JPH0936768A - 受信用ｉｃおよびスーパーヘテロダイン受信機 - Google Patents
受信用ｉｃおよびスーパーヘテロダイン受信機Info
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- JPH0936768A JPH0936768A JP7200593A JP20059395A JPH0936768A JP H0936768 A JPH0936768 A JP H0936768A JP 7200593 A JP7200593 A JP 7200593A JP 20059395 A JP20059395 A JP 20059395A JP H0936768 A JPH0936768 A JP H0936768A
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- signal
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/26—Circuits for superheterodyne receivers
- H04B1/28—Circuits for superheterodyne receivers the receiver comprising at least one semiconductor device having three or more electrodes
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/16—Multiple-frequency-changing
- H03D7/161—Multiple-frequency-changing all the frequency changers being connected in cascade
- H03D7/163—Multiple-frequency-changing all the frequency changers being connected in cascade the local oscillations of at least two of the frequency changers being derived from a single oscillator
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- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/16—Multiple-frequency-changing
- H03D7/165—Multiple-frequency-changing at least two frequency changers being located in different paths, e.g. in two paths with carriers in quadrature
- H03D7/166—Multiple-frequency-changing at least two frequency changers being located in different paths, e.g. in two paths with carriers in quadrature using two or more quadrature frequency translation stages
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
- H03J5/00—Discontinuous tuning; Selecting predetermined frequencies; Selecting frequency bands with or without continuous tuning in one or more of the bands, e.g. push-button tuning, turret tuner
- H03J5/02—Discontinuous tuning; Selecting predetermined frequencies; Selecting frequency bands with or without continuous tuning in one or more of the bands, e.g. push-button tuning, turret tuner with variable tuning element having a number of predetermined settings and adjustable to a desired one of these settings
- H03J5/0245—Discontinuous tuning using an electrical variable impedance element, e.g. a voltage variable reactive diode, in which no corresponding analogue value either exists or is preset, i.e. the tuning information is only available in a digital form
- H03J5/0272—Discontinuous tuning using an electrical variable impedance element, e.g. a voltage variable reactive diode, in which no corresponding analogue value either exists or is preset, i.e. the tuning information is only available in a digital form the digital values being used to preset a counter or a frequency divider in a phase locked loop, e.g. frequency synthesizer
