JPH0634594B2 - 電圧形インバ−タ - Google Patents
電圧形インバ−タInfo
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- JPH0634594B2 JPH0634594B2 JP58187071A JP18707183A JPH0634594B2 JP H0634594 B2 JPH0634594 B2 JP H0634594B2 JP 58187071 A JP58187071 A JP 58187071A JP 18707183 A JP18707183 A JP 18707183A JP H0634594 B2 JPH0634594 B2 JP H0634594B2
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/5387—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
- H02M7/53871—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
- H02M7/53875—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output
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- H03K7/00—Modulating pulses with a continuously-variable modulating signal
- H03K7/08—Duration or width modulation ; Duty cycle modulation
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/38—Means for preventing simultaneous conduction of switches
- H02M1/385—Means for preventing simultaneous conduction of switches with means for correcting output voltage deviations introduced by the dead time
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） 本発明は電圧形インバータの制御装置に係り、特に半導
体スイッチ素子とダイオードとを逆並列に接続した電気
弁を用い、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御により直流を交
流に交換する電圧形インバータに関するものである。
体スイッチ素子とダイオードとを逆並列に接続した電気
弁を用い、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御により直流を交
流に交換する電圧形インバータに関するものである。
（従来の技術） この種の一般的な従来の電圧形インバータを第１図に示
す。
す。
直流電源１の電圧はインバータブリッジ２により交流に
交換されて負荷電動機３（誘導電動機）に交流電力を供
給する、インバータブリッジ２はトランジスタ２１〜２
６と、これにそれぞれ逆並列に接続されたダイオード３
１〜３６で構成されている。
交換されて負荷電動機３（誘導電動機）に交流電力を供
給する、インバータブリッジ２はトランジスタ２１〜２
６と、これにそれぞれ逆並列に接続されたダイオード３
１〜３６で構成されている。
周波数設定器４により設定された周波数基準電圧はラン
プ函数発生器５により変化率が制限され、電圧パターン
回路６によりインバータ出力電圧パターンを発生させ交
流電圧基準回路８に入力される。一方、Ｖ／Ｆ変換器７
はランプ函数発生器５の出力に比例した周波数のパルス
信号を発生し交流電圧基準回路８に入力される。交流電
圧基準回路８は電圧パターン出力に比例した最大値で、
Ｖ／Ｆ変換器出力に比例した周波数の交流の電圧基準Ｖ
U ＊，Ｖv ＊，Ｖw ＊を発生する。発振器９はＰＷＭ変
調用の三角波 et を発生する。比較器１０，１１，１２
は電圧基準ＶU ＊，Ｖv ＊，Ｖw ＊と三角波ｅｔをそれ
ぞれ比較してＰＷＭ出力を得、駆動回路１３により増幅
されてインバータブリッジ２を駆動する。
プ函数発生器５により変化率が制限され、電圧パターン
回路６によりインバータ出力電圧パターンを発生させ交
流電圧基準回路８に入力される。一方、Ｖ／Ｆ変換器７
はランプ函数発生器５の出力に比例した周波数のパルス
信号を発生し交流電圧基準回路８に入力される。交流電
圧基準回路８は電圧パターン出力に比例した最大値で、
Ｖ／Ｆ変換器出力に比例した周波数の交流の電圧基準Ｖ
U ＊，Ｖv ＊，Ｖw ＊を発生する。発振器９はＰＷＭ変
調用の三角波 et を発生する。比較器１０，１１，１２
は電圧基準ＶU ＊，Ｖv ＊，Ｖw ＊と三角波ｅｔをそれ
ぞれ比較してＰＷＭ出力を得、駆動回路１３により増幅
されてインバータブリッジ２を駆動する。
このＰＷＭ制御方式は周知の回路であり、最近ではＰＷ
Ｍの演算にマイクロプロセッサを使用して実現したもの
が多くなっている。
Ｍの演算にマイクロプロセッサを使用して実現したもの
が多くなっている。
正弦波状のＵ相電圧基準ＶU ＊と変調用三角波ｅｔは比
