EP0352703B1 - Elektronisches Vorschaltgerät - Google Patents

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EP0352703B1
EP0352703B1 EP89113600A EP89113600A EP0352703B1 EP 0352703 B1 EP0352703 B1 EP 0352703B1 EP 89113600 A EP89113600 A EP 89113600A EP 89113600 A EP89113600 A EP 89113600A EP 0352703 B1 EP0352703 B1 EP 0352703B1
Authority
EP
European Patent Office
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capacitor
switch
inverter
voltage
current
Prior art date
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Expired - Lifetime
Application number
EP89113600A
Other languages
English (en)
French (fr)
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EP0352703A1 (de
Inventor
Peter Krummel
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Siemens AG
Siemens Corp
Original Assignee
Siemens AG
Siemens Corp
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Filing date
Publication date
Application filed by Siemens AG, Siemens Corp filed Critical Siemens AG
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Publication of EP0352703A1 publication Critical patent/EP0352703A1/de
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Anticipated expiration legal-status Critical
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    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC using static converters
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y10—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC
    • Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y10S315/00—Electric lamp and discharge devices: systems
    • Y10S315/05—Starting and operating circuit for fluorescent lamp
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y10—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC
    • Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y10S315/00—Electric lamp and discharge devices: systems
    • Y10S315/07—Starting and control circuits for gas discharge lamp using transistors

Definitions

  • the invention relates to an electronic ballast for fluorescent lamps, with an inverter which is connected on the input side via the series connection of a harmonic filter and a rectifier to the AC line voltage and on the output side to at least one load circuit, consisting of the series connection of a choke with the parallel connection of a capacitor and a fluorescent lamp is switched on, in which the inverter is designed as a switch bridge arrangement with two switch branches and two capacitor branches, the bridge connections of which form the output of the inverter are given by the common connection points of the two switch branches on the one hand and the two capacitor branches on the other hand, and in which the two switch branches are off electronic switches with parallel-connected freewheeling diodes, which open and close in push-pull with a high switching frequency compared to the mains frequency controls are.
  • the high-voltage electrolytic capacitors used in such electronic ballasts for smoothing the rectified AC line voltage are designed for a DC voltage of 450 V and represent a standard that has been tried and tested millions of times. This dielectric strength of 450 V DC voltage is in view of a line top voltage of 439 V, at which an AC line voltage of 277 V + 12% is assumed, also completely sufficient.
  • a high-voltage electrolytic capacitor with a substantially higher DC voltage strength or of two electrolytic capacitors connected in series are connected in series.
  • the series connection of two electrolytic capacitors also increases the costs for such an electronic ballast and also entails additional losses with regard to the necessary leakage current compensation.
  • the invention is based on the object of specifying a further solution for an electronic ballast of the type described in the introduction, which has a dielectric strength of at least 750 V with regard to an increase in the power factor and also requires only a high-voltage electrolytic capacitor with a usual dielectric strength of 450 V DC.
  • the invention is based on the essential finding that the storage capacitor required for smoothing the rectified AC voltage does not have to be parallel to the rectifier output, but can also be connected in series with the load circuit.
  • the rectified AC voltage is now applied to the series connection of the two capacitor branches of the switch bridge arrangement and the high-voltage electrolytic capacitor also manages in this way with a voltage resistance that is substantially lower than the voltage resistance required for the circuit.
  • the other capacitor branch of the switch bridge arrangement need not be an electrolytic capacitor, since the capacitor representing this capacitor branch only has to be dimensioned with regard to its capacitance value for a value at which its recharging is ensured in the rhythm of the switching frequency.
  • the capacitor of this capacitor branch is orders of magnitude smaller than the further capacitor branch now formed by the high-voltage electrolytic capacitor.
  • the series connection of the capacitors representing the two capacitor branches does not require any leakage current compensation.
  • the circuit according to the invention only requires a freewheeling diode in parallel with the capacitor branch, which does not have the high-voltage electrolytic capacitor, which ensures that the current in the load circuit does not break off in the zero crossings of the AC line voltage.
