SE457399B - Anordning i en koherrent mobiltelefonmottagare foer reducering av bitfel - Google Patents

Description

15 20 25 30 457 399 markerade tidsintervallet “träningssekvens" och samtalsinformationen "data- meddelande". Typiska värden på antalet bitar är för träningssekvensen 10-30 bitar och för datameddelandet 100-300 bitar. En tidslucka innehåller således sammanlagt nagra hundra bitar beroende på tillämpningen.

Figur 2 visar läget för de olika kanalfrekvenserna fl, fz, f3, f4 och deras tillhörande frekvensband jämte deras utsträckning i tiden. Ett frekvensband kan utgöra exempelvis nâgra hundra kHZ och samtliga frekvensband upptar exempelvis 24 MHz. För duplexöverföring finns ytterligare kanalfrekvenser exempelvis fm, fzl, fzz o s v varför totala bandet blir 2x24 MHz.

Figur 3 avser att illustrera den tidskompressíon som sker vid TDMA i jämförelse med FDMA. I FDMA-fallet överförs endast ett samtal över kanalen 1 under det tídsintervall som motsvarar en ram iTDMA. I TDMA-fallet skall i det här valda exemplet datameddelande + träningssekvens hörande till fyra olika samtal inrymmas inom detta tidsintervall. En TDMA-överföring sker således med betydligt högre bi thastighet än i F DMA, i detta fall ll ggr högre bíthastighet.

Flervägsutbredning och fädning Figur 4 visar en basstation B som utsänder radiovagor pa en viss kanal till en mobil M i TDMA enligt figur 1. Radíovagor i en viss riktning reflekteras mot ett fast eller rörligt hinder X, medan andra vågor utbreder sig obehindrat fram till mobilen M där de mottas, Flervägsutbredningen enligt figur 4 ger upphov till fädning som kan vara av olika slag. Om tidsskillnader mellan mottagna vågor är koncentrerade till ett tidsintervall som år betydligt mindre än bittiden Tbit (se figur 6) uppstår s k flat fädning. Om tidsskillnaderna är större uppstår tva eller flera separerade vågor som vardera har mer eller mindre oberoende fädning.

Figur 5 visar ett diagram över amplitud och fas för en puls som vid utsändning har en viss bestämd amplitud och ett fasläge = 0 men som vid mottagning har en varierande amplitud och fas p g a fâdning. Om amplituden sjunker under en viss tröskel (fädningströskeln) fas bitfel ("ettor" uppfattas som "nollor") och talet distorderas. Vid sjunkande amplitud sker även en förändring av fasläget.

En koherent demodulator i mottagaren tvingas därför att försöka följa denna fasändring. Genom att utsända en känd sekvens (exempelvis 0l01...) under _» . 10 15 20 25 457 399 träningsintervallet kan i mottagaren fasläget bestämmas entydigt. Om kanalen ej varierar för snabbt i förhållande till tidsluckornas längd behöver demodu- latorn ej uppdatera informationen om signalens fasläge under tiden för detek- tering av datameddelandet. inställning av parametrarna för en koherent utjämnare i ett TDMA-system, som utförs vid varje tidsluckestart kan ses som en faslasning, som uppdateras en gang per tidslucka.

Tidsdisgersion Figur 6 illustrerar hur en utsänd impuls fran sändaren i basstationen mottas i mobilens mottagare beroende pa ovannämnda fädníng. Man far som impulssvar tva impulser I och Il, av vilka I fördröjts tiden tl svarande mot utbredningstiden och impulsen II dämpad fördröjts ytterligare med tiden tz p g a reflexionen mot X enligt figur 4. Figur 6 visar endast ett tänkt fall för att åskådliggöra principen. I verkligheten fas i mottagaren s k intersymbolinterferens d v s en sammanlagring av pulserna I och II. Vidare har här antagits att impulssvaret bestar av endast tva impulser. I verkligheten fas ett interferensmönster bestående av en mängd reflekterande impulser. Figur 6 illustrerar emellertid s k tidsdispersion d v s en utsänd impuls ger vid flervägsutbredning upphov till ett antal tidsmässigt förskjutna impulser (i figur 6 endast tva, nämligen pulsen I och Il). Av betydelse i detta sammanhang är bittiden Tbit, som, för att kanalen skall kunna betraktas som fri fran tidsdispersion, bör vara sa lang att pulsen Il av betydelse faller inom Thu-intervallet, d v s _ tz - tl bit. Tidsdispersionen kan ge upphov till bitfefpa grund av ovan- nämnda intersymbolinterferens. Genom att använda laga datahastigheter d v s relativt stort (hast < lüükbit/s) eller med användning av utjämnare kan < Tum tidsdispersionens inverkan minskas.