較器１０により比較され、第２図に示すようなＰＷＭ出
力ＰＷＭU が出力される。このＰＷＭU 出力の基本波が
ｖU ＊に一致するので各相の電圧基準の大きさと周波数
を調節することによりインバータ出力を調整するのがＰ
ＷＭ方式の制御である。
較器１０により比較され、第２図に示すようなＰＷＭ出
力ＰＷＭU が出力される。このＰＷＭU 出力の基本波が
ｖU ＊に一致するので各相の電圧基準の大きさと周波数
を調節することによりインバータ出力を調整するのがＰ
ＷＭ方式の制御である。
インバータブリッジに使用されるスイッチ素子は、サイ
リスタ，トランジスタ，ゲートターンオフサイリスタが
現状の主流である。これらのスイッチ素子には、スイッ
チングの遅れ、特にターンオフ時間の遅れの時間があ
る。このため直流電源の正負間に直列にブリッジ接続さ
れたトランジスタ２１と２４が同時にオンする瞬間が発
生しないよう駆動回路１３にデッドタイムが設けられ、
トランジスタ２１がオフした一定時間後にトランジスタ
２４がオンするよう工夫されている。この様子を第３
図，第４図を用いて説明する。
リスタ，トランジスタ，ゲートターンオフサイリスタが
現状の主流である。これらのスイッチ素子には、スイッ
チングの遅れ、特にターンオフ時間の遅れの時間があ
る。このため直流電源の正負間に直列にブリッジ接続さ
れたトランジスタ２１と２４が同時にオンする瞬間が発
生しないよう駆動回路１３にデッドタイムが設けられ、
トランジスタ２１がオフした一定時間後にトランジスタ
２４がオンするよう工夫されている。この様子を第３
図，第４図を用いて説明する。
第３図は第１図の駆動回路１３の詳細図で、１相分につ
いて示したものである。ＰＷＭ信号ＰＷＭU はオンディ
レイ回路１３２によりオン時のみ遅れを有する信号Ｖ1
を発生させ、これが駆動増幅器１３４により増幅され、
トランジスタ２１の駆動信号Ｖ21として出力される。一
方、ロジック回路１３１により論理値の反転したＰＷＭ
信号▲▼がオンとなる時、オンディレイ回路１３
３により遅れを有する出力Ｖ2 を発生させ、これが駆動
増幅器１３５により増幅され、トランジスタ２４の駆動
信号Ｖ24として出力される。
いて示したものである。ＰＷＭ信号ＰＷＭU はオンディ
レイ回路１３２によりオン時のみ遅れを有する信号Ｖ1
を発生させ、これが駆動増幅器１３４により増幅され、
トランジスタ２１の駆動信号Ｖ21として出力される。一
方、ロジック回路１３１により論理値の反転したＰＷＭ
信号▲▼がオンとなる時、オンディレイ回路１３
３により遅れを有する出力Ｖ2 を発生させ、これが駆動
増幅器１３５により増幅され、トランジスタ２４の駆動
信号Ｖ24として出力される。
第４図に上記動作のタイムチャートを示す。オンディレ
イ回路１３２，１３３により、信号ＰＷＭ，▲▼
がオンとなる時点から時間ＴD だけ遅れた信号Ｖ1 ，Ｖ
2 を出力しトランジスタ２１，２４をオンオフする。ト
ランジスタのオン時間は１μＳ以下で無視できるが、タ
ーンオフ時間ｔoff は、数μＳから数十μＳあるので、
一般に直列に接続したトランジスタ２１，２４が同時に
オンすることが無いように遅れ時間ＴD は、ターンオフ
時間ｔoff の２〜３倍とるのが普通である。このためト
ランジスタ２１，２４が同時にオフしている期間ｔ01，
ｔ02が発生し、この期間ｔ01，ｔ02のインバータ出力電
圧は負荷電流によって変化し不定となる。このことにつ
いて第５図により詳述する。
イ回路１３２，１３３により、信号ＰＷＭ，▲▼
がオンとなる時点から時間ＴD だけ遅れた信号Ｖ1 ，Ｖ
2 を出力しトランジスタ２１，２４をオンオフする。ト
ランジスタのオン時間は１μＳ以下で無視できるが、タ
ーンオフ時間ｔoff は、数μＳから数十μＳあるので、
一般に直列に接続したトランジスタ２１，２４が同時に
オンすることが無いように遅れ時間ＴD は、ターンオフ
時間ｔoff の２〜３倍とるのが普通である。このためト
ランジスタ２１，２４が同時にオフしている期間ｔ01，
ｔ02が発生し、この期間ｔ01，ｔ02のインバータ出力電
圧は負荷電流によって変化し不定となる。このことにつ
いて第５図により詳述する。
インバータ出力電圧ＶU-0 は直流電源１を１ａと１ｂに
２等分した中点０とインバータ出力Ｕ相との間の電圧で
ある。インバータ線間出力電圧は３相出力端子と中点間
の電圧ＶU-0 ，ＶV-0 ，ＶW-0 のそれぞれの電圧の差か
ら求められることは周知の通りである。
２等分した中点０とインバータ出力Ｕ相との間の電圧で
ある。インバータ線間出力電圧は３相出力端子と中点間
の電圧ＶU-0 ，ＶV-0 ，ＶW-0 のそれぞれの電圧の差か
ら求められることは周知の通りである。
インバータ出力端子Ｕと中点間の電圧ＶU-0 に着目して
みると、第５図に示すように時刻ｔ0 でトランジスタ２
４の駆動信号Ｖ2 （Ｖ24）がオンからオフとなったと
き、トランジスタ２４はターンオフ時間ｔoff により時
刻ｔ1 でオフとなる。このためＶU-0 は時刻ｔ1 までは
（−）となる。次にトランジスタ２１がオンするまでの
ｔ1 〜ｔ2 間はトランジスタ２１，２４共にオフ状態と
なり、この間の出力電圧ＶU-0 は負荷電流Ｉの方向に依
存する。
みると、第５図に示すように時刻ｔ0 でトランジスタ２
４の駆動信号Ｖ2 （Ｖ24）がオンからオフとなったと
き、トランジスタ２４はターンオフ時間ｔoff により時
刻ｔ1 でオフとなる。このためＶU-0 は時刻ｔ1 までは
