DE69432004T2

DE69432004T2 - Radioempfänger

Info

Publication number: DE69432004T2
Application number: DE69432004T
Authority: DE
Inventors: Martin Isberg; Bjoern Lindqvist
Original assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Current assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Priority date: 1993-09-09
Filing date: 1994-09-06
Publication date: 2003-12-11
Anticipated expiration: 2014-09-07
Also published as: CN1049310C; DE69432004D1; TW354206U; MY114659A; EP0643494B1; SE9302934L; EP0643494A1; AU7283794A; SE9302934D0; KR100214365B1; CN1111857A; KR950010396A; FI111490B; FI944167A7; FI944167A0; SE502599C2; AU676933B2; JPH07245568A; NZ264412A; US5530929A

Description

Technisches Gebiet

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren und eine Vorrichtung in einem Homodynempfänger zur Verwendung in Radio-, Tele- und Datenübertragungssystemen wie z. B. tragbare Mobiltelefone, schnurlose Telefone, Pager, Trägerfrequenzsystemen, Kabelfernsehsystemen usw. Empfänger auf diesem technischen Gebiet sollten vorzugsweise klein, leicht und preisgünstig sein.

Hintergrund der Technik

Die erste Generation Mobiltelefonsysteme beruhte auf analoger Frequenzmodulation zur Sprachübertragung und mehrere Standards wurden entwickelt, wie z. B. NMT450, NMT900, AMPS und ETACS.
Die zweite Generation Mobiltelefonsysteme folgt drei verschiedenen Standards: in Europa und in einigen Ländern in Asien und Australien GSM - (Englisch: Global System for Mobile Communications), in Nordamerika ADC - (Englisch: American Digital Cellular), und in Japan PDC - (Englisch: Pacific Digital Cellular). All diese Systeme setzen digitale Sprachübertragung und einige digitale Dienste, wie z. B. Faxübertragung und Kurzmitteilungen (SMS), ein.
Um die Handys kleiner und preiswerter zu machen wurde viel Forschung unternommen, um den Integrationsgrad der verschiedenen Teile im Telefon zu erhöhen.
Empfänger gemäss dem Stand der Technik, welche auf diesem technischen Gebiet benutzt wurden, gehörten zur herkömmlichen heterodynen Art. Für Anwendungen in kleinen preiswerten Mobilkommunikationssystemen haben diese Empfänger den Nachteil hoher Produktionskosten, welche durch teure und nicht integrierbare RF- und IF-Bauteile wie z. B. Bandpassfilter verursacht werden. Um solche Nachteile zu überwinden wurden alternative Empfänger entwickelt. Diese Empfänger basieren auf dem direkten Umwandlungsprinzip (Englisch: direct conversion receiver). Die lokale Oszillatorfrequenz ist hierbei gleich der empfangenen Trägerfrequenz. Dieses Konzept wurde zuerst für SSB- Empfänger eingeführt, kann jedoch in vielen unterschiedlichen Modulationsarten verwendet werden, besonders für digitale Quadraturmodulationssysteme.