  • Figures 1 to 8 and 11 each show the circuit of an electronic ballast, consisting of the series connection of a harmonic filter HF connected on the input side to the mains voltage N, a rectifier GL and an inverter WR, the load circuit of the inductor L in series with the parallel connection of one Fluorescent tube LL and an ignition capacitor Cz exists.
  • the inverter WR itself represents a switch bridge arrangement with two switch branches and two capacitor branches, of which the first switch branch is formed by an electronically controlled switch T1 and the second switch branch by an electronically controlled switch T2.
  • the first capacitor branch is formed by capacitor C1 and the second capacitor branch by capacitor C2.
  • the capacitor C2 is a high-voltage electrolytic capacitor, which with respect to that of it smoothing rectified AC mains voltage is selected so large that it is certainly not fully reloadable in the rhythm of the mains AC frequency.
  • the capacitor C1 is very much smaller than the capacitor C2 and is dimensioned such that it can be fully recharged in alternation with the switches T1 and T2 which are switched on and off with a switching frequency that is much higher than the switching frequency.
  • the inverter also has three free-wheeling diodes D1, D2 and D3, of which the free-wheeling diode D1 is connected in parallel with the switch T1, the free-wheeling diode D2 with the switch T2 and the free-wheeling diode D3 with the capacitor C1.
  • the freewheeling diodes D1 to D3 are each polarized so that they are biased by the rectified AC voltage at the output of the rectifier GL in the reverse direction.
  • the current flowing through the choke IL and the voltages parallel to the switch T1 and to the capacitor C3 are designated U21 and U22 and marked by arrows.
  • FIGS. 1 to 4 which explain the mode of operation of the ballast and correspond to the individual switching phases of the switches T1 and T2, relate to the case in which the amount of the mains voltage N is greater than the voltage U22 across the capacitor C2.
  • the current / voltage time diagram associated with these figures is shown in FIG. 9.
  • the current IN through the inductor L with a solid line the rectified current IN originating from the network with a dash-dotted line
  • the current IC1 through the Capacitor C1 with a dotted line the current IC2 through the capacitor C2 with a broken line
  • the voltage U21 across the switch T2 with a dashed line the voltage U21 across the switch T2 with a dashed line.
  • Fig. 1 shows the phase in which the switch T1 is open and the switch T2 is closed.
  • the current IL through the inductor L which here is equal to the current IC2, passes through zero and reverses polarity.
  • the current IC2 flows from the capacitor C2 through the fluorescent tube LL, the choke L, the switch T1 back to the capacitor C2.
  • the capacitor C2 is somewhat discharged and the inductor L is charged at the same time.
  • the rectifier GL becomes conductive and the current IN from the network now flows in the time interval between t2 and t3 according to the time diagram in FIG Switch T1, the choke L, the fluorescent tube LL, the capacitor C2 back into the network.
  • the inductor L and the capacitor C2 are charged.
  • the current IN is represented by a dotted line in FIG.
  • FIGS. 5 to 8 corresponding to FIGS. 1 to 4 explain the mode of operation of the ballast for the case in which the magnitude of the mains alternating voltage is less than or equal to the voltage U22 on the capacitor C2.
  • the 10 shows the associated current / voltage time diagram for the currents IL, IC1, IC2 and ID3 and the voltage U21.
  • the decisive factor here is again the period between t0 and t4.
  • the current IL is again indicated by a continuous line, the current IC1 again by a dotted line, the current IC2 again by a broken line, the current ID3 by a dash-dotted line and the voltage U21 again by a dashed line.
  • the current IC2 flows. 10 shows its course in this switching phase in the time interval from t0 to t1.
  • the current IC2 flows from the capacitor C2 through the fluorescent tube LL, the choke L, the switch T2 back to the capacitor C2.
  • the capacitor C2 is somewhat discharged and the inductor L is charged.
  • the capacitor C1 is discharged and the inductor L is further discharged via the fluorescent tube LL, the freewheeling diode D3 and the switch T1, which is still conductive.