Utiämnare En utjämnare används i mottagaren för att kompensera för mediets ofull- komlighet. En linjär utjämnare syftar till att för den inkommande signalen invertera kanalens överföringsfunktion sa att kanal plus utjämnare ger ett impulssvar = 1 eller - . . - u. 457 399 10 15 2D 25 Hu(Z) x Hk(Z) = l där Hk(Z) = överföringsfunktionen för mediet mellan basstation B och mobil M i figur 4, och Hu(Z) = utjämnerens överföringsfunktion. l fallet enligt figur 5 skall Hu(Z) vara sådan att impuls II blir = 0. Utjämnaren kan exempelvis bestå av ett F IR-filter med ett antal tappar av känt utförande. Med en sedan utjämnare kan man utföra en adaptering i början av varje tidslucka, d v s under tränings- intervallet utsânds en känd sekvens och utjämnaren ställs in för bästa rekon- struktion av sända databitar under det därefter följande datameddelandet.

Svårt och enkelt kanalfall Vi definierar i fortsättningen för TDMA ett svart kanalfall en sådan situation då vi ej har tidsdispersion. Mediets impulssvar utgörs således av en enda puls I enligt figur 6. Risken finns emellertid att mottagen puls hamnar under tröskeln och p g a fädning således ej detekteras. I ett FDMA-system detektera: en sadan signal medelst en detektor av en faslåst slinga av känt slag. Den faslasta slingan följer fasen hos den inkommande signalen och detekterar denna. l ett annat kanalfall vid TDMA âr överföringen av sadan karaktär att man får ett impulssvar enligt figur 6 d v s minst två mottagna pulser. Sannolikheten är stor för att åtminstone en sådan puls befinner sig ovanför bruströskeln. Detta fall benämnas fortsättningsvis för "enkelt", eftersom man far en diversitets- effekt. Den kända detektorn med faslåst slinga fungerar ej för detta fall eftersom den faslasta slingan låser in sig till summan av två av varandra oberoende fasvariationer ihärrörande från både puls l och ll i figur 6). Det är därför lämpligare och risken för bitfel är mindre om endast en utjämnare och en demodulator utan någon faslåsning utnyttjas.

Referens till förut känd teknik "Multipath equalization for digital cellular radio Operating at 300 kbit/S".

PROCEEDINGS OF THE 36TH IEEE VEHICULAR TECHNOLOGY CONFERENCE, Dallas, Texas May 20-22, 1986. « . . . .. 10 15 20 457 399' 5 REDOGÖRELSE FÖR UPPFINNINGEN Idén enligt föreliggande uppfinning âr att för demodulering i mottagaren och vid envägsutbredning utnyttjas en konventionell faslest slinga förutom utjämnaren medan vid flervägsutbredning endast utjämnaren utnyttjas utan nagon faslàsning. Ändamålet med föreliggande uppfinning är således att åstadkomma en detek- tering vid mottagning av TDMA signaler i ett mobilt radiokommunikations- system som ger mindre bitfel vid såväl envägs- som flervågsutbredning.

Anordningen är därvid kännetecknad såsom det framgår av patentkravets l kännetecknande del.

FIGURBESKRIVNING Uppfinningen skall närmare beskrivas med hänvisning till bifogade figurer av vilka Figur 1-6 redan förklarats i "teknikens ståndpunkt".

