DE69832142T2

DE69832142T2 - Verfahren und Schaltung zur Korrektur der Linearität für Leistungsverstärker und Verstärker mit einer solchen Schaltung

Info

Publication number: DE69832142T2
Application number: DE69832142T
Authority: DE
Inventors: Robert Berranger
Original assignee: Thales SA
Current assignee: Thales SA
Priority date: 1997-12-30
Filing date: 1998-12-30
Publication date: 2006-07-06
Anticipated expiration: 2018-12-31
Also published as: EP0928062A1; FR2773281A1; EP0928062B1; DE69832142D1; FR2773281B1; IL127704A0

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft die Linearitätskorrektur der Leistungsverstärker und insbesondere der Leistungsverstärker, die im Hochfrequenzbereich verwendet werden.
Zur Verstärkung eines mit variabler Amplitude modulierten Signals ist es wichtig, einen Linearverstärker zu verwenden.
Es ist bekannt, einen Verstärker mit Hilfe einer Rückkopplungsschleife, "feed back loop" in der englischen Literatur, zu linearisieren, die die Amplitude des Eingangssignals mit derjenigen des gedämpften Ausgangssignals vergleicht, um ein Korrektursignal zu liefern; dieses Signal wird zum Eingangssignal hinzugefügt, um die Linearitätsfehler zu kompensieren. Diese Korrektur ist auf die im HF-Bereich verwendeten Breitband-Leistungsverstärker nicht anwendbar, da aufgrund der vielen reaktiven Elemente, die sie enthalten, und der nicht vernachlässigbaren Leitungslängen bezüglich der Wellenlänge des zu verstärkenden Signals der korrigierte Verstärker dann schnell instabil wird.
Es ist bekannt, eine Linearitätskorrektur mit Hilfe von zwei Gegenkopplungsschleifen durchzuführen, die eine nach der Amplitude in Abhängigkeit von der Hüllkurve des Signals, und die andere nach der Phase, wobei diese Phasenschleife den Gleichstrom nicht durchlässt, um von der konstanten Phasenverschiebung unabhängig zu sein. Die Anwendung ist komplex und somit sehr teuer, und die einzigen industriell gefertigten Ausführungen betreffen Schmalband-Verstärker.
Es ist bekannt, eine Korrektur des verstärkten Signals durchzuführen, indem ihm in einem Ausgangs-Addierglied ein von einem Hilfsverstärker in Abhängigkeit von der am verstärkten Signal im Vergleich mit dem zu verstärkenden Signal festgestellten Verzerrung erzeugtes Signal hinzugefügt wird. Die industriellen Ausführungen betreffen nur Verstärker mit geringer Leistung und schmalem Band aufgrund eines sehr schlechten Wirkungsgrads und von Problemen der Fehlanpassung am Ausgang des Addierglieds.
Es ist auch bekannt, zu versuchen, die Linearitätsfehler eines Verstärkers zu korrigieren, indem eine Vorverzerrung mittels vorerstellter Einstellungstabellen durchgeführt wird, die entweder von dem demodulierten Ausgangssignal, um eine Vorverzerrung des Modulationssignals durchzuführen, oder von dem modulierten Eingangssignal angesteuert werden, um eine Störmodulation des modulierten Eingangssignals durchzuführen; im ersten Fall ist die Qualität des Ergebnisses mit der Qualität der Demodulationskette verknüpft, und letztere ist beim derzeitigen Stand der Technik unzureichend, um die von den im Hochfrequenzbereich verwendeten Leistungsverstärkern geforderten Leistungen zu erreichen; im zweiten Fall ist die Korrektur nicht adaptiv, die Anwendung ist komplex und teuer.
Aus der EP 0 731 556 ist es ebenfalls bekannt, eine adaptive Vorverzerrung des modulierten Signals mit Hilfe von Tabellen durchzuführen, die in Abhängigkeit vom modulierenden Signal angesteuert und ausgehend von einem Vergleich zwischen den Modulationssignalen vor der Vorverzerrung und nach der Verstärkung wieder aktualisiert werden.
Es ist das Ziel der vorliegenden Erfindung, die Nachteile der oben erwähnten Korrekturorgane zu vermeiden oder zumindest zu verringern.
