mit den erwähnten Dreieckswellensignalen X und Y wie folgt gebildet:
Wenn ei(+)* < X, wird g1 = 1 gebildet, um das Ele ment S1 einzuschalten (das Element S3 abzuschal ten).

Wenn ei(+)* X, wird g1 = 0 gebildet, um das Ele ment S1 abzuschalten (das Element S3 einzuschal ten).

Im Fall von ei(-)* < X, wird g2 = 1 gebildet, um das Element S4 einzuschalten (das Element S2 ab zu schalten).

Im Fall von ei(-)* Y, wird g2 = 0 gebildet, um das Element S4 abzuschalten (das Element S3 einzu schalten).

Da in diesem Fall das Dreieckswellensignal Y mit dem Dreieckswellensignal X in Phase ist, wird g2 = 1 nicht gebildet, wenn g1 = 1 gebildet wird.

Wenn die (im folgenden einfach als Gatesignale bezeich neten) Torsteuer- oder Gatesignale g1 und g2 durch Ver gleichen des ursprünglichen Eingangssignals ei mit dem Dreieckswellensignal X gewonnen bzw. gebildet werden, besitzen die Signale g1 bzw. g2 jeweils die in Fig. 5 in gestrichelten Linien eingezeichneten Wellenformen. Das tatsächliche Zeitintervall jedes der Signale g1 = 1 und g2 = 1 ist in einer durch eine gestrichelte Linie in Fig. 5 angegebenen Wellenform stets um Δt verlängert. Insbesondere werden erfindungsgemäß die Pulsbreiten der EIN- bzw. Einschalt- und AUS- bzw. Abschaltsignale für jedes Element unabhängig von der Größe des ursprüngli chen Eingangssignals ei nicht unter die Größe Δt ver kleinert, so daß stets die Mindesteinschaltzeit und die Mindestabschaltzeit jedes Elements gewährleistet ist.

Eine Ausgangsspannung Vu von der Umformervorrichtung ändert sich bei den EIN/AUS-Operationen der Elemente S1, S2, S3 und S4 auf die im folgenden angegebene Wei se. Es ist anzumerken, daß die Gesamtgleichspannung mit Vd bezeichnet ist und Vd1 = Vd2 = Vd/2 gilt.
Wenn die Elemente S1 und S2 eingeschaltet sind, gilt Vu = +Vd/2.

Wenn die Elemente S2 und S3 eingeschaltet sind, gilt Vu = 0.

Wenn die Elemente S3 und S4 eingeschaltet sind, gilt Vu = -Vd/2.
Als Ergebnis kann eine dreipegelige Ausgangsspannung (d. h. Ausgangsspannung mit drei Größenwerten) erhalten werden.

Das Intervall, in welchem die Ausgangsspannung Vu = +Vd/2 gesetzt oder gegeben ist, bestimmt sich durch die Einschaltperiode des Elements S1 (das Inter vall, in welchem g1 = 1 gilt). Der Mittelwert der posi tiven Spannungskomponenten Vu(+) der Ausgangsspannung Vu ist dem Wert bzw. der Größe des neuen PWM-Eingangs signals ei(+)* proportional. Auf ähnliche Weise wird das Intervall, in welchem die Ausgangsspannung Vu = -Vd/2 gegeben ist, durch die Einschaltperiode des Elements S4 (das Intervall, in welchem g2 = 1) be stimmt. Der Mittelwert der negativen Spannungskomponen ten der Ausgangsspannung Vu ist der Größe des neuen PWM-Eingangsnsignals ei (-)* proportional.

Obgleich der Vorspannung Δe proportionale Spannungen zu den positiven und negativen Spannung addiert bzw. hinzugefügt werden, heben diese Spannungen im Hinblick auf die Gesamtausgangsspannung Vu einander auf, weshalb der Mittelwert Vu dem ursprünglichen Eingangssignal ei proportional ist.