（−）となる。次にトランジスタ２１がオンするまでの
ｔ1 〜ｔ2 間はトランジスタ２１，２４共にオフ状態と
なり、この間の出力電圧ＶU-0 は負荷電流Ｉの方向に依
存する。
すなわち、負荷電流Ｉが実線の方向に流れ続けるとダイ
オード３４を通って流れる以外に回路が構成されず、Ｕ
点は直流電源の（−）側にスイッチされた波形となる。
このため電圧ＶU-0 は(a) に示すように時刻ｔ2 までは
（−）となる。その後、トランジスタ２１がオンしてい
る期間ｔ2 〜ｔ4 間は電圧ＶU-0 は（＋）となり、トラ
ンジスタ２１，２４が共にオフしているｔ4 〜ｔ5 期間
は再びダイオード３４が導通し、電圧ＶU-0 は（−）と
なる。
オード３４を通って流れる以外に回路が構成されず、Ｕ
点は直流電源の（−）側にスイッチされた波形となる。
このため電圧ＶU-0 は(a) に示すように時刻ｔ2 までは
（−）となる。その後、トランジスタ２１がオンしてい
る期間ｔ2 〜ｔ4 間は電圧ＶU-0 は（＋）となり、トラ
ンジスタ２１，２４が共にオフしているｔ4 〜ｔ5 期間
は再びダイオード３４が導通し、電圧ＶU-0 は（−）と
なる。
また、負荷電流Ｉが破線の方向に流れている場合、電圧
ＶU-0 は第５図(b) に示す波形となる。すなわちトラン
ジスタ２１，２４が共にオフの期間ｔ1 〜ｔ2 ，ｔ4 〜
ｔ5 はダイオード３１を通って負荷電流が流れるので、
ＶU-0 は（＋）となる。
ＶU-0 は第５図(b) に示す波形となる。すなわちトラン
ジスタ２１，２４が共にオフの期間ｔ1 〜ｔ2 ，ｔ4 〜
ｔ5 はダイオード３１を通って負荷電流が流れるので、
ＶU-0 は（＋）となる。
このように同一出力電圧を出すようなＰＷＭ制御を行な
っても負荷電流の方向により出力電圧は第５図 (a)，
(b) のように大幅に変化する。
っても負荷電流の方向により出力電圧は第５図 (a)，
(b) のように大幅に変化する。
負荷電動機が誘導電動機である場合について負荷電流と
インバータ出力電圧の変化を考えてみる。第６図(a) は
誘導電動機が無負荷で、負荷電流が約９０゜遅れている
場合を示し、電気角９０゜までは第５図(b) に相当し、
インバータ出力電圧ＶU は電圧基準ＶU ＊より大きくな
る。また、電気角９０゜から２７０゜までは第５図(a)
に相当し、出力電圧ＶU は電圧基準ＶU ＊より低い破線
に示す値となる。
インバータ出力電圧の変化を考えてみる。第６図(a) は
誘導電動機が無負荷で、負荷電流が約９０゜遅れている
場合を示し、電気角９０゜までは第５図(b) に相当し、
インバータ出力電圧ＶU は電圧基準ＶU ＊より大きくな
る。また、電気角９０゜から２７０゜までは第５図(a)
に相当し、出力電圧ＶU は電圧基準ＶU ＊より低い破線
に示す値となる。
誘導電動機が全負荷の場合は、負荷力率が良くなり、第
６図(b) に示すようにインバータ出力電圧ＶU は低下す
る部分が広くなる。
６図(b) に示すようにインバータ出力電圧ＶU は低下す
る部分が広くなる。
誘導電動機が回生運転中の場合を同図(c) に示す。イン
バータ出力電圧ＶU は上昇しているのが認められる。
バータ出力電圧ＶU は上昇しているのが認められる。
このように負荷電流の力率角によりインバータ出力電圧
が変化し、その変化電圧はほぼ一定であるため出力電圧
が低い場合ほど電圧の変動率が大きくなり、しかも出力
電圧波形も正弦波から歪んでくる。このため従来のＰＷ
Ｍ制御のインバータではインバータ出力電圧が負荷電流
により大幅に変動し、これにより誘導電動機の磁束が変
化し、運転が不安定になると同時に、電流波形が歪んで
電動機の効率が低下したり、トルクリッブルが増加した
りする欠点があった。
が変化し、その変化電圧はほぼ一定であるため出力電圧
が低い場合ほど電圧の変動率が大きくなり、しかも出力
電圧波形も正弦波から歪んでくる。このため従来のＰＷ
Ｍ制御のインバータではインバータ出力電圧が負荷電流
により大幅に変動し、これにより誘導電動機の磁束が変
化し、運転が不安定になると同時に、電流波形が歪んで
電動機の効率が低下したり、トルクリッブルが増加した
りする欠点があった。
本発明は上記の点を考慮してなされたもので、インバー
タ出力電圧の波形歪を改善すると同時に出力電圧変動率
を向上させ得る電圧形インバータの制御装置を提供する
ことを目的とするものである。
タ出力電圧の波形歪を改善すると同時に出力電圧変動率
を向上させ得る電圧形インバータの制御装置を提供する
ことを目的とするものである。
［発明の構成］ （課題を解決するための手段） 本発明は上記目的を達成するために、半導体スイッチ素
子とダイオードが逆並列に接続された電気弁と、少なく
とも２個の上記電気弁が直列に接続され直流電圧源の正
負間にブリッジ接続されて成るインバータブリッジを備
え、パルス幅変調により上記インバータブリッジをデッ
ドタイム期間をおいて交互にスイッチングして交流電圧
を出力する電圧形インバータにおいて、インバータブリ
ッジの出力電圧の正負に応じた論理信号を状態信号とし
て得る検出手段と、この状態信号とパルス幅変調制御で
得られたＰＷＭ信号を比較しその論理誤差が減少する方
向にパルス幅を補正した実際のＰＷＭ信号を出力する電
圧修正手段を設けて構成した電圧形インバータである。
子とダイオードが逆並列に接続された電気弁と、少なく
とも２個の上記電気弁が直列に接続され直流電圧源の正
