DK167832B1 - Indretning i en mobil telefonmodtager til nedsaettelse af bitfejl - Google Patents

Description

DK 167832 B1 i

Opfindelsen angår i almindelighed modtagning i et mobiltelefonanlæg, som virker i TDMA, dvs. tidsopdelt multipeltilgang. Nærmere bestemt angår opfindelsen en indretning i mobiltelefonens modtager til nedsættelse af bitfejl, som 5 kan opstå ved overføringen mellem en sendende basisstation og en modtagende mobiltelefon som følge af udbredelse ad flere veje og fading.

I de senere år er der indført et nyt overføringsprincip for overføring mellem de mobile stationer i et mobil-10 telefonsystem, nemlig det såkaldte TDMA (time division multiple access). Dette princip indebærer, at informationen i en samtale, som skal overføres, sker i digital form, dvs. i form af bit ("nuller” og "ettere"), og at flere samtaler overføres på en kanal derved, at de forskellige samtalers 15 bitmønster tidsmæssigt sammenblades. Et bitmønster inden for en tidsspalte indbefatter således et vist antal "ettere" og "nuller", som alle hører til en udpeget samtale. Princippet er således det samme som ved tidsfordelt multi-pleks ved impulskodemodulation (PCM) i et telefonsystem med 20 overføring på ledning, men det er en forskel, at ved TDMA overføres flere bit i mønsteret i en tidsspalte end ved telefoni på ledning, hvor kun én "eksemplerings" (sædvanligvis otte bit) overføres i hver tidsspalte.

I fig. 1 er princippet anskueliggjort. Som eksempel 25 vælges kun to radiokanaler med bærefrekvenserne henholdsvis f^ og f2· Ifølge eksemplet overføres fire forskellige samtaler på den ene kanal med frekvensen f1 og over den anden kanal med frekvensen f2. Den første kanals tidsspalter er nummererede 1, 2, 3, 4, 1 osv., idet tidsspalterne gentages 30 i rækkefølge, og den anden kanals fire tidsspalter er nummererede 5, 6, 7, 8, 5 osv. Hver tidsspalte er delt op i to dele, af hvilken den ene del er vist skraveret i fig. l og indeholder styre- og synkroniseringsinformation eller anden information, som ikke indgår i samtaleinformationen. Den 35 anden del af en tidsspalte indeholder således samtaleinformationen. Herefter benævnes informationen inden for det 2 DK 167832 B1 skraverede tidsinterval "indstillingssekvens" og samtalein-formationen "datasignal". Typiske størrelser for antallet af bit er indstillingssekvensen 10-30 bit og for datasignalet 100-300 bit. En tidsspalte indeholder således ialt nogle 5 hundrede bit afhængig af anvendelsen.

Fig. 2 viser placeringen af de forskellige kanalfrekvenser flf f2, ±21 f4 og de dertil hørende frekvensbånd med deres tidsmæssige udstrækning. Et frekvensbånd kan eksempelvis være på flere hundrede kHz og samtlige frekvensbånd 10 optager eksempelvis 24 MHz. Til dupleksoverføring findes yderligere kanalfrekvenser, eksempelvis f20, ^21' ^22 osv·/ hvorfor det samlede bånd bliver 2x24 MHz.

Fig. 3 anskueliggør den tidskompression, som finder sted i tilknytning til TDMA i sammenligning med frekvensop-15 delt multipelt ilgang (FDMA) . Ved FDMA overføres kun én samtale over kanal 1 i det tidsinterval, som modsvarer en tidsramme i TDMA. Ved TDMA skal i det her valgte eksempel indeholdes datasignal + indstillingssekvens til fire forskellige samtaler inden for dette tidsinterval. En TDMA-over-20 føring sker således med betydelig højere bithastighed end det er tilfældet ved FDMA, i dette tilfælde med fire gange højere bithastighed.

I fig. 4 er vist en basisstation B, som udsender radiobølger på en udpeget kanal til en mobilstation M i 25 TDMA ifølge fig. 1. Radiobølger i en vis retning reflekteres af en fast eller bevægelig forhindring X, medens andre bølger udbreder sig uhindret frem til den mobile station M, hvor de modtages. Denne udbredelse langs flere veje ifølge fig. 4 giver anledning til fading, som kan være af forskellig 30 art. Hvis tidsforskellen mellem de modtagne bølger er koncentreret til et tidsinterval, som er betydelig mindre end bittiden (se fig. 6) opstår den såkaldte flade fading.

