JPH02237463A - スイッチング電源における故障検出保護回路 - Google Patents
スイッチング電源における故障検出保護回路Info
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- JPH02237463A JPH02237463A JP1148213A JP14821389A JPH02237463A JP H02237463 A JPH02237463 A JP H02237463A JP 1148213 A JP1148213 A JP 1148213A JP 14821389 A JP14821389 A JP 14821389A JP H02237463 A JPH02237463 A JP H02237463A
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/63—Generation or supply of power specially adapted for television receivers
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
- H02H7/00—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions
- H02H7/10—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for converters; for rectifiers
- H02H7/12—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for converters; for rectifiers for static converters or rectifiers
- H02H7/122—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for converters; for rectifiers for static converters or rectifiers for inverters, i.e. DC/AC converters
-
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- H02H7/10—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for converters; for rectifiers
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
この発明は，例えばテレビジョン装置などの電源におけ
る故障保護回路、特に，電力ＭＯＳトランジスタにおけ
る過電流状態を防止する故障保護回路に関するものてあ
る。
る故障保護回路、特に，電力ＭＯＳトランジスタにおけ
る過電流状態を防止する故障保護回路に関するものてあ
る。
（発明の背景）
例えばテレビジョン装置の電源で用いられる直流一直流
変換器、即ち、チョッパは、所定の周波数で動作する、
第１の主電流導通電極か変成器の１次巻線の第１の端子
に接続されているスイッチング・パワー・トランジスタ
を利用しているものがある。上記の変成器の第２の端子
は、バッテリ、あるいは、交流線路電圧を整流する整流
器から得太られるような入力直流電圧に結合されている
。上記のトランジスタがスイッチオフされると、電圧か
変成器の２次巻線に誘起され、この２次巻線の誘起電圧
か整流されて、負荷回路を付勢する出力直流電圧を生成
する。負荷回路としては、例えば、テレビジョン受像機
の偏向回路かある． このパワー・トランジスタを、これを破壊する可能性の
ある過電流状態から保護することか望まれる。この過電
流状態は、例えば、変成器の２次Ｓ＊ａにおける過負荷
状態などによって生じる．従来のテレビジョン回路では
、電流レベルサンプリング抵抗をパワー・トランジスタ
の主電流導通電極に直列に接続している。これらの主電
流導通電極間を流れる電流を表わす電圧がサンプリング
抵抗の両端子間に発生する。この電圧に応答する比較器
が、過電流状態が生じた時に出力信号を発生する。過電
流状態は、パワー・トランジスタの電流か安全動作レベ
ルと考えられている所定の闇値レベルを超える時に生じ
る．比較塁の出力はパワー・トランジスタの駆動回路に
供給されてパワー・トランジスタをターンオフさせる。
変換器、即ち、チョッパは、所定の周波数で動作する、
第１の主電流導通電極か変成器の１次巻線の第１の端子
に接続されているスイッチング・パワー・トランジスタ
を利用しているものがある。上記の変成器の第２の端子
は、バッテリ、あるいは、交流線路電圧を整流する整流
器から得太られるような入力直流電圧に結合されている
。上記のトランジスタがスイッチオフされると、電圧か
変成器の２次巻線に誘起され、この２次巻線の誘起電圧
か整流されて、負荷回路を付勢する出力直流電圧を生成
する。負荷回路としては、例えば、テレビジョン受像機
の偏向回路かある． このパワー・トランジスタを、これを破壊する可能性の
ある過電流状態から保護することか望まれる。この過電
流状態は、例えば、変成器の２次Ｓ＊ａにおける過負荷
状態などによって生じる．従来のテレビジョン回路では
、電流レベルサンプリング抵抗をパワー・トランジスタ
の主電流導通電極に直列に接続している。これらの主電
流導通電極間を流れる電流を表わす電圧がサンプリング
抵抗の両端子間に発生する。この電圧に応答する比較器
が、過電流状態が生じた時に出力信号を発生する。過電
流状態は、パワー・トランジスタの電流か安全動作レベ
ルと考えられている所定の闇値レベルを超える時に生じ
る．比較塁の出力はパワー・トランジスタの駆動回路に
供給されてパワー・トランジスタをターンオフさせる。
これによって、過電流状態が検出された時にパワー・ト
ランジスタがこれ以上導通することを防止する。
ランジスタがこれ以上導通することを防止する。
大電流システムでは、上述したようなサンプリング抵抗
は相当な電力を消費してしまう。従って、変換器の効率
が低下してしまう。従って、このようなサンプリング抵
抗をパワー・トランジスタと直列に挿入することな〈バ
ワ・トランジスタの電流を検出できれば望ましい。
は相当な電力を消費してしまう。従って、変換器の効率
が低下してしまう。従って、このようなサンプリング抵
抗をパワー・トランジスタと直列に挿入することな〈バ
ワ・トランジスタの電流を検出できれば望ましい。
（発明のＩ！Ｅ要）
この発明の１つの特徴を実施した回路ては、パワー・ト
ランジスタは、例えば、ＭＯＳＦＥＴ型である．このト
ランジスタのソース電極はアースされており、ドレン電
極は前述した変成塁の１次巻線に結合されている。ドレ
ン電極とアース間に発生する電圧は． ＭＯＳＦＥＴの
導通時にこのＭＯＳＦＥＴを流れる電流に比例している
。従って、この電圧はＭＯＳＦＥＴの導通期間中にこの
ＭＯＳＦＥＴに流れる電流のレベルを示す。この電圧は
、この発明の１つの１息様において、過電流保護信号を
発生するために用いることができる。
ランジスタは、例えば、ＭＯＳＦＥＴ型である．このト
ランジスタのソース電極はアースされており、ドレン電
極は前述した変成塁の１次巻線に結合されている。ドレ
ン電極とアース間に発生する電圧は． ＭＯＳＦＥＴの
導通時にこのＭＯＳＦＥＴを流れる電流に比例している
。従って、この電圧はＭＯＳＦＥＴの導通期間中にこの
ＭＯＳＦＥＴに流れる電流のレベルを示す。この電圧は
、この発明の１つの１息様において、過電流保護信号を
発生するために用いることができる。
一方、６１０８ＦＥＴか非導通の詩は、ドレン電極とア
ースとの間の電圧はかなり高くなっており、ＭＯＳ−Ｆ
ＥＴの導通時に流れる電流を表わしていない。この電圧
が過電流保護信号に影響を及ぼさないようにすることが
望ましい。
ースとの間の電圧はかなり高くなっており、ＭＯＳ−Ｆ
ＥＴの導通時に流れる電流を表わしていない。この電圧
が過電流保護信号に影響を及ぼさないようにすることが
望ましい。
この発明の一態様によれば、例えばドレン電極に発生す
る電圧が、この発明の１つの特徴である第１の信号の第
１の部分を生成するために用いられる。ドレン電極の電