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- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/30—Circuits for homodyne or synchrodyne receivers
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- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Computer Hardware Design (AREA)
- Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 不要副射の小さいスーパーヘテロダイン受信
機を提供する。 【解決手段】 目的とする受信信号Ｓrのキャリア周波
数のｎ倍の周波数の発振信号Ｓ31を形成するＶＣＯ３１
と、発振信号Ｓ31の周波数をキャリア周波数まで分周す
る分周回路４１とを設ける。目的とする受信信号Ｓr
を、分周回路４１からの分周信号Ｓ41、Ｓ42を第１局部
発振信号として、第１中間周波信号Ｓ13、Ｓ23に周波数
変換する第１ミキサ回路１２、２２と、第１中間周波信
号Ｓ13、Ｓ23を第２局部発振信号Ｓ43、Ｓ44により第２
中間周波信号Ｓ15に周波数変換する第２ミキサ回路１
４、２４とを設ける。第２中間周波信号Ｓ15からもとの
信号を復調する復調回路１８を設ける。
機を提供する。 【解決手段】 目的とする受信信号Ｓrのキャリア周波
数のｎ倍の周波数の発振信号Ｓ31を形成するＶＣＯ３１
と、発振信号Ｓ31の周波数をキャリア周波数まで分周す
る分周回路４１とを設ける。目的とする受信信号Ｓr
を、分周回路４１からの分周信号Ｓ41、Ｓ42を第１局部
発振信号として、第１中間周波信号Ｓ13、Ｓ23に周波数
変換する第１ミキサ回路１２、２２と、第１中間周波信
号Ｓ13、Ｓ23を第２局部発振信号Ｓ43、Ｓ44により第２
中間周波信号Ｓ15に周波数変換する第２ミキサ回路１
４、２４とを設ける。第２中間周波信号Ｓ15からもとの
信号を復調する復調回路１８を設ける。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、受信用ＩＣおよ
びスーパーヘテロダイン受信機に関する。
びスーパーヘテロダイン受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】スーパーヘテロダイン方式の受信回路あ
るいは受信機において、その局部発振周波数を、受信周
波数に等しくすることにより、中間周波数を０にする方
法がある。
るいは受信機において、その局部発振周波数を、受信周
波数に等しくすることにより、中間周波数を０にする方
法がある。
【０００３】この方法によれば、後述するように、受信
回路の大部分を１チップＩＣすることができ、これによ
り受信機の小型化・軽量化、特性の均一化、コストの低
減などを実現することができる。
回路の大部分を１チップＩＣすることができ、これによ
り受信機の小型化・軽量化、特性の均一化、コストの低
減などを実現することができる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】ところが、上記の受信
方法においては、局部発振周波数が、受信周波数に等し
いので、局部発振信号が、局部発振回路からミキサ回路
を通じてアンテナ側にリークし、不要副射のレベルが大
きくなってしまう。
方法においては、局部発振周波数が、受信周波数に等し
いので、局部発振信号が、局部発振回路からミキサ回路
を通じてアンテナ側にリークし、不要副射のレベルが大
きくなってしまう。
【０００５】この発明は、このような問題点を解決しよ
うとするものである。
うとするものである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】このため、この発明にお
いては、目的とする受信信号のキャリア周波数のｎ倍
（ｎは１よりも大きな値）の周波数の発振信号を形成す
るＶＣＯと、上記発振信号の周波数を上記キャリア周波
数まで分周する分周回路と、上記目的とする受信信号
を、上記分周回路からの分周信号を第１局部発振信号と
して、第１中間周波信号に周波数変換する第１ミキサ回
路と、上記第１中間周波信号を第２局部発振信号により
第２中間周波信号に周波数変換する第２ミキサ回路と、
上記第２中間周波信号からもとの信号を復調する復調回
路とが１チップ化された受信用ＩＣとするものである。
いては、目的とする受信信号のキャリア周波数のｎ倍
（ｎは１よりも大きな値）の周波数の発振信号を形成す
るＶＣＯと、上記発振信号の周波数を上記キャリア周波
数まで分周する分周回路と、上記目的とする受信信号
を、上記分周回路からの分周信号を第１局部発振信号と
して、第１中間周波信号に周波数変換する第１ミキサ回
路と、上記第１中間周波信号を第２局部発振信号により
第２中間周波信号に周波数変換する第２ミキサ回路と、
上記第２中間周波信号からもとの信号を復調する復調回
路とが１チップ化された受信用ＩＣとするものである。
【０００７】さらに、上記受信用ＩＣと、上記目的とす
る受信信号の周波数帯を通過帯域とするとともに、上記
発振信号の周波数帯を阻止帯域とするフィルタとを有
し、このフィルタを、アンテナと、上記第１ミキサ回路
との間における信号ラインに設けるようにしたスーパー
ヘテロダイン受信機とするものである。
る受信信号の周波数帯を通過帯域とするとともに、上記
発振信号の周波数帯を阻止帯域とするフィルタとを有
し、このフィルタを、アンテナと、上記第１ミキサ回路
との間における信号ラインに設けるようにしたスーパー
ヘテロダイン受信機とするものである。
【０００８】
【発明の実施の形態】図１は、この発明を小電力タイプ
のコードレス電話機の子機の受信回路に適用した場合の
一形態を示す。
のコードレス電話機の子機の受信回路に適用した場合の
一形態を示す。
【０００９】また、鎖線で囲った部分１が１チップＩＣ
化されるものであり、符号１０がその受信回路を示す。
そして、受信回路１０は、ダブルスーパーヘテロダイン
方式で、ダイレクトコンバージョンタイプに構成されて
いる。
化されるものであり、符号１０がその受信回路を示す。
そして、受信回路１０は、ダブルスーパーヘテロダイン
方式で、ダイレクトコンバージョンタイプに構成されて
いる。
【００１０】すなわち、送受信アンテナ２が、バンドパ
