DE68919782T2 - Steuergerät für einen Servomotor mit hybrider Bemusterungsfrequenz. - Google Patents

Description

• Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Steuerungen, die Ratenrückkopplungsschleifen verwenden, und insbesondere auf digitale Servosteuerungen, die eine Einrichtung zum wesentlichen Reduzieren von Geschwindigkeitsquantisierungsfehlern unter Nieder-Raten- oder -Geschwindigkeits-Bedingungen, wodurch das Rauschen reduziert wird, ein widerstandsfähigerer Betrieb ermöglicht wird und der Bedarf nach einer dynamisch rekonfigurierten Servosteuerung eliminiert wird.
• Es ist in der Technik gut bekannt, Ratenrückkopplungsschleifen oder -kompensationen als ein Mittel für ein verbessertes Steuerungsverhalten zu verwenden. Eine exemplarische Beschreibung einer Ratenrückkopplungskompensation erscheint in "Linear Control System Analysis and Design," John J. D'Azzo und Constantine H. Houpis, 1975, McGraw-Hill, Inc., auf 10 - 14 ff.. Fig. 1 zeigt ein exemplarisches Blockdiagramm einer herkömmlichen Steuerung für die gesteuerte Anlage 25, welche typischerweise einen Servomotor einschließen kann. Hier wird einem Summierelement 20 ein Referenzsignal geliefert, welches das Referenzsignal mit den invertierten Beiträgen der Positionsrückkopplungsschleife 30 und der Ratenrückkopplungsschleife 35 kombiniert. Die Positionsrückkopplungsschleife 30 liefert abhängig von der Position der gesteuerten Anlage 25 einen Beitrag gemäß der Verstärkung durch die Schleifenpositionskonstante K&sub1;. Die Ratenrückkopplungsschleife 35, die in Form der 5-Ebene der Laplace-Transformation analysiert wird, wandelt die Positionsdaten von der Anlage 25 durch Multiplikation mit S in Raten- oder Geschwindigkeits-Daten um und verstärkt daraufhin die Ratendaten durch die Schleifenratenkonstante K&sub2;. Das resultierende kombinierte Signal wird dann als Treibersignal der gesteuerten Anlage 25 geliefert. Die Verwendung der Ratenkompensation bietet gegenüber Steuerungen, die nur eine Positionsrückkopplungskompensation verwenden, ein wesentlich verbessertes Verhalten.
• EP-A-0 260 138 offenbart eine Steuerung, bei der eine Geschwindigkeitssteuerschaltung die Geschwindigkeit des gesteuerten Objekts steuert, um das Objekt in die Nähe einer Referenzposition zu bewegen und zu positionieren. Danach steuert eine Positionssteuerschaltung die Position des Objekts, um das Objekt fein zu positionieren.
• Es ist ferner bekannt, die herkömmliche Ratenkompensationssteuerung von Fig. 1 zu digitalisieren. Bei der Verwendung einer Servomotorsteuerung werden die Positions- und Raten- Daten typischerweise von einem Motorwellencodierer geliefert. Der Codierer liefert jedesmal einen Impuls, wenn die Welle sich um eine vorbestimmte Winkelauslenkung dreht. Optische Codierer verwenden z.B. eine Scheibe mit einer Mehrzahl von radial ausgerichteten Schlitzen, die um die Peripherie der Scheibe angeordnet sind. Eine Lichtquelle wird auf die Peripherie der Scheibe auf eine Seite derselben gerichtet, wobei ein Lichtdetektor auf der anderen Seite derselben angeordnet ist. Wenn sich die Scheibe mit der Welle dreht, wird eine Reihe von Impulsen durch den Detektor erzeugt, wenn die Codierscheibe den Lichtstrahl unterbricht. Folglich besitzt der Codierer eine vorbestimmte Winkelauflösung, die von dem Abstand der Schlitze auf der Scheibenperipherie abhängt. Diese Winkelauflösung überträgt sich abhängig von der speziellen Vorrichtung, die durch den Motor betrieben wird, auf eine gewisse Translationsauflösung. Bei einer digitalisierten Steuerung wird herkömmlicherweise jede Schleife mit einer bestimmten Abtastrate betrieben, d.h. der Beitrag jeder Schleife wird einmal pro Abtastperiode auf der Grundlage frischer Beurteilungen der Position und der Rate aktualisiert.
• Eine typische Anwendung einer Servosteuerung mit Ratenkompensation ist in x-Y-Plottern, wobei eine X-Y-Positioniervorrichtung verwendet wird, um einen Plotterstift und das Plotterpapier zu positionieren. Diese Geräte verwenden zwei Servomotoren, einen für jede Achse, und die Steuerung für jeden Motor kann eine Ratenkompensation verwenden. Unter Hochgeschwindigkeitsbedingungen, d.h. bei hohen Raten, für einen speziellen Motor oder eine spezielle Achse, arbeitet die herkömmliche Steuerung zufriedenstellend. Die Codierauf lösung stellt kein schwerwiegendes Problem dar, da die Winkelauslenkung der Motorwelle zwischen den Abtastungen ein Mehrfaches der minimalen Auflösung des codierers sein wird, so daß der mögliche Meßfehler ein relativ kleiner Prozentsatz der gesamten Auslenkung ist. Unter Niedergeschwindigkeitsbedingungen ist der Quantisierungsfehler, der eine Folge des Codierbetriebs ist, jedoch ein schwerwiegendes Problem, da üblicherweise sowohl für die Niedergeschwindigkeitsbedingungen als auch die Hochgeschwindigkeitsbedingungen die gleiche Abtastrate verwendet wird. Somit kann es sein, daß sich der Motor nur sehr wenig zwischen den Abtastungen bewegt hat, so daß die Positions- und Raten-Beurteilungen oder -Berechnungen als ein Ergebnis des Quantisierungsfehlers ungenau sind, wenn der Codierer einen neuen Impuls oder eine fortgeschrittene Ausgabe liefert. Derartige Fehler haben ein hörbares Rauschen oder ein Flimmern der Plottervorrichtung unter stationären Bedingungen zur Folge, wobei die Widerstandsfähigkeit des Betriebs reduziert wird, und kann bei einem wesentlich erhöhten Aufwand eine dynamisch rekonfigurierte Servosteuerung oder einen Codierer höherer Auflösung erfordern, um ein zufriedenstellendes Verhalten zu liefern.