圧はＩＩＩＯｓＦＥＴ ｒオン抵抗」の両端間に発生す
る電圧ということかできる．ＭＯＳＦＥＴが導通してい
る時は、上記第１の信号の第１の部分のレベルはトレン
電極の電圧に比例して変化し、トランジスタを流れる電
流を表わす。
る電圧が、この発明の１つの特徴である第１の信号の第
１の部分を生成するために用いられる。ドレン電極の電
圧はＩＩＩＯｓＦＥＴ ｒオン抵抗」の両端間に発生す
る電圧ということかできる．ＭＯＳＦＥＴが導通してい
る時は、上記第１の信号の第１の部分のレベルはトレン
電極の電圧に比例して変化し、トランジスタを流れる電
流を表わす。
ＭＯＳＦＥＴか非導通の時は、第１の信号の第２の部分
か一定レベル、例えば、Ｏｖに設定、即ち、クランブさ
れる。このように，第１の信号の振幅はトランジスタの
電流を表わすか、トランジスタの非導通時のドレン電極
の電圧による影響を受けない。
か一定レベル、例えば、Ｏｖに設定、即ち、クランブさ
れる。このように，第１の信号の振幅はトランジスタの
電流を表わすか、トランジスタの非導通時のドレン電極
の電圧による影響を受けない。
第１の信号は比較器を含むような電流検出構成に供給さ
れる．第１の信号の大きさか、過電流状態を示す予め定
められたレベルを超すと、電流検出構成がＭＯＳＦＥＴ
のゲート電極に供給される制御信号を発生して、＆ｌＯ
ＳＦＥＴをターンオフする。このようにして， ＭＯＳ
ＦＥＴは，これを破壊させる可濠性のある過電流状態か
ら保護される。この発明の一実施例では、第２のトラン
ジスタを用いて， ＭＯＳＦＥＴパワー・スイッチか非
導通になった時に、第１の信号をＯ■レベルにクランフ
゜する。
れる．第１の信号の大きさか、過電流状態を示す予め定
められたレベルを超すと、電流検出構成がＭＯＳＦＥＴ
のゲート電極に供給される制御信号を発生して、＆ｌＯ
ＳＦＥＴをターンオフする。このようにして， ＭＯＳ
ＦＥＴは，これを破壊させる可濠性のある過電流状態か
ら保護される。この発明の一実施例では、第２のトラン
ジスタを用いて， ＭＯＳＦＥＴパワー・スイッチか非
導通になった時に、第１の信号をＯ■レベルにクランフ
゜する。
この発明の−７ｇ様を実施した、スイッチング電源にお
ける故障検出保護装ｔは、入力供給電圧の電圧源と、第
１と第２の主電流導通電極と制御電極を有する第１のス
イッチング・パワー・トランジスタを含んている。この
装置はさらに、所定の周波数を有し，第１のスイッチン
グ・パワー・トランジスタの制ｇ４電極に供給される第
１の制御信号の信号源を含んでいる．通常動作時は、こ
の第１の制御信号か、上記所定周波数に従って決まるス
イッチング周波数で第１のスイッチングトランジスタか
動作するようにする。装置の利用回路には、入力供給電
圧源と第１の主電流導通電極とに供給されて利用回路中
に出力供給電圧を発生するインピーダンスが含まれてい
る。このインピーダンスは、第１のスイッチング・パワ
ー・トランジスタに流れる切換えられた主電流に対する
電流路を形成する．第１のスイッチング・パワー・トラ
ンジスタが導通している時、このトランジスタの第１と
第２の主電流導通電極の間に上記所定の周波数に応じて
決まる周波数で第１の電流感知信号が生成される。この
第１の電流感知信号は第１のスイッチング・パワー・ト
ランジスタの導通時の主電流のレベルを表わす。第１の
スイッチング・パワー・トランジスタが導通状態にある
時，第１の制御信号と第１の電流感知信号に従って，主
電流のレベルを表わす第２の電流感知信号の第１の部分
か出力端子に生成される。この出力端子は、第１のスイ
ッチング・パワー・トランジスタが非導通状慝にある時
に，このトランジスタから切離されて、このトランジス
タの非導通時にその第１の主電流導通電極に生じる電圧
が第２の電流感知信号の振幅の実質的な部分を占めるこ
とがないようにする。第２の電流感知信号の第１の部分
の大きさか通常の動作範囲外になって電源か故障状態に
なったことを示すと、第２の制御信号が生成される．こ
の第２の制御信号は、第１のスイッチング・パワー・ト
ランジスタがそれ以上導通しないようにするために、こ
のトランジスタの制御電極に供給される。
ける故障検出保護装ｔは、入力供給電圧の電圧源と、第
１と第２の主電流導通電極と制御電極を有する第１のス
イッチング・パワー・トランジスタを含んている。この
装置はさらに、所定の周波数を有し，第１のスイッチン
グ・パワー・トランジスタの制ｇ４電極に供給される第
１の制御信号の信号源を含んでいる．通常動作時は、こ
の第１の制御信号か、上記所定周波数に従って決まるス
イッチング周波数で第１のスイッチングトランジスタか
動作するようにする。装置の利用回路には、入力供給電
圧源と第１の主電流導通電極とに供給されて利用回路中
に出力供給電圧を発生するインピーダンスが含まれてい
る。このインピーダンスは、第１のスイッチング・パワ
ー・トランジスタに流れる切換えられた主電流に対する
電流路を形成する．第１のスイッチング・パワー・トラ
ンジスタが導通している時、このトランジスタの第１と
第２の主電流導通電極の間に上記所定の周波数に応じて
決まる周波数で第１の電流感知信号が生成される。この
第１の電流感知信号は第１のスイッチング・パワー・ト
ランジスタの導通時の主電流のレベルを表わす。第１の
スイッチング・パワー・トランジスタが導通状態にある
時，第１の制御信号と第１の電流感知信号に従って，主
電流のレベルを表わす第２の電流感知信号の第１の部分
か出力端子に生成される。この出力端子は、第１のスイ
ッチング・パワー・トランジスタが非導通状慝にある時
に，このトランジスタから切離されて、このトランジス
タの非導通時にその第１の主電流導通電極に生じる電圧
が第２の電流感知信号の振幅の実質的な部分を占めるこ
とがないようにする。第２の電流感知信号の第１の部分
の大きさか通常の動作範囲外になって電源か故障状態に
なったことを示すと、第２の制御信号が生成される．こ
の第２の制御信号は、第１のスイッチング・パワー・ト
ランジスタがそれ以上導通しないようにするために、こ
のトランジスタの制御電極に供給される。
（実施例の説明）
第１図はこの発明の一態様を実施した過電流保護構成１
００ａを含むテレビジョン装置の直流一直流変換器，即
も，チョッパ構成ｌ００を示す。第２図ａ〜ｄは第１図
の構ｒ：！ｔ１００の動作説明用の波形を示す。第１図
と第２図とにおいて、同じ番号及び符号は同し素子ある
いは機億を示す。
００ａを含むテレビジョン装置の直流一直流変換器，即
も，チョッパ構成ｌ００を示す。第２図ａ〜ｄは第１図
の構ｒ：！ｔ１００の動作説明用の波形を示す。第１図
と第２図とにおいて、同じ番号及び符号は同し素子ある
いは機億を示す。
第１図の構成１００は、通常動作時に、第２図ａに示す
ような所定周波数の矩形波ｖ６を発生する発振・駆動段
５０を含んでいる。通常動作中、第１図の信号ｖａはそ
の周波数によって決まるスイッチング周波数でｌＩＩＯ
ｓＦＥＴＱ＋を交互にスイッチオン・オフする．チョッ
パ変成器Ｔ，の１時巻線Ｔ１，は、その第１の端子がト
ランジスタＱ，のドレン電極に，また第２の端子が直流
入力電圧十Ｂに結合されている．トランジスタＱ，のス
イウチング動作により、変成３Ｔ．の２次巻線Ｔｌｂに
電圧が誘起される．この電圧はダイオードＤ，とキャパ
シタＣＩからなる整流器構成６０によって整流される。
ような所定周波数の矩形波ｖ６を発生する発振・駆動段
５０を含んでいる。通常動作中、第１図の信号ｖａはそ
の周波数によって決まるスイッチング周波数でｌＩＩＯ
ｓＦＥＴＱ＋を交互にスイッチオン・オフする．チョッ
パ変成器Ｔ，の１時巻線Ｔ１，は、その第１の端子がト
ランジスタＱ，のドレン電極に，また第２の端子が直流
入力電圧十Ｂに結合されている．トランジスタＱ，のス
イウチング動作により、変成３Ｔ．の２次巻線Ｔｌｂに
電圧が誘起される．この電圧はダイオードＤ，とキャパ
シタＣＩからなる整流器構成６０によって整流される。
整流器構成６０は負荷、例えば抵抗Ｒ，の両端間に直流
出力電圧ｖｌＩＬを生じさせる．抵抗ＲＬは電圧Ｖ，Ｉ
Ｌによって付勢される、第１図には図示されていない、
テレビジョン装置の回路によって形成される負荷を代表
するものである。
出力電圧ｖｌＩＬを生じさせる．抵抗ＲＬは電圧Ｖ，Ｉ
Ｌによって付勢される、第１図には図示されていない、