Dies wird erreicht, indem eine adaptive Vorverzerrung des modulierten Signals mit Hilfe von Tabellen durchgeführt wird, die in Abhängigkeit vom modulierenden Signal angesteuert und ausgehend von einem Vergleich zwischen den Modulationssignalen vor der Vorverzerrung und nach der Verstärkung wieder aktualisiert werden, die vor dem Vergleich in das Basisband umgesetzt werden.
Erfindungsgemäß wird ein Verfahren zur Linearitätskorrektur für einen Leistungsverstärker vorgeschlagen, bei dem eine Vorverzerrung eines zu verstärkenden modulierten Signals aufgrund von gespeicherten Koeffizienten durchgeführt wird, wobei dieses Verfahren darin besteht, die Lieferung der Koeffizienten in Abhängigkeit von der Modulation des zu verstärkenden Signals zu steuern, das zu verstärkende und das verstärkte Signal in das Basisband umzusetzen und ggf. die gespeicherten Koeffizienten in Abhängigkeit von einem Vergleich zwischen den beiden aus der Umsetzung stammenden Signalen zu verändern, dadurch gekennzeichnet, dass das zu verstärkende Signal und die in das Basisband umgesetzten Signale je in zwei orthogonale Komponenten I und Q aufgeteilt sind, dass die Vorverzerrung getrennt an jeder der orthogonalen Komponenten I und Q des zu verstärkenden Signals ausgehend von den Verhältnissen einerseits der Komponenten I der umgesetzten Signale, die von dem zu verstärkenden Signal und von dem verstärkten Signal kommen, und andererseits der Komponenten Q dieser gleichen umgesetzten Signale durchgeführt wird, und dass die beiden nach der Vorverzerrung erhaltenen Komponenten kombiniert werden, um das Eingangssignal des Verstärkers zu bilden.
Erfindungsgemäß wird ein Linearitätskorrekturorgan für einen Leistungsverstärker mit einer Modulationsschaltung, die ein zu verstärkendes moduliertes Signal empfangen und es vor der Verstärkung durch den Leistungsverstärker vorverzerren soll, und mit einer Speicherschaltung vorgeschlagen, um die durch die Modulationsschaltung durchgeführte Modulation zu steuern, dadurch gekennzeichnet, dass es eine Erfassungsschaltung, die in Abhängigkeit von der Modulation des zu verstärkenden Signals eine Adresse der Speicherschaltung liefert, einen ersten und einen zweiten Umsetzer in das Basisband, die das zu verstärkende bzw. das verstärkte Signal empfangen, und einen Prozessor aufweist, der die Adresse empfängt und die von den Umsetzern gelieferten Signale vergleicht, um ggf. am Inhalt der Speicherschaltung durchzuführende Veränderungen zu berechnen.
Anhand der nachfolgenden Beschreibung und der sich darauf beziehenden beiliegenden Figuren wird die vorliegende Erfindung besser verstanden werden und es gehen weitere Merkmale aus ihr hervor. Es zeigen:
1 ein vereinfachtes Blockschaltbild eines Linearitätskorrekturorgans, das einem Leistungsverstärker zugeordnet ist,
2 ein Blockschaltbild, das dem der 1 entspricht, aber detaillierter ist,
3 eine Ausführungsvariante für einen Teil des Blockschaltbilds der 2.
In den verschiedenen Blockschaltbildern wurden die Vorrichtungen zur präzisen Synchronisation, die zur üblichen Technik gehören, nicht dargestellt, um die Zeichnungen klarer zu gestalten und die Beschreibung zu vereinfachen.
1 zeigt einen HF-Leistungsverstärker A, der mit einem Linearitätskorrekturorgan 1 bis 7 ausgestattet ist. Die Schaltung gemäß 1 ist dazu bestimmt, ein analoges Eingangssignal E linear zu verstärken, das aus einer von einem Informationssignal modulierten HF-Trägerwelle besteht; die Schaltung liefert ein in der Figur mit S bezeichnetes Ausgangssignal.
Das Signal E wird an den Eingang für das Trägersignal einer Modulationsschaltung 1, an den Eingang einer Erfassungsschaltung 2 und an den Eingang eines Frequenzumsetzers 4 angelegt.