• Weiterhin wurde versucht, das Verhalten der Ratenkompensationssteuerungen durch gleichmäßiges Verändern der Abtastraten sowohl der Positions- als auch der Raten-Rückkopplungssteuerung bei geringen Geschwindigkeiten, oder durch Betreiben der zwei Schleifen bei festen, jedoch unterschiedlichen Abtastraten, z.B. Betreiben der Positionsschleife bei einer Abtastrate von 1 kHz und der Geschwindigkeitsschleife bei 5 kHz, zu verbessern. Es wird angenommen, daß diese Lösungsversuche für das Problem jedoch keine zufriedenstellende Lösung liefern.
• Es ist daher eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Servosteuerung zu schaffen, die eine Ratenkompensation verwendet, einen Ratenquantisationsfehler unter Niedergeschwindigkeitsbedingungen jedoch im wesentlichen eliminiert, während sie keine teueren Hochauflösungscodierer oder komplexe dynamische rekonfigurierbare Steuerungen benötigt.
• Eine digitale Ratenkompensations-Servosteuerung ist offenbart, die Quantisierungsfehler unter Nieder-Geschwindigkeits- oder -Raten-Bedingungen im wesentlichen eliminiert. Die Steuerung umfaßt einen Motorpositionsanzeiger mit einer vorbestimmten Auflösung, der Positionsdatenabtastungen, die ganzzahlige Vielfache der Codierauflösung sind, liefert. Unter Hochgeschwindigkeitsbedingungen wird die Ratenrückkopplungsschleife mit einer Geschwindigkeits- oder Raten- Erkennung betrieben, die auf einer festen Abtastrate basiert, wobei die Geschwindigkeit in der herkömmlichen Art und Weise durch Teilen der beurteilten Entfernung, die während der Abtastrate zurückgelegt wird, bestimmt wird. Unter Niedergeschwindigkeitsbedingungen wird die Ratenrückkopplungsschleife gemäß der Erfindung mit einer variablen Abtastratengeschwindigkeitsbeurteilung betrieben. Nicht-Null- Geschwindigkeitsbeurteilungen werden nur berechnet, wenn die fortgeschrittenen Positionsdatenabtastungen von dem Positionsanzeiger empfangen werden. Für andere Berechnungen, die zwischen den schrittweisen Positionsabtastungen unter Niedergeschwindigkeitsbedingungen auftreten, wird die Ratenkompensation auf Null eingestellt.
• Diese und weitere Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden anhand der folgenden detaillierten Beschreibung der exemplarischen Ausführungsbeispiele derselben, die in den bei liegenden Zeichnungen dargestellt sind, offensichtlicher. Es zeigen:
• Fig. 1 ein vereinfachtes Blockdiagramm einer bekannten Servosteuerung, die Ratenkompensation verwendet.
• Fig. 2 ein vereinfachtes Blockdiagramm einer Ratenkompensations-Servosteuerung unter Verwendung der Erfindung.
• Fig. 3 ein vereinfachtes Blockdiagramm einer Zwei-Achsen- Ratenkompensations-Servosteuerung oder Verwendung der Erfindung.
• Fig. 4 ist eine vereinfachte schematische Zeichnung der Servologikschaltung, die das Ausführungsbeispiel von Fig. 3 umfaßt.
• Fig. 5 ein vereinfachtes schematisches Blockdiagramm eines exemplarischen Pulsbreitenmodulators, der die Servologik von Fig. 4 umfaßt.
• Fig. 6A ein vereinfachtes schematisches Diagramm einer exemplarischen Motortreiberschaltung, und Fig. 6B ein detaillierteres schematisches Diagramm einer Motortreiberschaltung, die im Ausführungsbeispiel von Fig. 3 verwendet wird.
• Fig. 7 ein vereinfachtes Blockdiagramm das die Elemente der Codierlogik zum Erzeugen einer Codierzahl von dem optischen Wellencodierer zeigt.
• Fig. 8 ein vereinfachtes Flußdiagramm, das den Betrieb der Servosteuerung von Fig. 3 zeigt.
• Fig. 9 ein vereinfachtes Blockdiagramm, das im allgemeinen äquivalent zum Blockdiagramm von Fig. 2 ist.
• Ein exemplarisches Ausführungsbeispiel einer digitalen Servomotorsteuerung, die die vorliegende Erfindung verwendet, ist in Fig. 2 gezeigt. Unter Hochgeschwindigkeitsbedingungen wird die Ratenkompensationsschleife mit der gleichen Positionsanzeiger-Abtastrate wie die Positionskompensationsschleife betrieben. Unter Bedingungen geringer Geschwindigkeit wird die Ratenkompensationsschleife jedoch mit einer bestimmten variablen Abtastrate betrieben.
• Die Kombinierschaltung 50 in Fig. 2 kombiniert das Referenzmotorantriebssignal mit invertierten Fassungen der Positions- und Raten-Rückkoppelschleifenbeiträge, um dem Motor 55 wie bei der herkömmlichen Steuerung von Fig. 1 ein zusammengesetztes Motortreibersignal zu liefern. Bei diesem Ausführungsbeispiel sind die Codierausgaben des Motors und des Codierers 55 Daten, die die Rate der Bewegung entlang der einzelnen Achse darstellen, d.h., die Rate aufgrund einer konstanten Abtastrate, mit der die Codierausgabe abgetastet wird, z.B. eine Abtastung alle 600 Mikrosekunden. Folglich wird die Rate durch Teilen der schrittweisen Verschiebung der Welle während der Abtastperiode durch die Dauer der Abtastperiode bestimmt.