Hvis tidsforskellene er større opstår to eller flere adskilte bølger, hver især med mere eller mindre uafhængig fading.

35 Fig. 5 viser et diagram over amplitude og fase for en impuls, som ved udsendelse er tilvejebragt med en udpeget amplitude 3 DK 167832 B1 og med fasen o, men som ved modtagning har en varierende amplitude og fase på grund af fading. Hvis amplituden falder under en vis tærskel (fadingstærsklen) fås bitfejl ("ettere" opfattes som "nuller"), og talen forvrænges. Med faldende 5 amplitude sker tillige en forandring af fasen. En kohærent demodulator i modtageren tvinges derfor til at forsøge at følge denne faseændring. Ved at udsende en på forhånd fastlagt sekvens (eksempelvis 0101...) i indstillingsintervallet kan fasen i modtageren bestemmes entydigt. Hvis kanalen 10 ikke varierer for hurtigt i forhold til tidsspalternes længde, skal demodulatoren ikke omdatere informationen om signalernes faseplacering i tidsrummet til detektering af datasignalet. Indstilling af parametrene for et kohærent udligningsorgan i et TDMA-anlæg, hvilket udøves ved begyndelsen 15 af hver tidsspalte, kan ses som en faselåsning, som omdateres en gang pr. tidsspalte.

Fig. 6 viser hvorledes en udsendt impuls fra senderen i basisstationen modtages i den mobile stations modtager i afhængighed af den tidligere nævnte fading. Man får som 20 impulssvar to impulser I og II, af hvilke I er forsinket tiden tlf svarende til udbredelsestiden, og impulsen II er dæmpet og yderligere forsinket med tiden t2 på grund af reflektioner fra X ifølge fig. 4. Fig. 6 viser kun et tænkt tilfælde til anskueliggørelse af princippet. I virkeligheden 25 fås i modtageren en såkaldt intersymbolinterferens, dvs. en overlejring af impulserne I og II. Endvidere er det her antaget, at impulssvaret kun består af to impulser. I virkeligheden fås et interferensmønster bestående af en mængde reflekterede impulser. Fig. 6 anskueliggør imidlertid den 30 såkaldte tidsdispersion, dvs. at en udsendt impuls ved ud-bredning langs flere veje giver anledning til et antal tidsmæssigt forskudte impulser (i fig. 6 kun to, nemlig impulsen I og impulsen II). I denne sammenhæng er bittiden af tydning, idet denne, for at kanalen skal kunne betragtes 35 som fri for tidsdispersion, skal være så lang, at impulsen II i det væsentlige falder inden for Tb^-intervallet, dvs., DK 167832 Bl 4 at t2 - « Tjjif Tidsdispersionen kan give anledning til bitfejl på grund af ovennævnte intersymbolinterferens. Ved at anvende lave datahastigheder, dvs. at T^it er relativ stor (bithastigheden < 100kbit/s), eller ved anvendelse af udlig-5 ningsorganer kan tidsdispersionens virkning formindskes.

Et udligningsorgan anvendes i modtageren til at kompensere for mediets ufuldkommenhed. Et lineært udligningsorgan har til formål at invertere kanalens overførings funktion for det indkomne signal således, at kanal plus udligningsor-10 gan giver et impulssvar = 1, eller HU(Z) x Η]ς(Ζ) = 1, hvor Hfc(Z) = overførings funktionen for mediet mellem basisstationen B og den mobile station M i fig. 4, og HU(Z) = udligningsorganets overførings funktion. I det i fig. 5 viste tilfælde skal HU(Z) være således, at impulsen II bliver = 0.

15 Udligningsorganet kan eksempelvis indbefatte et FIR-filter med et antal udtag af kendt udformning. Med et sådant udligningsorgan kan man tilvejebringe en tilpasning i begyndelsen af hver tidsspalte, dvs. at der i indstillingsintervallet udsendes en kendt sekvens, og udligningsorganet indstilles 20 til den bedste rekonstruktion af udsendte databit i det derefter følgende datasignal.