In einem homodynen Empfänger oder einem Null-IF- Empfänger arbeiten das empfangene Signal und der lokale Oszillator auf exakt derselben Frequenz. Aufgrunddessen, dass keine Zwischenfrequenzen (IF) vorhanden sind, können viele Filter ausgelassen oder vereinfacht werden. Die Betriebsweise des homodynen Empfängers kann wie nachfolgend beschrieben werden. Das RF-Signal mit Zentrum fc und Bandbreite BWrf wird mit einem rauscharmen Verstärker verstärkt, um das Gesamtrauschverhalten des Empfängers zu verbessern. Das Signal wird dann aufgesplittet und mit. Hilfe von Mixern in beiden Kanälen auf Gleichspannung abwärts gewandelt. Das abwärts gewandelte Spektrum wird mit sich selbst gefaltet und erstreckt sich von Gleichspannung bis zu 1/2 BWrf. Die niederfrequenten Signale I und Q, welche von den Mixern bereitgestellt werden, werden dann gefiltert, um jeglichen benachbarten Kanal zu entfernen und verstärkt, um die Rauschebene festzusetzen. Die I- und Q- Signale, oder die Quadratursignale, werden grundsätzlich jede Modulationsart ermöglichen, wenn eine geeignete Signalverarbeitung verwendet wird.
Ein hauptsächlicher Nachteil der direkten Umwandlungsempfänger ist die parasitäre Emission. Die Hauptquelle der parasitären Emission in einem direkten Umwandlungsempfänger ist die lokale Oszillatorleckage. In einem gewöhnlichen Superheterodynempfänger wird die lokale Oszillatorleckage zur Antenne durch den ersten Empfängerbandpassfilter gedämpft. In einem direkten Umwandlungsempfänger ist dies nicht der Fall, da die lokale Oszillatorfrequenz innerhalb des Durchlassbereiches dieses Bandpassfilters liegt. Mindestens zwei Leckagearten sind in einem direkten Umwandlungsempfänger vorhanden. Die erste Art ist drahtgebundene Leckage und eine zweite Art ist ausgestrahlte Leckage, welche durch parasitäre Kopplung zwischen Leitungen und/oder bondingverbundenen Drähten verursacht wird.
Verschiedene Methoden wurden vorgeschlagen um die Probleme mit parasitären Emissionen zu überwinden. WO 92/01337 beschreibt einen direkten Umwandlungsempfänger, welcher eine Antenne, einen RF-Filter, einen Verstärker und einen Mixer umfasst. Ein lokaler Oszillator, welcher auf einer Subharmonischen der empfangenen Frequenz arbeitet, liefert ein Signal zum Mixer. Ein Standardmixertyp wird verwendet und ein normaler Nachteil mit einem solchen Mixer, d. h. dass Oberwellen im Mixer erzeugt werden, wenn ein Signal mit einer niedrigeren Frequenz als die des empfangenen Signals dem Mixer vom LO eingespeist wird, wird ausgenutzt, um das gewünschte Signal im Mixer zu erhalten. Obwohl der lokale Oszillator auf einer Subharmonischen des empfangenen Signals arbeitet, werden auch Oberwellen erzeugt. Einige dieser Oberwellen werden in der Praxis dem empfangenen Signal entsprechen und parasitäre Emission wird zu einem bestimmten Grad auftreten.
In der DE 32 40 565 wird ein anderer homodyner Empfängertyp beschrieben. Der LO dieses Empfängers ist ein steuerbarer Oszillator, welcher ein Signal mit einer Frequenz erzeugt, welche ein Vielfaches der Empfängerfrequenz bildet. Das erzeugte Signal wird dann 180º phasengedreht und mit der Frequenz des RF-Signals geteilt. Ein hauptsächlicher Nachteil in einem Empfänger, welcher einen LO umfasst, welcher mit einem Vielfachen der empfangenen Frequenz arbeitet, ist die Schwierigkeit, die gewünschten Eigenschaften des LOs zu realisieren. Zum Beispiel wird es schwierig sein den Energieverbrauch eines solchen Oszillators mit den Ansprüchen an den niedrigen gesamten Energieverbrauch des Empfängers anzupassen.