スフィルタ３→端子Ｔ11→高周波アンプ１１→端子Ｔ12
→バンドパスフィルタ４の信号ラインを通じて端子Ｔ13
に接続される。
スフィルタ３→端子Ｔ11→高周波アンプ１１→端子Ｔ12
→バンドパスフィルタ４の信号ラインを通じて端子Ｔ13
に接続される。
【００１１】この場合、バンドパスフィルタ３は、例え
ば図２に示すように構成される。すなわち、コイルＬ1
およびコンデンサＣ1により並列共振回路３Ａが構成さ
れ、この共振回路３Ａが、信号ラインに直列に接続され
る。また、コイルＬ2およびコンデンサＣ2により並列共
振回路３Ｂが構成され、コイルＬ3およびコンデンサＣ3
により並列共振回路３Ｃが構成される。そして、これら
共振回路３Ｂ、３Ｃが、コンデンサＣ4により容量結合
されて信号ラインの出力側に並列接続される。
ば図２に示すように構成される。すなわち、コイルＬ1
およびコンデンサＣ1により並列共振回路３Ａが構成さ
れ、この共振回路３Ａが、信号ラインに直列に接続され
る。また、コイルＬ2およびコンデンサＣ2により並列共
振回路３Ｂが構成され、コイルＬ3およびコンデンサＣ3
により並列共振回路３Ｃが構成される。そして、これら
共振回路３Ｂ、３Ｃが、コンデンサＣ4により容量結合
されて信号ラインの出力側に並列接続される。
【００１２】なお、親機が使用する下りチャンネルの帯
域は、ほぼ380.2ＭHz〜381.3ＭHzであるが、この下りチ
ャンネルの中心周波数をｆdとするとき（ｆd＝約380.7
ＭHz）、共振回路３Ａの共振周波数はほぼ周波数２ｆd
とされ、共振回路３Ｂ、３Ｃの中心周波数は周波数ｆd
の前後とされる。
域は、ほぼ380.2ＭHz〜381.3ＭHzであるが、この下りチ
ャンネルの中心周波数をｆdとするとき（ｆd＝約380.7
ＭHz）、共振回路３Ａの共振周波数はほぼ周波数２ｆd
とされ、共振回路３Ｂ、３Ｃの中心周波数は周波数ｆd
の前後とされる。
【００１３】こうして、バンドパスフィルタ３の周波数
特性は、例えば図３Ａに示すように、周波数ｆdを中心
とし、すべての下りチャンネルを通過させるとともに、
周波数２ｆd付近にディップを有する特性とされる。
特性は、例えば図３Ａに示すように、周波数ｆdを中心
とし、すべての下りチャンネルを通過させるとともに、
周波数２ｆd付近にディップを有する特性とされる。
【００１４】また、バンドパスフィルタ４も、例えばバ
ンドパスフィルタ３と同様に構成されて同様の周波数特
性とされる。
ンドパスフィルタ３と同様に構成されて同様の周波数特
性とされる。
【００１５】したがって、アンテナ２から端子Ｔ13まで
の信号ラインの総合の周波数特性は、例えば図３Ｂに示
すように、すべての下りチャンネルを通過帯域とすると
ともに、周波数２ｆd付近を阻止帯域とする特性とな
る。
の信号ラインの総合の周波数特性は、例えば図３Ｂに示
すように、すべての下りチャンネルを通過帯域とすると
ともに、周波数２ｆd付近を阻止帯域とする特性とな
る。
【００１６】そして、親機から下りチャンネルのＦＭ信
号Ｓr（キャリア周波数ｆr）が送信されると、そのＦＭ
信号Ｓrがアンテナ２により受信され、アンテナ２から
バンドパスフィルタ３→端子Ｔ11→高周波アンプ１１→
端子Ｔ12→バンドパスフィルタ４の信号ラインを通じて
端子Ｔ13に供給される。
号Ｓr（キャリア周波数ｆr）が送信されると、そのＦＭ
信号Ｓrがアンテナ２により受信され、アンテナ２から
バンドパスフィルタ３→端子Ｔ11→高周波アンプ１１→
端子Ｔ12→バンドパスフィルタ４の信号ラインを通じて
端子Ｔ13に供給される。
【００１７】そして、この端子Ｔ13に供給されたＦＭ信
号Ｓrは、直交変換のＩ軸用及びＱ軸用の第１ミキサ回
路１２、２２に供給される。
号Ｓrは、直交変換のＩ軸用及びＱ軸用の第１ミキサ回
路１２、２２に供給される。
【００１８】さらに、ＰＬＬ３０が設けられ、受信する
ＦＭ信号Ｓrのキャリア周波数ｆrのｎ倍（ｎは２以上の
整数）、図１の受信回路１０においては、ｎ＝２で、２
倍の周波数２ｆrの発振信号Ｓ31が取り出される。
ＦＭ信号Ｓrのキャリア周波数ｆrのｎ倍（ｎは２以上の
整数）、図１の受信回路１０においては、ｎ＝２で、２
倍の周波数２ｆrの発振信号Ｓ31が取り出される。
【００１９】すなわち、ＶＣＯ３１が設けられ、その発
振信号Ｓ31が、可変分周回路３２に供給されるととも
に、この可変分周回路３２には、端子Ｔ15を通じて受信
する下りチャンネルのチャンネル番号に対応した分周比
Ｎのデータがセットされ、信号Ｓ31は１／Ｎの周波数に
分周され、この分周信号が位相比較回路３３に供給され
る。
振信号Ｓ31が、可変分周回路３２に供給されるととも
に、この可変分周回路３２には、端子Ｔ15を通じて受信
する下りチャンネルのチャンネル番号に対応した分周比
Ｎのデータがセットされ、信号Ｓ31は１／Ｎの周波数に
分周され、この分周信号が位相比較回路３３に供給され
る。
【００２０】また、発振回路４０において、基準となる
安定した周波数、例えば14.4ＭHzの発振信号Ｓ40が形成
され、この発振信号Ｓ40が分周回路４５に供給されて例
えば１／576の周波数、すなわち、チャンネル間隔のｎ
倍、今の場合、２倍の周波数25ｋHzの信号Ｓ45に分周さ
れ、この信号Ｓ45が位相比較回路３３にその基準周波数
の信号として供給される。そして、この比較回路３３の
比較出力がローパスフィルタ３４を通じてＶＣＯ３１に
その制御電圧として供給される。
安定した周波数、例えば14.4ＭHzの発振信号Ｓ40が形成
され、この発振信号Ｓ40が分周回路４５に供給されて例
えば１／576の周波数、すなわち、チャンネル間隔のｎ
倍、今の場合、２倍の周波数25ｋHzの信号Ｓ45に分周さ
れ、この信号Ｓ45が位相比較回路３３にその基準周波数
の信号として供給される。そして、この比較回路３３の
比較出力がローパスフィルタ３４を通じてＶＣＯ３１に
その制御電圧として供給される。
【００２１】こうして、ＶＣＯ３１からは、受信するＦ
Ｍ信号Ｓrのキャリア周波数ｆrの２倍（ｎ＝２）の周波
数２ｆrの発振信号Ｓ31が取り出される。
Ｍ信号Ｓrのキャリア周波数ｆrの２倍（ｎ＝２）の周波
数２ｆrの発振信号Ｓ31が取り出される。
【００２２】そして、この発振信号Ｓ31が分周回路４１
に供給されて１／ｎの周波数、今の場合、ｎ＝２なの
で、１／２の周波数、すなわち、受信するＦＭ信号Ｓr
のキャリア周波数ｆrに等しい周波数の信号Ｓ41に分周