Eine Speicherschaltung 3, deren Inhalt vom Ausgangssignal der Erfassungsschaltung 2 angesteuert wird, liefert an die Schaltung 1 auf zwei Kanälen in Quadratur I, Q eine Modulation für das Signal E.
Das Ausgangssignal S wird über ein Dämpfungsglied 6 an den Eingang eines Frequenzumsetzers 7 angelegt.
Die Quadratur-Ausgänge I und Q der Frequenzumsetzer 4 und 7 sind mit einem Prozessor 5 verbunden, der den Inhalt der Speicherschaltung 3 steuert.
Das Blockschaltbild gemäß 1 weist zwei ineinander verschachtelte Bereiche auf, die gleichzeitig funktionieren können:

– einen ersten Bereich mit der Modulationsschaltung 1, die eine Modulation des modulierten HF-Signals E durchführt, nachdem sie es in zwei Quadraturkanäle zerlegt hat. Die Modulation erfolgt getrennt in jedem der Quadraturkanäle mit Hilfe von zwei von der Speicherschaltung 3 gelieferten Koeffizienten. Die Speicherschaltung wird von dem Wert des Moduls des Signals E angesteuert, wie er von der Erfassungsschaltung 2 geliefert wird. Diese Speicherschaltung bildet also eine eindimensionale Tabelle, aber es ist auch möglich, eine zweidimensionale Tabelle zu verwenden, deren Inhalt nicht mehr von dem Modul des Signals E, sondern von den beiden Komponenten I und Q des Vektors angesteuert wird, der für die Modulation des Signals E repräsentativ ist. Der erste Bereich arbeitet permanent, sobald ein Signal E zu verstärken ist;
– einen zweiten Bereich mit den beiden Umsetzern 4 und 7, die das Signal E bzw. das Signal S in das Basisband umsetzen, letzteres nach Dämpfung im Dämpfungsglied 6. Diese Umsetzer sind strikt identisch, und sie liefern je das Ergebnis ihrer Umsetzung in Form von zwei digitalen Quadratursignalen I und Q. Der zweite Bereich enthält den Prozessor 5, der die vom Umsetzer 4 gelieferten Signale I und Q mit den vom Umsetzer 7 gelieferten Signalen I und Q vergleicht, um unter Berücksichtigung der Übertragungsfunktion der Modulationsschaltung 1 den Wert der in der Speicherschaltung 3 enthaltenen Koeffizienten zu bestimmen.

Die durch Modulation mit Hilfe der von der Speicherschaltung 3 gelieferten Koeffizienten durchgeführte Linearitätskorrektur wäre ab der Inbetriebnahme des Aufbaus einwandfrei, wenn die Übertragungsfunktion der Modulationsschaltung 1 völlig bekannt wäre, was nicht der Fall ist, aber die Tatsache, dass die beiden Bereiche gleichzeitig arbeiten können, ermöglicht es, mehrere Iterationen durchzuführen. So kann ein ausgezeichnetes Ergebnis erhalten werden, ohne strikte Toleranzen bei den Komponenten der Modulationsschaltung zu benötigen; mit einer globalen Toleranz von 10%, die leicht zu erhalten ist, erbringt bereits die dritte Iteration eine Präzision von (0,1)³ = 10^–3 bei der Linearitätskorrektur, was völlig ausreicht.
Es scheint, dass bei den Leistungsverstärkern die Amplituden- und Phasenverzerrung hauptsächlich von der Amplitude des Signals an ihrem Eingang abhängt. Dies war bei allen Verstärkern der Fall, die bei der Realisierung von Blockschaltbildern gemäß 1 untersucht und linearitätskorrigiert wurden; dies hat es ermöglicht, in der Speicherschaltung 3 einen Speicher 30 mit nur einem Ansteuereingang zu verwenden, wobei diese Ansteuerung in Abhängigkeit von der Amplitude des Signals E erfolgt.
2 ist eine detailliertere Ansicht des Blockschaltbilds gemäß 1.