  • this current ID3 is shown in FIG. 7 in a dotted line.
  • FIG. 8 shows the short switching phase that now follows in the time interval around the time t3 according to FIG. 10, in which both switches T1 and T2 are open.
  • the currents IC1 and ID3 according to FIG. 7 were interrupted when the switch T1 was opened and the residual energy stored in the choke L is now discharged via the fluorescent tube LL, the capacitor C2 and the freewheeling diode D2 in the form of the current IC2.
  • the switch T2 which is now closed again, takes effect according to FIG. 5 and the current flow conditions occur again, as shown in FIG. 5 and already described have been.
  • the inductive load on the input of the inverter can also, as will be explained briefly with reference to FIG. 12, also can be brought about without the additional inductance L 'shown in FIG. 11.
  • 12 shows a conventional harmonic filter HF in the form of a symmetrical T-element with the filter chokes LO1 and LO2 in the longitudinal branches on the input and output sides and the filter capacitor CO in the transverse branch.
  • the filter capacitor CO ' is provided as a shunt arm in such a harmonic filter HF on the output side, which has an additional smoothing function of the harmonics. If the filter capacitor CO 'is omitted, then the filter choke LO2 on the output side becomes effective with respect to the input of the inverter WR, thus representing an inductive input load which makes the additional choke L' superfluous.

Landscapes

  • Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
  • Mechanical Treatment Of Semiconductor (AREA)
  • Glass Compositions (AREA)
  • Furan Compounds (AREA)
  • Rectifiers (AREA)
  • Non-Silver Salt Photosensitive Materials And Non-Silver Salt Photography (AREA)
  • Organic Insulating Materials (AREA)
  • Discharge Heating (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Description

    Technisches Gebiet
  • Die Erfindung bezieht sich auf ein elektronisches Vorschaltgerät für Leuchtstofflampen, mit einem Wechselrichter, der eingangsseitig über die Hintereinanderschaltung eines Oberwellenfilters und eines Gleichrichters mit der Netzwechselspannung in Verbindung steht und ausgangsseitig an wenigstens einen Lastkreis, bestehend aus der Reihenschaltung einer Drossel mit der Parallelschaltung aus einem Kondensator und einer Leuchtstofflampe, angeschaltet ist, bei der der Wechselrichter als Schalterbrückenanordnung mit zwei Schalterzweigen und zwei Kondensatorzweigen gestaltet ist deren den Ausgang des Wechselrichters bildenden Brückenanschlüsse durch die gemeinsamen Verbindungspunkte der beiden Schalterzweige einerseits und der beiden Kondensatorzweige andererseits gegeben sind und bei der die beiden Schalterzweige aus elektronischen Schaltern mit parallel geschalteten Freilaufdioden bestehen, die im Gegentakt mit einer gegenüber der Netzwechselfrequenz hohen Schaltfrequenz auf- und zugesteuert sind.
    • Zugrundeliegender Stand der Technik
  • Elektronische Vorschaltgeräte dieser Art sind beispielsweise durch die Literaturstelle EP 0 121 917 A1 bekannt. Die hier verwendete Schalterbrückenanordnung weist zwar nur einen Kondensatorzweig auf. Dies ist jedoch lediglich eine Sparausführung für eine solche Schalterbrückenanodnung, wie das beispielsweise die Literaturstelle C.H. Sturm: "Vorschaltgeräte und Schaltungen für Niederspannungs-Entladungslampen", Brown Boveri & Cie AG, Mannheim, 5. Auflage, 1974, Seiten 343 und 344 verdeutlicht.