Beschreibung der Erfindung

Gemäss der vorliegenden Erfindung werden die oben erwähnten Probleme und Nachteile der direkten Umwandlungsempfänger durch die Anwendung eines lokalen Oszillators überwunden, wobei dessen Frequenzausgang in zwei Schritten verarbeitet wird, bevor er zum Mixer gespeist wird. Vorzugsweise wird die Frequenz sowohl multipliziert als auch dividiert bevor diese zum Mixer geführt wird. Die abschliessende Verarbeitung der Oszillatorfrequenz, um die Frequenz des empfangenen Signals zu erhalten wird erst kurz vor dem Mixer durchgeführt, vorzugsweise auf demselben IC wie der Mixer.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Weitere Kennzeichen, Vorteile und Details der Erfindung werden in der folgenden Beschreibung, der Zeichnung und den Ansprüchen dargestellt.
Fig. 1 ist ein Funktionsblockschaltbild über einen homodynen Empfänger gemäss dem Stand der Technik, und
Fig. 2 ist ein Blockschaltbild über eine bevorzugte Ausführungsform eines homodynen Empfängers gemäss der Erfindung.

Detaillierte Beschreibung

In Fig. 1 wird ein Homodynempfänger gemäss dem Stand der Technik gezeigt. In dem Empfänger gemäss Fig. 1 wird Quadraturmodulation benutzt. Eine Antenne 12 empfängt elektromagnetische Energie, welche von einem in den Zeichnungen nicht gezeigten Sender ausgesendet wird. Das empfangene Signal wird zu einem ersten Bandpassfilter 15 gespeist, welcher vorgesehen ist, um das korrekte Kommunikationsband auszuwählen, um die Sperreigenschaften des Empfängers zu verbessern. Starke Signale ausserhalb des empfangenen Bandes werden gedämpft und verschlechtern somit nicht die Empfängerleistung.
Ein Ausgang des genannten Bandpassfilters 15 ist mit einem rauscharmen Verstärker 16 verbunden, welcher die Empfindlichkeit des Empfänger verbessert. Der Verstärkungsfaktor des genannten rauscharmen Verstärkers 16 wird mit Hinblick auf tatsächliche Anforderungen ausgewählt. Eine hohe Verstärkung ergibt eine gute Empfindlichkeit und eine niedrige Verstärkung ist wünschenswert, um einen guten dynamischen Bereich sowie zufriedenstellende Kreuzmodulationseigenschaften zu erreichen. Ein Ausgang des genannten rauscharmen Verstärker 16 ist auf zwei unterschiedliche Teile aufgeteilt, nämlich einen I-Kanal und einen Q-Kanal.
Sowohl der I-Kanal als auch der Q-Kanal sind mit einem Mixer 11, 11' verbunden. Der Mixer bildet einen wesentlichen Teil des direkten Umwandlungsempfängers. Dieser wandelt das hochfrequente Eingangssignal zum Basisband, auf welchem es einfacher ist das Signal zu verstärken und zu filtern. Der genannte Mixer 11, 11' kann passiv oder aktiv sein und die Wahl zwischen diesen beiden hängt hauptsächlich von der beabsichtigten Anwendung ab. Passive Mixer weisen eine gute Leistung bei Grosssignalen auf und haben einen hohen Erfassungspunkt dritten Grades, leiden aber unter hohen Umwandlungsverlusten und dem Bedarf eines starken lokalen Oszillatorsignals. Aus diesen Gründen werden solche Mixer in batteriebetriebener Ausrüstung vermieden. Ein aktiver Mixer hat eine hohe Umwandlungsverstärkung und kann durch einen stromarmen lokalen Oszillator betrieben werden, dieser hat jedoch stattdessen einen niedrigen Erfassungspunkt dritten Grades und eine ein wenig schlechtere Rauschzahl als der passive Mixer. Gemäss einer bevorzugten Ausführungsform wird ein aktiver Mixer aufgrund der Ansprüche an niedrigen Energieverbrauch verwendet.