Ein differentieller 90°-Phasenschieber 20 empfängt das Signal E und liefert an seinen beiden Ausgängen leistungsgleiche, aber in Phasenquadratur befindliche Signale I und Q; diese Signale werden je an einen ersten Eingang von zwei analogen Multiplizierern 11, 12 angelegt, und die Ausgänge der Multiplizierer sind je mit einem Eingang eines linearen Addierglieds 13 vom Typ Zwei-Kanal-Schalter verbunden, dessen Ausgang mit dem Eingang eines Verstärkers A verbunden ist. Die Schaltungen 10 bis 13 entsprechen der Modulationsschaltung 1 der 1, während der Verstärker A den Leistungsverstärker bildet, der in 1 das gleiche Bezugszeichen hat. In der Ausführungsform, die als Beispiel für die vorliegende Erfindung dient, sind die Multiplizierer 11, 12 Multiplizierer vom Typ AD 834 von ANALOG DEVICES.
Ein Analog/Digital-Wandler 20 empfängt das Signal E. Der Ausgang dieses Wandlers vom Typ AD 9042 von ANALOG DEVICES ist mit dem Eingang einer Schaltung zum Übergang auf den Absolutwert 21 verbunden; die Schaltung 21 führt eine Exklusiv-ODER-Funktion durch. Da der Wandler ein Ausgangsformat der Daten vom Typ "Komplement zu 2" hat, genügt es, eine Exklusiv-ODER-Funktion zwischen dem Vorzeichenbit und den anderen Bits auszuführen, um den Absolutwert zu erhalten. Ein in verdrahteter digitaler Form hergestelltes Tiefpassfilter 22, das auch nach dem Erkennungssymbol seiner englischen Bezeichnung FIR, für "finite impulse response", genannt wird, empfängt das Ausgangssignal der Schaltung 21; dieses Filter vom Typ HSP 43168 von HARRIS liefert an seinem Ausgang ein gefiltertes digitales Signal, das für den Wert der Amplitude im Zeitpunkt t der Hüllkurve des Signals E repräsentativ ist; dieses digitale Signal wird an einen Eingang eines Prozessors 5, und über eine vom Prozessor 5 gesteuerte Verzweigungsschaltung 23 an den Ansteuereingang eines digitalen Speichers 30 angelegt, der zwei getrennte Felder an jeder seiner Adressen aufweist. Die Schaltungen 20 bis 23 entsprechen der Erfassungsschaltung 2 der 1, während der Prozessor 5 der Prozessor ist, der in 1 das gleiche Bezugszeichen trägt.
Das Eingangssignal wird durch Addition der Ausgangssignale des Phasenschiebers in einem Verstärker 40 vom Typ MAX 4108 von MAXIM wiederherstellt. Diese Lösung wird verwendet, um außerhalb der Schleife den absoluten Phasenfehler in Abhängigkeit von der Frequenz des Phasenschiebers 10 zu lassen und nur seine Differentialverschiebung beizubehalten, die konstant bleibt.
Der Eingang eines Analog/Digital-Wandlers 41 vom Typ AD 9042 von ANALOG DEVICES ist mit dem Ausgang des Addierglieds 40, und sein Ausgang ist mit dem Eingang eines Frequenzwandlers 42 vom Typ HSP 50016 von HARRIS verbunden; dieser Wandler 42 ist ein Wandler in das Basisband I und Q, dessen beide Ausgangskanäle mit dem Prozessor 5 verbunden sind.
Ein Teil des Ausgangssignals S des Verstärkers A wird über ein Dämpfungsglied 6, das aus einer Sonde besteht, an den Eingang eines Analog/Digital-Wandlers 70 angelegt, dessen Ausgang mit dem Eingang eines Frequenzwandlers 71 verbunden ist. Die Schaltungen 70, 71 sind identisch mit den Schaltungen 41, 42, und die beiden Ausgangskanäle des Wandlers 71 sind mit dem Prozessor 5 verbunden.
Der Speicher 30, dessen Inhalt vom Prozessor 5 geliefert wird und dessen Ansteuerung durch die Schaltung 23 erfolgt, liefert auf zwei Kanälen I und Q Korrekturkoeffizienten, um eine Vorverzerrung des zu verstärkenden Signals durchzuführen. Diese Kanäle sind mit den Eingängen von zwei Digital/Analog-Wandlern 31, 32 vom Typ AD 7945 von ANALOG DEVICES verbunden. Die Ausgänge der Wandler 31, 32 sind mit den Eingängen von zwei analogen Tiefpassfiltern 33, 34, und die Ausgänge dieser Filter sind mit den zweiten Eingängen der Multiplizierer 11, 12 verbunden.