  • Die bei solchen elektronischen Vorschaltgeräten für die Glättung der gleichgerichteten Netzwechselspannung zum Einsatz kommenden Hochspannungselektrolytkondensatoren sind für eine Gleichspannung von 450 V ausgelegt und stellen einen millionenfach erprobten Standard dar. Diese Spannungsfestigkeit von 450 V Gleichspannung ist im Hinblick auf eine Netzscheitelspannung von 439 V, bei der von einer Netzwechselspannung von 277 V + 12 % ausgegangen wird, auch völlig ausreichend. Sollen allerdings zusätzliche Maßnahmen zur Leistungsfaktorerhöhung angewendet werden, dann muß entweder von einem Hochspannungselektrolytkondensator mit wesentlich höherer Gleichspannungsfestigkeit oder aber von zwei in Reihe geschalteten Elektrolytkondensatoren Gebrauch gemacht werden. Die Reihenschaltung von zwei Elektrolytkondensatoren erhöht allerdings ebenfalls die Kosten für ein solches elektronisches Vorschaltgerät und bedingt auch zusätzliche Verluste im Hinblick auf die notwendige Leckstromkompensation.
    • Offenbarung der Erfindung
  • Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, für ein elektronisches Vorschaltgerät der einleitend beschriebenen Art eine weitere Lösung anzugeben, die im Hinblick auf eine Leistungsfaktorerhöhung eine Spannungsfestigkeit von wenigstens 750 V aufweist und hierfür auch mit lediglich einem Hochspannungselektrolytkondensator mit einer üblichen Spannungsfestigkeit von 450 V Gleichspannung auskommt.
  • Diese Aufgabe wird für ein elektronisches Vorschaltgerät gemäß der Erfindung durch die im Patentanspruch 1 angegebenen Merkmale gelöst.
  • Der Erfindung liegt die wesentliche Erkenntnis zugrunde, daß der für die Glättung der gleichgerichteten Wechselspannung erforderliche Speicherkondensator nicht parallel zum Gleichrichterausgang liegen muß, sonderen auch in Reihe zum Lastkreis geschaltet werden kann. Diese bedeutet, daß die gleichgerichtete Wechselspannung nunmehr an der Reihenschaltung der beiden Kondensatorzweige der Schalterbrückenanordnung anliegt und auch auf diese Weise der Hochspannungselektrolytkondensator mit einer wesentlich geringeren Spannungsfestigkeit auskommt, als der für die Schaltung geforderten Spannungsfestigkeit. Wichtig ist in diesem Zusammenhang, daß der andere Kondensatorzweig der Schalterbrückenanordnung kein Elektrolytkondensator zu sein braucht, da der diesen Kondensatorzweig darstellende Kondensator hinsichtlich seines Kapazitätswertes lediglich für einen Wert bemessen sein muß, bei dem seine Umladung im Rhythmus der Schaltfrequenz gewährleistet ist. Mit anderen Worten ist der Kondensator dieses Kondensatorzweiges um Größenordnungen kleiner als der nunmehr vom Hochspannungselektrolytkondensator gebildete weitere Kondensatorzweig. Somit benötigt auch die Reihenschaltung der die beiden Kondensatorzweige darstellenden Kondensatoren keine Leckstromkompensation.
  • Die erfindungsgemäße Schaltung benötigt gegenüber bekannten Schaltungsanordnungen dieser Art lediglich parallel zu dem Kondensatorzweig, der den Hochspannungselektrolytkondensator nicht aufweist, eine Freilaufdiode, die sicherstellt, daß in den Nulldurchgängen der Netzwechselspannung der Strom im Lastkreis nicht abreißt.
  • Zweckmäßige Ausgestaltungen des Gegenstandes nach dem Patentanspruch 1 sind in den weiteren Patentansprüchen 2 und 3 angegeben.