テレビジョン装置の回路によって形成される負荷を代表
するものである。
トランジスタＱ．の導通り結果、第２図ｂに示すような
ランプ電流ｉｊが巻線Ｔ，１に流れる。第２図ｂ−ｄに
おいて、破線は実線で示す第２の例における場合よりも
大きな電流ｉ＋か流れる第１の例に対応する。
ランプ電流ｉｊが巻線Ｔ，１に流れる。第２図ｂ−ｄに
おいて、破線は実線で示す第２の例における場合よりも
大きな電流ｉ＋か流れる第１の例に対応する。
例えば第２図Ｃの期間ｔ，〜ｔ２では、第１図の電流ｉ
，はトランジスタＱ，のトレンに、この電流１＋に比例
するＬ向にランプする電圧Ｖ。１を生じさせる．電圧Ｖ
Ｑ１は電流ｉ１の大きさに、トランジスタＱ，か完全に
ターンオンされた時のこのトランジスタＱ，のオン抵抗
，即ち、順方向抵抗の値ｒｏｓを乗じたものに等しい。
，はトランジスタＱ，のトレンに、この電流１＋に比例
するＬ向にランプする電圧Ｖ。１を生じさせる．電圧Ｖ
Ｑ１は電流ｉ１の大きさに、トランジスタＱ，か完全に
ターンオンされた時のこのトランジスタＱ，のオン抵抗
，即ち、順方向抵抗の値ｒｏｓを乗じたものに等しい。
トランジスタＱ，が非導通の時、例えば第２図Ｃにおけ
る期間ｔ２〜ｔ，１では，変成器ｔ１の変成器作用の結
果、第１図の電圧ｖＱＩは電圧Ｂ＋よりもさらに正にな
る．例えば期間ｔＩ〜ｔ２では、第２図Ｃの電圧ＶＱＩ
は第１図の電流ｉ，の大きさを示す。第２図Ｃの期間ｔ
２〜ｔ１′では、′ｔ圧ＶＱＩは、第１図のトランジス
タＱ，を流れる電流ｉ＋をそのまま表わさない部分を含
んでいる。
る期間ｔ２〜ｔ，１では，変成器ｔ１の変成器作用の結
果、第１図の電圧ｖＱＩは電圧Ｂ＋よりもさらに正にな
る．例えば期間ｔＩ〜ｔ２では、第２図Ｃの電圧ＶＱＩ
は第１図の電流ｉ，の大きさを示す。第２図Ｃの期間ｔ
２〜ｔ１′では、′ｔ圧ＶＱＩは、第１図のトランジス
タＱ，を流れる電流ｉ＋をそのまま表わさない部分を含
んでいる。
この発明の一態様によれば，トランジスタＱ１が導通し
ている時、電流ｉ，に比例する電流感知信号ｖＱ２が電
圧Ｖｇ１から生成される。この電流感知信号■Ｑ２はト
ランジスタＱ．か非導通の時、例えばＯとなる。従って
、信号ＶＱ２はトランジスタＱ，の「オフ」時の電圧ｖ
０，により影響を受けることはない。従って、信号ＶＱ
２の振幅、例えばそのピーク・ピーク振幅はトランジス
タＱ．の「オン」時に生じる電流ｉ Ｉに比例する。信
号ＶＱ２のこのような特徴は、この信号がトランジスタ
Ｑ．が非導通の時に、電圧ＶＱＩにより影響を受けない
ことにより、信号ｖＱ２のその後の処理か簡単になると
いる利点をもたらす。この信号Ｖｇ２の処理には、例え
ば、雑音低減のために信号ｖＱ２を低減一波すること、
あるいは、第１図の電流１１の平均値またはピーク値を
表わす信号を形成するために？号ｖＱ■を平均すること
が含まれる。
ている時、電流ｉ，に比例する電流感知信号ｖＱ２が電
圧Ｖｇ１から生成される。この電流感知信号■Ｑ２はト
ランジスタＱ．か非導通の時、例えばＯとなる。従って
、信号ＶＱ２はトランジスタＱ，の「オフ」時の電圧ｖ
０，により影響を受けることはない。従って、信号ＶＱ
２の振幅、例えばそのピーク・ピーク振幅はトランジス
タＱ．の「オン」時に生じる電流ｉ Ｉに比例する。信
号ＶＱ２のこのような特徴は、この信号がトランジスタ
Ｑ．が非導通の時に、電圧ＶＱＩにより影響を受けない
ことにより、信号ｖＱ２のその後の処理か簡単になると
いる利点をもたらす。この信号Ｖｇ２の処理には、例え
ば、雑音低減のために信号ｖＱ２を低減一波すること、
あるいは、第１図の電流１１の平均値またはピーク値を
表わす信号を形成するために？号ｖＱ■を平均すること
が含まれる。
信号■Ｑ２を生成するために、トランジスタＱｔのトレ
ン電極が抵抗Ｒ．を通して、分路スイッチとして動作す
るＪＰＥＴ （接合形電界効果トランジスタ）Ｑ２のド
レン電極Ｑ．に結゛合されている。トランジスタＱ２の
ゲート電極は信号ｖ６に結合されている。トランジスタ
Ｑ１とＱ２は相補的に動作する．即ち、一方か導通して
いる時に他方は非導通であり、一方か非導通になると他
方が導通する。
ン電極が抵抗Ｒ．を通して、分路スイッチとして動作す
るＪＰＥＴ （接合形電界効果トランジスタ）Ｑ２のド
レン電極Ｑ．に結゛合されている。トランジスタＱ２の
ゲート電極は信号ｖ６に結合されている。トランジスタ
Ｑ１とＱ２は相補的に動作する．即ち、一方か導通して
いる時に他方は非導通であり、一方か非導通になると他
方が導通する。
この発明の一態様を実施した、電極Ｑ ｔａに現われる
第２図ｄに示すような信号Ｖｇ２は期間ｔ．〜ｔ２では
第２図Ｃの電圧ＶＱ１と等しい．しかし、例えば、トラ
ンジスタＱ．か非導通の期間ｔ２〜ｔ，ｌでは、電圧Ｖ
ＱＩは第１図の電流ｉｔをそのまま表わしていない．期
間ｔ２〜ｔ，１では、第２図ｄの信号ｖ０２は第１図に
示す導通しているＪＰＥＴ トランジスタＱ２のｒオン
」抵抗によってほぼＯｖにクランプされる．従って、ト
ランジスタＱ１が導通している時の信号ＶＱ２における
電圧ＶＱＩの部分は，トランジスタＱ，か非導通の時に
くらべてかなり大きなものとなる。従って，信号Ｖｇ２
かクランブされていない場合にくらべ、電流１１の変化
により、比例して、より大きな変化が信号ｖ．ａ２のピ
ーク振幅または平均値に現われる。これにより、電流ｉ
，の変動に対する感動かより良好な過電流検出構成が得
られる。抵抗Ｒ１とトランジスタＱ２は、主としてトラ
ンジスタＱ，の非導通時に減衰動作をし、また、トラン
ジスタＱ１の導通時には、例えば減衰されていない電圧
ＶＱｌを供給して信号Ｖ。２を形成する非常に高い、ま
たは無限大の減衰係数を持つ可制御減衰器を形成する。
第２図ｄに示すような信号Ｖｇ２は期間ｔ．〜ｔ２では
第２図Ｃの電圧ＶＱ１と等しい．しかし、例えば、トラ
ンジスタＱ．か非導通の期間ｔ２〜ｔ，ｌでは、電圧Ｖ
ＱＩは第１図の電流ｉｔをそのまま表わしていない．期
間ｔ２〜ｔ，１では、第２図ｄの信号ｖ０２は第１図に
示す導通しているＪＰＥＴ トランジスタＱ２のｒオン
」抵抗によってほぼＯｖにクランプされる．従って、ト
ランジスタＱ１が導通している時の信号ＶＱ２における
電圧ＶＱＩの部分は，トランジスタＱ，か非導通の時に
くらべてかなり大きなものとなる。従って，信号Ｖｇ２
かクランブされていない場合にくらべ、電流１１の変化
により、比例して、より大きな変化が信号ｖ．ａ２のピ
ーク振幅または平均値に現われる。これにより、電流ｉ
，の変動に対する感動かより良好な過電流検出構成が得
られる。抵抗Ｒ１とトランジスタＱ２は、主としてトラ
ンジスタＱ，の非導通時に減衰動作をし、また、トラン
ジスタＱ１の導通時には、例えば減衰されていない電圧
ＶＱｌを供給して信号Ｖ。２を形成する非常に高い、ま
たは無限大の減衰係数を持つ可制御減衰器を形成する。
第２図ｄの信号■。２はアナログ信号である。アナログ
信号であることにより、信号ｖ０２は、電流１１がある
範囲内のいかなる値をとっても、それに対応する、無数
の異なる値を含む範囲からのいかなる値も取りうる。そ
れに対して、デジタル信号は有限数の値しかとりえない
。アナログ信号であるために、第１図の信号ｖＱ２は通
常の低域通過フィルタで容易に低域濾波して低域濾波さ
れた電流感知信号（図示せず）を得ることかできる。こ
の信号は電流感知構Ｊ＆５１に供給される．ここで、も
し、電圧ｖＱ，を直接低域濾波したとすると４その振幅
は電流１１を表わすものとはならない。なぜなら、トラ
ンジスタＱ１か非導通の時の電圧Ｖｌ２１部分の大きさ
は、必ずしも電流ｉ，に関係してはいないためてある。
信号であることにより、信号ｖ０２は、電流１１がある
範囲内のいかなる値をとっても、それに対応する、無数
の異なる値を含む範囲からのいかなる値も取りうる。そ
れに対して、デジタル信号は有限数の値しかとりえない
。アナログ信号であるために、第１図の信号ｖＱ２は通
常の低域通過フィルタで容易に低域濾波して低域濾波さ
れた電流感知信号（図示せず）を得ることかできる。こ
の信号は電流感知構Ｊ＆５１に供給される．ここで、も
し、電圧ｖＱ，を直接低域濾波したとすると４その振幅
は電流１１を表わすものとはならない。なぜなら、トラ
ンジスタＱ１か非導通の時の電圧Ｖｌ２１部分の大きさ
は、必ずしも電流ｉ，に関係してはいないためてある。
この電圧Ｖ９，の部分は、トランジスタＱ１の導通時の
