EP0468962A1

EP0468962A1 - Positionierverfahren für einen magnetplattenspeicher und einrichtung zur durchführung des verfahrens

Info

Publication number: EP0468962A1
Application number: EP19890910619
Authority: EP
Inventors: Heinz-Dieter Maier; Werner Spengler; Heriberto Unger
Original assignee: Siemens AG; Siemens Corp
Current assignee: Siemens AG; Siemens Corp
Priority date: 1989-04-27
Filing date: 1989-09-20
Publication date: 1992-02-05
Also published as: WO1990013113A1

Description

Positionierverfahren für einen Magnetplattenspeicher und Einrichtung zur Durchführung des Verfahrens

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zum Positionieren einer Positioniereinheit eines Magnetplattenspeichers gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruches 1 sowie auf eine Einrichtung zur Durchführung dieses Verfahrens.

Bei Magnetplattenspeichern ist die mittlere Zugriffszeit bekanntlich neben der Speicherkapazität eines der wesentlichen Leistungskriterien. Dabei bestimmten die Spurdichte und die mittlere Zugriffszeit, wobei diese die reine Positionierzeit und die Einschwingzeit auf eine ausgewählte Spur einschließen möge, den Aufbau der Positioniereinheit und das Positionierverfahren. So gleichen sich beispielsweise bei der Gruppe leistungsfähiger 5 1/4"-Magnetplattenspeicher die konventionellen Positionierverfahren darin, daß man ein von der Spurdistanz abhängiges Geschwindigkeitsprofil, d. h. eine bestimmte Geschwindigkeit als Funktion der beim Positioniervorgang zurückgelegten Wegstrecke als Sollwertkurve vorgibt und den Ablauf des Positioniervorganges danach regelt. Eine Analyse des Positioniervorganges auf dieser Grundlage ist beispielsweise in "Magnetic Recording", Vol. II, herausgegeben von C.D.Mee und E.D.Daniel, Mc Graw Hill Verlag, 1988 im Kapitel 2.3.5 beschrieben. Mit dieser Sollwertvorgabe in Form eines Geschwindigkeitsprofiles sind Zugriffszeiten etwa um 20 ms durchaus noch beherrschbar.

Will man dagegen die Positionierzeiten wesentlich weiter herabsetzen, d. h. im Mittel 14 ms und weniger erreichen, hat man vor allem zwei Möglichkeiten: Man kann die Positioniereinheit so aufbauen, daß damit höhere Maximalgeschwindigkeit und größere Beschleunigung möglich wird. Mit konventionellen Positionierverfahren sind aber auch diesen Möglichkeiten Grenzen gesetzt. Dem Fachmann leuchtet unmittelbar ein, daß das Ziel, trotz höherer Maximalgeschwindigkeit der Positioniereinheit mindestens so genau auf die Zielspur einzufahren wie bei konventionellen Magnetplattenspeichern, nur mit einer entsprechenden Erhöhung des "Dynamikbereiches" der Geschwindigkeitsrege- lung realisierbar ist. Dafür sind aber konventionelle Standardschaltkreise, die für die Anwendung bei Positionierverfahren von Magnetplattenspeichern entwickelt wurden, nicht mehr geeignet. Dazu kommt als weitere Einschränkung , daß auch eine Erhöhung der zulässigen Beschleunigung nicht ohne weiteres realisierbar ist. Dies würde zunächst bedeuten, was im Hinblick auf eine zeitoptimale Lösung der Positionieraufgabe an sich vernünftig erscheint, den Strom zur Beschleunigung des Antriebes der Positioniereinheit so schnell wie möglich anzulegen. Versucht man aber , das Ziel auf diese Weise zu erreichen, wird man erkennen , daß plötzliche Änderungen der Beschleunigung der Positioniereinheit unmittelbar mechanische Schwingungen anregen , d . h . die Einschwingzeit verlängern und z . B. auch Betriebsgeräusche hervorrufen.

Dazu ist aus der internationalen Patentanmeldung WO 88/02913 bereits bekannt, trotz des Zieles einer zeitoptimalen Positionierung statt eines Geschwindigkeitsprofiles ein Beschleunigungsprofil für die Positioniereinheit derart vorzugeben , daß sich die Beschleunigung bzw. Verzögerung vorzugsweise nur linear ändert.

