DE68920363T2

DE68920363T2 - Fehlerschutzschaltung für Stromversorgung.

Info

Publication number: DE68920363T2
Application number: DE68920363T
Authority: DE
Inventors: Felix Aschwanden; Theodor Ernst Bart; Peter Eduard Haferl
Original assignee: RCA Licensing Corp
Current assignee: Thomson Licensing SAS
Priority date: 1988-06-09
Filing date: 1989-06-03
Publication date: 1995-06-22
Anticipated expiration: 2009-06-04
Also published as: EP0345679A2; US4907116A; JPH02237463A; FI892717A0; KR900001248A; DE68920363D1; CN1038914A; FI100625B; EP0345679A3; CN1018782B; KR0136872B1; FI892717A7; JP2819152B2; EP0345679B1

Description

Die Erfindung betrifft eine Fehlerschutzschaltung im Netzteil beispielsweise eines Fernsehgerätes und insbesondere eine Schutzschaltung, die einen Überstrom in einem MOSFET- Leistungstransistor verhindert.
EP-A-0 255 067 zeigt eine Schaltung dieser Art. In dieser Schaltung wird eine Meßvorrichtung in Form eines Differentialverstärkers abgeschaltet, wenn ein Schaltleistungstransistor sperrt. Das zu messende Signal enthält jedoch noch die breiten Spitzen, die auftreten, wenn der Schaltleistungstransistor sperrt. Als Folge davon ist die Messung nicht so exakt, wie wünschenswert wäre.
In einem Gleichspannungswandler oder Gleichumrichter, der beispielsweise im Netzteil eines Fernsehgerätes verwendet wird, kann ein Leistungsschalttransistor verwendet werden, der mit einer vorgegebenen Frequenz arbeitet und eine erste den Hauptstrom leitende Elektrode aufweist, die an einen ersten Anschluß der Primärwicklung eines Transformators angeschlossen ist. Ein zweiter Anschluß der Primärwicklung kann mit einer Eingangsgleichspannung verbunden sein, die aus einer Batterie oder von einem Gleichrichter stammen kann, der eine Netzwechselspannung gleichrichtet. Wenn der Transistor ausgeschaltet wird, wird in der Sekundärwicklung des Transformators eine Spannung induziert. Die in der Sekundärwicklung induzierte Spannung wird zur Erzeugung einer Ausgangsgleichspannung gleichgerichtet, die eine Lastschaltung mit Strom versorgt. Die Lastschaltung kann beispielsweise eine Ablenkschaltung eines Fernsehempfängers sein.
Es kann wünschenswert sein, den Leistungstransistor gegen einen Überstrom zu schützen, der ihn zerstören könnte. Ein derartiger Überstrom kann beispielsweise durch eine übermäßige Last in der Sekundärwicklung des Transformators verursacht werden.
In einer Schaltung eines Fernsehempfängers des Standes der Technik ist ein Widerstand zur Abtastung der Stromstärke mit den den Hauptstrom leitenden Elektroden des Leistungstransistors in Reihe geschaltet. Eine Spannung, die den Strom anzeigt, der zwischen den den Hauptstrom leitenden Elektroden fließt, bildet sich über dem Abtastwiderstand. Ein Vergleicher, der auf die Spannung über dem Abtastwiderstand reagiert, erzeugt ein Ausgangssignal, wenn ein Überstrom auftritt. Der Überstrom tritt auf, wenn der Strom im Leistungstransistor einen gegebenen Schwellenwert übersteigt, der als sichere Betriebsstromstärke angesehen wird. Das Ausgangssignal des Vergleichers wird mit einer Schaltung zur Steuerung des Leistungstransistors verbunden, um den Leistungstransistor abzuschalten und so weitere Leitung im Leistungstransistor zu verhindern, wenn Überstrom festgestellt wurde.
In Hochstromanwendungen kann ein derartiger Abtastwiderstand den Nachteil haben, eine erhebliche Verlustleistung zu verursachen. Der Wirkungsgrad des Wandlers wird also verringert. Es kann daher wünschenswert sein, den Strom im Leistungstransistor abzutasten, ohne einen derartigen Abtastwiderstand mit dem Leistungstransistor in Reihe zu schalten.
In einer ein Merkmal der Erfindung ausführenden Schaltung ist der Transistor beispielsweise vom MOSFET-Typ (MOS-Feldeffekttransistor). Die Source-Elektrode ist geerdet und die Drain-Elektrode mit der Primärwicklung des oben genannten Transformators verbunden. Die Spannung, die sich zwischen der Drain-Elektrode und Erde bildet, ist proportional zum Strom im MOSFET, wenn er leitet. Daher zeigt eine derartige Spannung die Stärke des Stromes an, der im MOSFET fließt, wenn er leitet. Eine derartige Spannung wird in Ausführung eines Merkmales der Erfindung zur Erzeugung eines Überstromschutzsignales verwendet.
Andererseits kann die Spannung zwischen der Drain-Elektrode und Erde erheblich höher sein, wenn der MOSFET sperrt, und zeigt nicht unbedingt den Strom an, der während der Zeit fließt, in der der MOSFET leitet. Es kann wünschenswert sein zu verhindern, daß diese Spannung das Überstromschutzsignal beeinflußt.
Einem Merkmal der Erfindung entsprechend wird die Spannung, die beispielsweise an der Drain-Elektrode entsteht, verwendet, um in Ausführung eines Merkmales der Erfindung einen ersten Teil eines ersten Signales zu erzeugen. Die Spannung an der Drain- Elektrode kann als die Spannung bezeichnet werden, die am "Ein"-Widerstand des MOSFET entsteht. Wenn der MOSFET leitet, variiert der Betrag des ersten Teiles des ersten Signales proportional zur Spannung an der Drain-Elektrode. Der Betrag des ersten Teiles des ersten Signales zeigt den Strom im Transistor an. Wenn der MOSFET sperrt, wird ein zweiter Teil des ersten Signales mit einem konstanten Betrag gebildet oder auf einem konstanten Betrag, beispielsweise von Null Volt, gehalten. Auf diese Weise zeigt eine Amplitude des ersten Signales vorteilhafterweise den Strom im Transistor an, wird aber durch die Spannung an der Drain-Elektrode nicht beeinflußt, wenn der Transistor sperrt.