負間にブリッジ接続されて成るインバータブリッジを備
え、パルス幅変調により上記インバータブリッジをデッ
ドタイム期間をおいて交互にスイッチングして交流電圧
を出力する電圧形インバータにおいて、インバータブリ
ッジの出力電圧の正負に応じた論理信号を状態信号とし
て得る検出手段と、この状態信号とパルス幅変調制御で
得られたＰＷＭ信号を比較しその論理誤差が減少する方
向にパルス幅を補正した実際のＰＷＭ信号を出力する電
圧修正手段を設けて構成した電圧形インバータである。
（作 用） 上記構成とすることにより、電圧修正手段は、インバー
タ出力電圧とＰＷＭ信号とのパルス幅誤差分を検出して
該誤差を修正するようにパルス幅を補正した実際のＰＷ
Ｍ信号を出力するのてだデッドタイムの影響によるイン
バータ出力電圧の波形歪が少なくなり、安定した運転が
可能となる。
タ出力電圧とＰＷＭ信号とのパルス幅誤差分を検出して
該誤差を修正するようにパルス幅を補正した実際のＰＷ
Ｍ信号を出力するのてだデッドタイムの影響によるイン
バータ出力電圧の波形歪が少なくなり、安定した運転が
可能となる。
（実施例） 本発明の一実施例を第７図に示す。第１図と重複する部
分には同一番号を付記してその説明は省略する。
分には同一番号を付記してその説明は省略する。
電圧検出器１４，１５，１６は、それぞれトランジスタ
２４，２６，２２のコレクタとエミッタ間電圧を監視
し、出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗの電位が正負のいずれの状態に
あるかを示す論理信号Ｖ14，Ｖ15，Ｖ16を出力する。こ
の論理信号（状態信号）Ｖ14，Ｖ15，Ｖ16と比較器１
０，１１，１２から出力されたＰＷＭ信号ＰＷＭU ，Ｐ
ＷＭV ，ＰＷＭW はそれぞれ、電圧修正回路１７，１
８，１９に入力されて比較され、その誤差分により、パ
ルス幅が修正された実際のＰＷＭ信号Ｖ17，Ｖ18，Ｖ19
が駆動回路１３へ供給される。
２４，２６，２２のコレクタとエミッタ間電圧を監視
し、出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗの電位が正負のいずれの状態に
あるかを示す論理信号Ｖ14，Ｖ15，Ｖ16を出力する。こ
の論理信号（状態信号）Ｖ14，Ｖ15，Ｖ16と比較器１
０，１１，１２から出力されたＰＷＭ信号ＰＷＭU ，Ｐ
ＷＭV ，ＰＷＭW はそれぞれ、電圧修正回路１７，１
８，１９に入力されて比較され、その誤差分により、パ
ルス幅が修正された実際のＰＷＭ信号Ｖ17，Ｖ18，Ｖ19
が駆動回路１３へ供給される。
電圧修正回路１７の具体的な一実施例を第８図に示す。
積分器１７０はＰＷＭ信号ＰＷＭU と出力端子Ｕの状態
信号Ｖ14が入力された論理的な誤差状態を積分した信号
Ｖ170 を出力する。狭幅信号発生器１７１と広幅発生器
１７２はＰＷＭ信号ＰＷＭUからＰＷＭUより稍幅の狭い
信号 Ｖ171 とＰＷＭU より稍幅の広い信号Ｖ172 を出
力する。比較器１７３は信号Ｖ170 の極性の正負を判別
して切換スイッチ１７４の切換指令を出力する。切換ス
イッチ１７４は信号Ｖ171,Ｖ172 のいずれかを選択出
力する。
積分器１７０はＰＷＭ信号ＰＷＭU と出力端子Ｕの状態
信号Ｖ14が入力された論理的な誤差状態を積分した信号
Ｖ170 を出力する。狭幅信号発生器１７１と広幅発生器
１７２はＰＷＭ信号ＰＷＭUからＰＷＭUより稍幅の狭い
信号 Ｖ171 とＰＷＭU より稍幅の広い信号Ｖ172 を出
力する。比較器１７３は信号Ｖ170 の極性の正負を判別
して切換スイッチ１７４の切換指令を出力する。切換ス
イッチ１７４は信号Ｖ171,Ｖ172 のいずれかを選択出
力する。
ＰＷＭ信号ＰＷＭU は、インバータブリッジ２の動作遅
れが無い理想的な回路と仮定して出力した信号である
が、前述した如く、駆動回路１３のデットタイムとスイ
ッチ素子の動作遅れにより負荷電流の位相により出力電
圧が変化する。
れが無い理想的な回路と仮定して出力した信号である
が、前述した如く、駆動回路１３のデットタイムとスイ
ッチ素子の動作遅れにより負荷電流の位相により出力電
圧が変化する。
この出力電圧の変化を修正するため、信号ＰＷＭU と状
態信号Ｖ14の論理値を差動的に比較し、積分器１７０で
論理的な誤差を積分し、この積分値の正か負かを比較器
１７３で判別して誤差が減少する方へ切換スイッチ１７
４を切換えて広幅信号Ｖ172 か狭幅信号Ｖ171 のいずれ
か選択した信号Ｖ17を駆動回路１３に入力し、これによ
りインバータブリッジを駆動する。例えば、ＰＷＭU と
Ｖ14を比較積分し、ＰＷＭU に比してＶ14が狭い場合は
切換スイッチ１７４は広幅信号Ｖ172 側に切換ってイン
バータブリッジは出力電圧を大きくするよう動作する、
逆の場合は切換スイッチ１７４は狭幅信号Ｖ171 側に切
換ってインバータブリッジは出力電圧を小さくするよう
動作し、常にＶ14の積分値はＰＷＭU の積分値に等しく
なるよう制御される。
態信号Ｖ14の論理値を差動的に比較し、積分器１７０で
論理的な誤差を積分し、この積分値の正か負かを比較器
１７３で判別して誤差が減少する方へ切換スイッチ１７
４を切換えて広幅信号Ｖ172 か狭幅信号Ｖ171 のいずれ
か選択した信号Ｖ17を駆動回路１３に入力し、これによ
りインバータブリッジを駆動する。例えば、ＰＷＭU と
Ｖ14を比較積分し、ＰＷＭU に比してＶ14が狭い場合は
切換スイッチ１７４は広幅信号Ｖ172 側に切換ってイン