Bei diesem bekannten Positionierverfahren werden drei Gruppen von Positioniervorgängen in Abhängigkeit von der auftretenden Spurdistanz unterschieden . Bei Positioniervorgängen unterhalb einer bestimmten Spurdistanz erreicht die Positioniereinheit noch nicht die maximal vorgegebene Beschleunigung. In diesem Fall wird die Positioniereinheit im ersten Viertel der Positionierzeit linear beschleunigt , danach kehrt die Änderung der Beschleunigung ihre Richtung um , so daß bei drei Vierteln der Positionierzeit die größte Verzögerung auftritt, die danach li near bis zum Ende des Positioniervorganges wieder abfällt. Der Beschleunigungsverlauf über der Zeit entspricht daher zwei zur Zeitachse symmetrisch liegenden, unmittelbar aneinandergesetzten Dreiecken.

In einer zweiten Gruppe von Positioniervorgängen über mittlere Spurdistanzen wird zwar die maximale Beschleunigung bzw. Verzögerung noch nicht, jedoch aber die maximale Geschwindigkeit der Positioniereinheit erreicht. Das Beschleunigungsprofil enthält daher zusätzlich Teilstücke mit konstanter Beschleunigung bzw. Verzögerung und entspricht zwei bezüglich der Zeitachse symmetrisch zueinander liegenden Trapezen, die unmittelbar aneinander gesetzt sind. Bei der dritten Gruppe von Positioniervorgängen über große

Spurdistanzen wird schließlich zwischenzeitlich auch die Grenzgeschwindigkeit der Positioniereinheit erreicht. Das Beschleunigungsprofil entspricht dann zwei symmetrisch zur Zeitachse liegenden Trapezen, die in einem zeitlichen Abstand voneinander liegen.

In allen diesen Fällen ist der Beschleunigungsanteil des Gesamtprofiles bei umgekehrten Vorzeichen identisch mit dem Verzögerungsanteil, d. h. die Sollwertkurve ist punktsymmetrisch. Diese Symmetrie erleichtert wesentlich die Ermittlung des jeweiligen Sollwertprofiles unter Echtzeitbedingungen ebenso wie die Vorgabe, daß sich bei allen Positioniervorgängen die Beschleunigung bzw. die Verzögerung mit einer fest vorgegebenen Steigung linear ändert.

Es ist zwar einzusehen, daß diese Vorgehensweise dazu beiträgt, die Betriebsgeräusche zu reduzieren, da Extremwerte für Änderungen der Beschleunigung voraussetzungsgemäß vermieden werden. Es ist auch einzusehen, daß mit dem bekannten Verfahren Einschwingzeiten der Positioniereinheit über der Zielspur verkürzt und daher mittlere Zugriffszeiten trotz der im Vergleich zu geschwindigkeitsmaximierten Positionierverfahren nicht mehr zeit optimalen Sollwertvorgabe erreicht werden können , die gleich oder sogar besser sind als bei diesen älteren konventionellen Verfahren. Bei näherer Betrachtung ist es aber dennoch unmittelbar einleuchtend , daß auch mit diesem bekannten Verfahren die Aufgabe, die Zugriffszeit bei Verringerung der Betriebsgeräusche zu reduzieren, noch nicht optimal gelöst ist . Jedes der geschilderten Beschleunigungsprofile enthält mehr oder minder viele Unstetigkeitsstellen der zeitlichen Ableitung dieser Beschleunigungsfunktion , die immer noch Anlaß für die Anregung mechanischer Schwingungen und damit für das Erzeugen von Betriebsgeräuschen sind , obwohl durch den graduellen Anstieg und Abfall der Beschleunigung bzw. Verzögerung eine Verlängerung der Positionierzeit in Kauf genommen wird. Der vorliegenden Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde , ein Verfahren der eingangs genannten Art zu schaffen , das bei weiterer Reduzierung der mittleren Zugriffszeit die Ursachen für die Erzeugung von unerwünschten mechanischen Schwingungen noch mehr als bisher eliminiert sowie eine Einrichtung zur Durchführung dieses Verfahrens anzugeben , die bei kostengünstigem Aufbau eine hohe Flexibilität zur Anpassung an jeweilige Anwendungsfälle aufweist.