Wenn nämlich das ursprüngliche oder Original-Eingangs signal ei positiv ist, sind die Pulsbreiten aller posi tiven Spannungskomponenten Vu(+) jeweils um die Größen Δt vergrößert, und der Mittelwert ist erhöht. Zwischen den jeweiligen Impulsen werden jedoch unter Aufhebung der Erhöhung negative Impulse jeweils einer Pulsbreite Δt ausgegeben. Wenn das Eingangssignal ei negativ ist, sind die Pulsbreiten aller negativen Spannungskomponen ten Vu(-) unter Erhöhung des Mittelswerts jeweils um die Werte bzw. Größen Δt vergrößert. Zwischen den je weiligen negativen Vorspannungen bzw. Impulsen werden jedoch unter Aufhebung der Vergrößerung positive Impul se jeweils der Pulsbreite Δt ausgegeben. Auf diese Weise wird die Ausgangsspannung Vu von der Umformervor richtung zu einer dem ursprünglichen Eingangssignal ei proportionalen Größe. Auch wenn der Pegel des ursprüng lichen Eingangssignal ei verkleinert wird oder ist, kann die vorstehend beschriebene Wirkung erzielt wer den. Erfindungsgemäß kann eine dem Eingangssignal ei proportionale Ausgangsspannung stets erzielt werden, und zwar unabhängig von der Größe des Eingangssignals ei, wodurch unkontrollierbare Bereiche, die eines der Probleme beim Stand der Technik aufwerfen, vermieden werden.

Obgleich die Frequenzen der Trägerwellensignale X und Y gemäß obiger Beschreibung konstant sind, ist die Erfin dung gleichermaßen auf einen Fall anwendbar, in welchem die Trägerwellensignale X und Y variable bzw. veränder liche Frequenzen besitzen, solange die Phasen der Wel len miteinander übereinstimmen.

Bei der beschriebenen Ausführungsform sind die Addierer A1 und A2 jeweils zwischen den Begrenzern LIM1 und den Komparator C1 bzw. zwischen den Begrenzer LIM2 und den Komparator C2 geschaltet. Die Addierer A1 und A2 können jedoch auch jeweils zwischen die Komparatoren C1 bzw. C2 und die Ausgangsklemme des Dreieckswellengenerators TRG geschaltet sein. Dies be deutet, daß die Vorspannung Δe zu den Dreieckswellen signalen in entgegengesetzten Richtungen addiert bzw. hinzugefügt werden kann, anstatt die Vorspannung zu den PWM-Steuereingangssignalen ei(+) und ei(-) hinzuzufü gen. In diesem Fall wird das ursprüngliche. Eingangssi gnal ei in das positive Signal ei(+) und das negative ei(-) geteilt, wobei das Signal ei(+) und eine Recht eckwelle X′ miteinander verglichen werden, um das Gate signal g1 für die Elemente S1 und S3 zu bilden. Als Dreieckswelle X′ wird ein Wert bzw. eine Größe benutzt, der bzw. die durch Addieren oder Hinzufügen der Vor spannung -Δe zum Signal X vom Dreieckswellengenerator TRG erhalten wird.

Genauer gesagt: XV = X - Δe.

Im Fall von ei(+) < X′ wird g1 = 1 gebildet, um das Element S1 einzuschalten (das Element S3 abzu schalten).

Im Fall von ei(+) X′ wird g1 = 0 gebildet, um das Element S1 abzuschalten (das Element S3 einzu schalten).

Außerdem werden das Signal ei(-) und ein Dreieckswel lensignal Y′ zur Bildung des Gatesignals g2 für die Elemente S2 und S4 miteinander verglichen. Dabei gilt: Y′= Y + Δe.

Im Fall von ei(-) < Y′ wird g2 = 1 gebildet, um das Element S4 einzuschalten (das Element S2 abzu schalten).

Im Fall von ei(-) Y′ wird g2 = 0 gebildet, um das Element S4 abzuschalten (das Element S2 einzu schalten).

Ähnlich wie im Fall der in Fig. 5 gezeigten Gatesignale weist jedes der auf diese Weise geformten oder gebilde ten Gatesignale g1 und g2 eine Pulsbreite auf, die stets länger bleibt als die Mindesteinschaltzeit (oder die Mindestabschaltzeit) Δt. Auch wenn der Pegel des ursprünglichen Eingangssignals ei verkleinert wird, kann daher die Ausgangsspannung Vu erhalten werden, welche dem Wert bzw. der Größe des Eingangssignals ei proportional ist. Dies bedeutet, daß die Pulsbreitenmo dulations- bzw. PWM-Steuerung fortlaufend in allen Be reichen durchgeführt werden kann, wodurch das betref fende Problem beim Stand der Technik gelöst wird.