電圧Ｖｇ，の他の部分よりもはるかに大きく、このこと
により、電流１１の情報を取出すプロセスがより困難に
なってしまう。
電圧Ｖｇ，の他の部分よりもはるかに大きく、このこと
により、電流１１の情報を取出すプロセスがより困難に
なってしまう。
信号■。２は電流感知構成５ｌの入力端子５１ａに供給
される。電流感知構成５ｌは、例えば、前述した低域通
過フィルタを含んでいる。過電流状態は第２図ｂの電ｆ
Ｒｉｔか安全動作レベルと考えられる予め定められたレ
ベルを超過した場合などに生じる．このような過電流状
態が発すると、ピーク値信号または平均値信号ｖＱ２は
対応する予め定められた基準電圧レベルより大きくなる
。従って、第１図の電流感知構成Ｓｔ（これは比較器を
含むものとすることかできる）は発振・駆動段５０の制
御端子ＳＯａに結合される過電流保護信号ＩＮ旧ＢＩＴ
を発生する．信号ＩＮＩＩＩＢＩＴは信号Ｖ６か例えば
ＯＶに維持されるようにし、これによって、トランジス
タＱ１は非導通に維持される．第１図の電流１１はＯに
なり、トランジスタＱ．は前述の過電流状態から保護さ
れる。トランジスタＱ２のクランブ動作は、電流ｉ，の
大きさに関する情報を電圧Ｖ０１から取出して信号ＩＮ
ＩＩＩＢＩＴを生成する方法を簡単にする。
される。電流感知構成５ｌは、例えば、前述した低域通
過フィルタを含んでいる。過電流状態は第２図ｂの電ｆ
Ｒｉｔか安全動作レベルと考えられる予め定められたレ
ベルを超過した場合などに生じる．このような過電流状
態が発すると、ピーク値信号または平均値信号ｖＱ２は
対応する予め定められた基準電圧レベルより大きくなる
。従って、第１図の電流感知構成Ｓｔ（これは比較器を
含むものとすることかできる）は発振・駆動段５０の制
御端子ＳＯａに結合される過電流保護信号ＩＮ旧ＢＩＴ
を発生する．信号ＩＮＩＩＩＢＩＴは信号Ｖ６か例えば
ＯＶに維持されるようにし、これによって、トランジス
タＱ１は非導通に維持される．第１図の電流１１はＯに
なり、トランジスタＱ．は前述の過電流状態から保護さ
れる。トランジスタＱ２のクランブ動作は、電流ｉ，の
大きさに関する情報を電圧Ｖ０１から取出して信号ＩＮ
ＩＩＩＢＩＴを生成する方法を簡単にする。
第３図はこの発明の別の態様を具備した、第１図の構Ｊ
ｊｉ，１００と類似の電力供給構成１ （ｌ Ｏ゜を示
す。
ｊｉ，１００と類似の電力供給構成１ （ｌ Ｏ゜を示
す。
特に、第１図と第３図のそれぞれのＭＯＳＦＥＴ Ｑ
１とＱ ＋ ’における電流の大きさは、それぞれのト
ランジスタの導通時に、対応するドレン及びソース電極
間に現われる電圧から得られる。第１図と第３図におい
て同様の番号と記号は同様の構成要素または機能を示す
． 第１図の信号ＶＱ２と同様な第３図の信号ｖｓ゜は電１
１゜の大きさについての情報を含んでいる。第？図ａ〜
ｄは第３図の構成１００゜の動作説明のための波形を示
す。第３図と第４図で同様の番号と記号は同様の構成要
素と機能を示す． 第３図の構成１００′において、トランジスタＱ．のス
イッチング動作を制御する信号ＶＧ’は抵抗Ｒ２゛を介
してダイオードＤ２゜の陽極に結合される。直列結合さ
れたスイウチとして動作するダイオートＤ２’はトラン
ジスタＱ ，＋のドレン電極に結合された陰極を持って
いる。信号ＶＧ’はトランジスタＱ１゛をターンオンす
ると同時に，ダイ才一トＤ２゛を通して小さな順バイア
ス電流を供給する。
１とＱ ＋ ’における電流の大きさは、それぞれのト
ランジスタの導通時に、対応するドレン及びソース電極
間に現われる電圧から得られる。第１図と第３図におい
て同様の番号と記号は同様の構成要素または機能を示す
． 第１図の信号ＶＱ２と同様な第３図の信号ｖｓ゜は電１
１゜の大きさについての情報を含んでいる。第？図ａ〜
ｄは第３図の構成１００゜の動作説明のための波形を示
す。第３図と第４図で同様の番号と記号は同様の構成要
素と機能を示す． 第３図の構成１００′において、トランジスタＱ．のス
イッチング動作を制御する信号ＶＧ’は抵抗Ｒ２゛を介
してダイオードＤ２゜の陽極に結合される。直列結合さ
れたスイウチとして動作するダイオートＤ２’はトラン
ジスタＱ ，＋のドレン電極に結合された陰極を持って
いる。信号ＶＧ’はトランジスタＱ１゛をターンオンす
ると同時に，ダイ才一トＤ２゛を通して小さな順バイア
ス電流を供給する。
その結果、信号Ｖ５”は″第１ｔ ｆｉｔ ｔ ｒ ’
に比例する。信号Ｖ３゜は抵抗Ｒ ２ ’とダイオード
Ｄ２゜との接続点に結合された端子５１ａ゜に現われる
．第４図ｄの期間ｔ４〜ｔｂては、信号ｖｓ′は電流ｉ
皇゜の大きさに抵抗値ｒ。Ｓ゛を乗じたものに電圧ｖＤ
■゜のレベルを加えたものに等しい。電圧ＶＤ２゜は第
３図のダイオードＤ２゜の両端間順方向に電圧降下で、
約０．７ｖに等しい。
に比例する。信号Ｖ３゜は抵抗Ｒ ２ ’とダイオード
Ｄ２゜との接続点に結合された端子５１ａ゜に現われる
．第４図ｄの期間ｔ４〜ｔｂては、信号ｖｓ′は電流ｉ
皇゜の大きさに抵抗値ｒ。Ｓ゛を乗じたものに電圧ｖＤ
■゜のレベルを加えたものに等しい。電圧ＶＤ２゜は第
３図のダイオードＤ２゜の両端間順方向に電圧降下で、
約０．７ｖに等しい。
トランジスタＱ，゜が非導通の時に生じる信号ｖＧ′が
０の時、例えば第４図ａにおける期間ｔｂ−ｔｅにおい
ては、第３図の抵抗Ｒ２’の電流は０で、ダイオードＤ
２゜は逆バイアスされる．非導通時のダイオードＤ２゜
は入力端子５ｌ１゛を電圧Ｖｇ．から切離す。ダイオー
ドＤ２’が非導通の時は電圧Ｖ Ｑｌ’は電圧Ｂ＋より
も高くなる。このようにして，例えば第４図ｄの期間ｔ
ｂ〜ｔｃでは、信号Ｖ５’はほぼＯｖに維持される。
０の時、例えば第４図ａにおける期間ｔｂ−ｔｅにおい
ては、第３図の抵抗Ｒ２’の電流は０で、ダイオードＤ
２゜は逆バイアスされる．非導通時のダイオードＤ２゜
は入力端子５ｌ１゛を電圧Ｖｇ．から切離す。ダイオー
ドＤ２’が非導通の時は電圧Ｖ Ｑｌ’は電圧Ｂ＋より
も高くなる。このようにして，例えば第４図ｄの期間ｔ
ｂ〜ｔｃでは、信号Ｖ５’はほぼＯｖに維持される。
第３図の信号ｖ６゜が何らかの故障か原因で小さくなり
すぎると，あるいは，電流ｉ，′か過大になると、電流
感知構成５１’の保護信号ＩＮＨＩＢＩＴ’か生成され
る．この信号ＩＮＨＩＢＩＴ“はトランジスタＱ，かタ
ーンオンされないようにする。
すぎると，あるいは，電流ｉ，′か過大になると、電流
感知構成５１’の保護信号ＩＮＨＩＢＩＴ’か生成され
る．この信号ＩＮＨＩＢＩＴ“はトランジスタＱ，かタ
ーンオンされないようにする。
いくつかのモード切換型電源においては，′４ｉ流ｉ
％や電圧Ｂ＋に変動を生じることがあっても、直流出力
電圧の調整の範囲を大きくするために、電流１＋’が増
加した時に信号ＶＧ’の周波数を上昇させたい場合があ
る。好ましくは、信号ＶＳ’を第３図に点線で示すよう
に、発振・駆動段５０′の周波数制御端子５０ｂ゛に結
合して，例えば、電流１１か増大した時に信号ｖａ゜の
周波数を増大させ， ＴＬ流１１゜か減少した時に信号
ｖ６′が減少するようにすることができる。
％や電圧Ｂ＋に変動を生じることがあっても、直流出力
電圧の調整の範囲を大きくするために、電流１＋’が増
加した時に信号ＶＧ’の周波数を上昇させたい場合があ
る。好ましくは、信号ＶＳ’を第３図に点線で示すよう
に、発振・駆動段５０′の周波数制御端子５０ｂ゛に結
合して，例えば、電流１１か増大した時に信号ｖａ゜の
周波数を増大させ， ＴＬ流１１゜か減少した時に信号
ｖ６′が減少するようにすることができる。
第５図はこの発明の更に別の態様を具備した変換器１０
０“を示す．プッシュブル段を含むこの変換器１１１０
″は１２Ｖのバッテリ入力電圧ＶＢを直流一直流変換し
て２４Ｖの出力電圧Ｖ２４を発生する。
０“を示す．プッシュブル段を含むこの変換器１１１０
″は１２Ｖのバッテリ入力電圧ＶＢを直流一直流変換し
て２４Ｖの出力電圧Ｖ２４を発生する。
第５図の変換器１００″は、例えば，日立製作所製の２
５０ＡＴＢ２２型１０インチ映像管を有するポータブル
・カラーテレビジョン受像４１）（図示せず）などに使
用できる。第５図の変換２ｌ１００”は、さらに、１５
Ｖの待機用供給電圧ＶＳＩＩと２２０ｖの供給電圧ＶＤ
Ｇのような電圧も供給する．電圧Ｖ０６は共振消磁回路
（図示せず）を付勢するために用いることかできる。