バータブリッジは出力電圧を大きくするよう動作する、
逆の場合は切換スイッチ１７４は狭幅信号Ｖ171 側に切
換ってインバータブリッジは出力電圧を小さくするよう
動作し、常にＶ14の積分値はＰＷＭU の積分値に等しく
なるよう制御される。
以上のことを更に詳しく第９図に従って説明する。第９
図〔１〕は切換スイッチが狭幅パルスＶ171 に切換って
いる場合を示し、第９図〔２〕は切換スイッチが広幅パ
ルスＶ172 に切換っている場合を示す。
図〔１〕は切換スイッチが狭幅パルスＶ171 に切換って
いる場合を示し、第９図〔２〕は切換スイッチが広幅パ
ルスＶ172 に切換っている場合を示す。
まず、〔１〕の場合について説明する。ＰＷＭU 信号よ
り、やや狭いパルスＶ171 （ＴＤの幅の５０％程度狭い
パルス）と、やや広いパルスＶ172 （ＴＤの幅の５０％
程度広いパルス）のうち、切換スイッチ１７４はＶ171
側に切換ってＶ17を出力している。Ｖ17により遅れ時間
ＴＤを有する駆動信号Ｖ21，Ｖ24が出力されトランジス
タ２１，２４がそれぞれ駆動される。この時、第５図で
説明した如く負荷電流Ｉが実線の方向に流れている場合
は状態信号Ｖ14はＶ21の信号に近い出力波形となり第９
図(a) Ｖ14の様になる。このためＰＷＭU とＶ14の差Ｐ
ＷＭU −Ｖ14は図示の如き誤差を生じ、これを積分した
出力Ｖ170 は正となるので、これを比較器１７３により
検出し切換スイッチをＶ172 側に切換えることにより
〔２〕で示す出力Ｖ14が得られる。これにより平均的な
出力電圧はＰＷＭU に非常に近い波形となり理想的なＰ
ＷＭ出力電圧が得られる。
り、やや狭いパルスＶ171 （ＴＤの幅の５０％程度狭い
パルス）と、やや広いパルスＶ172 （ＴＤの幅の５０％
程度広いパルス）のうち、切換スイッチ１７４はＶ171
側に切換ってＶ17を出力している。Ｖ17により遅れ時間
ＴＤを有する駆動信号Ｖ21，Ｖ24が出力されトランジス
タ２１，２４がそれぞれ駆動される。この時、第５図で
説明した如く負荷電流Ｉが実線の方向に流れている場合
は状態信号Ｖ14はＶ21の信号に近い出力波形となり第９
図(a) Ｖ14の様になる。このためＰＷＭU とＶ14の差Ｐ
ＷＭU −Ｖ14は図示の如き誤差を生じ、これを積分した
出力Ｖ170 は正となるので、これを比較器１７３により
検出し切換スイッチをＶ172 側に切換えることにより
〔２〕で示す出力Ｖ14が得られる。これにより平均的な
出力電圧はＰＷＭU に非常に近い波形となり理想的なＰ
ＷＭ出力電圧が得られる。
また、〔１〕の場合で第５図の負荷電流が破線の方向に
流れている場合は、状態信号Ｖ14は前述した理由により
第９図(b) のＶ14に示す出力波形となり、ＰＷＭU −Ｖ
14及びこの積分値Ｖ170 は同図に示す如くなり平均的に
見るとＰＷＭU とＶ14はほぼ等しくなるので、比較器１
７３は、Ｖ171 側に切換ったままとなる。
流れている場合は、状態信号Ｖ14は前述した理由により
第９図(b) のＶ14に示す出力波形となり、ＰＷＭU −Ｖ
14及びこの積分値Ｖ170 は同図に示す如くなり平均的に
見るとＰＷＭU とＶ14はほぼ等しくなるので、比較器１
７３は、Ｖ171 側に切換ったままとなる。
次に、第９図〔２〕の状態、即ち切換スイッチ１７４が
Ｖ172 側に切換っている場合を考える。同図(a) は負荷
電流が第５図の実線の方向に流れている場合を示し、Ｐ
ＷＭU −Ｖ14は平均的にほぼ零に近くなり切換スイッチ
はそのままとなる。また、同図(b) は負荷電流が第５図
に示す破線の方向に流れている場合を示し、ＰＷＭU −
Ｖ14は平均的には負となり切換スイッチはＶ171 側に切
り換って第９図〔１〕の(b) の状態となる。これにより
ＰＷＭU −Ｖ14の平均値がほぼ零に近くなり、ＰＷＭ出
力波形ＰＷＭU とインバータブリッジの出力電圧がほぼ
等しくなり低次高周波の少ない理想的なＰＷＭ制御とな
る。
Ｖ172 側に切換っている場合を考える。同図(a) は負荷
電流が第５図の実線の方向に流れている場合を示し、Ｐ
ＷＭU −Ｖ14は平均的にほぼ零に近くなり切換スイッチ
はそのままとなる。また、同図(b) は負荷電流が第５図
に示す破線の方向に流れている場合を示し、ＰＷＭU −
Ｖ14は平均的には負となり切換スイッチはＶ171 側に切
り換って第９図〔１〕の(b) の状態となる。これにより
ＰＷＭU −Ｖ14の平均値がほぼ零に近くなり、ＰＷＭ出
力波形ＰＷＭU とインバータブリッジの出力電圧がほぼ
等しくなり低次高周波の少ない理想的なＰＷＭ制御とな
る。
なお比較器１７３の正負判定レベルにヒステリシス幅を
持たせることにより切換器１７４の短時間内の切換ひん
度を制限することができる。また積分器１７０は一次遅
れの増幅器でも勿論同様に動作する。
持たせることにより切換器１７４の短時間内の切換ひん
度を制限することができる。また積分器１７０は一次遅
れの増幅器でも勿論同様に動作する。
このように負荷電流の方向によるインバータ出力電圧の
変化を常に補正するよう動作するので、インバータ出力
電圧の波形歪が小さくなり、しかも電圧変動率の少ない
電圧形インバータを実現することができる。
変化を常に補正するよう動作するので、インバータ出力
電圧の波形歪が小さくなり、しかも電圧変動率の少ない
電圧形インバータを実現することができる。
なお第７図はアナログ式のＰＷＭ制御について説明した