• Die Ratendaten werden in die Ratenkompensationsschleife 65 geführt. Der Betrieb der Schleife 65 hängt davon ab, ob der Motor mit hohen oder niedrigen Geschwindigkeiten betrieben wird. Somit arbeitet die Ratenschleife unter Hochgeschwindigkeitsbedingungen auf die herkömmliche Art und Weise mit einer festen Abtastrate zur Beurteilung der Geschwindigkeit. Die Rate ist proportional der Anzahl der Codierimpulse, die während der Abtastperiode erzeugt werden, geteilt durch die Dauer der Abtastperiode. Folglich sind unter Hochgeschwindigkeitsbedingungen die Ratendaten, die zur Kombinierschaltung 50 zurückgeführt werden, die Codierausgaben des Motors und des Codierers 55 multipliziert mit der Systemratenkonstante K&sub2; (dargestellt durch Block 75). Unter Niedergeschwindigkeitsbedingungen wird die Schleife 65 mit einer variablen Abtastrate, die durch die Codierausgabe bestimmt wird, betrieben.
• Die zwei Betriebsarten der Schleife 65 sind schematisch in Fig. 2 dargestellt. Durch den Schalter 67 wird das Element 75 für einen normalen Hochgeschwindigkeitsbetrieb ausgewählt und die Elemente 85 und 90 werden für einen Niedergeschwindigkeitsbetrieb ausgewählt. Dieses schematische Diagramm dient ausschließlich darstellenden Zwecken, da beide Ratenkompensationsbetriebe bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel vorzugsweise durch einen geeignet programmierten Mikroprozessor durchgeführt werden. Die Ratenkonstante K&sub2; wird in der herkömmlichen Art und Weise in Abhängigkeit von der Anwendung ausgewählt, wobei das Element 75 die Ratendaten vom Motor und Codierer 55 um die Ratenkonstante K&sub2; verstärkt. Folglich multipliziert der Mikroprozessor die Strom-Raten oder -Geschwindigkeits-Beurteilungen während Hoch-Raten- oder -Geschwindigkeits-Bedingungen mit der Ratenrückkopplungskonstanten, um den Ratenrückkopplungsschleifenbeitrag zu erhalten. Dies ist der herkömmliche Ratenkompensationsbetrieb.
• Im Niedergeschwindigkeitsbetrieb arbeitet die Ratenkompensationsschleife 65 jedoch mit den Elementen 85 und 90 anstelle des Elements 75. In diesem Fall wird der Schalter 67 "umgelegt", um den Schleifenzweig mit den Elementen 85 und 90 auszuwählen. Bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist das "Schalten" einfach eine Entscheidung, die durch den Code, der sich im Steuermikroprozessor befindet, realisiert ist. Das Element 85 umfaßt die Ratenkonstante K&sub2;, teilt jedoch diese Konstante ferner durch die Abtastperiode TS. Gemäß der Erfindung wird der Schleifenbetrieb nur durchgeführt, wenn der Codierer neue Raten- oder Positions-Informationen liefert, d.h., wann immer ein neuer Impuls oder eine Zahl vom Codierer empfangen wird. Tatsächlich wird während des Niedergeschwindigkeitsbetriebs die Verschiebung der Motorwelle während jeder variablen Abtastperiode konstant sein, d.h. gleich der Auflösung des Codierers, wobei sich die Abtastperiode TS ändert. Während des Hochgeschwindigkeitsbetriebs wird die Periode TS konstant gehalten (z.B. bei 600 Mikrosekunden), wobei sich die Verschiebung abhängig von der Geschwindigkeit ändert.
• Wie nachfolgend beschrieben wird, umfaßt das bevorzugte Ausführungsbeispiel der Steuerung einen Mikroprozessor oder eine andere Rechenvorrichtung, um die zwischen aufeinanderfolgenden aktualisierten Positions- oder Geschwindigkeits- Abtastungen verstrichene Zeit unter Niedergeschwindigkeitsbedingungen zu berechnen, und danach die Operationen, die durch Element 85 angezeigt sind, durchzuführen.
• Die Ratenkompensationsschleife 65 für den Niedergeschwindigkeitsfall kann ferner einen zweiten Arbeitsschritt 90 einschließen, der weiterhin das Ratenrückkopplungssignal um einen äquivalenten Faktor, der gleich 1/TS, der gemessenen variablen Abtastperiode, ist, reduziert.
• Wiederum bezugnehmend auf Fig. 2 umfaßt die Positionsrückkopplungsschleife 60 eine Integrationsoperation, die als Element 70 gezeigt ist, welche die Ratendaten von dem Motor und dem Codierer 55 integriert, um resultierende Positionsdaten zu liefern, die um die Konstante K&sub1; verstärkt werden, wie durch die Operation 72 angezeigt ist. Diese Schleife wird sowohl unter Hoch- als auch unter Nieder-Geschwindigkeitsbedingungen mit der gleichen Rate betrieben.
• Die Darstellung der Motor- und Codierer-Vorrichtungen, die Rateninformationen anstelle von Positionsinformationen liefern, stellt lediglich die Realisierung dar, die im bevorzugten Ausführungsbeispiel verwendet ist. Der Codierer kann alternativ betrachtet werden, um Positionsdaten zu liefern, die dann differenziert werden können, um die Ratendaten für die Ratenkompensationsschleife zu liefern.
• Unter Hoch-Geschwindigkeits- oder -Raten-Bedingungen verwendet die Steuerung eine Rate oder Geschwindigkeit, die gemäß Gleichung 1 berechnet wird.
• V = (Δx) / T, (1)
• wobei V = die Geschwindigkeit oder Rate;
• Δx = die Positionsänderung während der Abtastperiode; und
• T = die (feste) Abtastperiode.
• Unter Niedergeschwindigkeitsbedingungen wird die Geschwindigkeit gemäß Gleichung 2 berechnet:
• U = X/TS, (2)
• wobei X = die Codierauflösung; und
• TS = die (variable) Abtastperiodendauer.