５０ＡＴＢ２２型１０インチ映像管を有するポータブル
・カラーテレビジョン受像４１）（図示せず）などに使
用できる。第５図の変換２ｌ１００”は、さらに、１５
Ｖの待機用供給電圧ＶＳＩＩと２２０ｖの供給電圧ＶＤ
Ｇのような電圧も供給する．電圧Ｖ０６は共振消磁回路
（図示せず）を付勢するために用いることかできる。
変換器１００”において、ＭＯＳＦＥＴＱ ｌｏとＱ
２０のドレン電極はそれぞれチョッパ変成器ＴＩＯの１
次巻線Ｔ Ｉ（１１１の両端部の端子９０と９１に結合
されている。
２０のドレン電極はそれぞれチョッパ変成器ＴＩＯの１
次巻線Ｔ Ｉ（１１１の両端部の端子９０と９１に結合
されている。
端子ｇｏと９１との間にある巻線Ｔ，。４の端子９２が
バッテリ電圧ｖＩＳに結合されている。発振器Ｕ．？、
駆動回路Ｕ２を介して結合されてＷいに逆位相の信号Ｖ
２■とＶｚｂを形成する逆位相の信号を発生する。信号
Ｖ２４とＶ２１，はそれぞれ抵抗Ｒ３とＲ４を介してト
ランジスタＱ １０とＱ２ｏのゲート電極に加えられて
、トランジスタＱ ｔｏとＱ ｔｏとをプッシュプルて
動作させる， トランジスタＱ１ｏのトレン電流１＋１１は、第３図の
ダイ才一トＤ２′によって行われるのと同様の方法でダ
イオードＤ２０によってサンプルされる。その結果、第
５図．の電圧Ｖｓｌ．か第３図の信号Ｖ，と同様にして
形成される。同様に、第５図のトランシスタＱ ２０の
ドレン電１ｉ１２０かダイオートＤ２ｏによりサンプル
されて電圧Ｖ９■。が形成される。
バッテリ電圧ｖＩＳに結合されている。発振器Ｕ．？、
駆動回路Ｕ２を介して結合されてＷいに逆位相の信号Ｖ
２■とＶｚｂを形成する逆位相の信号を発生する。信号
Ｖ２４とＶ２１，はそれぞれ抵抗Ｒ３とＲ４を介してト
ランジスタＱ １０とＱ２ｏのゲート電極に加えられて
、トランジスタＱ ｔｏとＱ ｔｏとをプッシュプルて
動作させる， トランジスタＱ１ｏのトレン電流１＋１１は、第３図の
ダイ才一トＤ２′によって行われるのと同様の方法でダ
イオードＤ２０によってサンプルされる。その結果、第
５図．の電圧Ｖｓｌ．か第３図の信号Ｖ，と同様にして
形成される。同様に、第５図のトランシスタＱ ２０の
ドレン電１ｉ１２０かダイオートＤ２ｏによりサンプル
されて電圧Ｖ９■。が形成される。
交互に生成される電圧Ｖｓ１。とＶｑ２０は各抵抗Ｒ６
とＲ７に供給される。その結果、抵抗Ｒ６とＲ７の相互
接続端子Ａには信号ｖ３。か形成される。信号ｖｓｕｖ
は抵抗Ｒ１８及び積分キャパシタＣ８の両端間に現われ
，比較器Ｕ■ゎの反転入力端子に供給される。例えばダ
イオードＤ２０か、トランジスタＱ Ｉｏの非導通時に
、このトランジスタＱＩｏの？端間の電圧Ｖ９ｏか信号
ｖｓエに影１を及ぼすことがないようにする． 電流ｉ＋ｏまたはｉｔｏのいずれかを予め定められたレ
ベルを超えさせるような故障状態が生じた場合には、信
号ｖｓｕｍか比較！ｌ Ｕ ３ Ｃの非反転入力端ｆに
おけるダイオードＤ８の両端間に現われる基準電圧ＶＲ
Ｆを超過する。その結果、比較器Ｕ：Ｉ（！の出力端子
には信号Ｖ。か生じる。この信号Ｖ。
とＲ７に供給される。その結果、抵抗Ｒ６とＲ７の相互
接続端子Ａには信号ｖ３。か形成される。信号ｖｓｕｖ
は抵抗Ｒ１８及び積分キャパシタＣ８の両端間に現われ
，比較器Ｕ■ゎの反転入力端子に供給される。例えばダ
イオードＤ２０か、トランジスタＱ Ｉｏの非導通時に
、このトランジスタＱＩｏの？端間の電圧Ｖ９ｏか信号
ｖｓエに影１を及ぼすことがないようにする． 電流ｉ＋ｏまたはｉｔｏのいずれかを予め定められたレ
ベルを超えさせるような故障状態が生じた場合には、信
号ｖｓｕｍか比較！ｌ Ｕ ３ Ｃの非反転入力端ｆに
おけるダイオードＤ８の両端間に現われる基準電圧ＶＲ
Ｆを超過する。その結果、比較器Ｕ：Ｉ（！の出力端子
には信号Ｖ。か生じる。この信号Ｖ。
は、比較器Ｕ３Ａの反転入力端子に結合された出力端子
を持った比較器Ｕ３Ｂの非反転入力端子に供給される。
を持った比較器Ｕ３Ｂの非反転入力端子に供給される。
このように、信号Ｖ。は信号■ｓエか基準電圧Ｖ■より
も大きい時に生じる．信号Ｖ。か生成されると、第１の
論理レベル、即ち、高論理レベルの信号ＩＮＨＩＢＩＴ
が比較器０３Ａの出力端子に生成される。第１の論理レ
ベルの信号ＩＮ旧８Ｔは発振器Ｕ１の出力信号がＯｖに
維持されるようにする。その結果、信号ｖ２．とｖ２ｂ
の各々は０となる．従って、トランジスタＱ１。とＱ
ｔｏにおけるスイッチング動作は停止し、トランジスタ
ＱＩｏとＱ ２０がターンオンされることか防止される
．従っ？、信号Ｖｓ．，はＯになり、信号Ｖ。はその通
常動作レベルに復帰する。
も大きい時に生じる．信号Ｖ。か生成されると、第１の
論理レベル、即ち、高論理レベルの信号ＩＮＨＩＢＩＴ
が比較器０３Ａの出力端子に生成される。第１の論理レ
ベルの信号ＩＮ旧８Ｔは発振器Ｕ１の出力信号がＯｖに
維持されるようにする。その結果、信号ｖ２．とｖ２ｂ
の各々は０となる．従って、トランジスタＱ１。とＱ
ｔｏにおけるスイッチング動作は停止し、トランジスタ
ＱＩｏとＱ ２０がターンオンされることか防止される
．従っ？、信号Ｖｓ．，はＯになり、信号Ｖ。はその通
常動作レベルに復帰する。
比較器Ｕ：ｌＦ１はタイムアウト・タイマとして働く。
比較器０３Ｎの出力信号Ｖ：ｌＢＯＬ＋７か一旦変化す
ると，その信号Ｖｆｆ８０Ｕアはすぐにはその通常動作
レベル復帰できないようにされている。信号Ｖ：ｌ＋５
０ｕＴの通常動作レベルへの復帰の阻止は、信号Ｖ。か
その通常動作レベルへ復帰した時点から、例えば１５０
■秒の遮断時間か経過するまで続く。この１５０鵬秒の
最小遅延時間は，ｖｋ述するように比較Ｄ Ｕ ：ｌ
ａの反転入力端子に結合されたキャパシタＣ５に付随す
る時定数によって決まる。
ると，その信号Ｖｆｆ８０Ｕアはすぐにはその通常動作
レベル復帰できないようにされている。信号Ｖ：ｌ＋５
０ｕＴの通常動作レベルへの復帰の阻止は、信号Ｖ。か
その通常動作レベルへ復帰した時点から、例えば１５０
■秒の遮断時間か経過するまで続く。この１５０鵬秒の
最小遅延時間は，ｖｋ述するように比較Ｄ Ｕ ：ｌ
ａの反転入力端子に結合されたキャパシタＣ５に付随す
る時定数によって決まる。
変換器ｉｏｏ”の通常動作中は、信号ＶＳＩＪＭは電圧
Ｖ■より小さい。比較器Ｕｆｆｃの出力端子、ビン番号
ｌ３は、オープンコレクタのトランジスタ（図示せず）
に形成される高インピーダンスを代表する。比較器Ｕ３
６の出力端子、ピン番号１４も高インピーダンスを代表
する。キャパシタＣ５は分圧器を形成する抵抗Ｒ ＋ｑ
、ＲＩ４、ＲＩ３及びＲ，６によって決まる電圧に充電
される。
Ｖ■より小さい。比較器Ｕｆｆｃの出力端子、ビン番号
ｌ３は、オープンコレクタのトランジスタ（図示せず）
に形成される高インピーダンスを代表する。比較器Ｕ３
６の出力端子、ピン番号１４も高インピーダンスを代表
する。キャパシタＣ５は分圧器を形成する抵抗Ｒ ＋ｑ
、ＲＩ４、ＲＩ３及びＲ，６によって決まる電圧に充電
される。
？較器ＵｆｆＡの出力端子のおける信号ＩＮＨＩＢＩＴ
が低の時は、この信号により発振器ｕＩがイネーブルさ
れる．過負荷状態が発生すると、信号Ｖｓｔ＋Ｍが電圧
ｖ＊ｒのレベルを超え、比較器Ｕ３Ｃとｕ１ａとをトリ
ガする。これらの比較器の出力は、ほぼ接地電位である
低状態で切換ねり、比較器Ｕ３Ａの出力信号ＩＮＩＩＩ
ＢＩＴを高状態レベルへ駆動し、これによって発振器Ｕ
１が非作動状態とされる。変換器１００”か非作動状態
とされた結果、信号Ｖｓｔ＋ｖは電圧ｖＲ，の値より小
さくなり、比較器Ｕ３Ｃの出力端子は高インピーダンス
に切換わる。抵抗ＲＩ３により与えられる帰還により、
比較器Ｕ３ａの出力信号Ｖ■ａｏｕアは、キャパシタＣ
５が抵抗１’ｔｔｓを通して信号Ｖ。の電圧より低い電
圧まて放電刷るまで低状態にとどまる。信号Ｖ。比較器
Ｕ３ａの非反転入力端子に現われる。この結果、比較器
Ｕ：Ｉ１１の出力端子は高インピーダンスに切換わり、
キャパシタＣ５か抵抗Ｒｌ！、Ｒｌ３及びＲ１４を通し
て充電され始める。比較器Ｕ３Ａの反転入力端子（ピン
番号６）の電圧がその非反転入力端子（ビン番号７）の
電圧以上にまて増大すると、比較器ＵＳＡの出力信号Ｉ
ＮｌｌｌＢＩＴは低状態となり、再び発振器Ｕ，をイネ
ーブルする。従って、信号Ｖ２ａと■２ｂの発生か再開
される。
が低の時は、この信号により発振器ｕＩがイネーブルさ