Das erste Signal wird an eine Stromabtastanordnung angelegt, die einen Vergleicher enthalten kann. Wenn eine Größe des ersten Signales einen vorbestimmten Wert übersteigt, der einen Überstrom anzeigt, erzeugt die Stromabtastanordnung ein Steuersignal, das an die Gate-Elektrode des MOSFET angelegt wird und sie zum Abschalten veranlaßt. Auf diese Weise wird der MOSFET vorteilhafterweise gegen eventuell zerstörend wirkende Überströme geschützt. ln einer Ausführungsform der Erfindung wird ein zweiter Transistor verwendet, um das erste Signal auf null Volt zu halten, wenn der MOSFET-Leistungsschalter sperrt.
Eine ein Merkmal der Erfindung ausführende Fehlerfeststellungs - und -schutzvorrichtung in einem Schaltnetzteil umfaßt eine Quelle einer Eingangsversorgungsspannung und einen ersten Schaltleistungstransistor, der über eine erste und zweite den Hauptstrom leitende Elektrode und eine Steuerelektrode verfügt. Die Vorrichtung umfaßt eine Quelle eines ersten Steuersignales mit einer gegebenen Frequenz, die mit der Steuerelektrode des ersten Schaltleistungstransistors verbunden ist. Das erste Steuersignal veranlaßt im Normalbetrieb den ersten Schalttransistor, bei einer in Übereinstimmung mit der gegebenen Frequenz festgelegten Schaltfrequenz zu arbeiten. Eine die Vorrichtung anwendende Schaltung enthält eine Impedanz, die mit der Eingangsversorgungsspannung und der ersten den Hauptstrom leitenden Elektrode verbunden ist, um eine Ausgangsversorgungsspannung in der Anwendungsschaltung zu erzeugen. Die Impedanz bildet einen Stromweg zu einem geschalteten Hauptstrom, der im ersten Schaltleistungstransistor fließt. Ein erstes Stromabtastsignal bildet sich mit einer Frequenz, die in Übereinstimmung mit der gegebenen Frequenz festgelegt ist, zwischen der ersten und zweiten den Hauptstrom leitenden Elektrode des ersten Schaltleistungstransistors, wenn der erste Schaltleistungstransistor leitet. Das erste Stromabtastsignal zeigt die Stärke des Hauptstromes an, wenn der erste Schaltleistungstransistor leitet. Ein erster Teil eines zweiten Stromabtastsignales, das die Stärke des Hauptstromes anzeigt, wird an einem Ausgang in Übereinstimmung mit dem ersten Steuersignal und in Übereinstimmung mit dem ersten Stromabtastsignal erzeugt, wenn der erste Schaltleistungstransistor im Durchlaßzustand ist. Der Ausgang wird vom Leistungstransistor getrennt, wenn der erste Schaltleistungstransistor im Sperrzustand ist, um zu verhindern, daß eine Spannung, die an der ersten den Hauptstrom leitenden Elektrode des ersten Schaltleistungstransistors entsteht, wenn der Leistungstransistor sperrt, einen erheblichen Beitrag zur Amplitude des zweiten Stromabtastsignales leistet. Ein zweites Steuersignal wird erzeugt wenn sich eine Größe des ersten Teiles des zweiten Stromabtastsignales außerhalb des normalen Betriebsbereiches befindet was das Auftreten eines Fehlers im Netzteil anzeigt. Das zweite Steuersignal wird an die Steuerelektrode des ersten Schaltleistungstransistors angelegt, um den ersten Schaltleistungstransistor daran zu hindern, weiterhin zu leiten.
In der Zeichnung zeigen:
Fig. 1 eine erste Ausführungsform einer ein Merkmal der Erfindung ausführenden Überstromschutzschaltung;
Fig. 2a - 2d Wellenformen, die zur Erläuterung der Arbeitsweise der Schaltung der Fig. 1 nützlich sind;
Fig. 3 eine zweite Ausführungsform einer Überstromschutzschaltung, die ein anderes Merkmal der Erfindung ausführt;
Fig. 4a - 4d Wellenformen, die zur Erläuterung der Arbeitsweise der Schaltung der Fig. 3 nützlich sind; und
Fig. 5 eine dritte Ausführungsform einer Überstromschutzschaltung, die ein weiteres Merkmal der Erfindung ausführt, das in einer Gegentakt-Endstufe verwendet wird.
Fig. 1 zeigt eine Gleichspannungswandler- oder Gleichumrichteranordnung 100 eines Fernsehgerätes, die eine Überstromschutzvorrichtung 100a enthält, die ein Merkmal der Erfindung ausführt. Die Fig. 2a - 2d zeigen Wellenformen, die zur Erläuterung der Arbeitsweise der Anordnung 100 der Fig. 1 nützlich sind. Ähnliche Nummern und Symbole in Fig. 1 und 2a - 2d bezeichnen ähnliche Gegenstände oder Funktionen.