• Block 85 von Fig. 2 zeigt die Realisierung der Berechnung von Gleichung 2. Die Berechnung der Geschwindigkeit unter Niedergeschwindigkeitsbedingungen unter Verwendung von Gleichung 2 reduziert den Quantisierungsfehler, eliminiert ihn jedoch nicht. Die Technik hat einen Durchschnittsraten-Beurteilungswert, der die durchschnittliche Rate oder Geschwindigkeit über die gesamte (variable) Abtastperiode anzeigt, zur Folge, und liefert daher keine genaue Messung der augenblicklichen Geschwindigkeit zu einem beliebigen momentanen Zeitpunkt. Daher exisitiert noch ein gewisser Quantisierungsfehler, selbst bei dieser Modifikation der Art und Weise der Geschwindigkeitsberechnung, und je niedriger die Geschwindigkeit ist, desto höher wird die Quantisierungsfehlerkomponente der Geschwindigkeit. Dieser Quantisierungsfehler kann als ein signifikantes Rauschsignal in der Geschwindigkeitskomponente des Steuersignals zu dem Motor-Pulsbreitenmodulator erscheinen, und kann sowohl hörbares Rauschen als auch eine Instabilität der Servosteuerung verursachen. Für viele Anwendungen kann das verbleibende Rauschen unannehmbar sein, Um das Rauschsignal weiter zu reduzieren, wird die Geschwindigkeitsbeurteilung unter Niedergeschwindigkeitsbedingungen bei diesem Ausführungsbeispiel weiter reduziert, indem sie wiederum durch die Zeit zwischen aufeinanderfolgenden schrittweisen codierzahlen geteilt wird, wie durch die Operation 90 in Fig. 2 angezeigt ist. Dies hat die Wirkung des Reduzierens der Geschwindigkeitskonstanten K&sub2; unter Niedergeschwindigkeitsbedingungen zur Folge. Dadurch wird eine weitere Reduzierung der Rauschquelle (Quantisierungsfehler) im schlimmsten Fall (Worst Case-Bedingung) (Niedergeschwindigkeit) bewirkt. Je geringer die Geschwindigkeit, desto größer der Quantisierungsfehler, der im Signal verbleiben wird, und desto stärker wird dieser durch Reduzieren der Geschwindigkeitskonstanten K&sub2; gedämpft.
• Bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel besteht das Verfahren, das verwendet wird, um die zweite Teilung durch die TS-Zeit zwischen aufeinanderfolgenden Codierzahlerhöhungen zu bewirken, darin, die Zeit zu steuern, während der das Signal besteht, und nicht die Amplitude des Signals. Wenn z.B. TS = 2 Zeiteinheiten, würde das Geschwindigkeitskomponenten-Rückkopplungssignal am Ende der ersten Zeiteinheit ausgeschaltet werden, so daß das Geschwindigkeitskomponenten-Rückkopplungssignal für die letzte Zeiteinheit der Abtastzeit t = 2 Einheiten Null wäre. Folglich wäre der Durchschnittswert des Rückkopplungssignals die Hälfte seines Pegels während der ersten Zeiteinheit. Dieses Verfahren erfordert keine weitere explizite Teilungsoperation, die eine wesentliche Verarbeitungszeit benötigen würde und wenn möglich vermieden werden sollte. Das Nettoergebnis ist das gleiche, egal ob die Amplitude der Geschwindigkeitsfehlerkomponente oder die Dauer dieser Komponente reduziert wird.
• Es wird erwartet, daß andere Funktionen als 1/TS ebenfalls zur weiteren Reduzierung des Quantisierungsrauschens verwendet werden können. Die eigentliche Funktion der zweiten Operation ist es, die Geschwindigkeitskomponente des Rückkopplungssignals für Bedingungen niedrigerer Geschwindigkeit stärker zu dämpfen.
• Es ist offensichtlich, daß ein Ergebnis der Erfindung eine wesentliche Reduzierung des Codier-Quantisierungsrauschens im Niedergeschwindigkeitszustand liefert.
• Fig. 3 stellt die bevorzugte Realisierung eines 2-Achsen- Servomotor-Steuersystems dar, das die Erfindung verkörpert.
• Dieses Ausführungsbeispiel kann z.B. vorteilhaft in einem X-Y-Plotter verwendet werden, bei dem der X-Achsen-Motor den Plotterstift entlang der X-Achse treibt, und der Y-Achsen- Motor einen Papiertransport zum Bewegen des Plotterpapiers entlang der Y-Achse treibt. Exemplarische kommerziell erhältliche Plotter, für die die vorliegende Erfindung angepaßt werden kann, sind die Plotter Modell 7575 und 7576, herausgebracht von der Hewlett-Packard, Palo Alto, Kalifornien, der Anmelderin der vorliegenden Erfindung. Das System steht unter der Steuerung eines Mikroprozessors 100, der durch einen 8-Bit-Bus 107 mit einer Servologik-Schaltung 105 gekoppelt ist. Die Servologik 105 ist mit den X- und Y-Motortreibern 110 und 115 gekoppelt, die wiederum mit dem jeweiligen X- und Y-Motor 120 und 125 gekoppelt sind. Die Motoren 120 und 125 sind Gleichstrommotoren, die von Wechselsignalen von den Pulsbreitenmodulatoren, die die Servologik-Schaltung 105 umfassen, getrieben werden. Die Pulsbreitenmodulatoren sprechen auf digitale Steuerworte, die sie vom Mikroprozessor 100 empfangen, an, welche unabhängig den Betrieb jedes Motors steuern. Die Winkelpositionen der Motorwellen werden durch jeweilige optische Wellencodierer 130, 135 aufgezeichnet. Die optischen Codierer, die für diese Anwendung verwendet werden, umfassen Codiervorrichtungen mit 500 Leitungen. Die Ausgangssignale der Codierer werden zu der Servologik-Schaltung 105 zurückgeführt. Die Motortreiber 110, 115, die Motoren 120, 125 und die Wellencodierer 130 und 135 sind in der Technik gut bekannt.