れる．過負荷状態が発生すると、信号Ｖｓｔ＋Ｍが電圧
ｖ＊ｒのレベルを超え、比較器Ｕ３Ｃとｕ１ａとをトリ
ガする。これらの比較器の出力は、ほぼ接地電位である
低状態で切換ねり、比較器Ｕ３Ａの出力信号ＩＮＩＩＩ
ＢＩＴを高状態レベルへ駆動し、これによって発振器Ｕ
１が非作動状態とされる。変換器１００”か非作動状態
とされた結果、信号Ｖｓｔ＋ｖは電圧ｖＲ，の値より小
さくなり、比較器Ｕ３Ｃの出力端子は高インピーダンス
に切換わる。抵抗ＲＩ３により与えられる帰還により、
比較器Ｕ３ａの出力信号Ｖ■ａｏｕアは、キャパシタＣ
５が抵抗１’ｔｔｓを通して信号Ｖ。の電圧より低い電
圧まて放電刷るまで低状態にとどまる。信号Ｖ。比較器
Ｕ３ａの非反転入力端子に現われる。この結果、比較器
Ｕ：Ｉ１１の出力端子は高インピーダンスに切換わり、
キャパシタＣ５か抵抗Ｒｌ！、Ｒｌ３及びＲ１４を通し
て充電され始める。比較器Ｕ３Ａの反転入力端子（ピン
番号６）の電圧がその非反転入力端子（ビン番号７）の
電圧以上にまて増大すると、比較器ＵＳＡの出力信号Ｉ
ＮｌｌｌＢＩＴは低状態となり、再び発振器Ｕ，をイネ
ーブルする。従って、信号Ｖ２ａと■２ｂの発生か再開
される。
信号Ｖ８。によるトリガ作用とトランジスタＱ １Ｇと
Ｑ ｚｏのスイッチング動作の停止との間の時間は非常
に短く，約ｔｇ秒である。トランジスタＱ １０とＱ
２０におけるスイッチング動作の停止の後、前述したよ
うに，スイッチング動作はすぐには再開てきない。スイ
ッチング動作の再開は、前述したように、早くても、ｔ
ｓｏ ｌＬ秒の遮断期間か経過した後である。従って、
トランジスタＱ１。とＱ ２Ｇは再びターンオンされる
前に、過電流状態から回復することができる． 第５図の回路において、ダイオードＤ６の順方向電圧に
よって決まる約０．７ｖを信号ｖｓｕ．か超える時にト
リガレベルかある．このレベルは電圧Ｖ９Ｑ及びＶ９１
に相当し、これらの電圧の各々は約０．８Ｖ”ｔ’ある
．第５図（１’） ＩＯＳＦＥＴＱ １ｏとＱ２０（７
）各々において、トランジスタが完全にターンオンされ
た時の「オン」抵抗は約０．ｌ２Ωである。従って、変
換器１００”の遮断は、電流ｊ ＋ｏまたは１２。が約
６．５Ａ以上になった時に生じる．保護閾値電圧または
電流は抵抗Ｒｌ８の値を変えることにより調整できる。
Ｑ ｚｏのスイッチング動作の停止との間の時間は非常
に短く，約ｔｇ秒である。トランジスタＱ １０とＱ
２０におけるスイッチング動作の停止の後、前述したよ
うに，スイッチング動作はすぐには再開てきない。スイ
ッチング動作の再開は、前述したように、早くても、ｔ
ｓｏ ｌＬ秒の遮断期間か経過した後である。従って、
トランジスタＱ１。とＱ ２Ｇは再びターンオンされる
前に、過電流状態から回復することができる． 第５図の回路において、ダイオードＤ６の順方向電圧に
よって決まる約０．７ｖを信号ｖｓｕ．か超える時にト
リガレベルかある．このレベルは電圧Ｖ９Ｑ及びＶ９１
に相当し、これらの電圧の各々は約０．８Ｖ”ｔ’ある
．第５図（１’） ＩＯＳＦＥＴＱ １ｏとＱ２０（７
）各々において、トランジスタが完全にターンオンされ
た時の「オン」抵抗は約０．ｌ２Ωである。従って、変
換器１００”の遮断は、電流ｊ ＋ｏまたは１２。が約
６．５Ａ以上になった時に生じる．保護閾値電圧または
電流は抵抗Ｒｌ８の値を変えることにより調整できる。
電圧比較器ＵＳＡはその非反転入力端子を通してツェナ
ダイオートＤＩ６に発生する基準電圧を受取る。ハッテ
リ電圧ｖＱか、例えばＩＩＶ以下に低下すると，比較器
Ｕ３Ａの反転入力端子の信号Ｖ：ｌｌ１０ｔｌＴが非反
転入力端子の電圧ＶＲＦより小さくなるために、信号Ｉ
Ｎ｝ＩＩＢＩＴが生成される。従って，トランジスタＱ
＋ｏとＱ２。のスイッチング動作か停止する．その結
果、ハツテリのそれ以上の放電か防止される． 電圧Ｖ９０とＶ９１の正の部分はそれぞれダイオードＤ
４とＤ５とを通して電荷蓄積キャパシタＣ１。
ダイオートＤＩ６に発生する基準電圧を受取る。ハッテ
リ電圧ｖＱか、例えばＩＩＶ以下に低下すると，比較器
Ｕ３Ａの反転入力端子の信号Ｖ：ｌｌ１０ｔｌＴが非反
転入力端子の電圧ＶＲＦより小さくなるために、信号Ｉ
Ｎ｝ＩＩＢＩＴが生成される。従って，トランジスタＱ
＋ｏとＱ２。のスイッチング動作か停止する．その結
果、ハツテリのそれ以上の放電か防止される． 電圧Ｖ９０とＶ９１の正の部分はそれぞれダイオードＤ
４とＤ５とを通して電荷蓄積キャパシタＣ１。
に結合されている．これにより、キャパシタＣＩＯは約
２４Ｖに充電される．変成器Ｔｌ０の２次巻線Ｔｌｏａ
の両端間に生成される電圧は、キャパシタＣＩ２、ダイ
オードＤｏ．ダイオードＤ，及びキャパシタＣｌ３によ
り構成された電圧ダブラ６６により整流され、２倍にさ
れる。電圧ダブラ６６は共振消磁回路（図示せず）て供
給電圧として使用されるような電圧ｖＤＧを生成する。
２４Ｖに充電される．変成器Ｔｌ０の２次巻線Ｔｌｏａ
の両端間に生成される電圧は、キャパシタＣＩ２、ダイ
オードＤｏ．ダイオードＤ，及びキャパシタＣｌ３によ
り構成された電圧ダブラ６６により整流され、２倍にさ
れる。電圧ダブラ６６は共振消磁回路（図示せず）て供
給電圧として使用されるような電圧ｖＤＧを生成する。
電圧Ｖ。６はＭＯＳＦＥＴＱ：＋。のゲートにも供給さ
れて，このトランジスタをターンオンする。キャパシタ
ＣＩＯかこのｋｌＯｓＦＥＴＱ３ｏを通して端子７７に
結合されており、スイッチング動作が正常な時，端子７
７に電圧Ｖ２４を生じさせる．例えば過電流状態の結果
スイッチング動作が停止すると、トランシスタＱ ３０
は直ちに非導通になる。トランジスタＱ３。
れて，このトランジスタをターンオンする。キャパシタ
ＣＩＯかこのｋｌＯｓＦＥＴＱ３ｏを通して端子７７に
結合されており、スイッチング動作が正常な時，端子７
７に電圧Ｖ２４を生じさせる．例えば過電流状態の結果
スイッチング動作が停止すると、トランシスタＱ ３０
は直ちに非導通になる。トランジスタＱ３。
が非導通になると、このトランジスタは端子７７を蓄積
キャパシタＣＩＧから切離す。このようにして、トラン
ジスタＱ３ｏは負荷への電力を直ちに切離す．
キャパシタＣＩＧから切離す。このようにして、トラン
ジスタＱ３ｏは負荷への電力を直ちに切離す．
第１図は、この発明の一態様を実施した過電流保護回路
の第１の実施例を示す回路図、第２図は、第１図の回路
の動作の説明に供する波形図、第３図は、この発明の別
の態様を実施した過電流保護回路の第２の実施例を示す
回路図、第４図は、第３図の回路の動作の説明に供する
波形図、第５図は、プッシュブル出力段で用いられるこ
の発明の更に別の態様を実施した過電流保護回路の第３
の実施例を示す回路図である。 Ｂ＋・・・・入力供給電圧、Ｑ，・・・・第１のスイ・
ンチング・パワー・トランジスタ、５０・・・・第１の
制御信号の信号源、ＴｌＭ・・・・利用回路のインピー
ダンス、Ｑ２・・・・第１の制御信号に応答する第１の
手段、５ｌ・・・・第２び制御信号を発生する第２の手
段。 特許出願人 アールシーエー ライセンシングコーポレ
ーション 代 理 人 清 水 哲 ほか２
名？］冫 オ２ ↑１↑２↑１ら −３８７一 手続有ｉ正書（自発） 平成１年７月１３日 特願平１−１４８２１３号 発明の名称 スイッチング電源における故障検出保護回路補正をする
者 事件との関係 特許出願人 名称 アールシーエー ライセンシング コーポレー
ション５ 補正の対象 明細書の「特許請求の範囲」の欄． ６ 補正の内容 特許請求の範囲を別紙の通りに訂正する。 添付書類 特許請求の範囲 以上
の第１の実施例を示す回路図、第２図は、第１図の回路
の動作の説明に供する波形図、第３図は、この発明の別
の態様を実施した過電流保護回路の第２の実施例を示す
回路図、第４図は、第３図の回路の動作の説明に供する
波形図、第５図は、プッシュブル出力段で用いられるこ
の発明の更に別の態様を実施した過電流保護回路の第３
の実施例を示す回路図である。 Ｂ＋・・・・入力供給電圧、Ｑ，・・・・第１のスイ・
ンチング・パワー・トランジスタ、５０・・・・第１の
制御信号の信号源、ＴｌＭ・・・・利用回路のインピー
ダンス、Ｑ２・・・・第１の制御信号に応答する第１の
手段、５ｌ・・・・第２び制御信号を発生する第２の手
段。 特許出願人 アールシーエー ライセンシングコーポレ