される。
に供給されて１／ｎの周波数、今の場合、ｎ＝２なの
で、１／２の周波数、すなわち、受信するＦＭ信号Ｓr
のキャリア周波数ｆrに等しい周波数の信号Ｓ41に分周
される。
【００２３】そして、この信号Ｓ41がミキサ回路１２に
第１局部発振信号として供給されるとともに、移相回路
４２に供給されてπ／２だけ移相され、その移相信号Ｓ
42がミキサ回路２２に第１局部発振信号として供給され
る。
第１局部発振信号として供給されるとともに、移相回路
４２に供給されてπ／２だけ移相され、その移相信号Ｓ
42がミキサ回路２２に第１局部発振信号として供給され
る。
【００２４】したがって、簡単のため、図４Ａに示すよ
うに、受信信号Ｓrが、その下側波帯の帯域内に信号成
分Ｓaを有し、上側波帯の帯域内に信号成分Ｓbを有する
とともに、 ωo：受信信号Ｓrのキャリア周波数（角周波数） ωo＝２πｆr ωa：信号成分Ｓaの角周波数。ωa＜ωo Ｅa：信号成分Ｓaの振幅 ωb：信号成分Ｓbの角周波数。ωb＞ωo Ｅb：信号成分Ｓbの振幅 Δωa＝ωo−ωa Δωb＝ωb−ωo とすれば、 Ｓr＝Ｓa＋Ｓb Ｓa＝Ｅa・sinωaｔ Ｓb＝Ｅb・sinωbｔ となる。
うに、受信信号Ｓrが、その下側波帯の帯域内に信号成
分Ｓaを有し、上側波帯の帯域内に信号成分Ｓbを有する
とともに、 ωo：受信信号Ｓrのキャリア周波数（角周波数） ωo＝２πｆr ωa：信号成分Ｓaの角周波数。ωa＜ωo Ｅa：信号成分Ｓaの振幅 ωb：信号成分Ｓbの角周波数。ωb＞ωo Ｅb：信号成分Ｓbの振幅 Δωa＝ωo−ωa Δωb＝ωb−ωo とすれば、 Ｓr＝Ｓa＋Ｓb Ｓa＝Ｅa・sinωaｔ Ｓb＝Ｅb・sinωbｔ となる。
【００２５】また、 Ｅ1：第１局部発振信号Ｓ41、Ｓ42の振幅 とすれば、 Ｓ41＝Ｅ1・sinωoｔ Ｓ42＝Ｅ1・cosωoｔ である。
【００２６】したがって、 Ｓ12、Ｓ22：ミキサ回路１２、２２の出力信号 とすれば、 Ｓ12＝Ｓr・Ｓ41 ＝（Ｅa・sinωaｔ＋Ｅb・sinωbｔ）×Ｅ1・sinωoｔ ＝αa｛−cos（ωa＋ωo）ｔ＋cos（ωo−ωa）ｔ｝ ＋αb｛−cos（ωb＋ωo）ｔ＋cos（ωb−ωo）ｔ｝ ＝αa｛−cos（ωa＋ωo）ｔ＋cosΔωaｔ｝ ＋αb｛−cos（ωb＋ωo）ｔ＋cosΔωbｔ｝ Ｓ22＝Ｓr・Ｓ42 ＝（Ｅa・sinωaｔ＋Ｅb・sinωbｔ）×Ｅ1・cosωoｔ ＝αa｛sin（ωa＋ωo）ｔ−sin（ωo−ωa）ｔ｝ ＋αb｛sin（ωb＋ωo）ｔ＋sin（ωb−ωo）ｔ｝ ＝αa｛sin（ωa＋ωo）ｔ−sinΔωaｔ｝ ＋αb｛sin（ωb＋ωo）ｔ＋sinΔωbｔ｝ αa＝Ｅa・Ｅ1／２ αb＝Ｅb・Ｅ1／２ となる。
【００２７】そして、上式のうち、角周波数Δωa、Δ
ωbの信号成分が必要な中間周波信号なので、これら信
号Ｓ12、Ｓ22がローパスフィルタ１３、２３に供給さ
れ、角周波数Δωa、Δωbの信号成分が、第１中間周波
信号Ｓ13、Ｓ23として取り出され、 Ｓ13＝αa・cosΔωaｔ＋αb・cosΔωbｔ Ｓ23＝−αa・sinΔωaｔ＋αb・sinΔωbｔ とされる。
ωbの信号成分が必要な中間周波信号なので、これら信
号Ｓ12、Ｓ22がローパスフィルタ１３、２３に供給さ
れ、角周波数Δωa、Δωbの信号成分が、第１中間周波
信号Ｓ13、Ｓ23として取り出され、 Ｓ13＝αa・cosΔωaｔ＋αb・cosΔωbｔ Ｓ23＝−αa・sinΔωaｔ＋αb・sinΔωbｔ とされる。
【００２８】なお、この場合、上式および図４Ａからも
明らかなように、信号Ｓ13、Ｓ23は、ベースバンドの信
号である。あるいは、信号Ｓ13、Ｓ23は、中間周波数が
０の第１中間周波信号である。
明らかなように、信号Ｓ13、Ｓ23は、ベースバンドの信
号である。あるいは、信号Ｓ13、Ｓ23は、中間周波数が
０の第１中間周波信号である。
【００２９】さらに、これら信号Ｓ13、Ｓ23が、直交変
換のＩ軸用及びＱ軸用の第２ミキサ回路１４、２４に供
給される。
換のＩ軸用及びＱ軸用の第２ミキサ回路１４、２４に供
給される。
【００３０】また、発振回路４０の発振信号Ｓ40が、分
周回路４３に供給されて最高可聴周波数の数倍程度の周
波数の信号Ｓ43、例えば262分周されて周波数が約55ｋH
zの信号Ｓ43に分周される。そして、この信号Ｓ43がミ
キサ回路１４に第２局部発振信号として供給されるとと
もに、移相回路４４に供給されてπ／２だけ移相され、
その移相信号Ｓ44がミキサ回路２４に第２局部発振信号
として供給される。
周回路４３に供給されて最高可聴周波数の数倍程度の周
波数の信号Ｓ43、例えば262分周されて周波数が約55ｋH
zの信号Ｓ43に分周される。そして、この信号Ｓ43がミ
キサ回路１４に第２局部発振信号として供給されるとと
もに、移相回路４４に供給されてπ／２だけ移相され、
その移相信号Ｓ44がミキサ回路２４に第２局部発振信号
として供給される。
【００３１】したがって、 Ｓ43＝Ｅ2・sinωsｔ Ｓ44＝Ｅ2・cosωsｔ Ｅ2：第２局部発振信号Ｓ43、Ｓ44の振幅 ωs＝２πｆs（ｆs＝約55ｋHz） とするとともに、 Ｓ14、Ｓ24：ミキサ回路１４、２４の出力信号 とすれば、 Ｓ14＝Ｓ13・Ｓ43 ＝（αa・cosΔωaｔ＋αb・cosΔωbｔ）×Ｅ2・sinωsｔ ＝βa｛sin（Δωa＋ωs）ｔ−sin（Δωa−ωs）ｔ｝ ＋βb｛sin（Δωb＋ωs）ｔ−sin（Δωb−ωs）ｔ｝ Ｓ24＝Ｓ23・Ｓ44 ＝（−αa・sinΔωaｔ＋αb・sinΔωbｔ）×Ｅ2・cosωsｔ ＝−βa｛sin（Δωa＋ωs）ｔ＋sin（Δωa−ωs）ｔ｝ ＋βb｛sin（Δωb＋ωs）ｔ＋sin（Δωb−ωs）ｔ｝ βa＝αa・Ｅ2／２ βb＝αb・Ｅ2／２ となる。
【００３２】そして、これらの信号Ｓ14、Ｓ24におい
て、周波数差が負の値にならないように、信号Ｓ14、Ｓ
24を変形すると、 Ｓ14＝βa｛sin（Δωa＋ωs）ｔ＋sin（ωs−Δωa）ｔ｝ ＋βb｛sin（Δωb＋ωs）ｔ＋sin（ωs−Δωb）ｔ｝ ＝βa・sin（ωs＋Δωa）ｔ＋βa・sin（ωs−Δωa）ｔ ＋βb・sin（ωs＋Δωb）ｔ＋βb・sin（ωs−Δωb）ｔ Ｓ24＝−βa｛sin（Δωa＋ωs）ｔ−sin（ωs−Δωa）ｔ｝ ＋βb｛sin（Δωb＋ωs）ｔ−sin（ωs−Δωb）ｔ｝ ＝−βa・sin（ωs＋Δωa）ｔ＋βa・sin（ωs−Δωa）ｔ ＋βb・sin（ωs＋Δωb）ｔ−βb・sin（ωs−Δωb）ｔ となる。