• Ein vereinfachtes Blockdiagramm der Servologik 105 ist in Fig. 4 gezeigt. Die Logik 105 umfaßt eine Taktteilerschaltung 302 zum Teilen einer Mastertaktfrequenz (z.B. erzeugt durch eine Taktquelle, wie z.B. einen Quarzoszillator, nicht gezeigt) in mehrere Taktfrequenzen, die für den Betrieb der Servologik 105 benötigt werden. Eine Motorschutzschaltung 304 erfaßt Fehlerzustände in den Motorsignalen, zeigt Hardware-Fehler und dergleichen auf, und schaltet die Motortreibersignale ab, wenn Fehler erfaßt werden. Ein Stift-Pulsbreitenmodulator 306 liefert die Z-Achsen-Treibersignale zum Treiben des Plotterstift-Solenoid in der Z-Richtung. Da die Stift-Treiberschaltung kein erforderliches Merkmal der vorliegenden Erfindung bildet, ist sie hierin nicht weiter beschrieben.
• Die Servologik 105 umf aßt ferner die X-Achsen- und Y-Achsen-Pulsbreitenmodulatoren (PWMs; PWM = Puls Width Modulators) 308 und 310 zum Liefern der jeweiligen Antriebssignale zu den X- und Y-Achsenmotoren. Separate Dekoderschaltungen 312, 314 sind vorgesehen, um die Eingangssignale von den jeweiligen optischen X-Achsen- und Y-Achsen-Codierern 130 und 135 in entsprechende Codierzählwerte umzuwandeln. Die Logik 105 schließt ferner eine Adreßdecodier-Zufallslogik 316 ein, die die Adreßsignale erzeugt, die während des Betriebs der Servologik 105 und des Speichers mit wahlfreiem Zugriff 318 verwendet werden.
• In Fig. 5 ist ein Blockdiagramm des X-Achsen-Pulsbreitenmodulators 308 gezeigt, das sowohl als Beispiel für den X-Achsen-Pulsbreitenmodulator 308 als auch den Y-Achsen- Pulsbreitenmodulator 310 dient. Pulsbreitenmodulatoren an sich sind in der Technik gut bekannt. Die Schaltung 308 umfaßt einen 8-Bit-Arbeitszyklus-Zwischenspeicher/Zähler 330, dessen Zustand die "Ein"-Zeit des Motors für eine gegebene PWM-Periode festlegt. Bei diesem Ausführungsbeispiel umfaßt der 8-Bit-Zwischenspeicher/Zähler 330 ein Paar von 4-Bit-Zählern 332 und 334, die gemäß Fig. 5 in Kaskade zusammengeschaltet sind. Bei diesem Ausführungsbeispiel ist die Periode des PWM konstant (z.B. 43 Mikrosekunden) und durch eine monostabile Vorrichtung (nicht gezeigt) in der Taktschaltung, die einen Takt von 23,5 kHz ausgibt, gesteuert. Einmal pro Anstiegsflanke des Eingangssignals der monostabilen Vorrichtung wird ein Signalimpuls LD zu dem Lasteingang des 8-Bit-Zählers 330 gesendet. Das Impulssignal LD zeigt den Anfang einer weiteren Periode des Betriebs des Zwischenspeichers/Zählers 330 an.
• Ein programmierbarer Arbeitszyklus für den PWM 308 ist durch den Synchron-belastenden Aufwärts-/Abwärts-Zwischenspeicher/Zähler 330 vorgesehen. Der Zwischenspeicher/Zähler wird zu/vom Datenbus D0 bis D7 in den Adreßdecoder-Schaltkreis 316 der Servologik 105 geschrieben. Die Ladung des Zwischenspeichers/Zählers 308 wird durch das Signal LD gesteuert. Der Inhalt der zwischengespeicherten Eingabe zu dem Zwischenspeicher/Zähler 330 wird als zwei komplementäre Integerzahlen interpretiert. Das höchstwertige Bit der Eingangssignale D0 - D7 steuert die Zählrichtung. Für negative Zahlen zählt der Zwischenspeicher/Zähler 330 aufwärts bis Null. Für positive Zahlen zählt der Zwischenspeicher/Zähler 330 abwärts bis Null. Wenn der Zähler Null erreicht, wird ein weiteres Zählen deaktiviert.
• Die Ausgangssignale Q1 bis Q4 der jeweiligen 4-Bit-Zähler 332 und 334 werden ferner durch eine Logikschaltung 336 verarbeitet, um die PWM-Ausgangssignale XA und XC zu schaffen. Die Schaltung 336 umfaßt UND-Gatter 338 und 348, NOR- Gatter 340, 342, 350 und 352, einen Verstärker 344 und einen Inverter 346, sowie Flip-Flops 354 und 356. Die Signale XA und XC sind aktive hohe Ausgangssignale, die von den jeweiligen Zählerausgängen Q1 bis Q4 erzeugt werden. Für positive Zählerwerte ist XA aktiv und XC inaktiv. Der umgekehrte Fall tritt für negative Zählerwerte auf. Wenn der Zählerzustand Null ist, sind beide Ausgänge inaktiv. Das Signal LD startet einen weiteren Zyklus durch Laden der Eingangszahl in den Zwischenspeicher/Zähler 330, wodurch die "Ein"-Zeit des PWM festgesetzt wird. Die Eingangszahl bestimmt die "Ein"-Zeit entweder des Signals XA oder des Signals XC abhängig vom Vorzeichenbit. Das Signal NRST löscht den Arbeitszykluszähler 330 und inaktiviert die PWM-Ausgänge.
• Die Signale XA und XC steuern die Motortreiberschaltung für den Gleichsignal-X-Achsen-Motor. Eine vereinfachte schematische Darstellung der Treiberschaltung ist in Fig. 6A gezeigt, bei der die Windungen 1 und 2 des Motors 360 alternativ geöffnet (wenn sowohl XA als auch XC inaktiv ist), zwischen der Treiberquellenspannung V und Masse verschaltet, wenn das Signal XA aktiv ist, und mit der entgegengesetzten Polarität verbunden sind, wenn das Signal XC aktiv ist. Folglich werden die Schalter 362, 364 durch das Signal xA und die Schalter 366, 363 durch das Signal XC gesteuert. Auf diese Weise kann der Motor ausgeschaltet werden (sowohl XA als auch XC inaktiv), in eine erste Richtung betrieben werden (XA aktiv, XC inaktiv) und in die entgegengesetzte Richtung betrieben werden (XA inaktiv, XC aktiv).