Figur 7 visar ett principiellt biockschema över en anordning enligt uppfinningen; Figurerna 8, 9 visar diagram över radiokanalens impulssvar vid envâgs- respektive flervägsutbredning; Figurerna 10, ll visar diagram över radiokanalens impulssvar vid mer tvetydig utbredning än i fallen enligt figurerna 8 och 9. ' Figur 12 visar ett ínsvängningsförlopp hos ett slingfilter som ingar i anordningen enligt figur 7; Figur 13 visar styrkarakteristiken för filtret. uTFifiFuNGsi-'ORMER Figur 7 visar ett blockschema över den föreslagna anordningen enligt upp- finningen vilken utgör en vidareutveckling av mobilradiomottagare för TDMA beskriven i ovannämnda referens. 10 15 20 25 3D 457 399 Till en A/D-omvandlare 1 inkommer två kvadraturkanaler I och Gl med moduler-ade signaler inom basbandet från en här ej visad radiofrekvent ingångs- krets, visad i ovannämnda referens. Denna krets innehåller en lokaloscillator, en fasvridare (900) och ett lågpassfilter. Över A/D-omvandlarens utgångar ll och Gl fås således två kvadraturkomponenter inom basbandet i samplad form (exempelvis i form av sampel med ett avstånd lika med samplingstakten). Dessa båda komponenter tillförs som ena ingångsstorheten en korrelator 2 av känt utförande, vars andra ingångspar (reelt och komplext) är anslutet till en mínnesenhet (PROM) som lagrar det på ändarsidan utsända synkroniseríngs- ordet SW i komplexform. Som tidigare nämnts utsänds detta ord inom det s k träningsintervallet. Korrelatorn 2 utför således en kor-relation mellan den mottagna, över radiokanalen överförda synkroniseringsordet SW och synkroni- seringsordet SW självt, varvid kanalens impulssvar erhålles vilket avges från korrelatorns 2 utgång. Detta' används för uppskattning (estimerlng) av kanalen med avseende på envägs- eller flervägsutbredníng samt graden av sådan utbredning, vilket kommer att framgå av figurerna 8-11 nedan.

En utjämnare Bär via två multiplikatorer llza, llzb ansluten till A/D-omvand- laren. Utjämnaren 3 kan bestå ev filterkretsar av känt utförande exempelvis så som framgår av ovannämnda referens vilken visar en utjämnare av s k "decision feedback" typ. Till utjämnaren 3 hör en parameterberâkningsenhet 5 ansluten till korrelatorns 2 utgång för att ur den inkommande signalen Il, Gil och ur irnpulssvaret beräkna lämplig parameteruppsättning för utjämnaren 3. l det speciella fall att utjämnaren är av "decision feedback"-typ ingår digitala filter och enheten 5 utgör då en filtertappberâknare. Från utjämnaren 3 erhålles via en beslutskrets 7 och multiplexorn 8 utgående data på känt sätt. Utjämnaren skall så nära som möjligt motverka de negativa effekterna av intersymbo- linterferensen.

Korrelatorns 2 utsignal anger kanalens impulssvar och ger därmed information om kanalens karaktär, envägs- eller flervägsutbredning eller gradskillnader däremellan. Eftersom ett synkroniseringsord SW utsända inom varje tränings- intervall före datameddelandet i varje tidslucka fås alltså information om kanalen för varje utsänd och överförd tidslucka. Enheten 5 beräknar således utjämnarens parametrar för varje tidslucka 1, 2, 3, 4, l osv i figur 1.

Eftersom en koherent mottagare betraktas är inkommande (samplade) kodord 10 15 20 25 30 ~ls7 399 uppdelade i en l-och en Q-kanal, och samplen är representerade med komplexa tal. Vid demodulation i mottagaren används i F DMA en faslast slinga inne- hållande en spänningsstyrd oscíllator (VCO) som avger en frekvens, vilken blandas med den inkommande signalen för detekteringen. Därvid mäste fasläget hos VCO-signalen vara koherent med inkommande signalens fas. I enlighet med detta ansluts i föreliggande anordning en faslast slinga, vilken innehaller en fasdetektor 12, ett slingfilter (lagpassfilter) 11 och en spänningsstyrd oscillator (VCO) 10. Dessutom är en styrbar omkopplare 13 ansluten mellan slingfíltret 11 och fasdetektorn 12. Den spänningsstyrda osclllatorn 10 är ansluten till multi- plikatorerna lita, llzb. Fasdetektorn 12 och oscillatorn 10 arbetar på känt sätt i slingan.