Die Anordnung 100 der Fig. 1 enthält eine Oszillator- und Steuerstufe 50, die ein Rechteckwellensignal VG mit einer gegebenen Frequenz im Normalbetrieb erzeugt, wie in Fig. 2a dargestellt. Im Normalbetrieb veranlaßt das Signal VG der Fig. 1 einen MOSFET Q&sub1;, mit der Schaltfrequenz abwechselnd ein- und auszuschalten, die durch die Frequenz des Signales VG festgelegt ist. Eine Primärwicklung T1a eines Gleichspannungswandler- Transformators T&sub1; weist einen ersten Anschluß auf, der mit der Drain-Elektrode des Transistors Q&sub1; verbunden ist, und einen zweiten Anschluß, der mit einer Eingangsgleichspannung B+ verbunden ist. Das Umschalten des Transistors Q&sub1; bewirkt die Induktion einer Spannung in einer Sekundärwicklung T1b des Transformators T&sub1;. Diese Spannung wird durch eine Gleichrichteranordnung 60 gleichgerichtet, die eine Diode D&sub1; und einen Kondensator C&sub1; umfaßt. Die Gleichrichteranordnung 60 erzeugt eine Ausgangsgleichspannung VRL über einer Last, etwa einem Widerstand RL. Der Widerstand RL steht für eine Last, die eine Schaltung des Fernsehgerätes darstellt, die in Fig. 1 nicht näher abgebildet wird und die durch die Spannung VRL mit Energie versorgt wird.
Als Ergebnis der Leitung des Transistors Q&sub1; fließt ein wachsender Strom i&sub1; in Wicklung T1a, wie in Fig. 2b dargestellt. Die gestrichelten Linien in den Fig. 2b - 2d entsprechen einem ersten Beispiel, in dem der Strom i&sub1; größer ist, als in einem zweiten Beispiel, das durch eine durchgezogene Linie dargestellt ist.
Während beispielsweise des Zeitraumes t&sub1; - t&sub2; der Fig. 2c erzeugt der Strom i&sub1; der Fig. 1 eine ansteigende Spannung VQ1 am Drain des Transistors Q&sub1;, der zum Strom i&sub1; proportional ist. Die Spannung VQ1 ist gleich der Stärke des Stromes i&sub1; multipliziert mit rDS, wobei rDS für den Betrag des "Ein" oder Durchlaßwiderstandes des Transistors Q&sub1; steht, wenn Transistor Q&sub1; vollständig eingeschaltet ist. Wenn der Transistor Q&sub1; sperrt, wie im Zeitraum t&sub2; - t1' der Fig. 2c, ist die Spannung VQ1 der Fig. 1 als Folge der Tätigkeit des Transformators T&sub1; positiver, als die Spannung B+. Im Zeitraum t&sub1; - t&sub2; beispielsweise zeigt die Spannung VQ&sub1; der Fig. 2c die Stärke des Stromes i&sub1; der Fig. 1 an. Im Zeitraum t&sub2; - t1' der Fig. 2c enthält die Spannung VQ1 einen Teil, der den Strom i&sub1; im Transistor Q&sub1; der Fig. 1 nicht einfach abbildet.
Einem Merkmal der Erfindung gemäß wird ein Stromabtastsignal VQ2 aus Spannung VQ1 gebildet, das zum Strom i&sub1; proportional ist, wenn der Transistor Q&sub1; leitet, und das beispielsweise Null ist, wenn Transistor Q1 sperrt. Daher ist Signal VQ2 während der "Aus"-Zeit des Transistors Q&sub1; vorteilhafterweise von der Spannung VQ1 unbeeinflußt. Auf diese Weise ist eine Amplitude des Signales VQ2, beispielsweise seine Doppelamplitude, zum Strom i&sub1; proportional, der während der "Ein"-Zeit des Transistors Q&sub1; auftritt. Dieses Merkmal des Signales VQ2 ist dadurch vorteilhaft, daß es die weitere Verarbeitung des Signales VQ2 vereinfacht, da das Signal VQ2 von der Spannung VQ1 unbeeinflußt ist, wenn der Transistor Q&sub1; sperrt. Diese Verarbeitung des Signales VQ2 kann beispielsweise seine Tiefpaßfilterung umfassen, um Rauschen zu verringern, oder eine Bildung des Mittelwertes des Signales VQ2, um ein Signal zu bilden, das den Mittelwert oder den Spitzenwert des Stromes i&sub1; der Fig. 1 anzeigt.
Zur Erzeugung des Signales VQ2 wird die Drain-Elektrode des Transistors Q&sub1; über einen Widerstand R&sub1; an die Drain-Elektrode Q2a eines JFET (Sperrschicht-Feldeffekttransistor) Q&sub2; angeschlossen, der als Umgehungsschalter arbeitet. Die Gate-Elektrode des Transistors Q&sub2; ist mit dem Signal VG verbunden. Die Transistoren Q&sub1; und Q&sub2; arbeiten in entgegengesetzter Weise: Wenn der eine leitet, sperrt der andere und umgekehrt.
Das ein Merkmal der Erfindung ausführende und an der Elektrode Q2a, entstehende Signal VQ2 ist, wie in Fig. 2d dargestellt, im Zeitraum t&sub1; - t&sub2; der Spannung VQ1 der Fig. 2c gleich. Im Zeitraum t&sub2; - t&sub1;, beispielsweise, der eintritt, wenn Transistor Q&sub1; sperrt, bildet die Spannung VQ1 nicht unbedingt direkt den Strom i&sub1; der Fig. 1 ab. Im Zeitraum t&sub2; - t&sub1;, wird das Signal VQ2 der Fig. 2d durch den "Ein"-Widerstand des leitenden JFET-Transistors Q2 der Fig. 1 auf ungefähr Null Volt gehalten. Dadurch ist der Beitrag der Spannung VQ1 zum Signal VQ2 wesentlich größer, wenn der Transistor Q&sub1; leitet, als wenn er sperrt Daher wird eine Änderung des Stromes i&sub1; vorteilhafterweise eine proportional größere Änderung beispielsweise der Spitzenamplitude oder des Mittelwertes des Signales VQ2 bewirken, als wenn der Wert des Signales VQ2 nicht in dieser Weise gehalten würde. Das Ergebnis ist eine Anordnung zur Feststellung von Überströmen, die für Änderungen des Stromes i&sub1; empfindlicher ist. Es ist zu beachten, daß der Widerstand R&sub1; und der Transistor Q2 ein steuerbares Dämpfungsglied bilden, das einen sehr hohen oder unendlichen Dämpfungsfaktor aufweist und das hauptsächlich dämpft, wenn der Transistor Q&sub1; sperrt, und das beispielsweise die ungedämpfte Spannung VQ1 anlegt, um das Signal VQ2 zu bilden, wenn der Transistor Q&sub1; leitet.