Vi definerer i fortsættelse heraf et vanskeligt kanaltilfælde for TDMA som en sådan situation, hvor der ikke er tidsdispersion. Mediets impulssvar udgøres således af en 25 eneste impuls I ifølge fig. 6. Der er imidlertid risiko for, at den modtagne impuls ligger under tærskelværdien og således på grund af fadingen ikke bliver detekteret. I et FDMA-anlæg detekteres et sådant signal ved hjælp af en detektor, som indbefatter en faselåst sløjfe af kendt art. Den 30 faselåste sløjfe følger fasen i det indkommende signal og detekterer dette.

I et andet kanaltilfælde i tilknytning til TDMA er overføringen af en sådan art, at man får et impulssvar, som vist i fig. 6, dvs. mindst to modtagne impulser. Sandsyn-35 ligheden er stor for, at i det mindste én sådan impuls befinder sig over støjtærsklen. Dette tilfælde benævnes herefter 5 DK 167832 B1 som "enkelt", eftersom der er opnået en muitipelvirkning (diversity effect). Den kendte detektor med faselåst sløjfe virker ikke i dette tilfælde, eftersom den faselåste sløjfe låser på summen af to indbyrdes uafhængige fasevariationer 5 (hidrørende fra såvel impuls I som impuls II i fig. 6). Det er derfor mere egnet, og risikoen for bitfejl er mindre, hvis der kun anvendes et udligningsorgan og én demodulator uden nogen faselåsning.

Der henvises i tilknytning hertil til PROCEEDINGS OF 10 THE 36TH IEEE VEHICULAR TECHNOLOGY CONFERENCE, 20-22.

maj 1986, Dallas, Texas "Multipath equalization for digital cellular radio operating at 300 kbit/s".

Idéen bag den foreliggende opfindelse er, til demodu-lering i modtageren og ved envejsudbredelse, at anvende en 15 kendt faselåst sløjfe foruden udligningsorganet, medens der ved udbredelse ad flere veje kun anvendes udligningsorganet uden nogen faselåsning.

Det er således formålet med den foreliggende opfindelse at tilvejebringe en detektering i modtageren af 20 TDMA-signaler i et mobilt radiokommunikationsanlæg, som giver færre bitfejl i tilknytning til såvel envejs- som flervej sudbredelse.

Det angivne formål opnås med en indretning af den indledningsvis omhandlede art, som ifølge opfindelsen er 25 ejendommelig ved den i krav l's kendetegnende del angivne udformning.

Opfindelsen forklares i det følgende nærmere under henvisning til tegningen, på hvilken: fig. 1-6 tidligere er omtalt, 30 fig. 7 viser et blokdiagram, som anskueliggør prin cippet i en indretning ifølge opfindelsen, fig. 8, 9 er diagrammer over radiokanalens impulssvar ved henholdsvis envejs- og flervejsudbredelse, fig. 10, 11 er diagrammer over radiokanalens impuls-35 svar ved mere ubestemt udbredelse, end i fig. 8 og 9, fig. 12 viser et indsvingningsforløb i et sløjfefil- DK 167832 Bl 6 ter, som indgår i indretningen ifølge fig. 7, fig. 13 anskueliggør filterets styrekarakteristik.

Fig. 7 er et blokdiagram over den ved opfindelsen tilvejebragte indretning, som udgør en videre udvikling af 5 mobilradiomodtagere til TDMA, således som omtalt i tilknytning til den kendte teknik.