Die beiden Analog/Digital-Wandler 41, 70 und die beiden Frequenzwandler 42, 71 arbeiten mit dem gleichen Synchronismus, und außerdem haben die beiden Frequenzwandler genau die gleiche Konfiguration. Die Durchgangszeiten der Signale in den Schaltungen 41, 42 und in den Schaltungen 70, 71 sind also gleich. Außerdem ist anzumerken, dass die Frequenzwandler die Phaseninformation beibehalten, d.h., dass eine Phasendrehung um n Grad am Eingang n Grad am Ausgang beträgt, unabhängig von der Frequenz, und dass sie die Amplitudeninformation beibehalten. So sind die Ausgänge der Wandler genaue Wiedergaben ihrer Eingänge.
Die Bestimmung der in den Speicher 30 einzugebenden Korrekturkoeffizienten kann auf verschiedene Weisen erfolgen; nachfolgend wird gezeigt, wie sie in dem Ausführungsbeispiel durchgeführt wird, das für die vorliegende Beschreibung verwendet wurde.
Die Daten, über die der Prozessor 5 verfügt, liegen in Form von digitalen Werten vor, die ausgehend von Tastproben erhalten werden, die in den Analog/Digital-Wandlern 20, 41, 70 ermittelt wurden; es handelt sich um die Amplitude des Eingangssignals, um die Eingangs-I und Q und um die Ausgangs-I und Q.
Zu Beginn sind die in den Speicher 30 eingegebenen Koeffizienten überall unitäre Koeffizienten; der an den zweiten Eingang der Multiplizierer 11 und 12 angelegte Multiplikationsfaktor ist dann 1, und das Eingangssignal erfährt keine Korrektur.
Die Erfassung wird durchgeführt, um zwei vollständige Abtastungen der Amplitudenskala zu enthalten, die eine steigend und die andere fallend; dies wird durch Modulation des Eingangssignals mit einem symmetrischen Sägezahnsignal erhalten. Fünf gleichzeitige Erfassungen werden so durchgeführt: an den Signalen I und Q der Wandler 42 und 71 und am Amplitudensignal, das vom Filter 22 geliefert wird. Anschließend wird eine Normalisierung der Spitzenamplitude und der mittleren Phase der Ausgangssignale mit den Eingangssignalen durchgeführt; diese Normalisierung wird weiter unten genauer erläutert.
Die Tastproben, deren Absolutwert unter einem gegebenen Schwellwert liegt, werden eliminiert, um eine Ungenauigkeit der Berechnungen zu vermeiden. Um die durchzuführenden Berechnungen zu vereinfachen und zu reduzieren, werden nur die Tastprobenpaare I, Q mit gleichem Vorzeichen berücksichtigt. Immer noch mit dem Ziel einer guten Genauigkeit werden außerdem nur die Tastprobenpaare I, Q berücksichtigt, deren Verhältnis zwischen 0,5 und 2 liegt.
Für alle berücksichtigten Tastproben Ie, Qe, die vom Wandler 42 geliefert werden, und für alle entsprechenden Tastproben Is, Qs, die vom Wandler 71 geliefert werden, werden die Verhältnispaare Ie/Is und Qe/Qs berechnet und an der gleichen Adresse, aber in unterschiedlichen Feldern einer provisorischen Tabelle des internen Speichers des Prozessors 5 gespeichert; die Speicheradresse wird von der Amplitudentastprobe, d.h. vom Ausgangssignal des Filters 22 geliefert; die Adresse enthält zwei unterschiedliche Felder, eines für Ie/Is, das andere für Qe/Qs. Da einerseits die Anzahl von Tastproben sehr viel größer ist als die Anzahl von Adressen, und da andererseits manche Tastproben eliminiert werden, kann jede Adresse eine Anzahl von Berechnungen zwischen Null und "Anzahl von Tastproben/Anzahl von Adressen" erben.