    • Kurze Beschreibung der Zeichnung
  • In der Zeichnung bedeuten die der näheren Erläuterung der Erfindung dienenden Figuren
    • Fig. 1 bis 4 der Erläuterung der Wirkungsweise der erfindungsgemäßen Schaltung in den einzelnen Schaltphasen der Schalterbrückenanordnung dienende Stromlaufdarstellungen für den Fall, daß der Betrag der Netzwechselspannung größer ist als die Spannung am Hochspannungselektrolytkondensator,
    • Fig. 5 bis 8 der Erläuterung der Wirkungsweise der erfindungsgemäßen Schaltung in den einzelnen Schaltphasen der Schalterbrückenanordnung dienende Stromlaufdarstellungen für den Fall, daß der Betrag der Netzwechselspannung kleiner ist als die Spannung am Hochspannungselektrolytkondensator,
    • Fig. 9 ein den Figuren 1 bis 4 zugehöriges Strom/Spannungs-Zeitdiagramm,
    • Fig. 10 ein den Figuren 5 bis 8 zugehöriges Strom/Spannungs-Zeitdiagramm,
    • Fig. 11 eine Variante der in den Figuren 1 bis 8 dargestellten Schaltung,
    • Fig. 12 eine besondere Ausführung des in den Figuren 1 bis 8 angegebenen Oberwellenfilters.
    Bester Weg zur Ausführung der Erfindung
  • Die Figuren 1 bis 8 und 11 zeigen jeweils die Schaltung eines elektronischen Vorschaltgerätes, bestehend aus der Hintereinanderschaltung eines eingangsseitig an die Netzspannung N angeschalteten Oberwellenfilters HF, eines Gleichrichters GL und eines Wechselrichters WR, dessen Lastkreis aus der Drossel L in Reihe mit der Parallelschaltung aus einer Leuchtstoffröhre LL und einem Zündkondensator Cz besteht.
  • Der Wechselrichter WR selbst stellt eine Schalterbrückenanordnung mit zwei Schalterzweigen und zwei Kondensatorzweigen dar, von denen der erste Schalterzweig von einem elektronisch gesteuerten Schalter T1 und der zweite Schalterzweig von einem elektronisch gesteuerten Schalter T2 gebildet sind. In entsprechender Weise werden der erste Kondensatorzweig vom Kondensator C1 und der zweite Kondensatorzweig vom Kondensator C2 gebildet. Dabei ist der Kondensator C2 ein Hochspannungselektrolytkondensator, der im Hinblick auf die von ihm zu glättende gleichgerichtete Netzwechselspannung so groß gewählt ist, daß er im Rhythmus der Netzwechselfrequenz mit Sicherheit nicht voll umladbar ist. Der Kondensator C1 ist sehr viel kleiner als der Kondensator C2 und so bemessen, daß er im Wechsel der mit einer gegenüber der Netzwechselfrequenz sehr viel höheren Schaltfrequenz auf- und zugesteuerten Schalter T1 und T2 voll umladbar ist.
  • Weiterhin weist der Wechselrichter noch drei Freilaufdioden D1, D2 und D3 auf, von denen die Freilaufdiode D1 dem Schalter T1, die Freilaufdiode D2 dem Schalter T2 und die Freilaufdiode D3 dem Kondensator C1 parallel geschaltet sind. Die Freilaufdioden D1 bis D3 sind jeweils so gepolt, daß sie von der gleichgerichteten Wechselspannung am Ausgang des Gleichrichter GL in Sperrrichtung vorgespannt sind. Weiterhin sind in den Figuren 1 bis 8 und 11 der durch die Drossel fließende Strom mit IL und die Spannungen parallel zum Schalter T1 und zum Kondensator C3 mit U21 und U22 bezeichnet und durch Pfeile markiert.
  • Die die Wirkungsweise des Vorschaltgerätes erläuternden, den einzelnen Schaltphasen der Schalter T1 und T2 entsprechenden Stromlaufdarstellungen nach den Figuren 1 bis 4 sind auf den Fall bezogen, daß der Betrag der Netzspannung N größer ist als die Spannung U22 am Kondensator C2. Das diesen Figuren zugehörige Strom/Spannungs-Zeitdiagramm zeigt Fig. 9. Im Diagramm der Fig. 9 sind der Strom IN durch die Drossel L mit durchgezogener Linie, der aus dem Netz stammende gleichgerichtete Strom IN mit einer strichpunktierten Linie, der Strom IC1 durch den Kondensator C1 mit einer punktierten Linie, der Strom IC2 durch den Kondensator C2 mit einer durch Kreise unterbrochenen Linie und die Spannung U21 über dem Schalter T2 mit einer gestrichelten Linie angegeben.