Vorteilhafterweise ist das Signal VQ2 der Fig. 2d ein Analogsignal. Als Analogsignal ist VQ2 in der Lage, beliebige Werte aus einem Bereich anzunehmen, der unendlich viele verschiedene Werte umfaßt, wenn der Strom i&sub1; irgendeinen Wert aus einem entsprechenden Wertebereich annimmt. Dagegen kann ein Digitalsignal nur eine begrenzte Anzahl von Werten annehmen. Als Analogsignal kann das Signal VQ2 der Fig. 1 vorteilhafterweise leicht in einem herkömmlichen Tiefpaßfilter tiefpaßgefiltert werden, um ein gefiltertes Stromabtastsignal zu erhalten (nicht in den Figuren dargestellt), das an die Stromabtastanordnung 51 angelegt wird. Es ist zu beachten, daß bei direkter Tiefpaßfilterung der Spannung VQ1 ihre Amplitude nicht einfach den Strom i&sub1; abbilden würde. Dies liegt daran, daß der Teil der Spannung VQ1j für den Zeitraum, in dem der Transistor Q&sub1; sperrt, mit dem Strom i&sub1; nicht unbedingt vom Betrag her in Beziehung steht. Dieser Teil kann sehr viel größer sein, als der andere Teil der Spannung VQ1, wenn Transistor Q&sub1; leitet, was das Verfahren zur Informationsgewinnung aus dem Strom i&sub1; kompliziert.
Das Signal VQ2 wird an einen Eingangsanschluß 51a der Stromabtastanordnung 51 angelegt die den oben erwähnten Tiefpaßfilter enthalten kann. Ein Überstrom kann auftreten, wenn der Strom i&sub1; der Fig. 2b einen vorher festgelegten Wert überschreitet, der als sicherer Betriebswert angesehen wird. Wenn ein derartiger Überstrom auftritt, wird das Spitzen- oder Mittelwertsignal VQ2 größer, als ein vorbestimmter Bezugsspannungswert. Dementsprechend erzeugt die Stromabtastanordnung 51 der Fig. 1, die einen Vergleicher enthalten kann, ein Überstromschutzsignal INHIBIT, das an einen Steueranschluß 50a der Oszillator - und Steuerstufe 50 angeleglt wird. Das Signal INHIBIT bewirkt, daß das Signal VG auf beispielsweise Null Volt gehalten wird, was den Transistor Q&sub1; dazu zwingt, weiterhin zu sperren. Der Strom i&sub1; der Fig. 1 wird Null, wodurch der Transistor Q&sub1; vor dem erwähnten Überstrom geschützt wird. Die Pegelhaltefunktion des Transistors Q&sub2; vereinfacht vorteilhafterweise die Art, auf die Information über die Stärke des Stromes i&sub1; aus der Spannung VQ1 gewonnen wird, um das Signal INHIBIT zu erzeugen.
Fig. 3 zeigt eine Netzteilanordnung 100', die ein anderes Merkmal der Erfindung ausführt und der Anordnung 100 der Fig. 1 ähnelt. Insbesondere wird die Stromstärke in jedem der MOSFET- Transistoren Q&sub1; und Q1' der Fig. 1 bzw. 3 aus einer Spannung gewonnen, die zwischen den entsprechenden Drain- und Source- Elektroden entsteht, wenn der entsprechende Transistor eingeschaltet ist. Ähnliche Nummern und Symbole in den Fig. 1 und 3 bezeichnen ähnliche Gegenstände oder Funktionen.
Ein Signal Vs' der Fig. 3, das zum Signal VQ2 der Fig. 1 analog ist, enthält Information über die Stärke des Stromes i1'. Die Fig. 4a - 4d zeigen Wellenformen, die zur Erläuterung der Arbeitsweise der Anordnung 100' der Fig. 3 nützlich sind. Ähnliche Nummern und Symbole in den Fig. 3 und 4a - 4d bezeichnen ähnliche Gegenstände oder Funktionen.
In der Anordnung 100' der Fig. 3 wird ein Signal VG', das die Schalttätigkeit des Transistors Q1' steuert, über einen Widerstand R2' an eine Anode der Diode D2' angelegt. Die Diode D2', die als in Reihe geschalteter Schalter arbeitet, weist eine Kathode auf, die an die Drain-Elektrode des Transistors Q1' angeschlossen ist. Das Signal VG' liefert einen kleinen, für Durchlaßbetrieb vorspannenden Strom durch die Diode D2' zum selben Zeitpunkt, zu dem das Signal VG' den Transistor Q1' dazu veranlaßt, einzuschalten. Dementsprechend ist das Signal VS' proportional zum Strom i1'. Das Signal VS' bildet sich an einem Anschluß 51a', der mit einer Verbindung zwischen dem Widerstand R2' und der Anode der Diode D1' verbunden ist. Signal VS' ist während des Zeitraumes ta - tb der Fig. 4d der Stärke des Stromes i1', multipliziert mit dem Widerstand rDS' plus Betrag der Spannung VD2' gleich. Die Spannung VD2' ist der Spannungsabfall in Durchlaßrichtung über der Diode D2' der Fig. 3, der ungefähr 0,7 Volt beträgt.
Wenn das Signal VG' gleich Null ist, wie dies beispielsweise im Zeitraum tb - tc der Fig. 4a der Fall ist, der eintritt, wenn der Transistor Q&sub1; sperrt, ist der Strom durch den Widerstand R2' der Fig. 3 gleich Null und die Diode D2' in Sperrrichtung vorgespannt. Die sperrende Diode D2' isoliert vorteilhafterweise den Eingang 51a' von der Spannung VQ1'. Wenn die Diode D2 sperrt, ist die Spannung VQ1 größer, als die Spannung B+. Dadurch wird beispielsweise im Zeitraum tb - tc der Fig. 4d das Signal VS' auf ungefähr Null Volt gehalten.
Wenn das Signal VG' der Fig. 3 aufgrund eines Fehlers zu klein ist, oder wenn die Stärke des Stromes i1' übermäßig ist, wird das Schutzsignal INHIBIT' der Stromabtastanordnung 51' erzeugt. Das Signal INHIBIT' schützt vorteilhafterweise den Transistor Q1' davor, eingeschaltet zu werden.
In einigen Schaltnetzteilanwendungen kann es wünschenswert sein, die Frequenz des Signales VG' zu erhöhen, wenn der Strom i1' wächst, um den Regelbereich der Ausgangsgleichspannung angesichts entsprechender Änderungen des Stromes i&sub1; und der Spannung B+ zu erhöhen. Vorteiihafterweise kann das Signal VS' auch, wie in Fig. 3 durch eine gestrichelte Linie dargestellt, an einen Frequenzregelanschluß 50b' der Oszillator- und Steuerstufe 50' angelegt werden, um beispielsweise die Frequenz des Signales VG' zu erhöhen, wenn die Stromstärke i1' wächst, und umgekehrt.