Til en analog-til-digitalomsætter (A/D-omsætter) 1 er indført to kvadraturkanaler 1 og Q med modulerede signaler inden for basisbåndet fra en her ikke vist radiofrekvens-10 indgangskreds, men som er omtalt i den tidligere nævnte artikel. Denne kreds indeholder en lokaloscillator, et fase-skifteorgan (90°) og et lavpasfilter. Over udgangen Ιχ og Qx på A/D-omsætteren fås således to kvadraturkomposanter inden for basisbåndet i eksempleret form (eksempelvis i 15 form af eksempleringer med en afstand, som er lig med ek-sempleringstakten). Begge disse komposanter tilføres som den ene indgangsstørrelse til en korrelator 2 af kendt udformning, hvis andet indgangspar (reelt og komplekst) overføres til en lagerenhed (PROM), som oplagrer det på sendersiden 20 udsendte synkroniseringsord SW i kompleks form. Som tidligere nævnt udsendes dette ord i det såkaldte indstillingsinterval. Korrelatoren 2 tilvejebringer således en korrelation mellem det modtagne, over radiokanalen overførte synkroniseringsord SW og selve synkroniseringsordet SW, hvorved tilvejebringes 25 kanalens impulssvar, som udsendes fra korrelatoren 2's udgang. Dette anvendes til vurdering af kanalen henset til envejs- eller flervejsudbredelse, samt graden af en sådan udbredelse, hvilket vil fremgå af fig. 8-11, som omtales senere.

30 Et udligningsorgan 3 er over to multiplikatorer 14a, 14b forbundet med A/D-omsætteren. Udligningsorganet 3 kan indbefatte filterkredse af kendt udformning, eksempelvis således som det fremgår af den tidligere nævnte artikel, hvori er omtalt et udligningsorgan af en såkaldt "decision 35 feedback"-type. Til udligningsorganet 3 hører en parameterberegningsenhed 5, som er forbundet med korrelatoren 2's 7 DK 167832 B1 udgang til, ud fra de indkomne signaler II, Q1 og ud fra impulssvaret at kunne beregne egnede parameteropstillinger til udligningsorganet 3. I det særlige tilfælde, at udligningsorganet er tilvejebragt som "decision feedback"-type 5 indgår digitale filtre, og enheden 5 er da tilvejebragt som et filterudtagsberegneorgan. Fra udligningsorganet 3 tilvejebringes over en decitionskreds 7 og multipleksorganet 8 udgående data på kendt vis. Udligningsorganet 3 skal så tæt som muligt modvirke de negative virkninger af intersymbol-10 interferensen.

Korrelatoren 2's udgangssignal angiver kanalens im-pulssvar og giver dermed information om kanalens karakter, envejs- eller flervejsudbredelse eller forskellige grader derimellem. Eftersom et synkroniseringsord SW udsendes i 15 hvert indstillingsinterval før datasignalet i hver tidsspalte, tilvejebringes der information om kanalen for hver udsendt og overført tidsspalte. Enheden 5 beregner således udligningsorganets parametre for hver tidsspalte 1,2,3,4,1 osv. i fig. 1.

20 Eftersom det er en koherent modtager, som betragtes, er indkommende (eksemplerede) kodeord opdelt i en I- og en Q-kanal, og eksempleringerne er repræsenterede med komplekse tal. Ved demodulationen i modtageren anvendes ved FDMA en faselåst sløjfe med en spændingsstyret oscillator (VCO), 25 som afgiver en frekvens, som blandes med det indkommende signal til detektering. Fasepositionen i vco-signalet skal således være koherent med det indkommende signals fase. I overensstemmelse hermed forbindes i den foreliggende indretning en faselåst sløjfe, som indeholder en fasedetektor 12, 30 et sløjfefilter (lavpasfilter) 11 og en spændingsstyret oscillator (VCO) 10. Desuden er der indskudt en styrbar omskifter 13 mellem sløjfefilteret 11 og fasedetektoren 12.

Den spændingsstyrede oscillator 10 er forbundet med multiplikatorerne 14a, 14b. Fasedetektoren 12 og oscillatoren 10 35 arbejder på kendt vis i sløjfen.

Sløjfefilteret 11 er i den her viste udførelsesform DK 1 Ό/οόΖ ΒΊ 8 tilvejebragt med et lavpasfilter med grænsefrekvensen fg.

En evalueringskreds 9 er forbundet med en styrings indgang s^ på filteret 11, hvorved båndgrænsen fg kan styres ved udgangssignalet s^, jfr. diagrammet fig. 13. Fig. 12 viser 5 indsvingningsforløbet i den faselåste sløjfe ved forskellige båndbredder fg i sløjfefilteret 11. Δ f angiver her forskellen mellem sendefrekvensen og oscillatoren 10's frekvens.