  • Fig. 1 zeigt die Phase, in der der Schalter T1 geöffnet und der Schalter T2 geschlossen ist. Im Zeitpunkt t0 nach Fig. 9 geht dabei der Strom IL durch die Drossel L, der hierbei gleich dem Strom IC2 ist, durch Null und polt sich um. Der Strom IC2 fließt aus dem Kondensator C2 durch die Leuchtstoffröhre LL, die Drossel L, den Schalter T1 zurück zum Kondensator C2. Dabei wird der Kondensator C2 etwas entladen und gleichzeitig die Drossel L aufgeladen.
  • In der in Fig. 2 dargestellten folgenden kurzen Schaltphase, in der beide Schalter T1 und T2 geöffnet sind, entlädt sich die in der Drossel L gespeicherte Energie in Form des Stromes IC1 über die Freilaufdiode D1, den Kondensator C1, die Leuchtstoffröhre LL und die Drossel L. Der Kondensator C1 wird dabei aufgeladen und die Spannung an der Reihenschaltung der Kondensatoren C1 und C2 steigt über den momentanen Wert der Netzwechselspannung N an. Der Gleichrichter GL bleibt dabei gesperrt. Im Diagramm der Fig. 9 entspricht dies dem Zeitbereich um den Zeitpunkt t1 herum.
  • Im folgenden Zeitintervall zwischen t1 und t3 kehren sich die Schalterstellungen der Schalter T1 und T2 entsprechend Fig. 1 um. Dieser Fall ist in Fig. 3 dargestellt. Der nunmehr geschlossene Schalter T1 veranlaßt einen Strom IC1, der aus dem Kondensator C1 über den Schalter T1, die Drossel L und die Leuchtstoffröhre LL zurück zum Kondensator C1 fließt. Dabei entlädt sich der Kondensator C1. Die Spannung an der Reihenschaltung der Kondensatoren C1 und C2 sinkt dadurch. Sobald die Spannung an der Reihenschaltung der Kondensatoren C1 und C2 unter den momentanen Betrag der Netzwechselspannung N sinkt, wird der Gleichrichter GL leitend und es fließt nunmehr im Zeitintervall zwischen t2 und t3 nach dem Zeitdiagramm in Fig. 9 der Strom IN aus dem Netz über den Schalter T1, die Drossel L, die Leuchtstoffröhre LL, den Kondensator C2 zurück ins Netz. Die Drossel L und der Kondensator C2 werden dabei aufgeladen. Der Strom IN ist in Fig. 3 im Unterschied zu dem in unterbrochener Linie dargestellten Strom IC1 durch eine punktierte Linie dargestellt.
  • Im Zeitpunkt T3 nach dem Diagramm der Fig. 9 gehen beide Schalter T1 und T2 wieder in den gesperrten Zustand über. Diese Schaltsituation ist in Fig. 4 dargestellt. Der Strom aus dem Netz IN geht gegen Null und die in der Drossel L gespeicherte Energie enthält sich in Form des Stromes IC2 über die Leuchtstoffröhre LL, den Kondensator C2 und die Freilaufdiode D2. In der folgenden Schaltphase, in der der Schalter T2 geschlossen ist, geht der Strom IC2, der hierbei mit dem Strom IL durch die Drossel L identisch ist, zunächst gegen Null um sich dann, wie das im Zusammenhang mit Fig. 1 bereits erläutert worden ist, umzukehren.
  • Die den Figuren 1 bis 4 entsprechenden Figuren 5 bis 8 erläutern die Wirkungsweise des Vorschaltgerätes für den Fall, in dem der Betrag der Netzwechselspannung kleiner oder gleich der Spannung U22 am Kondensator C2 ist.