Fig. 5 zeigt einen Umrichter 100", der ein anderes Merkmal der Erfindung ausführt. Der Umrichter 100", der eine Gegentaktstufe enthält, erzeugt eine Ausgangsspannung V&sub2;&sub4; von 24 Volt durch Gleichumrichten einer Batterieeingangsspannung VB von 12 Volt. Der Umrichter 100" der Fig. 5 kann beispielsweise in einem tragbaren Farbfernsehgerät mit einer 10"-Bildröhre des Typs 250ATB22, hergestellt durch die Firma Hitachi Co. und in den Figuren nicht dargestellt, verwendet werden. Außerdem kann der Umrichter 100" der Fig. 5 eine Bereitschaftsversorgungsspannung VSB von 15 Voit und eine Versorgungsspannung VDG von 220 Voit liefern. Die Spannung VDG kann zur Energieversorgung einer Resonanzentmagnetisierschaltung (nicht in den Fig. dargestellt) verwendet werden.
Im Umrichter 100" sind die Drain-Elektroden der MOSFET Q&sub1;&sub0; und Q&sub2;&sub0; an Endanschlüssen 90 bzw. 91 einer Primärwicklung T10a eines Umrichttransformators T&sub1;&sub0; angeschlossen. Ein zwischen den Anschlüssen 90 und 91 angeordneter Anschluß 92 der Wicklung T10a ist mit der Batteriespannung VB verbunden. Ein Oszillator U&sub1; erzeugt gegenphasige Signale, die über eine Steuerschaltung U&sub2; geschaltet sind, um gegenphasige Signale V2a bzw. V2b zu bilden. Die Signale V2a und V2b, die über Widerstände R&sub3; und R&sub4; an die Gate-Elektroden der Transistoren Q&sub1;&sub0; bzw. Q&sub2;&sub0; angelegt werden, veranlassen die Transistoren Q&sub1;&sub0; und Q&sub2;&sub0;, im Gegentakt zu arbeiten.
Ein Drain-Strom i&sub1;&sub0; des Transistors Q&sub1;&sub0; wird durch eine Diode D&sub2;&sub0; in einer Weise abgetastet, die der der Diode D2' der Fig. 3 analog ist. Dementsprechend wird eine Spannung VS10 der Fig. 5 in ähnlicher Weise gebildet, wie das Signal VS' der Fig. 3. In ählicher Weise wird ein Drain-Strom i&sub2;&sub0; des Transistors Q&sub2;&sub0; der Fig, 5 durch eine Diode D&sub3;&sub0; abgetastet, um eine Spannung VS&sub2;&sub0; zu erzeugen. Die Spannungen VS&sub1;&sub0; und VS&sub2;&sub0;, die abwechselnd erzeugt werden, werden an Widerstände R&sub6; bzw. R&sub7; angelegt. Dementsprechend wird an einem Verbindungsanschluß A der Widerstände R&sub6; und R&sub7; ein Signal VSUM gebildet. Das Signal VSUM entwickelt sich über einem Widerstand R&sub1;&sub8; und einem integrierenden Kondensator C&sub6; und wird an einen invertierenden Eingang eines Vergleichers U3C angelegt. Die Diode D&sub2;&sub0; beispielsweise verhindert, daß die Spannung V&sub9;0 über Transistor Q&sub1;&sub0; das Signal VSUM beeinflußt, wenn der Transistor Q&sub1;&sub0; sperrt.
Sollte ein Fehler aufreten, der dazu führt, daß einer der Ströme i&sub1;&sub0; und i&sub2;&sub0; einen vorgegebenen Betrag übersteigt, wird das Signal VSUM größer als eine Bezugsspannung VRF, die über einer Diode D&sub6; an einem nichtinvertierenden Eingang des Vergleichers U3C entsteht. Dementsprechend wird ein Signal V&sub0; an einem Ausgang des Vergleichers U3C erzeugt. Das Signal V&sub0; wird über einen nichtinvertierenden Eingang eines Vergleichers U3B angelegt, der über einen Ausgang verfügt, der mit einem invertierenden Eingang des Vergleichers U3A verbunden ist. Als Ergebnis tritt das Signal V&sub0; auf, wenn das Signal VSUM größer ist, als die Bezugsspannung VRF. Wenn das Signal V&sub0; erzeugt wird, wird ein Signal INHIBIT mit einem ersten oder hohen Logikpegel (HIGH) an einem Ausgang des Vergleichers U3A erzeugt. Wenn das Signal INHIBIT auf dem ersten Logikpegel ist, bewirkt es, daß die Ausgangssignale des Oszillators U&sub1; auf null Volt bleiben. Dies hat zur Folge, daß die beiden Signale V2a und V2b NuIl werden. Dadurch wird der Schaltbetrieb in den Transistoren Q&sub1;&sub0; und Q&sub2;&sub0; unterbrochen und die Transistoren Q&sub1;&sub0; und Q&sub2;&sub0; daran gehindert, eingeschaltet zu werden. Dadurch wird das Signal VSUM Null und das Signal V&sub0; kehrt auf seinen normalen Betriebswert zurück.
Der Vergleicher U3B arbeitet als Verzögerungsschalter. Wenn sich sein Ausgangssignal V3BOUT ändert, wird V3BOUT daran gehindert, sofort auf seinen normalen Betriebswert zurückzukehren. Das Signal V3BOUT wird davor gehindert, bis eine Abschaltzeit von beispielsweise 150 Milisekunden seit dem Zeitpunkt vergangen ist, zu dem das Signal V&sub0; auf seinen normalen Betriebswert zurückgekehrt ist. Die Minimalverzögerung von 150 Millisekunden wird durch die Zeitkonstante bestimmt, die mit einem Kondensator C&sub5; verbunden ist, der mit einem invertierenden Eingang des Vergleichers V3B verbunden ist, wie unten beschrieben wird.
Im Normalbetrieb des Umrichters 100" ist das Signal VSUM kleiner, als die Spannung VRF. Ein Ausgang des Vergleichers U3C, Stift Nummer 13, weist eine hohe Impedanz auf, die an einem Transistor mit offenem Kollektor (nicht in den Figuren dargestellt) gebildet wird. Ein Ausgang des Vergleichers U3B, Stift Nummer 14, weist ebenfalls eine hohe Impedanz auf. Der Kondensator C&sub5; wird auf eine Spannung aufgeladen, die durch die Widerstände R&sub1;&sub5;, R&sub1;&sub4;, R&sub1;&sub3; und R&sub1;&sub6; bestimmt wird, die einen Spannungsteiler bilden.