て、周波数差が負の値にならないように、信号Ｓ14、Ｓ
24を変形すると、 Ｓ14＝βa｛sin（Δωa＋ωs）ｔ＋sin（ωs−Δωa）ｔ｝ ＋βb｛sin（Δωb＋ωs）ｔ＋sin（ωs−Δωb）ｔ｝ ＝βa・sin（ωs＋Δωa）ｔ＋βa・sin（ωs−Δωa）ｔ ＋βb・sin（ωs＋Δωb）ｔ＋βb・sin（ωs−Δωb）ｔ Ｓ24＝−βa｛sin（Δωa＋ωs）ｔ−sin（ωs−Δωa）ｔ｝ ＋βb｛sin（Δωb＋ωs）ｔ−sin（ωs−Δωb）ｔ｝ ＝−βa・sin（ωs＋Δωa）ｔ＋βa・sin（ωs−Δωa）ｔ ＋βb・sin（ωs＋Δωb）ｔ−βb・sin（ωs−Δωb）ｔ となる。
【００３３】そして、これら信号Ｓ14、Ｓ24が加算回路
１５に供給されて加算され、加算回路１５からは、 Ｓ15＝Ｓ14＋Ｓ24 ＝２βa・sin（ωs−Δωa）ｔ＋２βb・sin（ωs＋Δωb）ｔ で示される加算信号Ｓ15が取り出される。
１５に供給されて加算され、加算回路１５からは、 Ｓ15＝Ｓ14＋Ｓ24 ＝２βa・sin（ωs−Δωa）ｔ＋２βb・sin（ωs＋Δωb）ｔ で示される加算信号Ｓ15が取り出される。
【００３４】そして、この加算信号Ｓ15を図示すると、
図４Ｂに示すようになり、この信号Ｓ15は、もとの受信
信号Ｓrを、キャリア周波数（角周波数）ωsの信号に周
波数変換したときの信号にほかならない。すなわち、信
号Ｓ15は、中間周波数ｆsの第２中間周波信号である。
図４Ｂに示すようになり、この信号Ｓ15は、もとの受信
信号Ｓrを、キャリア周波数（角周波数）ωsの信号に周
波数変換したときの信号にほかならない。すなわち、信
号Ｓ15は、中間周波数ｆsの第２中間周波信号である。
【００３５】そこで、この第２中間周波信号Ｓ15が、中
間周波フィルタ用のバンドパスフィルタ１６およびリミ
ッタアンプ１７を通じてＦＭ復調回路１８に供給されて
もとの音声信号が復調され、この音声信号が、アンプ１
９および端子Ｔ14を通じて受話器用のスピーカ５に供給
される。
間周波フィルタ用のバンドパスフィルタ１６およびリミ
ッタアンプ１７を通じてＦＭ復調回路１８に供給されて
もとの音声信号が復調され、この音声信号が、アンプ１
９および端子Ｔ14を通じて受話器用のスピーカ５に供給
される。
【００３６】こうして、上述の受信回路１０によれば、
親機からの下りチャンネルのＦＭ信号Ｓrを受信して音
声信号を得ることができる。そして、その場合、上述の
受信回路１０によれば、ＶＣＯ３１の発振信号Ｓ31の周
波数２ｆrは、バンドパスフィルタ３、４における阻止
周波数２ｆdの帯域に位置するので、第１局部発振回路
として作用しているＶＣＯ３１の発振信号Ｓ31が、ミキ
サ回路１２、２２を通じてアンテナ２にリークしようと
しても、これはバンドパスフィルタ４、３により阻止さ
れ、アンテナ２にリークすることがない。したがって、
アンテナ２からの不要副射を低減することができる。
親機からの下りチャンネルのＦＭ信号Ｓrを受信して音
声信号を得ることができる。そして、その場合、上述の
受信回路１０によれば、ＶＣＯ３１の発振信号Ｓ31の周
波数２ｆrは、バンドパスフィルタ３、４における阻止
周波数２ｆdの帯域に位置するので、第１局部発振回路
として作用しているＶＣＯ３１の発振信号Ｓ31が、ミキ
サ回路１２、２２を通じてアンテナ２にリークしようと
しても、これはバンドパスフィルタ４、３により阻止さ
れ、アンテナ２にリークすることがない。したがって、
アンテナ２からの不要副射を低減することができる。
【００３７】しかも、本来の受信信号Ｓrは、周波数が
値ｆrであり、これはバンドパスフィルタ３、４の通過
帯域に位置するので、受信信号Ｓrに対するロスは十分
に少なくすることができる。すなわち、不要副射となる
発振信号Ｓ31に対する減衰の強化と、本来の受信信号Ｓ
rに対するロスの低減とを両立させることができる。
値ｆrであり、これはバンドパスフィルタ３、４の通過
帯域に位置するので、受信信号Ｓrに対するロスは十分
に少なくすることができる。すなわち、不要副射となる
発振信号Ｓ31に対する減衰の強化と、本来の受信信号Ｓ
rに対するロスの低減とを両立させることができる。
【００３８】さらに、周波数２ｆrの発振信号Ｓ31がＶ
ＣＯ３１からミキサ回路１２、２２にリークしたとき、
受信周波数２ｆrの位置に強力な信号があると、その信
号も中間周波数が０の第１中間周波信号Ｓ13、Ｓ23に周
波数変換されてしまい、本来の受信信号Ｓrに対して妨
害を与えてしまうが、周波数２ｆrの妨害信号はバンド
パスフィルタ３、４により阻止され、ミキサ回路１２、
２２には供給されないので、上記のような妨害を受ける
ことがない。
ＣＯ３１からミキサ回路１２、２２にリークしたとき、
受信周波数２ｆrの位置に強力な信号があると、その信
号も中間周波数が０の第１中間周波信号Ｓ13、Ｓ23に周
波数変換されてしまい、本来の受信信号Ｓrに対して妨
害を与えてしまうが、周波数２ｆrの妨害信号はバンド
パスフィルタ３、４により阻止され、ミキサ回路１２、
２２には供給されないので、上記のような妨害を受ける
ことがない。
【００３９】また、一般のＦＭ受信機であれば、その中
間周波数は10.7ＭHzとされているので、その中間周波フ
ィルタはセラミックフィルタにより構成することにな
り、ＩＣ化することができない。
間周波数は10.7ＭHzとされているので、その中間周波フ
ィルタはセラミックフィルタにより構成することにな
り、ＩＣ化することができない。
【００４０】しかし、上述の受信回路１０においては、
第１中間周波信号Ｓ12、Ｓ22はベースバンドであり、第
２中間周波数ｆ15は例えば55ｋHzと低いので、フィルタ
１３、２３、１６を、抵抗器、コンデンサ及びアンプを
有するアクティブフィルタにより構成することができ
る。したがって、受信回路１０は、フィルタ３、４およ
びＶＣＯ３１の一部を除いて、ＩＣ１としてＩＣ化する
ことができる。
第１中間周波信号Ｓ12、Ｓ22はベースバンドであり、第
２中間周波数ｆ15は例えば55ｋHzと低いので、フィルタ
１３、２３、１６を、抵抗器、コンデンサ及びアンプを
有するアクティブフィルタにより構成することができ