Am Ende des Erfassungsvorgangs enthält die provisorische Tabelle unter manchen Adressen die Summe von eins bis "Anzahl von Tastproben/Anzahl von Adressen" Paaren von Verhältnissen Ie/Is und Qe/Qs; daraus wird der Mittelwert berechnet. Andere Adressen enthalten gar keinen Wert; durch lineare Interpolationen berechnete Werte werden in sie eingegeben. An den beiden Enden der Tabelle werden die dort einzugebenden Werte durch Extrapolation berechnet.
Vor der Durchführung der Berechnungen, die dazu bestimmt sind, alle Felder der provisorischen Tabelle zu füllen, wird eine Normalisierung nach Amplitude und mittlerer Phase der Signale Ie, Qe und Is, Qs durchgeführt.
Die Amplitudennormalisierung besteht einfach darin, die maximalen Absolutwerte zu berechnen, d.h. die Quadratwurzel von I² + Q² für die Ie, Qe und die Is, Qs, daraus das Verhältnis zu bilden, und alle Is, Qs mit diesem Verhältnis zu multiplizieren.
Um die Anwendung zu vereinfachen, und insbesondere Anschlussfehler und eine Verringerung der Dynamik zu vermeiden, wird die Modulationsschaltung 1 nur in einem einzigen Quadranten verwendet. Da der dynamische Phasenfehler des Verstärkers A kaum ± 15° übersteigt, ist ein einziger Quadrant völlig ausreichend, da er es theoretisch ermöglicht, ± 45° auszugleichen. Dagegen muss das Ausgangssignal in der mittleren Phase mit dem Eingangssignal kompensiert werden. Die im beschriebenen Beispiel verwendete Lösung ist es, die das Vorzeichen wechselnden Tastproben in den Signale Ie und Is zu nummerieren, ihren mittleren Abstand nach der Anzahl von Takten zu bestimmen, und dann alle Signale Is, Qs um den Wert dieses Abstands zu verschieben, um sie mit den Ie, Qe zusammenfallen zu lassen.
Die durch Normalisierung und Berechnung erhaltenen und in einer provisorischen Tabelle im internen Speicher des Prozessors 5 gespeicherten Korrekturkoeffizienten werden mit der Transferfunktion der Modulationsschaltung 1 multipliziert. Die erhaltenen Ergebnisse werden in den Speicher 30 übertragen, wo ein Glättungsvorgang durch Berechnung eines gleitenden Mittelwerts in einem Fenster mit einstellbarer Breite vorgesehen werden kann; dieser übliche Vorgang stellt eine Tiefpassfilterung der ersten Ordnung her, die die Eigenschaft hat, eine Grenzfrequenz proportional zur Frequenz des Adressiersignals, also der Hüllkurve, zu haben.
Der Vorgang der Berechnung der Korrekturkoeffizienten kann anschließend wieder aufgenommen werden, aber jetzt nicht mehr ausgehend von unitären Koeffizienten im Speicher 30, sondern von Koeffizienten, die bereits in diesem Speicher enthalten sind, und die neuen Koeffizienten werden durch Multiplikation der alten mit den entsprechenden Werten in der provisorischen Tabelle erhalten.
Da die Veränderung der Verstärkung der Verstärkungskette eine zeitlich sehr langsame Funktion ist, erfordert sie keine großen Ressourcen des Prozessors 5, um bei Normalbetrieb eine "Auffrischung" der Korrekturkoeffizienten mit Hilfe des verstärkten Signals durchzuführen, d.h. mit Hilfe eines beliebigen und nicht eines spezifischen Signals, wie es für die Erfassung ausgewählt wird, von der oben die Rede war.
Im beschriebenen Beispiel erfolgt die Auffrischung folgendermaßen:

– Eine Erfassung wird im Normalbetrieb durchgeführt, also mit Hilfe eines beliebigen Signals,
– es wird eine schnelle Fouriertransformierte der Hüllkurve über eine Anzahl von Punkten berechnet, die ausreicht, um eine gute Auflösung zu erzielen, d.h. mit etwa 4 000 Punkten. Wenn die schnelle Fouriertransformierte eine amplitudenmäßig deutlich abgesetzte Hauptlinie mit relativ niedriger Frequenz (< 20Hz) aufweist, wird die Gruppe von Tastproben für einen Eingang/Ausgang-Vergleich als gültig erklärt,
– es wird eine Koeffizientenberechnung nach der Normalisierung mit den im Speicher befindlichen Werten durchgeführt,
– wenn die Anzahl von berechneten Punkten eine gewisse Dichte überschreitet, werden die Korrekturtabellen aktualisiert.