が、計算機を使用した全ディジタル制御によるＰＷＭ制
御にも応用できることは説明するまでもない。
が、計算機を使用した全ディジタル制御によるＰＷＭ制
御にも応用できることは説明するまでもない。
また第７図で示した電圧検出器１４は、第５図中に示し
た直流電源１ａと１ｂの中点とＵ相出力間を検出するこ
とでも同様な検出が可能である。
た直流電源１ａと１ｂの中点とＵ相出力間を検出するこ
とでも同様な検出が可能である。
また、第８図に示した電圧修正回路１７は狭広２つのＰ
ＷＭ信号をスイッチで選択する例で示したが、誤差分に
応じてＰＷＭ信号の幅を変えるようにしても同様の効果
を得ることができる。
ＷＭ信号をスイッチで選択する例で示したが、誤差分に
応じてＰＷＭ信号の幅を変えるようにしても同様の効果
を得ることができる。
なお以上説明した動作はインバータブリッジに使用する
素子や転流方式、相数に関係なく応用できることは、説
明するまでもない。
素子や転流方式、相数に関係なく応用できることは、説
明するまでもない。
［発明の効果］ 以上説明したように本発明によれば、ＰＷＭ制御信号と
インバータの論理的な出力電圧を比較積分し、この積分
値が零になる方向にＰＷＭ制御信号のパルス幅を変化さ
せるので、インバータブリッジを構成するスイッチ素子
のデッドバンドに起因して負荷電流により変動する出力
電圧の電圧変動を抑制し波形歪が少なくなり低次高調
波、トルクリップルが少なく、安定な運転が可能にな
り、また電動機の運転効率が向上した高性能の電圧形イ
ンバータを提供することができる。
インバータの論理的な出力電圧を比較積分し、この積分
値が零になる方向にＰＷＭ制御信号のパルス幅を変化さ
せるので、インバータブリッジを構成するスイッチ素子
のデッドバンドに起因して負荷電流により変動する出力
電圧の電圧変動を抑制し波形歪が少なくなり低次高調
波、トルクリップルが少なく、安定な運転が可能にな
り、また電動機の運転効率が向上した高性能の電圧形イ
ンバータを提供することができる。
第１図は従来のＰＷＭ制御による電圧形インバータのブ
ロック図、第２図はＰＷＭ制御の原理を説明する信号波
形図、第３図はインバータ駆動回路の詳細なブロック
図、第４図は第３図の動作を説明するための信号波形
図、第５図および第６図(a),(b),(c) は従来装置による
電圧変動と波形歪を説明する説明図、第７図は本発明の
ＰＷＭ制御による電圧形インバータの一実施例を示すブ
ロック図、第８図は第７図中の電圧修正回路１７の具体
的な実施例図、第９図は本実施例の動作を説明するため
の信号波形図である。 １……直流電源 ２……インバータブリッジ ３……負荷電動機 ４……周波数設定器 ５……ランプ函数発生器 ６……電圧パターン回路 ７……Ｖ／Ｆ変換器 ８……交流電圧基準回路 ９……発振器 １０，１１，１２……比較器 １４，１５，１６……電圧検出器 １７，１８，１９……電圧修正回路 １３……駆動回路 １７０……積分器 １７１……狭幅信号発生器 １７２……広幅信号発生器 １７３……比較器 １７４……切換スイッチ
ロック図、第２図はＰＷＭ制御の原理を説明する信号波
形図、第３図はインバータ駆動回路の詳細なブロック
図、第４図は第３図の動作を説明するための信号波形
図、第５図および第６図(a),(b),(c) は従来装置による
電圧変動と波形歪を説明する説明図、第７図は本発明の
ＰＷＭ制御による電圧形インバータの一実施例を示すブ
ロック図、第８図は第７図中の電圧修正回路１７の具体
的な実施例図、第９図は本実施例の動作を説明するため
の信号波形図である。 １……直流電源 ２……インバータブリッジ ３……負荷電動機 ４……周波数設定器 ５……ランプ函数発生器 ６……電圧パターン回路 ７……Ｖ／Ｆ変換器 ８……交流電圧基準回路 ９……発振器 １０，１１，１２……比較器 １４，１５，１６……電圧検出器 １７，１８，１９……電圧修正回路 １３……駆動回路 １７０……積分器 １７１……狭幅信号発生器 １７２……広幅信号発生器 １７３……比較器 １７４……切換スイッチ
Claims (2)
- 【請求項１】スイッチ素子とダイオードが逆並列に接続
された電気弁と、少なくとも２個の上記電気弁が直列接
続され直流電圧源の正負間にブリッジ接続され中間点か
ら交流を出力するインバータブリッジと、パルス幅変調
により上記２個の電気弁をデッドタイム期間をおいて交
互にスイッチングするＰＷＭ信号を出力する駆動回路を
備えた電圧形インバータにおいて、前記中間点の電圧か
らインバータブリッジの出力電圧の正負の状態に対応し
た論理信号を検出する検出手段と、この論理信号と前記
ＰＷＭ信号のパルス幅を比較し、論理信号のパルス幅が
狭いときはＰＷＭ信号のパルス幅を広く補正し、論理信
号のパルス幅が広いときはＰＷＭ信号のパルス幅を狭く
補正する電圧修正手段を設けたことを特徴とする電圧形
インバータ。 - 【請求項２】特許請求の範囲第１項記載の電圧形インバ
ータにおいて、前記電圧修正手段は、ＰＷＭ制御回路か
ら出力されるＰＷＭ信号から、該ＰＷＭ信号のパルス幅
より狭いパルス幅と広いパルス幅の２つのスイッチング
信号を発生する信号発生手段と、前記論理信号とＰＷＭ
信号との不一致状態を正と負の２値で検出すると共にそ
の値を積算する積算手段と、この積算値の極性に対応し
て前記２つのスイッチング指令のいずれか１つを選択し
実際のＰＷＭ信号として出力する切換手段で構成したこ