• Eine exemplarische X-Achsen-Motortreiberschaltung, die die vereinfachte schematische Darstellung von Fig. 6A beinhaltet, ist in Fig. 6B gezeigt. Der Betrieb der Schaltung ist für Fachleute ohne weitere Beschreibung offensichtlich.
• Die Servologik 105 umfaßt zwei Dekoder 312 und 314, wie oben beschrieben. Um diese Schaltung weiter zu veranschaulichen, ist in Fig. 7 ein vereinfachtes Blockdiagramm des Dekoders 312 gezeigt (der Dekoder 314 ist ähnlich der Schaltung 312). Die Schaltung 312 umfaßt eine Dekodierschaltung 382, einen 8-Bit-Positionszähler 384 und einen 8-Bit-Zwischenspeicher 386.
• Der Zweck des Dekoders 312 ist es, die Eingangssignale von dem optischen Codierer 130 in einen Codier-Zählzustand umzuwandeln. Die optische Codierausgabe bei diesem Ausführungsbeispiel liegt in der Form von zwei TTL-Pegelsignalen A und B, die 90½ pausenverschoben sind, vor. Ein Übergang auf jeder Eingangsleitung zu der Dekodierschaltung 382 verursacht eine Erhöhung oder eine Erniedrigung des Zählers. Die Phase des Eingangssignals A bezüglich des Eingangssignals B bestimmt, ob die Zahl erhöht oder erniedrigt wird. Wenn das Eingangssignal A dem Eingangssignal B nacheilt, bewirkt ein Übergang auf jeder Leitung eine Erhöhung des Zählers. Wenn das Eingangssignal A dem Eingangssignal B vorauseilt, erniedrigt ein Übergang den Zähler 384. Die Dekoderschaltung 382 entwickelt die Zählereingangssignale aus den Eingangssignalen A und B. Alle 8 Bits des Positionszählers 384 sind die Eingabe zu einem 8-Bit-Zwischenspeicher. Ein Codierverhinderungssignal hindert die Daten daran, zwischengespeichert zu werden, so daß sich die Daten im Zwischenspeicher nicht ändern, während sie vom Mikroprozessor 100 gelesen werden.
• Der Mikroprozessor 100 liefert der Servologik 105 die digitalen Steuerwörter, die notwendig sind, um zu veranlassen, daß sich der Motor in die gewünschte Richtung und zu der gewünschten Position dreht. Der Mikroprozessor 100 liest ferner periodisch den Zustand jedes Dekoder-8-Bit-Positionszähler-Zwischenspeichers 386, der die Servologik 105 umfaßt, auf einer Unterbrechungsgrundlage, typischerweise alle 600 Mikrosekunden. Die Zählzustände der Positionszähler stellen die Positionsdaten dar, die die Winkelposition der Motorwellen und daher die jeweiligen Positionen entlang der X- und Y-Achse widerspiegeln. Der Mikroprozessor differenziert neben dem Lesen des Zählzustandes nach jeder Periode die Positionsdaten, um Geschwindigkeits- oder Raten-Daten zu liefern. Die Differentiation wird wirksam durchgeführt, indem die gegenwärtige Zahl von der vorher gelesenen Zahl abgezogen wird. Diese Ratendaten entsprechen den Ratendaten, die am Ausgang des Motors und Codierers 55 von Fig. 2 geliefert werden. Die Ratendaten werden dann am Ausgang des Integrators 70 von Fig. 2 integriert, d.h., zu den vorherigen Positionsdaten addiert, um die gegenwärtigen Positionsdaten zu liefern. Die Differentiations- und Integrations-Operationen werden vom Mikroprozessor 100 durchgeführt.
• Nun bezugnehmend auf Fig. 8 ist ein vereinfachtes Flußdiagramm, das den Betrieb des Mikroprozessors 100 zum Realisieren der Ratenkompensation darstellt, dargestellt. Die Ratenkompensation ist in einer unterbrechungsgetriebenen Unterroutine, die periodisch während einer Unterbrechung des normalen Mikroprozessorbetriebs durchgeführt wird, enthalten. Bei dem offenbarten Ausführungsbeispiel ist die Unterbrechungsrate eine Rate von einer Unterbrechung alle 600 Mikrosekunden. Folglich wird die Geschwindigkeit im Hochgeschwindigkeitszustand alle 600 Mikrosekunden berechnet.
• Die Unterroutine wird betreten, und im Schritt 200 wird die gegenwärtige Dekoderpositions-Zählerzahl, d.h. die "Codierzahl" gelesen und gespeichert. Im Schritt 202 wird die Variable CNTR um 1 erhöht. Diese Variable ist der Zustand eines 8-Bit-Softwarezählers, der verwendet wird, um die Zahl der Unterbrechungszyklen, die seit der letzten Codierzahländerung verstrichen sind, zu verfolgen, und liefert eine Messung der Zeit TS. Im Schritt 204 wird die gegenwärtige Geschwindigkeitsvariable V als die Differenz zwischen der gegenwärtigen Codierzahl und der letzten Codierzahl, die während der vorigen Unterbrechung gelesen wurde, berechnet. Innewohnend in der Geschwindigkeitsberechnung ist die konstante Unterbrechungsperiode (hier 600 Mikrosekunden). Im Schritt 206 wird der Zustand der Variable CNTR überprüft.
• Ist CNTR gleich Null, zeigt dies an, daß der Zähler die Zahl 256 passiert hat und selbst zurückgestellt wird. Um die Rücksetzbedingung zu korrigieren, wird der Zählerzustand im Schritt 208 auf 255 eingestellt, wenn die Entscheidung im Schritt 206 positiv war.