る。したがって、受信回路１０は、フィルタ３、４およ
びＶＣＯ３１の一部を除いて、ＩＣ１としてＩＣ化する
ことができる。
【００４１】さらに、受信周波数ｆrが上述の数値の帯
域の場合、バンドパスフィルタ３、４の通過周波数ｆd
と阻止周波数２ｆdとの周波数間隔が広いので、その通
過周波数ｆdおよび阻止周波数２ｆdに多少の誤差やばら
つきがあっても問題がなく、したがって、バンドパスフ
ィルタ３、４を無調整化することができる。
域の場合、バンドパスフィルタ３、４の通過周波数ｆd
と阻止周波数２ｆdとの周波数間隔が広いので、その通
過周波数ｆdおよび阻止周波数２ｆdに多少の誤差やばら
つきがあっても問題がなく、したがって、バンドパスフ
ィルタ３、４を無調整化することができる。
【００４２】なお、上述においては、この発明を小電力
タイプのコードレス電話機の子機に適用した場合である
が、親機の受信回路に適用することもできる。
タイプのコードレス電話機の子機に適用した場合である
が、親機の受信回路に適用することもできる。
【００４３】また、他の移動電話機のように、使用する
周波数ｆrが例えば１ＧHz〜２ＧHz帯と高い場合には、
ＶＣＯ３１の発振信号Ｓ31の発振周波数を受信する周波
数ｆrの１／ｎとするとともに、回路４１を逓倍回路と
してｎ倍の周波数に逓倍して信号Ｓ41を得る。そして、
さらに、バンドパスフィルタ３、４の阻止周波数の帯域
を、例えば図５Ａに示すように、使用する周波数ｆrの
１／ｎの周波数ｆr／ｎ（＝ｆd／ｎ）として、総合の周
波数特性を例えば図５Ｂのようにすればよい。
周波数ｆrが例えば１ＧHz〜２ＧHz帯と高い場合には、
ＶＣＯ３１の発振信号Ｓ31の発振周波数を受信する周波
数ｆrの１／ｎとするとともに、回路４１を逓倍回路と
してｎ倍の周波数に逓倍して信号Ｓ41を得る。そして、
さらに、バンドパスフィルタ３、４の阻止周波数の帯域
を、例えば図５Ａに示すように、使用する周波数ｆrの
１／ｎの周波数ｆr／ｎ（＝ｆd／ｎ）として、総合の周
波数特性を例えば図５Ｂのようにすればよい。
【００４４】また、バンドパスフィルタ３、４の代わり
に、ローパスフィルタ（図２の場合）あるいはハイパス
フィルタ（図５の場合）を使用することもできる。
に、ローパスフィルタ（図２の場合）あるいはハイパス
フィルタ（図５の場合）を使用することもできる。
【００４５】
【発明の効果】この発明によれば、第１局部発振回路の
発振信号が、ミキサ回路を通じてアンテナにリークする
ことがなく、アンテナからの不要副射を低減することが
できる。しかも、本来の受信信号に対するロスは十分に
少なくすることができる。すなわち、不要副射となる発
振信号に対する減衰の強化と、本来の受信信号に対する
ロスの低減とを両立させることができる。
発振信号が、ミキサ回路を通じてアンテナにリークする
ことがなく、アンテナからの不要副射を低減することが
できる。しかも、本来の受信信号に対するロスは十分に
少なくすることができる。すなわち、不要副射となる発
振信号に対する減衰の強化と、本来の受信信号に対する
ロスの低減とを両立させることができる。
【００４６】さらに、周波数ｎ・ｆrの発振信号がＶＣ
Ｏから第１ミキサ回路にリークしたとき、受信周波数ｎ
・ｆrの位置に強力な信号があっても、本来の受信信号
が妨害を受けることがない。また、ほとんどの回路を１
チップＩＣ化することができる。さらに、フィルタを無
調整化することができる。
Ｏから第１ミキサ回路にリークしたとき、受信周波数ｎ
・ｆrの位置に強力な信号があっても、本来の受信信号
が妨害を受けることがない。また、ほとんどの回路を１
チップＩＣ化することができる。さらに、フィルタを無
調整化することができる。
【図１】この発明の一形態を示す系統図である。
【図２】図１の一部の回路の一形態を示す接続図であ
る。
る。
【図３】図２の回路の特性の一例を示す図である。
【図４】図１の回路の動作を説明するための図である。
【図５】図１の一部の回路の特性の他の例を示す図であ
る。
る。
【符号の説明】 １ ＩＣ ３、４ バンドパスフィルタ ５ スピーカ（受話器用） １０ 受信回路 １２、２２ 第１ミキサ回路 １４、２４ 第２ミキサ回路 １８ 復調回路 ３０ ＰＬＬ ３１ ＶＣＯ ３２ 可変分周回路 ３３ 位相比較回路 ４０ 発振回路 ４１、４３ 分周回路 ４２、４４ 移相回路
Claims (5)
- 【請求項１】目的とする受信信号のキャリア周波数のｎ
倍（ｎは１よりも大きな値）の周波数の発振信号を形成
するＶＣＯと、 上記発振信号の周波数を上記キャリア周波数まで分周す
る分周回路と、 上記目的とする受信信号を、上記分周回路からの分周信
号を第１局部発振信号として、第１中間周波信号に周波
数変換する第１ミキサ回路と、 上記第１中間周波信号を第２局部発振信号により第２中
間周波信号に周波数変換する第２ミキサ回路と、 上記第２中間周波信号からもとの信号を復調する復調回
路とが１チップ化された受信用ＩＣ。 - 【請求項２】目的とする受信信号のキャリア周波数の１
／ｎ倍（ｎは１よりも大きな値）の周波数の発振信号を
形成するＶＣＯと、 上記発振信号の周波数を上記キャリア周波数まで逓倍す
る逓倍回路と、 上記目的とする受信信号を、上記分周回路からの分周信
号を第１局部発振信号として、第１中間周波信号に周波
数変換する第１ミキサ回路と、 上記第１中間周波信号を第２局部発振信号により第２中
間周波信号に周波数変換する第２ミキサ回路と、 上記第２中間周波信号からもとの信号を復調する復調回
路とが１チップ化された受信用ＩＣ。 - 【請求項３】目的とする受信信号のキャリア周波数のｎ
倍（ｎは１よりも大きな値）の周波数の発振信号を形成
するＶＣＯと、 上記発振信号の周波数を上記キャリア周波数まで分周す
る分周回路と、 上記目的とする受信信号を、上記分周回路からの分周信
号を第１局部発振信号として、第１中間周波信号に周波
数変換する第１ミキサ回路と、 上記第１中間周波信号を第２局部発振信号により第２中
間周波信号に周波数変換する第２ミキサ回路と、 上記第２中間周波信号からもとの信号を復調する復調回
路と、 上記目的とする受信信号の周波数帯を通過帯域とすると
ともに、上記発振信号の周波数帯を阻止帯域とするフィ
ルタとを有し、 このフィルタを、アンテナと、上記第１ミキサ回路との
間における信号ラインに設けるようにしたスーパーヘテ