Wenn das Signal INHIBIT am Ausgangssignal des Vergleichers U3A niedrig ist, gibt es den Oszillator U1 frei. Wenn eine Überlast auftritt, wächst das Signal VSUM über den Betrag der Spannung VRF an und triggert die Vergleicher U3C und U3B. Ihre Ausgänge schalten auf den niedrigen Zustand, der ungefähr dem Massepotential entspricht, und steuern das Ausgangssignal INHIBIT des Vergleichers U3A auf den hohen PegeI (HIGH), was den Oszillator U&sub1; abschaltet. Als Folge davon, daß der Umrichter 100" abgeschaltet wird, sinkt das Signal VSUM auf einen Wert, der unter dem der Spannung VRF liegt, und der Ausgang des Vergleichers U3C schaltet auf eine hohe Impedanz. Durch die durch den Widerstand R&sub1;&sub3; bewirkte Rückkopplung bleibt das Ausgangssignal V3BOUT des Vergleichers U3B im niedrigen Zustand (LOW), bis der Kondensator C&sub5; sich durch den Widerstand R&sub1;&sub4; auf eine Spannung entlädt, die niedriger ist, als die Spannung des Signales V&sub0;. Das Signal V&sub0; entsteht am nichtinvertierenden Eingang des Vergleichers U3B. Dementsprechend schaltet der Ausgang des Vergleichers U3B auf hohe lmpedanz und der Kondensator C5 beginnt, sich über die Widerstände R1ß R13 und R14 aufzuladen. Wenn die Spannung am invertierenden Eingang des Vergleichers U3A, Stift Nummer 6, über die Spannung am nichtinvertierenden Eingang, Stift Nummer 7, angewachsen ist, schaltet das Ausgangssignal INHIBIT des Vergleichers U3A in den niedrigen Zustand (LOW) und gibt den Oszillator U&sub1; wieder frei. Dadurch wird die Erzeugung der Signale V2a und V2b wieder aufgenommen.
Der Zeitraum zwischen der durch das Signal VSUM bewirkten Triggerung und dem Zeitpunkt der Unterbrechung des Schaltbetriebes der Transistoren Q&sub1;&sub0; und Q&sub2;&sub0; ist vorteilhafterweise sehr kurz, ungefähr 1 Mikrosekunde. Nach Unterbrechung des Schaltbetriebes in den Transistoren Q&sub1;&sub0; und Q&sub2;&sub0; kann der Schaltbetrieb nicht sofort wieder aufgenommen werden, wie oben angegeben wurde. Die Wiederaufnahme des Schaltbetriebes kann frühestens nach Ablaufen der Abschaltzeit von 150 Millisekunden erfolgen, wie oben beschrieben. So können sich die Transistoren Q&sub1;&sub0; und Q&sub2;&sub0; vom Überstrom erholen oder abkühlen, bevor sie wieder eingeschaltet werden können.
In der Schaltung der Fig. 5 tritt der Triggerbetrag auf, wenn das Signal VSUM ungefähr 0,7 Volt übersteigt, was durch die Durchlaßspannung der Diode D&sub6; bestimmt wird. Dieser Betrag entspricht der Tatsache, daß die Spannungen V&sub9;&sub0; und V&sub9;&sub1; jeweils ungefähr 0,8 Volt betragen. In jedem der MOSFET Q&sub1;&sub0; und Q&sub2;&sub0; der Fig. 5 kann der "Ein"-Widerstand, der auftritt, wenn der Transistor vollständig eingeschaltet ist, ungefähr 0,12 Ohm betragen. Damit erfolgt die Abschaltung des Umrichters 100", wenn der Strom i&sub1;&sub0; oder der Strom i&sub2;&sub0; ungefähr 6,5 Ampere übersteigt. Die Schutzschwellenspannung oder der Schutzschwellenstrom können durch Änderung des Wertes des Widerstandes R&sub1;&sub8; gesteuert werden.
Der Spannungsvergleicher U3A empfängt über seinen nichtinvertierenden Eingang eine Bezugsspannung, die in einer Zener-Diode D&sub1;&sub6; gebildet wird. Wenn die Batteriespannung VB unter beispielsweise 11 Volt fällt, wird das Signal INHIBIT erzeugt, weil das Signal U3BOUT am invertierenden Eingang des VergIeichers U3A kleiner wird, als die Spannung am nichtinvertierenden Eingang VRF. Dadurch bricht der Schaltbetrieb der Transistoren Q&sub1;&sub0; und Q&sub2;&sub0; ab. Dementsprechend wird weiteres Entladen der Batterie verhindert.
Die positiven Anteile der Spannungen V&sub9;&sub0; und V&sub9;&sub1; werden über die Dioden D&sub4; bzw. D&sub5; an einen Speicherkondensator C&sub1;&sub0; angelegt.
Dadurch wird der Kondensator C&sub1;0 auf ungefähr 24 Volt aufgeladen. Eine Spannung, die über eine Sekundärwicklung T10b des Transformators T&sub1;&sub0; entwickelt wird, wird gleichgerichtet und in einem Spannungsdoppler 66 verdoppelt, der einen Kondensator C&sub1;&sub2;, eine Diode D&sub8;, eine Diode D&sub7; und einen Kondensator C&sub1;&sub3; umfaßt. Der Spannungsdoppler 66 erzeugt eine Spannung VDG, die als Versorgungsspannung in einer Resonanzentmagnetisierschaltung (nicht dargestellt) verwendet werden kann.
Die Spannung VDG wird auch an das Gate eines MOSFET Q&sub3;&sub0; angelegt, um den Transistor einzuschalten. Der Kondensator C&sub1;&sub0; wird über den MOSFET Q&sub3;&sub0; an einen Anschluß 77 angelegt, um am Anschluß 77 die Spannung V&sub2;&sub4; zu erzeugen, wenn der Schaltbetrieb normal verläuft. Wenn der Schaltbetrieb abbricht, beispielsweise in Folge eines Überstromes, sperrt der Transistor Q&sub3;&sub0; sofort. Wenn der Transistor Q&sub3;&sub0; sperrt, isoliert er den Anschluß 77 vorn Speicherkondensator C&sub1;&sub0;. Auf diese Weise trennt der Transistor Q&sub3;&sub0; vorteilhafterweise sofort die Stromversorgung von der Last.