Es ist aber anzumerken, dass dieses Vorgehen nicht auf ein Signal E anwendbar ist, das eine digitale Modulation mit kontinuierlichem Spektrum aufweist. In diesem Fall kann die Auffrischung nur erfolgen, indem ein spezielles Ablaufmuster, in der englischen Literatur "pattern", hinzugefügt wird, das die erforderlichen spektralen Bedingungen erzeugt, die notwendig sind, um sowohl die Bitsynchronisation als auch die Korrekturberechnung durchzuführen.
Die vorliegende Erfindung ist nicht auf das beschriebene Beispiel beschränkt. So kann die Bestimmung des Absolutwerts des Eingangssignals E, die von den Schaltungen 20, 21, 22 gemäß 2 durchgeführt wird, von einem analogen Detektor gefolgt von einem Tiefpassfilter und einem Analog/Digital-Wandler durchgeführt werden.
Die Bestimmung des Eingangs-Absolutwerts kann sogar durch Berechnung der Quadratwurzel von I² + Q² durchgeführt werden, wobei I und Q die Signale der beiden Ausgangskanäle des Wandlers 42 sind; in diesem Fall sind die Schaltungen 20 bis 23 nicht mehr vorhanden, aber es wird eine schnelle Verarbeitung durch das Rechenorgan und eine geringe Verzögerung im Wandler 42 benötigt.
Die von den Wandlern 42 und 70 durchgeführten Frequenzumwandlungen können ihrerseits auch durch Berechnung erhalten werden, indem ein Speicher für das Rechenprogramm und die Speicherung der Daten verwendet wird.
Für Frequenzen im höheren HF-Bereich und unter Berücksichtigung der Leistungen der derzeit verfügbaren Komponenten ist es notwendig, die Arbeitsfrequenzen durch Mischen vor den beiden Frequenzumwandlungen zu reduzieren. 3 zeigt eine Möglichkeit, die Umsetzung unter diesen Bedingungen durchzuführen. Im Schaltbild der 2 müssen die Schaltungen der 3 zwischen die Schaltungen 40, 41 einerseits und 6, 70 andererseits eingefügt werden.
Der Ausgang des Addierglieds 40 wird ggf. durch ein Filter 43 an den HF-Eingang einer Mischstufe 44 gekoppelt, deren ZF-Ausgang über ein Tiefpassfilter 45 mit dem Eingang des Analog/Digital-Wandlers 41 gekoppelt wird. In gleicher Weise und mit identischen Bauteilen wird der Ausgang des Dämpfungsglieds 6 ggf. über ein Filter 72 mit dem HF-Eingang einer Mischstufe 73 gekoppelt, deren ZF-Ausgang über ein Tiefpassfilter 74 mit dem Eingang des Analog/Digital-Wandler 70 gekoppelt wird. Für alle Fälle wird daran erinnert, dass die Abkürzungen HF, ZF und LO, die in dieser Druckschrift verwendet werden, Hochfrequenz bzw. Zwischenfrequenz bzw. lokaler Oszillator bedeuten.
Ein Oszillator mit fester Frequenz 80, der mit der gleichen Taktfrequenz gesteuert wird wie der ganze Rest der Schaltung, liefert ein Signal, das über einen Leistungsteiler 81 an die Eingänge LO der Mischstufen 44 und 73 angelegt wird.
Die Notwendigkeit, die Filter 43, 72 einzusetzen, hängt vom Verhältnis zwischen einerseits dem am Eingang des Abtasters des Analog/Digital-Wandlers abgedeckten Frequenzbands und andererseits dem vom zu linearisierenden Verstärker abgedeckten Frequenzband ab; dies wird Aliasing-Filterung genannt.