ロダイン受信機。 - 【請求項４】目的とする受信信号のキャリア周波数の１
／ｎ倍（ｎは１よりも大きな値）の周波数の発振信号を
形成するＶＣＯと、 上記発振信号の周波数を上記キャリア周波数まで逓倍す
る逓倍回路と、 上記目的とする受信信号を、上記分周回路からの分周信
号を第１局部発振信号として、第１中間周波信号に周波
数変換する第１ミキサ回路と、 上記第１中間周波信号を第２局部発振信号により第２中
間周波信号に周波数変換する第２ミキサ回路と、 上記第２中間周波信号からもとの信号を復調する復調回
路と、 上記目的とする受信信号の周波数帯を通過帯域とすると
ともに、上記発振信号の周波数帯を阻止帯域とするフィ
ルタとを有し、 このフィルタを、アンテナと、上記第１ミキサ回路との
間における信号ラインに設けるようにしたスーパーヘテ
ロダイン受信機。 - 【請求項５】請求項１に記載の受信用ＩＣにおいて、 ｎ＝２ とした受信用ＩＣ。
Priority Applications (9)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7200593A JPH0936768A (ja) | 1995-07-13 | 1995-07-13 | 受信用ｉｃおよびスーパーヘテロダイン受信機 |
| US08/678,418 US6073000A (en) | 1995-07-13 | 1996-07-02 | Direct conversion receiving circuit and direct conversion receiver |
| KR1019960027516A KR970008932A (ko) | 1995-07-13 | 1996-07-08 | 슈퍼헤테로다인 수신회로 및 슈퍼헤테로다인 수신기 |
| CN96110812A CN1085444C (zh) | 1995-07-13 | 1996-07-13 | 超外差接收电路和超外差接收机 |
| KR1019960028580A KR970009057A (ko) | 1995-07-13 | 1996-07-15 | 데스크탑 컴퓨터 주변 장치용 고속 직렬 통신 링크 |
| KR1019960029279A KR100465311B1 (ko) | 1995-07-13 | 1996-07-19 | 텍스트데이터를전송할수있는휴대통신단말장치 |
| KR1019960029278A KR970009002A (ko) | 1995-07-13 | 1996-07-19 | 단말기장치, 무선통신단말기 및 정보입력방법 |
| KR1019960032116A KR970008941A (ko) | 1995-07-13 | 1996-07-31 | 직접 순차 주파수확산방식 수신기를 위한 신호품질평가 방법 |
| KR1019960032114A KR970008943A (ko) | 1995-07-13 | 1996-07-31 | 짧은 버스트 직접 포착 직접 순차 주파수확산방식 수신기 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7200593A JPH0936768A (ja) | 1995-07-13 | 1995-07-13 | 受信用ｉｃおよびスーパーヘテロダイン受信機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0936768A true JPH0936768A (ja) | 1997-02-07 |
Family
ID=16426938
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7200593A Pending JPH0936768A (ja) | 1995-07-13 | 1995-07-13 | 受信用ｉｃおよびスーパーヘテロダイン受信機 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6073000A (ja) |
| JP (1) | JPH0936768A (ja) |
| CN (1) | CN1085444C (ja) |
Cited By (3)
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|---|---|---|---|---|
| WO2004057768A1 (ja) * | 2002-12-20 | 2004-07-08 | Renesas Technology Corp. | 送信回路およびそれを用いた送受信機 |
| US7453527B2 (en) | 1995-04-21 | 2008-11-18 | Microtune (Texas), L.P. | Highly integrated television tuner on a single microcircuit |
| CN104682875A (zh) * | 2013-11-27 | 2015-06-03 | 中国航空工业集团公司雷华电子技术研究所 | 一种有效抑制杂散的宽带信号产生方法 |
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| JP3545606B2 (ja) * | 1998-03-04 | 2004-07-21 | 株式会社東芝 | 受信装置 |
| DE19857303A1 (de) * | 1998-12-14 | 2000-06-15 | Thomson Brandt Gmbh | Verfahren zum Ansteuern einer Empfangsstufe |
| US6360087B1 (en) * | 1999-03-02 | 2002-03-19 | Conexant Systems, Inc | Direct conversion receiver |
| EP1058451B9 (en) * | 1999-05-31 | 2006-10-25 | STMicroelectronics S.r.l. | Digital AM demodulator, particularly for demodulating TV signals |
| CA2281236C (en) | 1999-09-01 | 2010-02-09 | Tajinder Manku | Direct conversion rf schemes using a virtually generated local oscillator |