Wie oben erwähnt wird ein Quadraturmodulationsverfahren gemäss der vorliegenden Erfindung bevorzugt. Um ein Quadratursignal zu erzeugen sind hauptsächlich zwei unterschiedliche Wege zur Durchführung verfügbar. Der erste besteht darin, einfach die Phase des einen oder der beiden I- und Q-Oszillatorsignale zu verdrehen, d. h. das eine Signal wird 90º gedreht oder ein Signal wird +45º und das andere -45º gedreht. Die zweite Methode besteht darin, einen Oszillator zu verwenden, welcher ein phasensymmetrisches Signal ausgibt, d. h. zwei Signale wovon das eine 180º zum anderen phasenverdreht ist. Diese Signale werden dann in der Kette zwischen dem lokalen Oszillator und den Mixern mit zwei dividiert. Eine halbe Wellenlänge bei der doppelten Frequenz ergibt eine Viertel Wellenlänge oder 90º der gewünschten Frequenz und somit wird das Quadratursignal automatisch erzeugt. Gemäss der vorliegenden Erfindung arbeitet der lokale Oszillator mit einer Frequenz, welche sich vom gewünschten Signal oder vom empfangenen Signal unterscheidet. Der LO ist mit einer ersten Verarbeitungseinheit 13 verbunden, welche die Frequenz des lokalen Oszillators mit einem Faktor M multipliziert. M sollte eine Ganzzahl sein, und vorzugsweise ist M = 3. Ein Ausgang der genannten ersten Verarbeitungseinheit 13 ist effektiv mit einer zweiten Verarbeitungseinheit 14 verbunden, in welcher ein Eingangssignal mit einem Faktor N geteilt wird. M und N sind beide ganze Zahlen und desweiteren M ≠ N. Vorzugsweise ist N = 2. Fig. 2 zeigt dass zwei Mixer 11 und 11' vorgesehen sind und ein Phasendrehungsnetzwerk 19 ist effektiv mit den genannten Mixern verbunden. Ein erster Mixer 11 empfängt das Eingangssignal welches im Verstärker 16 verstärkt wird und das Ausgangssignal der genannten zweiten Verarbeitungseinheit 14 und erzeugt ein Signal I. Der zweite Mixer 11' empfängt auch das Ausgangssignal des genannten Verstärkers 16 und das Ausgangssignal der genannten Verarbeitungseinheit 14 mit 90º phasenverdreht, und erzeugt ein Signal Q. Wenn jedoch N = 2 könnte es angebrachter sein das Ausgangssignal innerhalb der zweiten Verarbeitungseinheit 14 phasenzudrehen.
Die Ausgangssignale I und Q von den genannten Mixern 11 und 11' werden zu Tiefpassfiltern 17, 17' der herkömmlichen Art zugeführt und dann weiter in herkömmlichen Verstärkern 18 und 18' verstärkt. Gemäss der Erfindung ist es nicht notwendig Quadratursignale oder das Quadraturmodulationsverfahren zu verwenden. In solchen Ausführungsformen entfällt das Phasendrehungsnetzwerk 19 und gleichfalls alle Einheiten, welche mit einem Strichzeichen bezeichnet sind.
Ein hauptsächliches Merkmal der Erfindung ist, dass Signale, welche eine Frequenz aufweisen, welche parasitäre Emissionen verursachen könnte, nicht durch Drähte wie z. B. Bondingdrähte, Mikrostreifenleiter, Streifenleiter, Koaxialleitungen usw. geführt werden. Deswegen sollte zumindest die zweite Verarbeitungseinheit 14 mit den genannten Mixern 11, 11' integriert werden. Die Integration kann durch Integration auf einem Chip hergestellt werden, jedoch können auch andere Integrationsarten verwendet werden, welche dieselben Eigenschaften bezüglich niedriger Emission elektromagnetischer Signale aufweisen. Für einige Anwendungen wäre es auch angemessen die genannte erste Verarbeitungseinheit 13 zusammen mit den genannten Mixern 11, 11' und der genannten ersten Verarbeitungseinheit 14 zu integrieren.
Verschiedene Kombinationen mit M und N sind möglich. Vorzugsweise werden N und M so ausgewählt, dass die Arbeitsfrequenz des genannten LO so niedrig wie möglich gehalten wird, um unnötige Energieverluste zu vermeiden. Wie oben erwähnt ist N vorzugsweise 2 und M ist vorzugsweise 3, jedoch kann auch das Umgekehrte eine geeignete Wahl darstellen.
Der erfindungsgemässe Empfänger kann selbstverständlich auch in verdrahteten Systemen verwendet werden und ist nicht auf Radiokommunikationssysteme beschränkt. In einem verdrahteten System wird die Antenne 12 durch einen Eingangsschaltkreis oder andere in solch einem System geeignete Empfangsmittel ersetzt.