  • Fig. 10 zeigt das zugehörige Strom/Spannungs-Zeitdiagramm für die Ströme IL, IC1, IC2 und ID3 sowie der Spannung U21. Maßgebend hierfür ist wieder der Zeitraum zwischen t0 und t4. Der Strom IL ist wiederum mit einer durchgehenden Linie, der Strom IC1 wiederum mit einer punktierten Linie, der Strom IC2 wiederum mit einer durch Kreise unterbrochenen Linie, der Strom ID3 durch eine strichpunktierte Linie und die Spannung U21 wiederum durch eine gestrichelte Linie angegeben.
  • In Fig. 5, bei der in der dargestellten Schaltung der Schalter T1 geöffnet und der Schalter T2 geschlossen sind, fließt der Strom IC2. Seinen Verlauf in dieser Schaltphase zeigt Fig. 10 im Zeitintervall von t0 bis t1. Der Strom IC2 fließt aus dem Kondensator C2 durch die Leuchtröhre LL, die Drossel L, den Schalter T2 zurück zum Kondensator C2. Der Kondensator C2 wird dabei etwas entladen und die Drossel L aufgeladen.
  • In der in Fig. 6 dargestellten kurzzeitigen Schaltphase im Zeitintervall um t1 herum nach Fig. 10, in der beide Schalter T1 und T2 geöffnet sind, entlädt sich die in der Drossel L gespeicherte Energie in Form des Stromes IC1 über die Freilaufdiode D1, den Kondensator C1 und die Leuchtstoffröhre LL. Der Kondensator C1 wird dabei aufgeladen. In der folgenden Schaltphase, die in Fig. 7 dargestellt ist, und in der der Schalter T2 geöffnet und der Schalter T1 geschlossen sind, fließt zunächst im Zeitintervall t1 bis t2 nach Fig. 10 ein Strom aus dem Kondensator C1 über den Schalter T1, die Drossel L und die Leuchtstoffröhre LL zurück zum Kondensator C1. Dabei wird die Drossel L aufgeladen und der Kondensator C1 entladen. Im Zeitpunkt t2 nach Fig. 10 ist der Kondensator C1 entladen und es entlädt sich die Drossel L weiter über die Leuchtstoffröhre LL, die Freilaufdiode D3 und den noch leitenden Schalter T1 teilweise. Dieser Strom ID3 ist in Fig. 7 im Unterschied zum Strom IC1 in punktierter Linie dargestellt.
  • Fig. 8 zeigt die nunmehr folgende kurze Schaltphase im Zeitintervall um den Zeitpunkt t3 nach Fig. 10 herum, in dem beide Schalter T1 und T2 geöffnet sind. Die Ströme IC1 und ID3 nach Fig. 7 wurden mit dem Öffnen des Schalters T1 unterbrochen und die in der Drossel L gespeicherte Restenergie entlädt sich nun über die Leuchtstoffröhre LL, den Kondensatoar C2 und die Freilaufdiode D2 in Form des Stromes IC2. Im Zeitpunkt t4 nach Fig. 10, in der der Strom IL durch Null geht und sich umkehrt, wird der nun wieder geschlossene Schalter T2 entsprechend Fig. 5 wirksam und es treten erneut die Stromlaufverhältnisse auf, wie sie in Fig. 5 dargestellt und bereits beschrieben worden sind.
  • Die Schaltung nach Fig. 11 unterscheidet sich von den Schaltungen nach den Figuren 1 bis 8 dadurch, daß im Verbindungsweg zwischen dem Gleichrichter GL und dem Wechselrichter WR eine Zusatzdrossel L′ vorgesehen ist. Durch den induktiv belasteten Eingang des Wechselrichters wird, wie Untersuchungen gezeigt haben, erreicht, daß sich Stromflußzeiten und -formen der Ströme ergeben, die hinsichtlich einer Funkentstörung günstigere Eigenschaften haben. Außerdem ist es hierdurch möglich, den Zündkondensator Cz kleiner zu wählen.