ーション 代 理 人 清 水 哲 ほか２
名？］冫 オ２ ↑１↑２↑１ら −３８７一 手続有ｉ正書（自発） 平成１年７月１３日 特願平１−１４８２１３号 発明の名称 スイッチング電源における故障検出保護回路補正をする
者 事件との関係 特許出願人 名称 アールシーエー ライセンシング コーポレー
ション５ 補正の対象 明細書の「特許請求の範囲」の欄． ６ 補正の内容 特許請求の範囲を別紙の通りに訂正する。 添付書類 特許請求の範囲 以上
Claims (3)
- （１）入力供給電圧の電圧源と、 第１と第２の主電流導通電極と制御電極とを持った第１
のスイッチング・パワー・トランジスタと、 所定の周波数を有し、上記第１のスイッチング・パワー
・トランジスタの上記制御電極に結合されて通常動作中
上記第１のスイッチング・トランジスタを上記所定周波
数に従って決まるスイッチング周波数で動作させる第１
の制御信号の信号源と、 上記入力供給電圧と上記第１の主電流導通電極とに結合
された出力供給電圧を生成するインピーダンスを含む利
用回路であって、上記インピーダンスは、上記第１のス
イッチング・パワー・トランジスタを流れて、上記所定
周波数に従って決まる周波数の第１の電流感知信号を生
じさせる切換られる主電流に対する電流路を形成し、上
記第１の電流感知信号は上記第１のスイッチング・パワ
ー・トランジスタが導通している時この第１のスイッチ
ング・パワー・トランジスタの上記第１と第２の主電流
導通電極間に生成され、かつ、上記第１のスイッチング
・パワー・トランジスタが導通している時上記主電流の
レベルを表わすものである、上記利用回路と、 上記第１の制御信号と第１の電流感知信号とに応答し、
上記第１の主電流導通電極に結合された入力端子を有し
、上記第１のスイッチング・パワー・トランジスタの導
通時に上記主電流の上記レベルを表わす第２の電流感知
信号の第１の部分を出力端子に生じさせ、また、上記第
１のスイッチング・パワー・トランジスタが非導通の時
に上記出力端子を上記第１のスイッチング・パワー・ト
ランジスタから切離して、この第１のスイッチング・パ
ワー・トランジスタが非導通の時にこのトランジスタの
上記第１の主電流導通電極に現われる電圧が上記第２の
電流感知信号の振幅の実質的な部分を占めることがない
ようにする第１の手段と、 上記第２の電流感知信号に応答して、上記第２の電流感
知信号の上記第１の部分の大きさが通常動作範囲外とな
ってスイッチング電源に故障状態の発生を示す時、上記
第１のスイッチング・パワー・トランジスタの上記制御
電極に結合されてこのトランジスタがそれ以上導通しな
いようにする第２の制御信号を生成する第２の手段と、 を含む、上記スイッチング電源における故障検出保護装
置。 - （２）入力供給電圧の電圧源と、 第１と第２の主電流導通電極と制御電極とを有する第１
のスイッチング・パワー・トランジスタと、 所定の周波数を有し、この第１のスイッチング・パワー
・トランジスタの上記制御電極に結合されて通常動作中
このトランジスタを上記所定周波数に従って決まるスイ
ッチング周波数で動作させる第１の信号の信号源と、 上記入力供給電圧と上記第１の主電流導通電極とに結合
された出力供給電圧を生成するインピーダンスを含む利
用回路であって、上記インピーダンスは、上記第１のス
イッチング・パワー・トランジスタを流れて、上記第１
の信号の周波数に対応する周波数の第２の信号を生成す
る切換えられる主電流に対する電流路を形成し、上記第
２の信号は上記第１のスイッチング・パワー・トランジ
スタの上記第１と第２の主電流導通電極との間に生成さ
れ、かつ、上記切換主電流のレベルを表わすものである
、上記利用回路と、 上記第１のスイッチング・パワー・トランジスタの上記
第１の主電流導通電極に結合された第１の端子を有する
第２のインピーダンスと、 上記第１の信号に結合された制御電極と上記第２のイン
ピーダンスの第２の端子に結合された主電流導通電極と
を有する第２のスイッチング・トランジスタであって、
上記第１のスイッチング・パワー・トランジスタが導通
している時、この第２のスイッチング・トランジスタの
上記主電流導通電極に、上記切換主電流の振幅を表わす
第３の信号を生成し、また、上記第１のスイッチング・
パワー・トランジスタが非導通の時、上記第３の信号が
上記第１のスイッチング・パワー・トランジスタの導通
時の値よりも実質的に小さくなるようにする上記第２の
スイッチング・トランジスタと、 上記第３の信号に応答して、上記第１のスイッチング・
パワー・トランジスタの上記制御電極に結合されて、上
記第３の信号が予め定められた大きさを超えると上記第
１のスイッチング・パワー・トランジスタを流れる上記
切換られる主電流を減少させる制御信号を生成する手段
と、 を含む、電源装置の故障検出保護構成。 - （３）入力供給電圧の電圧源と、 制御電極と、第１のスイッチング電流を導通させる第１
と第２の主電流導通電極とを有する第１のスイッチング
・パワー・トランジスタと、所定の周波数を有し、上記
第１のスイッチング・パワー・トランジスタの上記制御
電極に結合されて、通常動作中、上記第１のスイッチン
グ・パワー・トランジスタを上記所定周波数に従って決
まるスイッチング周波数で動作させる第１の信号の信号
源と、 上記第１のスイッチング・パワー・トランジスタの上記
第１の主電流導通電極に結合された第１の端子を有する
第１の変成器巻線と、 第２のスイッチング・パワー・トランジスタであって、
上記第１の変成器巻線の上記第１のスイッチング・パワ
ー・トランジスタから遠い側の第２の端子に結合されて
いてこの第２のスイッチング・パワー・トランジスタに
第２のスイッチング電流を流す第１の主電流導通電極と
、上記第１と第２のスイッチング・パワー・トランジス
タがプッシュプルで動作するように上記第１の信号に関
係した周波数の信号に応答する制御電極とを有する上記
第２のスイッチング・パワー・トランジスタと、 上記第１と第２のスイッチング・パワー・トランジスタ
の上記第１の主電流導通電極に結合されており、上記第
１の信号の所定の周期の第１と第２の部分において、そ
れぞれ、上記第１と第２のスイッチング・パワー・トラ
ンジスタの内部インピーダンスの値に比例し、また、そ
れぞれ上記第１と第２の部分においてそれを流れる上記
第１と第２のスイッチング電流に比例する第３の信号を
生成する手段と、 上記第３の信号に応答し、上記第１と第２のスイッチン
グ電流のいずれか一方が通常動作範囲外となってスイッ
チング電源に故障状態が発生したことを示す時、上記第
１と第２のスイッチング・パワー・トランジスタの少く
とも一方のものの上記制御電極に結合されて上記故障状
態に対する保護を与える手段と、 を含む、上記スイッチング電源における故障検出保護回
路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US07/204,474 US4907116A (en) | 1988-06-09 | 1988-06-09 | Power supply fault protection circuit |
| US204474 | 1988-06-09 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02237463A true JPH02237463A (ja) | 1990-09-20 |
| JP2819152B2 JP2819152B2 (ja) | 1998-10-30 |
Family
ID=22758041
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1148213A Expired - Lifetime JP2819152B2 (ja) | 1988-06-09 | 1989-06-08 | スイッチング電源における故障検出保護回路 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4907116A (ja) |
| EP (1) | EP0345679B1 (ja) |
| JP (1) | JP2819152B2 (ja) |
| KR (1) | KR0136872B1 (ja) |
| CN (1) | CN1018782B (ja) |