• Im Schritt 210 wird die gegenwärtige Geschwindigkeitsvariable V überprüft. Wenn diese Null ist, wird im Schritt 212 das Produkt der Konstanten KV (gleich dem Produkt der Konstanten K&sub1; und K&sub2; der Fig. 2) und der Geschwindigkeit V auf Null eingestellt und die Unterroutine endet. Die Schritte 210, 212 und 214 arbeiten derart, daß die Ratenkompensation, die durch die Ratenrückkopplungsschleife geliefert wird, für jede Niedergeschwindigkeits-Ratenkompensations-Berechnung Null ist, mit Ausnahme der Berechnungen, die unmittelbar auf den Unterbrechungszyklus folgen, indem eine erhöhte Codierzahl erfaßt wird, was eine Geschwindigkeitsberechnung unter Verwendung der Beziehung von Gleichung 1 zur Folge hat. Die Ratenkompensation, die dem Unterbrechungszyklus folgt, folgt dem Zyklus, bei dem die Codierzahl, die erhöht wurde, wieder auf Null eingestellt wird, bis eine frische Codiererhöhung erfaßt wird. Dies bewirkt eine Mittelung des Nicht-Null-Ratenkompensationsbeitrags über der vorangegangenen variablen Abtastperiode, die mit der Erfassung einer neu erhöhten Codierzahl endet. Diese Mittelung ist tatsächlich eine Form einer Pulsbreitenmodulation und einer "Teilen durch TS"- Operation, die in Element 90 des Blockdiagramms von Fig. 2 realisiert ist.
• Wenn die Variable V in Schritt 210 nicht Null ist, wird ihr Betrag im Schritt 216 überprüft. Wenn der Betrag größer als 1 ist, zeigt dies an, daß der Motor sich während der vorangegangenen Unterbrechungsperiode so schnell bewegt hat, daß der Codierer um mehr als eine Zahl fortschritt. Bei diesem Ausführungsbeispiel wird dies als Anzeige der Existenz der Hochgeschwindigkeitsbedingung verwendet, und folglich wird die Variable CNTR auf Null eingestellt (Schritt 218) und die herkömmliche Berechnung wird durchgeführt, um die Geschwindigkeit zu bestimmen und um das Produkt der Geschwindigkeitskonstanten und der Geschwindigkeit zu erhalten (Schritt 220). Die Unterroutine springt dann zurück (Schritt 222). Die Entscheidung 216 realisiert daher den Betrieb des Schalters 67 von Fig. 2.
• Wenn der Betrag der Geschwindigkeitsvariable V nicht größer als 1 ist (Schritt 216), wird dies als Anzeige der Existenz der Niedergeschwindigkeitsbedingung verwendet. Im Schritt 224 wird die Niederzustands-Geschwindigkeitsvariable VS gleich dem inversen Wert des Zählerzustands (1/CNTR) gesetzt. Diese Berechnung beinhaltet, daß die Niederbedingungsgeschwindigkeit proportional zu dem inversen Wert der Anzahl der Unterbrechungsperioden, seit sich die Codierzahl zum letzten Mal geändert hat, ist. Im Schritt 226 wird das Produkt der Positions- und Geschwindigkeitskonstanten und der Geschwindigkeit gleich dem Produkt von KV und der Niedergeschwindigkeitsvariable VS gesetzt. Im Schritt 228 wird der Zählerzustand CNTR auf Null eingestellt und die Programmverarbeitung springt zurück. Der Ratenrückkopplungskompensationswert, der im Schritt 226 berechnet wird, hat für nur eine Unterbrechungsperiode Bestand, da, wenn es das nächste Mal keine Änderung der Codierzahl gibt, die während des nächsten Unterbrechungszyklus gelesen wird, der Ratenkompensationswert auf Null eingestellt wird (Schritt 212). Dies realisiert die zweite 1/TS-Operation (Block 90, Fig. 2), ohne eine explizite Mikroprozessor-Teiloperation zu erfordern, wie oben erörtert wurde.
• Der Betrag der Konstante KV wird durch die speziellen Anwendungsparameter bestimmt, und beinhaltet den Codierauflösungswert. Alternativ könnte die Berechnung der Geschwindigkeit im Niedergeschwindigkeitszustand (Schritt 224) auf (Codierauflösungswert/CNTR) modifiziert sein, wenn die Geschwindigkeitskonstante den Codierauflösungswert nicht beinhaltet.
• Ein Protokoll für ein exemplarisches Programm zur Realisierung des Flußdiagramms von Fig. 5 ist in Anhang A dargestellt. Das Protokoll ist in einer Assemblersprache für die Mikroprozessorenfamilie 805X, herausgegeben von der Intel Corporation, geschrieben.
• Das Code-Protokoll von Anhang A implementiert die Funktionen, die im Blockdiagramm von Fig. 9 gezeigt sind, wobei gezeigt werden kann, daß sie im allgemeinen äguivalent zu dem Blockdiagramm von Fig. 1 sind (in der Beschreibung der Figuren bezieht sich "Linien xxx" auf die Codezeilennummern von Anhang A). Wie in Fig. 9 gezeigt ist, sind Positionsreferenzsignale vorgesehen, die die gewünschte Positionsbestimmung der gesteuerten Anlagevorrichtung 262 anzeigen. Diese Referenzdaten werden differenziert (Block 250), um die Geschwindigkeitsreferenzsignale zu liefern. Die Geschwindigkeitsreferenzsignale werden zu dem inversen Wert der herkömmlichen Raten- oder Geschwindigkeits-Beurteilungsdaten von der Anlage 262 (Zeilen 20 - 31 und 54 - 58) addiert (Block 252). Das resultierende Signal wird integriert (Block 252), um Positionsfehlerdaten zu liefern. Diese Daten werden mit dem inversen Wert des Ratenkompensationssignals (Zeilen 132 - 134) summiert (Block 256). Das resultierende Signal wird mit der Konstanten K&sub1; (Block 258, Zeilen 139 - 156) multipliziert und tiefpaßgefiltert (Block 260, Zeilen 162 - 282), um ein Signal zu liefern, das verarbeitet ist (Zeilen 284 - 310), um den Anlagenantrieb und die Steuersignale zu liefern. Die Anlage 262 umfaßt einen Verschiebungsanzeiger, wie z.B. den optischen Wellencodierer, um Daten zu liefern, die der herkömmlichen Geschwindigkeits- oder Raten-Beurteilung entsprechen. Der Schalter 268 (Zeile 64) ist analog zum Schalter 67 (Fig. 2). Unter einer Hochgeschwindigkeitsbedingung ist der Schalter geschlossen, um die Blöcke 264, 266 zu umgehen. Unter einer Niedergeschwindigkeitsbedingung ist der Schalter offen. Die Zeilen 66 - 96 implementieren die Funktionen, die durch die Blöcke 264, 266 und 270 unter Niedergeschwindigkeitsbedingungen angezeigt sind. Die Zeilen 103 - 125 implementieren die Funktionen, die durch Block 270 unter Hochgeschwindigkeitsbedingungen angezeigt sind. ANHANG A