Til styresignalet s^s^q indstilles filteret 11 til en smal båndbredde, og sløjfen arbejder "trægt" (kurve a i fig.

10 12), og i tilknytning til styresignalet S;l=S2o indstilles filteret 11 på en større båndbredde, hvorved slyngen arbejder hurtigere end i det foregående tilfælde.

I den foreliggende udførelsesform er desuden forbundet en styrbar omskifter 13 mellem fasedetektoren 12 og sløjfe-15 filteret 11. Omskifterens indtagelse af den sluttede stilling eller den åbne stilling styres fra evalueringsenheden 9 i de tilfælde, hvor der foreligger en ren envejs- eller flervej sudbredelse.

De forskellige udbredelsestilfælde og disses indvirk-20 ning på den faselåste sløjfes funktion beskrives i det følgende nærmere under henvisning til fig. 8-11.

Fig. 8 anskueliggør impulssvaret fra en "ren" envejs-udbredelse, dvs. at det overførte og det modtagne signal ikke er undergået nogen tidsdispersion (reflektioner med 25 lang tidsforsinkelse i forhold til bittiden). Korrelatoren 2 detekterer en enkelt spids, når det indkomne synkroniseringsord "korrelerer" med synkroniseringsordet SW. Evalueringsenheden 9 udsender herefter et styresignal s til omskifteren 13 således, at denne indtager den sluttede stilling, 30 og den faselåste sløjfe er indkoblet. Styresignalet Si=S2o og sløjfefilteret 11 har stor båndbredde, hvorved sløjfen hurtigt overtager indsvingning (kurve b i fig. 12) . Herved virker sløjfen som en faselåst sløjfe med FDMA.

Fig. 9 viser impulssvaret for en "ren" tovejsudbre-35 delse. Der tilvejebringes et impulssvar med to adskilte korrelationstoppe i dette tilfælde med en tidsmæssig afstand DK 167832 B1 9 på 5 bit gange Tbit. Fra evalueringsenheden 9 afgives et styresignal til omskifteren 13, således at denne afbrydes, og den faselåste sløjfe er udkoblet. Herved fås ingen fasedetektering i modtageren og udligningsorganet vurderer ud-5 sendte data som vist i førnævnte reference.

I tilslutning til fig. 10 og 11 modtages et impulssvar, som ikke bestemt angiver envejs- eller tovejsudbredelse. Impulssvaret ifølge fig. 10 kan muligvis tolkes som envejsudbredelse, medens impulssvaret ifølge fig. 11 kan 10 tolkes som flervejsudbredelse. I det i fig. 11 viste tilfælde kan evalueringsenheden 9 eksempelvis udføre en beregning af energien inden for de forskellige tidsintervaller t^,t2 og t3 i impulssvaret. Hvis det antages, at summen af energien i intervallet t2 er Elf og summen af energi i intervallet 15 ti og t2 er E2/ gælder følgende:

Hvis E2 > kj x E1( hvor k! = konstant, så foreligger der en flervejsudbredelse, og hvis E2 < k^ x E^, foreligger der en envejsudbredelse.

I det første tilfælde i fig. 10 afgiver enheden 9 20 dels et styresignal, som bringer omskifteren 13 i sluttet stilling, og et styresignal s = s^, som tilvejebringer stor båndbredde i sløjfefilteret 11.

I det andet tilfælde i fig. 11 afgiver enheden 9 således dels et styresignal, som bringer omskifteren 13 i 25 sluttet stilling, dels et styresignal s = slf som tilvejebringer en lille båndbredde i sløjfefilteret 11. Alternativt bringes omskifteren 13 slet ikke i sluttet stilling, hvilket modsvarer båndbredden = 0.

Som alternativ til det styrbare sløjfefilter 11 og 30 omskifteren 13 kan anvendes et fast sløjfefilter og en forstærker med styrbar forstærkning.

I visse tilfælde er det muligt at undlade evalueringskredsen 9 og i stedet for forbinde parameterberegningsenheden 5 med sløjfefilteret 11 eller forstærkeren. I dette sidste 35 tilfælde anvendes således den i beregningsenheden 5 beregnede koefficientopstilling som styrestørrelsen s2 til filteret/- DK 167832 Bl 10 -forstærkeren (vist med stiplede linier i fig. 7). Fælles for begge udførelsesformer er, at et signal, som er afledt fra kanalens impulssvar frembringes i synkroniseringsintervallet SW og anvendes som styrestørrelse for den faselåste 5 sløjfe.