  • Die induktive Belastung des Eingangs des Wechselrichters kann auch, wie kurz anhand der Fig. 12 erläutert werden soll, auch ohne die in Fig. 11 dargestellte Zusatzinduktivität L′ herbeigeführt werden. Die Fig. 12 zeigt ein übliches Oberwellenfilter HF in Form eines symmetrischen T-Gliedes mit den Filterdrosseln LO1 und LO2 in den Längszweigen auf der Eingangs- und Ausgangsseite und den Filterkondensator CO im Querzweig. Zusätzlich ist als Querzweig bei einem solchen Oberwellenfilter HF auf der Ausgangsseite noch der Filterkondensator CO′ vorgesehen, dem eine zusätzliche Glättungsfunktion der Oberwellen zukommt. Wird der Filterkondensator CO′ weggelassen, dann wird die ausgangsseitige Filterdrossel LO2 hinsichtlich des Eingangs des Wechselrichters WR wirksam, stellt also eine induktive Eingangsbelastung dar, die die Zusatzdrossel L′ überflüssig macht.

Claims (3)

  1. Elektronisches Vorschaltgerät für Leuchtstofflampen, mit einem Wechselrichter, der eingangsseitig über die Hintereinanderschaltung eines Oberwellenfilters und eines Gleichrichters mit der Netzwechselspannung in Verbindung steht und ausgangsseitig an wenigstens einen Lastkreis, bestehend aus der Reihenschaltung einer Drossel mit der Parallelschaltung aus einem Kondensator und einer Leuchtstofflampe, angeschaltet ist, bei der der Wechselrichter als Schalterbrückenanordnung mit zwei Schalterzweigen und zwei Kondensatorzweigen gestaltet ist, deren den Ausgang des Wechselrichters bildenden Brückenanschlüsse durch die gemeinsamen Verbindungspunkte der beiden Schalterzweige einerseits und der beiden Kondensatorzweige andererseits gegeben sind und bei der die beiden Schalterzweige aus elektronischen Schaltern mit parallel geschalteten Freilaufdioden bestehen, die im Gegentakt mit einer gegenüber der Netzwechselfrequenz hohen Schaltfrequenz auf- und zugesteuert sind,
    dadurch gekennzeichnet,
    daß der für die Glättung der gleichgerichteten Netzwechselspannung erforderliche Speicherkondensator dadurch in einen Kondensatorzweig der Schalterbrückenanordnung einbezogen ist, daß der eine (C2) der beiden jeweils einen Kondensatorzweig darstellenden Kondensatoren (C1, C2) so groß gewählt ist, daß er im Rhythmus der Netzwechselfrequenz mit Sicherheit nicht voll umladbar ist, während der andere (C1) dieser beiden Kondensatoren (C1, C2), dem eine Freilaufdiode (D3) parallel geschaltet ist, lediglich so groß ist, daß er im Rhythmus der Schaltfrequenz der Schalter (T1, T2) voll umladbar ist.
  2. Elektronisches Vorschaltgerät nach Anspruch 1,
    dadurch gekennzeichnet,
    daß im Verbindungsweg zwischen dem Gleichrichter (GL) und dem Wechselrichter (WR) eine Zusatzdrossel (Lz) angeordnet ist.
  3. Elektronisches Vorschaltgerät nach Anspruch 1,
    dadurch gekennzeichnet,
    daß die Filterdrossel (LO2) in den Längszweigen auf der Ausgangsseite des Oberwellenfilters (HA) über den Gleichrichter (GL) hinweg für den Wechselrichter (WR) als vorgeschaltete Induktivität wirksam ist.
EP89113600A 1988-07-27 1989-07-24 Elektronisches Vorschaltgerät Expired - Lifetime EP0352703B1 (de)

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Application Number Priority Date Filing Date Title
DE3825513 1988-07-27
DE3825513 1988-07-27

Publications (2)

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EP0352703A1 EP0352703A1 (de) 1990-01-31
EP0352703B1 true EP0352703B1 (de) 1993-12-29

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ID=6359678

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