Slingfiltret ll utgörs i den här visade utföringsformen av ett làgpassfilter med gränsfrekvensen fg. En utvärderingskrets 9 år ansluten till en styringàng sl för filtret ll varigenom bandgränsen fg kan styras medelst utsignalen sl se diagrammet figur 13. Figur 12 visar insvängningsförloppet hos den faslàsta slingan vid olika bandbredd fg hos slingfiltret ll. Här anger A f skillnaden mellan sändfrekvensen och oscillatorns 10 frekvens. För styrsignalen sl=sm inställs filtret ll pà smal bandbredd och slingan arbetar "trögt" (kurva a i figur 12) och för styrsignalen sl=s2D inställs filtret ll pâ en större bandbredd, varigenom slingan arbetar snabbare än i föregående fall.

I föreliggande utföringsform är dessutom en styrbar omkopplare 13 ansluten mellan fasdetektorn 12 och slingfiltret ll. Omkopplarens slutna eller öppna läge styrs fran utvärderingsenheten 9 i de fall att man har -ren envägs-'eller flervägsutbredning.

Med hänvisning till figurerna 8-11 skall de olika utbredningsfallen och deras inverkan pa den faslasta slíngans funktion närmare beskrivas Figur 8 visar impulssvaret för en "ren" envägsutbredning, d v s den överförda och mottagna signalen har ej undergatt tídsdispersion (reflexer med lang tidsfördröjning, rel. bittiden). Korrelatorn 2 detekterar därvid en enskild topp da inkommande synkroniseringsordet "korrelerar" med synkroniseringsordet SW.

Utvärderingsenheten 9 avger därvid en styrsignal s till omkopplaren 13 så att denna sluts och den faslasta slingan är inkopplad. Styrsignalen s1=s20 och 10 15 20 25 457 399 ' slingfiltret ll har stor bandbredd, varigenom slingan snabbt svänger in sig (kurvan b i figur 12). Därmed arbetar slingan som en faslast slinga vid F DMA.

Figur 9 visar impulssvaret för en "ren" tvàvägsutbredning. Man far ett impuls- svar med tvâ enskilda korrelationstoppar i detta fall med tidsavstandet 5 bittider Tbit. Fran utvärderingsenheten 9 avges en styrsignal s till omkopplaren 13 så att denna bryts och den faslästa slingan är bortkopplad. Därvid fas ingen fasdetektering i mottagaren utan utjämnaren estimerar utsänt data såsom är visat i ovannämnda referens. l fallen enligt figur 1D och ll fås ett impulssvar som ej bestämt anger envägs- eller utbredning. Impulssvaret enligt figur 10 kan möjligen tolkas som envägs- utbredning medan impulssvaret enligt figur ll kan tolkas som flervägs- utbredning. I fallet enligt figur ll kan utvârderingsenheten 9 exempelvis utföra en beräkning av energin inom de olika tidsintervallen tl, tz och t3 hos impuls- svaret. Antages summan av energin inom intervallet 1:2 vara El och summan av energin inom intervallet tl och t3 vara Ez gäller: Om EZ < kl x El där kl = konstant, sa föreligger flervägsutbredning och om EZ < kl x El föreligger envägsutbredning.

I det första fallet enligt figur 10 avger enheten 9 dels en styrsignal som sluter omkopplaren 13 och en styrsígríal s = sl som ger stor bandbredd hos slingfiltret 11. “ I det andra fallet enligt figur ll avger enheten 9 således dels en styrsignal som sluter omkopplaren 13, dels en styrsignal s=sl som ger liten bandbredd i slingfiltret ll. Alternativt sluts ej omkopplaren 13 alls, vilket motsvarar bandbredden = U.

Som alternativ till det styrbara slingfiltret ll och omkopplaren 13 kan ett fixt slingfilter och en förstärkare med styrbar förstärkning användas.