FIGUREN

In den Figuren bedeuten:
Fig. 1:
OSC. AND DRIVER Oszillator- und Steuerstufe
CURRENT SENSlNG Stromabtastung
Fig. 5:
POT CORE Topfspule
BIFILAR WIRE doppeladriger Draht
FUSE Sicherung
HlGH INHIBIT hoch unwirksam
LOW ENABLE niedrig freigegeben
OUTPUT TO CTV RECElVER Ausgang zum Farbfernsehempfänger
DUTY CYCLE Tastverhältnis
GATE VOLTAGE Gate-Spannung
DRAIN VOLTAGE Drain-Spannung
DRAIN CURRENT Drain-Strom
WAVEFORMS AT Q&sub1;&sub0;, Q&sub2;&sub0; Wellenformen an Q&sub1;&sub0;, Q&sub2;&sub0;

Claims

1. Fehlerfeststellungs- und -schutzvorrichtung in einem Schaltnetzteil, umfassend:

eine Quelle einer Eingangsversorgungsspannung (B+);

einen ersten Schaltleistungstransistor (Q1) mit einer ersten (D) und einer zweiten (S) den Hauptstrom leitenden Elektrode und einer Steuerelektrode (G);

eine Quelle (50) eines ersten Steuersignales (VG) mit einer gegebenen Frequenz, das an der Steuerelektrode des ersten Schaltleistungstransistors (Q1) anliegt, um im normalen Betrieb den ersten Schalttransistor (Q1) dazu zu veranlassen, mit einer Schaltfrequenz zu arbeiten, die in Übereinstimmung mit der gegebenen Frequenz bestimmt ist;

eine Anwendungsschaltung T&sub1;, die eine Impedanz T1a enthält, die mit der Eingangsversorgungsspannung und der ersten den Hauptstrom leitenden Elektrode verbunden ist, um eine Ausgengsversorgungsspannung (VRL) in der Anwendungsschaltung zu erzeugen, wobei die Impedanz (T1a) einen Stromweg zu einem geschalteten Hauptstrom (i1) bildet, der im ersten Schaltleistungstransistor (Q1) fließt, um ein erstes Stromabtastsignal (VQ1) mit einer Frequenz zu bilden, die in Übereinstimmung mit der gegebenen Frequenz bestimmt wird, und die zwischen der ersten (D) und der zweiten (S) den Hauptstrom leitenden Elektrode des ersten Schaltleistungstransistors (Q1) erzeugt wird, wenn der erste Schaltleistungstransistor (Q1) leitet, wobei das erste Stromabtastsignal (VQ1) die Stärke des Hauptstromes anzeigt, wenn der erste Schaltleistungstransistor (Q1) leitet;

gekennzeichnet durch

ein erstes Mittel (Q2), das auf das erste Steuersignal (VG) und das erste Stromabtastsignal (VQ1) reagiert und über einen Widerstand (R1) verfügt, der mit der ersten den Hauptstrom leitenden Elektrode (D) verbunden ist, um an einem Ausgang (Q2a) einen ersten Teil eines zweiten Stromabtastsignales (VQ2) zu erzeugen, das die Stärke des Hauptstromes (i1) anzeigt, wenn der erste Schaltleistungstransistor (Q1) leitet, und um den Ausgang (Q2a) vom Leistungstransistor (Q1) zu trennen, wenn der erste Schaltleistungstransistor (Q1) sperrt, um eine Spannung (VQ1), die an der ersten den Hauptstrom leitenden Elektrode (D) des ersten Schaltleistungstransistors (Q1) entsteht, wenn der Leistungstransistor sperrt, daran zu hindern, einen wesentlichen Anteil an einer Amplitude des zweiten Stromabtastsignales (VQ2) zu haben;

und ein zweites Mittel (51), das auf das zweite Stromabtastsignal (VQ2) reagiert, um ein zweites Steuersignal (INHIBIT) zu erzeugen, wenn sich eine Größe des ersten Teiles des zweiten Stromabtastsignales (VQ2) außerhalb eines normalen Betriebsbereiches befindet, was das Auftreten eines Fehlers im Netzteil anzeigt, wobei das zweite Steuersignal (INHIBIT) mit der Quelle (50) des ersten Steuersignales (VG) verbunden ist, das den ersten Schaltleistungstransistor derart steuert, daß der erste Schaltleistungstransistor (Q1) an weiterem Leiten gehindert wird.