Wenn die PWM-Steuerung durchgeführt wird, während die Vorspannung Δe zum Eingangssignal ei(+) oder ei(-) hinzugefügt ist oder wird, ist der Steuerbereich der PWM-Steuerung um eine Größe entsprechend der Vorspan nung Δe verschmälert, wodurch der Nutzwirkungsgrad der Umformervorrichtung herabgesetzt wird. Letzteres wirft ein Problem insbesondere in einem Fall auf, in welchem die Absolutgröße des Eingangssignals ei ver größert ist oder wird. Eine solche Verringerung des Nutzwirkungsgrads der Umformervorrichtung kann dadurch verhindert werden, daß die Vorspannung Δe zum Ein gangssignal ei nur dann hinzugefügt wird, wenn die Ab solutgröße des Eingangssignals ei klein ist, und die Vorspannung Δe auf Null gesetzt wird, wenn die Absolutgröße des Eingangsignals ei erhöht ist.

Wenn die Absolutgröße des Eingangssignals ei zum Ein stellen der Vorspannung Δe auf Null erhöht ist oder wird, kann ein entsprechender Operations- oder Betriebs fehler dadurch vermieden werden, daß die PWM-Steuerung mittels des ursprünglichen Eingangssignals ei durchge führt wird, ohne dieses durch die Begrenzerkreise LIM1 und LIM2 hindurchlaufen zu lassen. Die Drift eines Be grenzerkreises oder einer Addierstufe wirft insbesonde re dann ein Problem auf, wenn die Umformervorrichtung durch eine Analogschaltung gebildet ist. Da in diesem Fall jedoch das ursprüngliche Eingangssignal für PWM- Steuerung unmittelbar eingegeben wird, ergibt sich kein Problem bezüglich einer Drift.

Im allgemeinen erhöhen sich in einer Motorlast oder dgl. die Ausgangsspannung und die Amplitude (Spitzen wert) des Eingangssignals ei für PWM-Steuerung prak tisch proportional zur Ausgangsfrequenz der Umformer vorrichtung. Im Fall einer Wechselstromlast kreuzt das Eingangssignal ei den Nullpunkt jede 1/2 Periode (cycle), wobei in der Nähe oder im Bereich des Null punkts ein unsteuerbarer Zustand auftreten kann. Da jedoch die Ausgangsfrequenz erhöht ist, wird die entsprechende unsteuerbare Periode verkürzt, wo durch der Einfluß unsteuerbarer Zustände insgesamt praktisch ausgeschaltet wird.

Der Nutzwirkungsgrad der Umformervorrichtung kann daher durch Ausschaltung unsteuerbarer Bereich vergrö ßert sein, indem die Vorspannung Δe zum Eingangssi gnal ei nur dann hinzugefügt wird, wenn die Ausgangs frequenz niedrig ist, und Δe = 0 gesetzt oder einge stellt wird, wenn die Ausgangsfrequenz erhöht ist bzw. sich erhöht.

Auch wenn sich beim beschriebenen Steuersatz der Null punkt-angeklammerten Stromumformervorrichtung gemäß der obigen Ausführungsform der Pegel des Eingangssignals ei für PWM-Steuerung verringert, kann der ursteuerba re Zustand durch die Mindesteinschalt- oder -abschalt zeit Δt für jedes Element verhindert werden, und es kann die dem Eingangssignal ei proportionale Ausgangs spannung Vu erzielt werden. Darüber hinaus kann eine Minderung des Nutzwirkungsgrads der Umformervorrich tung dadurch verhindert werden, daß die Vorspannung Δe entsprechend der Größe des Eingangssignals ei oder der Ausgangsfrequenz von einem Wert (einer Größe) auf einen anderen Wert (bzw. eine andere Größe) umgeschal tet wird.