| JP2001186039A (ja) * | 1999-12-27 | 2001-07-06 | Sony Corp | 受信用ｉｃおよびこれを使用した受信機 |
| DE10112575A1 (de) * | 2001-03-15 | 2002-10-02 | Siemens Ag | Verfahren und Vorrichtung zur Erzeugung von Mobilfunksignalen |
| JP2002368642A (ja) * | 2001-06-08 | 2002-12-20 | Sony Corp | 受信機およびｉｃ |
| US7469136B2 (en) * | 2001-11-30 | 2008-12-23 | Motorola, Inc. | RF receivers and methods therefor |
| WO2004015880A1 (en) * | 2002-08-09 | 2004-02-19 | Casio Computer Co., Ltd. | Radio wave reception device and radio wave clock |
| JP4183532B2 (ja) * | 2003-03-04 | 2008-11-19 | 三洋電機株式会社 | 高周波装置 |
| US7447491B2 (en) * | 2003-06-06 | 2008-11-04 | Silicon Laboratories Inc. | Multi-tuner integrated circuit architecture utilizing frequency isolated local oscillators and associated method |
| JP2005109799A (ja) * | 2003-09-30 | 2005-04-21 | Sharp Corp | 受信装置 |
| US7272375B2 (en) | 2004-06-30 | 2007-09-18 | Silicon Laboratories Inc. | Integrated low-IF terrestrial audio broadcast receiver and associated method |
| CN106027075B (zh) * | 2016-04-29 | 2018-06-19 | 北京邮电大学 | 一种共时双频接收系统 |
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|---|---|---|---|---|
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| US4451930A (en) * | 1982-08-02 | 1984-05-29 | Motorola Inc. | Phase-locked receiver with derived reference frequency |
| US4837853A (en) * | 1987-06-05 | 1989-06-06 | Motorola, Inc. | Dual port FM demodulation in phase locked receivers |
| US4944025A (en) * | 1988-08-09 | 1990-07-24 | At&E Corporation | Direct conversion FM receiver with offset |
| EP0576078B1 (en) * | 1992-06-26 | 1999-05-26 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | FM receiver |
| SE502599C2 (sv) * | 1993-09-09 | 1995-11-20 | Ericsson Ge Mobile Communicat | Sätt och anordning vid en homodynmottagare för att minimera läckage av störsignaler |
| US5548839A (en) * | 1994-10-14 | 1996-08-20 | Caldwell; Stephen P. | Wide band radio-frequency converter having multiple use of intermediate frequency translators |
-
1995
- 1995-07-13 JP JP7200593A patent/JPH0936768A/ja active Pending
-
1996
- 1996-07-02 US US08/678,418 patent/US6073000A/en not_active Expired - Fee Related
- 1996-07-13 CN CN96110812A patent/CN1085444C/zh not_active Expired - Fee Related
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| WO2004057768A1 (ja) * | 2002-12-20 | 2004-07-08 | Renesas Technology Corp. | 送信回路およびそれを用いた送受信機 |
| US7194242B2 (en) | 2002-12-20 | 2007-03-20 | Renesas Technology Corp. | Direct-conversion transmitter circuit and transceiver system |
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6073000A (en) | 2000-06-06 |
| CN1145554A (zh) | 1997-03-19 |
| CN1085444C (zh) | 2002-05-22 |
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