Claims (10)

1. Eine digitale Ratenkompensations-Servosteuerung zum Steuern einer Anlagevorrichtung (55), die einen Verschiebungsanzeiger (55) mit einer vorbestimmten Auflösung zum Liefern von Verschiebungssignalen, die eine Verschiebung der Anlage anzeigen und die ganzzahlige Vielfache der Auflösung sind, und eine Ratenkompensationsrückkopplungsschleife (65) zum Liefern von Ratenkompensationssignalen, um mit Referenzsteuersignalen kombiniert zu werden, aufweist, wobei der Betrag der Kompensationssignale sich als eine Funktion der Beurteilungen der Anlagegeschwindigkeit ändern, wobei die Geschwindigkeitsbeurteilungen von den Verschiebungssignalen abhängig sind, und wobei aktualisierte Geschwindigkeitsbeurteilungen unter Hochgeschwindigkeitsbedingungen bei einer ersten, relativ hohen festen Abtastrate geliefert werden, gekennzeichnet durch eine Einrichtung (67) zum Modifizieren der Rate, mit der Nicht-Null-Geschwindigkeitsbeurteilungen unter Niedergeschwindigkeitsbedingungen geliefert werden, so daß aktualisierte Nicht-Null-Geschwindigkeitsbeurteilungen nur geliefert werden, nachdem das Verschiebungssignal durch die vorbestimmte Auflösung erhöht wurde, um Ratenquantisierungsfehler aufgrund der Verschiebungsanzeigerauflösung zu minimieren.

2. Eine Servosteuerung gemäß Anspruch 1, bei der die gesteuerte Anlage einen Motor (55) mit einer Motorwelle und einer Einrichtung zum Treiben der Motorwelle durch Rotationsverschiebung als eine Funktion der Motortreibersignale aufweist, und bei der der Verschiebungsanzeiger einen Wellencodierer (55) zum Liefern eines Verschiebungssignals, jedesmal, wenn sich die Welle um eine vorbestimmte Winkelverschiebung dreht, aufweist, wobei die Winkelverschiebung auf die vorbestimmte Auflösung bezogen ist.

3. Eine Servosteuerung gemäß den Ansprüchen 1 oder 2, die ferner eine Einrichtung (85) zum Bestimmen der Geschwindigkeitsbeurteilungen unter Niedergeschwindigkeitsbedingungen und zum Verwenden der Beziehung X/TS, wobei X die Codierauflösung (55) und TS das Zeitintervall zwischen den Änderungen des Verschiebungssignals darstellt, einschließt.

4. Eine Servosteuerung gemäß einem beliebigen vorhergehenden Anspruch, die ferner eine Reduzierungseinrichtung (90) zum weiteren Reduzieren der Ratenkompensationssignale, wenn die beurteilte Geschwindigkeit abnimmt, aufweist.

5. Eine Servosteuerung gemäß Anspruch 4, bei der die Reduzierungseinrichtung (90) eine Einrichtung zum Reduzieren des durchschnittlichen Ratenkompensationsrückkopplungssignals um einen Faktor 1/TS aufweist, wobei TS das Zeitintervall zwischen einer Änderung des Verschiebungssignals darstellt.

6. Eine Servosteuerung gemäß Anspruch 1 oder 2, die ferner eine Einrichtung (67) zum Steuern der Ratenkompensations-Rückkopplungsschleife (65) aufweist, so daß die Rückkopplungsschleife unter Niederratenbedingungen arbeitet, um aktualisierte Nicht-Null-Ratenbeurteilungen mit einer variablen Abtastrate zu liefern, und diese nur nach erhöhten Verschiebungssignalen geliefert werden.

7. Eine Servosteuerung gemäß Anspruch 6, ferner charakterisiert durch eine Einrichtung (85) zum Liefern der aktualisierten Nicht-Null-Ratenbeurteilungen unter Niederratenbedingungen abhängig vom Verhältnis der Auflösung und des gemessenen Zeitintervalls zwischen den Änderungen des Verschiebungssignals, wobei die Einrichtung durch die Steuereinrichtung (67) unter Niederratenbedingungen aktiviert wird.

8. Eine Servosteuerung gemäß Anspruch 7, ferner gekennzeichnet durch eine Einrichtung (90) zum Dämpfen der aktualisierten Ratenbeurteilungen, die unter Niederratenbedingungen geliefert werden, wobei die Dämpfung eine inverse Funktion der Ratenbeurteilung ist, wodurch die Dämpfung zunimmt, wenn die Ratenbeurteilungen abnehmen.

9. Eine digitale Zweiachsen-Ratenkompensations-Servosteuerung zum Steuern der Bewegung einer ersten Vorrichtung entlang einer ersten Achse und der Bewegung einer zweiten Vorrichtung entlang einer zweiten Achse, die eine erste und eine zweite digitale Ratenkompensations-Servosteuerung gemäß einem beliebigen vorhergehenden Anspruch aufweist, bei der die erste und die zweite Steuerung jeweilige erste und zweite Ratenkompensationssignale abhängig von den jeweiligen Geschwindigkeiten der ersten und der zweiten Vorrichtung entlang ihrer jeweiligen Achsen erzeugen.

10. Eine Vorrichtung gemäß Anspruch 9, bei der die Vorrichtung zum Steuern eines X-Y-Plotters dient, bei der die erste Vorrichtung eine Plotterstift-Treiberanordnung zum Positionieren des Plotterstiftes entlang der X-Achse umfaßt, und die zweite Vorrichtung eine Plotterpapier- Transporteinrichtung zum Transportieren des Plotterpapiers entlang der Y-Achse umfaßt.