Mit der Erfindung wird daher ein Steuersatz der ange gebenen Art geschaffen, bei dem die Mindestein- und -abschaltzeiten für jedes Element der Umformervorrich tung gesichert sein können und eine dem Eingangssignal ei proportionale Ausgangsspannung auch dann erzeugt werden kann, wenn der Pegel des Eingangssignals niedrig ist, wodurch unsteuerbare Bereiche vermieden werden.

Claims

Steuersatz für einen pulsbreitenmodulierten (PWM-) Drei punktwechselrichter mit ersten bis vierten über ihren Steueranschluß abschaltbaren Halbleiterschaltern (S1- S4), die aufeinanderfolgend in Reihe zwischen zwei Endanschlüssen einer einen Mittel- oder Zwischenan schluß aufweisenden Stromversorgung (Vd1, Vd2) geschal tet sind, vier Freilaufdioden (D1-D4), die parallel zu den Halbleiterschaltern (S1-S4) in einer Richtung entgegengesetzt dazu geschaltet sind, sowie einer Rei henschaltung aus ersten und zweiten Dioden (D5, D6), die parallel zu einer Reihenschaltung aus den zweiten und dritten Halbleiterschaltern (S2, S3) in einer Rich tung entgegengesetzt dazu geschaltet sind und einen mit dem Zwischenanschluß der Stromversorgung verbundenen Knotenpunkt aufweisen, gekennzeichnet durch
- - eine erste Pulsbreitenmodulations- (PWM-)Steuersignal erzeugungseinrichtung (Cu, Gu(s)) zum Erzeugen eines ersten PWM-Steuersignals (ei) mit einem Stromdetektor (CTu) zum Messen eines vom Dreipunktwechselrichter einer Last zugespeisten Stroms als Stromistwert (Iu) und einem Komparator (Cu) zum Ausgeben eines Abwei chungssignals (εu) als erstes PWM-Steuersignal, wel ches einer Differenz zwischen einem externen Strom sollwert (Iu*) und dem Stromistwert (Iu) entspricht, und
- - eine zweite PWM-Steuersignalerzeugungseinrichtung (LIM1, LIM2, A1, A2, C1, C2, SH1, SH2, TRG) zum Um wandeln des ersten PWM-Steuersignals (ei) in zweite PWM-Steuersignale (g1, g2) jeweils einer Pulsbreite, welche der Summe aus der Pulsbreite des ersten PWM- Steuersignals (ei) und einer Breite entsprechend ei ner Mindesteinschaltzeit der Halbleiterschalter (S1- S4) proportional ist, und zum Anlegen der zweiten PWM-Steuersignale an die ersten bis vierten Halblei terschalter (S1-S4), wobei die zweite PWM- Steuersignalerzeugungseinrichtung (LIM1, LIM2, A1, A2, C1, C2, SH1, SH2, TRG) enthält:
- - Begrenzer (LIM1, LIM2), die das erste PWM-Steuersi gnal (ei) in positive (e_i+) und negative (e_i-) Signa le teilen,
- - Addierer (A1, A2) zum Addieren einer vorbestimmten Vorspannung (Ae) zu den von den Begrenzern (LIM1, LIM2) ausgegebenen positiven (e_i+) und negativen (e_i-) Signalen und zum Ausgeben der vorgespannten po sitiven (e_i(+)*) und negativen (e_i(-)*) Signale,
- - eine Dreieckswellenerzeugungseinheit (TRG) zum Erzeu gen eines ersten Dreiecksignals (X), dessen Pegel nur positive Werte enthält, und eines zweiten Dreiecksi gnals (Y), welches die gleiche Frequenz und Phase wie das erste Dreiecksignal (X) aufweist und dessen Pegel nur negative Werte enthält, und
- - weitere Komparatoren (C1, C2) zum Vergleichen der vorgespannten positiven (e_i(+)*) und negativen (e_i(-)*) Signale mit den ersten (X) und zweiten (Y) Dreiecksignalen zur Bildung jeweiliger Differenzen sowie zum EIN/AUS-Steuern der ersten und dritten Halbleiterschalter (S1, S3) und der zweiten und vier ten Halbleiterschalter (S2, S4) unter Verwendung der beiden zweiten PWM-Steuersignale entsprechend den Differenzen (Fig. 4).