とを特徴とする電圧形インバータ。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58187071A JPH0634594B2 (ja) | 1983-10-07 | 1983-10-07 | 電圧形インバ−タ |
| DE8484111725T DE3464677D1 (en) | 1983-10-07 | 1984-10-01 | Control system for a voltage-type inverter |
| EP84111725A EP0144593B1 (en) | 1983-10-07 | 1984-10-01 | Control system for a voltage-type inverter |
| US06/657,881 US4597037A (en) | 1983-10-07 | 1984-10-05 | Control system for a voltage-type inverter |
| KR8406191A KR890004649B1 (en) | 1983-10-07 | 1984-10-06 | Inverter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58187071A JPH0634594B2 (ja) | 1983-10-07 | 1983-10-07 | 電圧形インバ−タ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6082066A JPS6082066A (ja) | 1985-05-10 |
| JPH0634594B2 true JPH0634594B2 (ja) | 1994-05-02 |
Family
ID=16199622
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58187071A Expired - Lifetime JPH0634594B2 (ja) | 1983-10-07 | 1983-10-07 | 電圧形インバ−タ |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4597037A (ja) |
| EP (1) | EP0144593B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0634594B2 (ja) |
| KR (1) | KR890004649B1 (ja) |
| DE (1) | DE3464677D1 (ja) |
Families Citing this family (31)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| ATE45448T1 (de) * | 1985-05-13 | 1989-08-15 | Siemens Ag | Vorrichtung zur erzeugung eines symmetrischen dreiphasigen spannungssystems mit belastbarem null-leiter. |
| FI77547C (fi) * | 1986-03-19 | 1989-03-10 | Kone Oy | Foerfarande och anordning foer reglering av styrspaenningen vid en trefasig inventer som matar en vaexelstroemmotor. |
| GB2190754A (en) * | 1986-04-11 | 1987-11-25 | Hitachi Ltd | Load current detecting device for pulse width modulation inverter |
| WO1988001467A1 (en) * | 1986-08-15 | 1988-02-25 | Mound Holdings Limited | Fluorescent lamp operation |
| JPH07108097B2 (ja) * | 1987-03-20 | 1995-11-15 | 株式会社日立製作所 | パルス幅変調インバ−タの制御装置 |
| DE3714174A1 (de) * | 1987-04-24 | 1988-11-10 | Licentia Gmbh | Symmetrierung der abzuschaltenden stroeme parallelgeschalteter, gategesteuerter halbleiter |
| US4823250A (en) * | 1987-11-05 | 1989-04-18 | Picker International, Inc. | Electronic control for light weight, portable x-ray system |
| JP2688487B2 (ja) * | 1987-12-17 | 1997-12-10 | 株式会社日立製作所 | パルス幅変調インバータ制御装置 |
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| JPH0777516B2 (ja) * | 1989-04-27 | 1995-08-16 | 三菱電機株式会社 | 多相インバータの出力直流分防止装置 |