Claims

1. Verfahren in einem Homodynempfänger umfassend einen lokalen Oszillator (LO), welcher ein Oszillatorsignal mit einer Frequenz fLO erzeugt, einen Mixer (11) und Empfangsmittel (12), welche ein Eingangssignal mit einer Frequenz fRF empfangen, wobei das Oszillatorsignal und das Eingangssignal dem Mixer eingespeist werden, gekennzeichnet durch folgende Schritte:

a) Zuführen des Oszillatorsignals zu einer ersten Verarbeitungseinheit (13), um ein erstes Ausgangssignal mit einer Frequenz M·fLO zu erzeugen, wobei M ein ganzzahliger Wert ist,

b) Zuführen des ersten Ausgangssignals zu einer zweiten Verarbeitungseinheit (14), um ein zweites Ausgangssignal mit einer Frequenz M·fLO/N zu erzeugen, wobei N ein ganzzahliger Wert ist und M ≠ N, und

c) Integrieren des Mixers (11) und der zweiten Verarbeitungseinheit (14), um Leckverluste des von der zweiten Verarbeitungseinheit (14) zum Mixer (11) zugeführten Signals zu minimieren.

2. Verfahren gemäss Anspruch 1, gekennzeichnet durch

Erzeugen eines symmetrischen Ausgangssignals im lokalen Oszillator (LO), umfassend ein erstes Oszillatorsignal und ein zweites Oszillatorsignal, wobei das zweite Oszillatorsignal um 180º zum ersten Oszillatorsignal gedreht ist.

3. Verfahren gemäss Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet durch

Phasenverschieben des zweiten Ausgangssignals um 90º, und durch

Zuführen des zweiten Ausgangssignals zum Mixer (11) und Zuführen des phasenverschobenen Signals zu einem zweiten Mixer (11'), um Quadratursignale zu erhalten.

4. Vorrichtung in einem Homodynempfänger umfassend einen lokalen Oszillator (LO), welcher ein Oszillatorsignal mit einer Frequenz fLO erzeugt, einen Mixer (11) und Empfangsmittel (12), welche ein Eingangssignal mit einer Frequenz fRF empfangen, wobei der Oszillator (LO) und die Empfangsmittel (12) operativ mit dem Mixer (11) verbunden sind, gekennzeichnet dadurch,

dass eine erste Verarbeitungseinheit (13) operativ mit dem lokalen Oszillator (LO) verbunden ist, um ein erstes Ausgangssignal mit einer Frequenz M·fLO zu erzeugen, wobei M ein ganzzahliger Wert ist,

dass eine zweite Verarbeitungseinheit (14) operativ mit der ersten Verarbeitungseinheit (13) verbunden ist, um ein zweites Ausgangssignal mit einer Frequenz M·fLO/N zu erzeugen, wobei N ein ganzzahliger Wert ist und M ≠ N, und

dass der Mixer (11) und die zweite Verarbeitungseinheit (14) integriert sind, um Leckageverluste des von der zweiten Verarbeitungseinheit (14) zum Mixer (11) zugeführten Signals zu minimieren.

5. Vorrichtung gemäss Anspruch 4, gekennzeichnet dadurch, dass die erste Verarbeitungseinheit (13) ein Multiplizierer ist und dass die zweite Verarbeitungseinheit (14) ein Teilerschaltkreis ist.