Claims

Verfahren zur Linearitätskorrektur für einen Leistungsverstärker, bei dem eine Vorverzerrung eines zu verstärkenden modulierten Signals (E) aufgrund von gespeicherten Koeffizienten durchgeführt wird, wobei dieses Verfahren darin besteht, die Lieferung der Koeffizienten in Abhängigkeit von der Modulation des zu verstärkenden Signals zu steuern, das zu verstärkende (E) und das verstärkte Signal (S) in das Basisband umzusetzen und ggf. die gespeicherten Koeffizienten in Abhängigkeit von einem Vergleich zwischen den beiden aus der Umsetzung stammenden Signalen zu verändern, dadurch gekennzeichnet, dass das zu verstärkende Signal und die in das Basisband umgesetzten Signale je in zwei orthogonale Komponenten I und Q aufgeteilt sind, dass die Vorverzerrung getrennt an jeder der orthogonalen Komponenten I und Q des zu verstärkenden Signals ausgehend von den Verhältnissen einerseits der Komponenten I der umgesetzten Signale, die von dem zu verstärkenden Signal und von dem verstärkten Signal kommen, und andererseits der Komponenten Q dieser gleichen umgesetzten Signale durchgeführt wird, und dass die beiden nach der Vorverzerrung erhaltenen Komponenten kombiniert werden, um das Eingangssignal des Verstärkers (A) zu bilden.
Linearitätskorrekturorgan für einen Leistungsverstärker, mit einer Modulationsschaltung (1), die ein zu verstärkendes moduliertes Signal (E) empfangen und es vor der Verstärkung durch den Leistungsverstärker (A) vorverzerren soll, und mit einer Speicherschaltung (3), um die durch die Modulationsschaltung durchgeführte Modulation zu steuern, dadurch gekennzeichnet, dass es eine Erfassungsschaltung (2), die in Abhängigkeit von der Modulation des zu verstärkenden Signals eine Adresse der Speicherschaltung liefert, einen ersten (4) und einen zweiten Umsetzer (7) in das Basisband, die das zu verstärkende (E) bzw. das verstärkte Signal (S) empfangen, und einen Prozessor (5) aufweist, der die Adresse empfängt und die von den Umsetzern gelieferten Signale vergleicht, um ggf. am Inhalt der Speicherschaltung durchzuführende Veränderungen zu berechnen.
Linearitätskorrekturorgan nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Speicherschaltung (30) eine eindimensionale Tabelle bildet, und dass die Erfassungsschaltung (2) dazu bestimmt ist, die Adresse ausgehend vom Absolutwert des Modulationssignals zu liefern.
Linearitätskorrekturorgan nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Modulationsschaltung (1) Phasenverschiebungsmittel (10), die das zu verstärkende Signal in zwei orthogonale Komponenten I und Q aufteilen, ein erstes und ein zweites Multiplizierorgan (11, 12), die an je einem ersten Eingang eine der beiden Komponenten empfangen, und ein Ausgangsaddierglied (13) mit zwei Eingängen, die mit den beiden Multiplizierorganen (11, 12) gekoppelt sind, und mit einem Ausgang aufweist, der mit dem Verstärker (A) gekoppelt ist, dass jeder Umsetzer (40, 41, 42; 6, 70, 71) sein Signal digital in Form von zwei Komponenten I und Q in Quadratur liefert, dass die Speicherschaltung (30–34) einen Speicher (30) mit zwei verschiedenen Feldern pro Adresse aufweist, wobei die beiden Felder mit den zweiten Eingängen der Multiplizierorgane gekoppelt sind, und dass der Prozessor dazu bestimmt ist, den Inhalt der beiden Felder je ausgehend von zwei Verhältnissen zu verändern, von denen eines sich auf die von den beiden Umsetzern gelieferten Komponenten I und das andere sich auf die von den beiden Umsetzern gelieferten Komponenten Q bezieht.
Linearitätskorrekturorgan nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Umsetzer (40, 41, 42) ein Addierglied (40) mit zwei Eingängen aufweist, die mit den Phasenverschiebungsmitteln (10) verbunden sind, um die beiden Komponenten I bzw. Q des zu verstärkenden Signals zu empfangen, und dass der erste Umsetzer die Umsetzung des von seinem Addierglied gelieferten Signals in das Basisband durchführt.
Leistungsverstärker, dadurch gekennzeichnet, dass er mit einem Linearitätskorrekturorgan nach mindestens einem der Ansprüche 2 bis 5 ausgestattet ist.