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| IT1306069B1 (it) * | 1998-11-20 | 2001-05-29 | Zapi Spa | Procedimento di alimentazione di motori asincroni con inverter,inparticolare per veicoli a batteria |
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| FR2961977A1 (fr) * | 2010-06-29 | 2011-12-30 | Schneider Toshiba Inverter | Procede de commande et systeme pour compenser les temps-morts dans une commande mli |
| WO2012029451A1 (ja) * | 2010-09-02 | 2012-03-08 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | 同期電動機の駆動システム |
| US9374021B2 (en) | 2013-12-16 | 2016-06-21 | Rockwell Automation Technologies, Inc. | PWM output voltage measurement apparatus and method |
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| US3919620A (en) * | 1974-05-22 | 1975-11-11 | Gen Electric | Inverter adaptive lock-out technique |
| DE2446635A1 (de) * | 1974-09-30 | 1976-04-08 | Siemens Ag | Wechselrichteranordnung mit zwei dreiphasigen steuerbaren wechselrichtern |
| US3967173A (en) * | 1975-03-14 | 1976-06-29 | Allis-Chalmers Corporation | Transistor bridge inverter motor drive having reduced harmonics |
| DE2754241A1 (de) * | 1977-12-06 | 1979-06-07 | Jutronik Gmbh | Statischer frequenzumformer nach dem gleichstrom-zwischenkreis-prinzip zur speisung von drehstrommotoren |
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| US4445167A (en) * | 1981-10-05 | 1984-04-24 | Tokyo Shibaura Denki Kabushiki Kaisha | Inverter system |
| CA1188727A (en) * | 1981-10-19 | 1985-06-11 | Dick L. Knox | Motor variable frequency drive |
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| US4502106A (en) * | 1983-10-17 | 1985-02-26 | Sundstrand Corporation | Current source sine wave inverter |
-
1983
- 1983-10-07 JP JP58187071A patent/JPH0634594B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1984
- 1984-10-01 EP EP84111725A patent/EP0144593B1/en not_active Expired
- 1984-10-01 DE DE8484111725T patent/DE3464677D1/de not_active Expired
- 1984-10-05 US US06/657,881 patent/US4597037A/en not_active Expired - Lifetime
- 1984-10-06 KR KR8406191A patent/KR890004649B1/ko not_active Expired
Also Published As
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| EP0144593B1 (en) | 1987-07-08 |
| JPS6082066A (ja) | 1985-05-10 |
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| KR890004649B1 (en) | 1989-11-21 |
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