I vissa fall är det möjligt att utesluta utvärderingskretsen 9 och instället ansluta parameterberäkningskremen S till slingfiltret ll eller förstärkaren. I 457 399 detta senare fall används således den i berëkníngalcetaen 5 beräknade koefficientuppsättnlngen som styrstorhet sz till filtret/förstärkaren (visat medelst streckmarkering i figur 7). Gemensamt för de bada utföringsformerna är att en signal som är härledd ur kanalens impulssvar bildas inum synkroni- 5 seringsintervallet SW och utnyttjas som styrstortlet för den faslàsta slingan,

Claims (4)

1. 0 15 457 399 10 PATENTKRAV l Anordning i en koherent mobiltelefonmottagare för reducering av bitfel vid envågs- och flervägsutbredning där överföring av mobiltelefonsignalerna över de olika kanalerna sker i form av tidsluckor med databitar, vilka tidsluckor vardera innehåller ett första tidsintervall (SW) för styr- och synkroniserings- information och ett andra tidsintervall för samtalsinformation, innehållande en radiofrekvent ingangskrets som uppdelar de inkommande radiofrekventa signa- lerna i tva kvadraturkomponenter, en A/D-omvandlare (l), en utjämnare (3), vilken ur radiokanalens impulssvar inställs för att på de omvandlade kompo- nenterna utföra en rekonstruktion av överförda databitar, besiutsorgan och multiplexerande organ (7,8) för att från utjämnaren (3) utvinna överförd samtalsinformation, k ä n n e t e c k n a d av organ (2,l5) för att under nämnda första tidsintervall (SW) utvinna radiokanalens impulssvar, en återkopplings- slinga (lU,l1,l2,l3) för detektering av fasen hos de utgående datasignalerna och faslasning av de till utjämnaren (3) inkommande signalerna vilken slinga är urkopplingsbar och inkopplingsbar i beroende av om impulssvaret anger fler- vägs- respektive' envägsutbredning.

2. Anordning enligt patentkrav 1, k â n n e t e c k n a d av att aterkopplings- slingan innehåller en styrbar omkopplare (13) vilken sluter och bryter slingan (l0,ll,12) i beroende av en första styrsignal (s) som härleda ur karaktären hos nämnda impulssvar.

3. Anordning enligt patentkrav 1-2, k ä n n e t e c k n a d av en utvârderings- enhet (9), vilken fran nämnda organ (2,15) för utvinning av radiokanalens impulssvar utvärderar om envâgs- eller flervägsutbredning föreligger för en aktuell tidslucka och i beroende av denna utvärdering avger nämnda första styrsignal (s) sa att slingan (lU,ll,l2) sluts respektive bryts.

4. Anordning enligt patentkrav 3, k ä n n e t e c k n a d av att aterkopplings- slíngan (lD,ll,l2) innehåller ett slingfilter (ll) med styrbar bandbredd (fg) och att nämnda utvärderingsenhet (9) avger en andra styrsignal (sl) i beroende av om envägs- eller flervägsutbredning utvärderats ur impulssvaret, varvid om envâgsutbredning utvärderats, styrsignalen (sl) styr slingfiltret (ll) så att detta har stor bandbredd (fig ll) och om flervägsutbredning utvärderats, styrsignalen (sl) styr slingfiltret (ll) sa att detta har liten bandbredd (fig 12). \ , 457 39? 11 5 Anordning enligt patentkrav 1, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda organ (2,l5) består av en korrelator (2) och en minnesenhet (15), vilken enhet lagrar ett pa sândsidan bestämt synkroneringsord (SW), varvid korrelatorn (2) utför en kon-relation mellan databitarna i nämnda första tidslntervall och synkroni- seringsordet sa att nämnda impulssvar erhålles. 6 Anordning enligt patentkrav S, k ä n n e t e c k n a d av att utjämnaren (3) har en parameterberëkningsenhet (S), vilken avger en styrsignal (32) som är beroende av de till utjämningsenheten (3) beräknade parametrarna, vilken styrsignal (sz) tillförs nämnda slíngfilter (ll) för att styra dess bandbredd så att vid envâgsutbredning en stor bandbredd inställs i filtret (ll), medan vid flervägsutbredning en liten bandbredd inställes.