2. Vorrichtung nach Patentanspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Mittel einen zweiten Schalttransistor (Q2) enthält, der eine Steuerelektrode aufweist, die mit dem ersten Steuersignal (VG) verbunden ist, und eine den Hauptstrom leitende Elektrode, die über den Widerstand (R1) mit der ersten den Hauptstrom leitenden Elektrode (D) des ersten Schaltleistungstransistors (Q1) zur Erzeugung des zweiten Stromabtastsignales (VQ2) an der den Hauptstrom leitenden Elektrode des zweiten Schalttransistors (Q2) verbunden ist, so daß der zweite Schalttransistor (Q2) sperrt, wenn der erste Schaltleistungstransistor (Q1) leitet, und umgekehrt.

3. Vorrichtung nach Patentanspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Mittel (Q2) mit einer Frequenz arbeitet, die mit der des ersten Steuersignales (VG) in Beziehung steht, und wobei das erste Mittel (Q2) bewirkt, daß das zweite Stromabtastsignal (VQ2) auf einem vorbestimmtem konstanten Wert verharrt, der wesentlich niedriger ist, als der des ersten Teiles des zweiten Stromabtastsignales (VQ2), wenn der erste Schaltleistungstransistor (Q1) sperrt.

4. Vorrichtung nach Patentanspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Mittel eine Diode (D2') umfaßt, die einen ersten Anschluß aufweist, der mit der ersten den Hauptstrom leitenden Elektrode (D) des ersten Schaltleistungstransistors (Q1) verbunden ist, um das zweite Stromabtastsignal (VD2') an einem zweiten Anschluß der Diode (D2') zu bilden, derart, daß die Diode (D2') in Durchlaßrichtung vorgespannt ist, wenn der erste Schaltleistungstransistor (Q1') leitet, und daß das erste Stromabtastsignal (VQ1'), das an der ersten, den Hauptstrom leitenden Elektrode (D) des ersten Schaltleistungstransistors (Q1') entsteht, die Diode (D2') in Sperrrichtung vorspannt, wenn der erste Schaltleistungstransistor (Q1) sperrt, um die erste den Hauptstrom leitende Elektrode (D) des ersten Schaltleistungstransistors (Q1') vom zweiten Anschluß (Anode) der Diode (D2') zu trennen.

5. Vorrichtung nach Patentanspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Impedanz eine erste Transformatorwicklung (T10a) umfaßt, die einen ersten Anschluß (90) aufweist, der mit der ersten, den Kauptstrom leitenden Elektrode (D) des ersten Schaltleistungstransistors (Q10) verbunden ist, einen zweiten Schaltleistungstransistor (Q&sub2;&sub0;), der eine erste den Hauptstrom leitende Elektrode (D) aufweist, die mit einem zweiten Anschluß (91) der ersten Transformatorwicklung (T10a) verbunden ist, der vom ersten Schaltleistungstransistor (Q10) entfernt ist, um einen zweiten Schaltstrom in den zweiten Schaltleistungstransistor (Q20) zu leiten, und der eine Steuerelektrode aufweist, die auf ein Steuersignal (V2b) mit einer Frequenz reagiert, die zu der des ersten Steuersignales (V2a) in Beziehung steht, derart, daß der erste (Q10) und der zweite (Q20) Schaltleistungstransistor im Gegentakt arbeiten, und wobei das zweite Mittel (51) mit der ersten den Hauptstrom leitenden Elektrode (D) des ersten (Q10) und des zweiten (Q20) Schaltleistungstransistors verbunden ist, um das zweite Stromabtastsignal (VSUM) zu erzeugen, das einen Überstrom im ersten (Q10) oder zweiten (Q20) Schaltleistungstransistor anzeigt.

6. Vorrichtung nach Patentanspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Mittel eine erste (D20) und eine zweite (D30) Diode enthält, wobei die erste Diode (D20) einen ersten Anschluß aufweist, der mit der ersten den Hauptstrom leitenden Elektrode (D) des ersten Schaltleistungstransistors (Q10) verbunden ist, und die zweite Diode (D30) einen ersten Anschluß aufweist, der mit der ersten den Hauptstrom leitenden Elektrode (D) des zweiten Schaltleistungstransistors (Q&sub2;&sub0;) verbunden ist, und Kombiniermittel (R6, R7), die mit den Dioden (D20, D30) verbunden sind, um das zweite Stromabtastsignal (VSUM) in Übereinstimmung mit einem Signal (VS10) zu bilden, das an einem zweiten Anschluß der ersten Diode (D20) entsteht, und in Übereinstimmung mit einem Signal (VS20), das an einem zweiten Anschluß der zweiten Diode (D30) entsteht.

7. Vorrichtung nach Patentanspruch 5, gekennzeichnet durch eine Gleichrichteranordnung (D4, D5), die mit der ersten Wicklung (T10a) verbunden ist, um eine erste Ausgangsgleichspannung (VDG) in einem Kondensator (C10) zu erzeugen, und ein drittes schaltendes Mittel (D30), das auf ein Signal reagiert, das an einer zweiten Wicklung (T10b) des Transformators (T10) entsteht, um diese erste Ausgangsgleichspannung im Normalbetrieb an einen Ausgang (77) des genannten dritten Mittels (Q30) anzulegen und um den Ausgang (77) vom Kondensator (C10) zu trennen, wenn ein Fehler entsteht.

8. Vorrichtung nach Patentanspruch 1, gekennzeichnet durch Verzögerungsmittel (U3b), die auf das zweite Stromabtastsignal (VSUM) reagieren, um ein Signal (V3BOUT) zu erzeugen, das die Wiederaufnahme des Schaltbetriebes im ersten Schaltleistungstransistor (Q10) erst nach einem Zeitraum, der mindestens eine vorgegebene Länge hat, nach Auftreten des zweiten Steuersignales (INHIBIT) freigibt, der ausreichend ist, um den ersten Schaltleistungstransistor vor Beschädigung zu bewahren.