| DE (1) | DE68920363T2 (ja) |
| FI (1) | FI100625B (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7038436B2 (en) | 2003-06-24 | 2006-05-02 | Rohm Co., Ltd. | Switching type dc-dc converter for generating a constant output voltage |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04150767A (ja) * | 1990-10-08 | 1992-05-25 | Fuji Electric Co Ltd | スイッチング電源回路 |
| JPH04286657A (ja) * | 1991-03-18 | 1992-10-12 | Fujitsu Ltd | 圧電素子の異常検出回路 |
| US6031342A (en) * | 1997-02-12 | 2000-02-29 | International Rectifier Corporation | Universal input warm-start linear ballast |
| NZ511145A (en) * | 2001-04-12 | 2003-11-28 | Invensys Energy Systems Nz Ltd | Overcurrent protection by current sensing of switched mode power supply |
| KR100429517B1 (ko) * | 2002-11-23 | 2004-05-03 | (주)빅텍 | 고압 방전등용 안정기 |
| JP3916163B2 (ja) * | 2004-02-19 | 2007-05-16 | ローム株式会社 | 電流方向検出回路及びそれを備えたスイッチングレギュレータ |
| US7539028B2 (en) * | 2005-07-01 | 2009-05-26 | Power Integrations, Inc. | Method and apparatus for fault detection in a switching power supply |
| US8077486B2 (en) * | 2007-04-06 | 2011-12-13 | Power Integrations, Inc. | Method and apparatus for power converter fault condition detection |
| US8077483B2 (en) | 2007-04-06 | 2011-12-13 | Power Integrations, Inc. | Method and apparatus for sensing multiple voltage values from a single terminal of a power converter controller |
| US7781908B2 (en) * | 2007-07-19 | 2010-08-24 | Igo, Inc. | Output power port management control |
| CN101582632A (zh) * | 2008-05-12 | 2009-11-18 | 鸿富锦精密工业（深圳）有限公司 | 开关电源及使用该开关电源的用电设备 |
| TWI397237B (zh) * | 2008-05-30 | 2013-05-21 | Hon Hai Prec Ind Co Ltd | 開關電源及使用該開關電源之用電設備 |
| CN102214987A (zh) * | 2010-04-06 | 2011-10-12 | 大连精拓光电有限公司 | 用于为开关电源变换器提供过流保护的系统 |
| US8929053B2 (en) * | 2010-09-13 | 2015-01-06 | William Henry Morong | Direct-current current transformer |
| JP5717915B2 (ja) * | 2012-02-24 | 2015-05-13 | 三菱電機株式会社 | 電力用スイッチング回路 |
| KR101635908B1 (ko) * | 2015-04-08 | 2016-07-05 | 주식회사 세미콘라이트 | 반도체 발광소자 |
| KR101635907B1 (ko) * | 2015-04-13 | 2016-07-05 | 주식회사 세미콘라이트 | 반도체 발광소자 |
| KR102575147B1 (ko) | 2018-04-25 | 2023-09-06 | 현대자동차주식회사 | 자세 교정 알림 장치 및 방법 |
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| US3968421A (en) * | 1974-12-30 | 1976-07-06 | Whirlpool Corporation | Delayed on quick off regulator circuit for appliance control |
| IT1076507B (it) * | 1976-01-14 | 1985-04-27 | Plessey Handel Investment Ag | Convertitore cc/cc |
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1988
- 1988-06-09 US US07/204,474 patent/US4907116A/en not_active Expired - Lifetime
-
1989
- 1989-06-02 FI FI892717A patent/FI100625B/fi active IP Right Grant
- 1989-06-03 DE DE68920363T patent/DE68920363T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1989-06-03 EP EP89110089A patent/EP0345679B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1989-06-07 CN CN89103923A patent/CN1018782B/zh not_active Expired
- 1989-06-08 JP JP1148213A patent/JP2819152B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1989-06-08 KR KR1019890007842A patent/KR0136872B1/ko not_active Expired - Lifetime
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| CN1038914A (zh) | 1990-01-17 |
| US4907116A (en) | 1990-03-06 |
| EP0345679B1 (en) | 1995-01-04 |
| FI892717A0 (fi) | 1989-06-02 |
| FI100625B (fi) | 1998-01-15 |
| EP0345679A2 (en) | 1989-12-13 |
| DE68920363D1 (de) | 1995-02-16 |
| EP0345679A3 (en) | 1991-04-24 |
| KR0136872B1 (ko) | 1998-04-28 |
| JP2819152B2 (ja) | 1998-10-30 |
| KR900001248A (ko) | 1990-01-31 |
| FI892717A7 (fi) | 1989-12-10 |
| DE68920363T2 (de) | 1995-06-22 |
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