Claims (6)

11 DK 167832 B1 Patentkrav.

1. Indretning i en koherent mobiltelefonmodtager til nedsættelse af bitfejl ved envejs- og flervejsudbredelse, hvor overføring af mobiltelefonsignalerne på de forskellige 5 kanaler sker i form af tidsspalter med databit, hvilke tidsspalter hver især indbefatter et første tidsinterval (SW) til styrings- og synkroniseringsinformation og et andet tidsinterval (1,2,3...) til samtaleinformation, indbefattende en radiofrekvent indgangskreds, som opdeler de indkommende 10 radiofrekvenssignaler i to kvadraturkomposanter, en A/D-omsætter (1), et udligningsorgan (3), som ud fra radiokanalens impulssvar indstilles til ud fra de omsatte komposanter at udføre en rekonstruktion af overførte databit, et deci-tionsorgan (7) og et multiplikationsorgan (8) til at til-15 vejebringe den overførte samtaleinformation fra udligningsorganet (3), kendetegnet ved at være tilvejebragt med organer (2,15) til i det nævnte første· tidsinterval (SW) at frembringe radiokanalens impulssvar, en tilbagekoblingssløjfe (10,11,12,13) til detektering af fasen i de 20 udgående datasignaler og faselåsning af de til udligningsorganet (3) indkommende signaler, hvilken sløjfe kan indkobles og udkobles i afhængighed af, om impulssvaret angiver en envejs- henholdsvis flervejsudbredelse.

2. Indretning ifølge krav 1, kendetegnet 25 ved, at tilbagekoblingssløjfen indbefatter en styrbar omskifter (13), som forbinder og afbryder sløjfen (10,11,12) i afhængighed af et første styresignal (s), som udledes ud fra karakteren af det nævnte impulssvar.

3. Indretning ifølge krav 1-2, kendetegnet 30 ved at være tilvejebragt med en evalueringsenhed (9) , som fra organerne (2,15) til frembringelse af radiokanalens impulssvar udpeger, om der foreligger en envejs- eller en flervejsudbredelse i tilknytning til en foreliggende tidsspalte, og som afhængigt af denne udpegning udsender det 35 nævnte første styresignal (s), således at sløjfen (10,11,12) sluttes henholdsvis afbrydes. 12 DK 167832 B1

4. Indretning ifølge krav 3, kendetegnet ved, at tilbagekoblingssløjfen (10,11,12) indbefatter et sløjfefilter (11) med styrbar båndbredde (fg), og at den nævnte evalueringsenhed (9) udsender et andet styresignal 5 (Si) afhængig af, om der fra impulssvaret er udpeget en envejs- eller en flervejsudbredelse, idet styresignalet (Si), hvis envejsudbredelsen er udpeget, styrer sløjfefilteret (11) således, at dette er tilvejebragt med stor båndbredde (fig. 11) og hvis flervejsudbredelsen er udpeget, 10 styrer styresignalet (s^) sløjfefilteret (11) således, at dette er tilvejebragt med en lille båndbredde (fig. 12).

5. Indretning ifølge krav 1, kendetegnet ved, at organerne (2,15) indbefatter en korrelator (2) og en lagerenhed (15), hvilken enhed lagrer et på sendesiden 15 fastlagt synkroniseringsord (SW), idet korrelatoren (2) udøver en korrelation mellem databit i nævnte første tidsinterval og synkroniseringsordet, således at det nævnte impulssvar frembringes.

6. Indretning ifølge lerav 5, kendetegnet 20 ved, at udligningsorganet (3) er tilvejbragt med en parameterberegningsenhed (5), som udsender et styresignal (S2), som er afhængig af de til udligningsorganet (3) beregnede parametre, hvilket styresignal (S2) overføres til det nævnte sløjfefilter (11) til styring af dettes båndbredde således, 25 at der ved envejsudbredelse indstilles en stor båndbredde i filteret (li), medens der ved flervejsudbredelse indstilles en lille båndbredde.