Bei einem Verfahren der eingangs genannten Art wird diese Aufgäbe durch die im Kennzeichen des Patentanspruches 1 beschriebenen Merkmale gelöst .

Ein wesentlicher Vorteil der erfindungsgemäßen Lösung besteht darin, daß es damit gelingt , die Beschleunigung für den Antrieb der Positioniereinheit im gesamten Verlauf der Sollwertkurve "weich" , d . h. mit anderen Worten ohne Unstetigkeitsstellen verrundet vorzugeben. Es wird aber nicht etwa ein linearer Anstieg der Beschleunigung bzw. Verzögerung in Kauf genommen, sondern es wird vielmehr zur Zeitoptimierung angestrebt , durch eine entsprechende Stromvorgabe maximale Beschleunigungs- bzw. Verzögerungswerte möglichst schnell zu erreichen. Dies trägt zur Verkürzung der mittleren Zugriffszeit ebenso bei , wie die Verrundung des Beschleunigungsprofiles am Ende eines Positioniervorganges, die bei optimiertem Einschwingverhalten der Positioniereinheit ein möglichst genaues Einfahren über die Zielspur gestattet. Mit anderen Worten, das Positionierverfahren beruht auf einer Sollwertkurve, die bis auf die Verrundung zeitoptimal vorgegeben ist und dennoch auch hinsichtlich des Einschwingens auf die Zielspur optimiert ist.

Wie Weiterbildungen der Erfindung zeigen, nach denen der Positioniervorgang unabhängig von der jeweiligen Spurdistanz immer in drei Zeitintervalle eingeteilt wird, ist es möglich, alle Positioniervorgänge ohne Fallunterscheidung nach einem einheitlichen Positionierverfahren zu regeln. Es ist unmittelbar einzusehen, daß damit die von der jeweiligen Wegstrecke, d. h. der Spurdistanz abhängige Ermittlung eines bestimmten Profiles als Sollwertvorgabe entscheidend zu vereinfachen ist. Dies erhöht die Flexibilität des erfindungsgemäßen Verfahrens bei reduziertem Aufwand und trägt zur Verkürzung der Rechenzeit bei, was bei unter Echtzeitbedingungen ablaufenden Vorgängen von ganz entscheidender Bedeutung ist.

Ein weiterer wesentlicher Vorteil des erfindungsgemäßen Verfahrens ist darin begründet, daß dieses auch in der Lage ist, die in der Ansteuerung für den Antrieb der Positioniereinheit liegenden Reserven, d. h. den Einfluß der Gegen-EMK voll zu nutzen. Dies bedeutet mit anderen Worten die Loslösung des Sollwertprofiles von der bei konventionellen Positionierverfahren aus Vereinfachungsgründen vorgegebenen Punktsymmetrie. Die Loslösung von der Punktsymmetrie resultiert praktisch in einem in bezug auf das Beschleunigungsintervall verkürzten Verzögerungsintervall und nutzt damit eine weitere Einflußgröße, die zur Reduzierung der mittleren Zugriffszeit beiträgt.

Wie eine weitere Weiterbildung der Erfindung gemäß Patentanspruch 7 zeigt, ist dieses Verfahren unter Verwendung eines handelsüblichen Signalprozessors in der Lage, den Regelungsvorgang unter Echtzeitbedingungen durchzuführen, ohne daß die von der jeweiligen Spurdistanz abhängigen Verläufe des Sollwertprofiles vorher bereits fest, beispielsweise in einem Sollwertspeicher, vorgegeben sind. Daher bedarf es bei einer Einrichtung zur Durchführung dieses Verfahrens keiner spezialisierten, bisher auf dem Markt nicht erhältlichen integrierten Schaltkreise. Das Verfahren läßt sich vielmehr allein mit Hilfe konventioneller Bausteine realisieren, wobei ein konventioneller, im Hinblick auf bestimmte Additions- und Multiplikationsvorgänge optimierter Signalprozessor mit seinen Eigenschaften voll genutzt wird.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im folgenden anhand der Zeichnung näher erläutert. Dabei zeigt: FIG 1 schematisch in einem Blockschaltbild eine Steuereinheit für einen Magnetplattenspeicher mit einem Istwertgeber und einem Sollwertgeber, in dem für jeden Positioniervorgang Sollwerte für die Durchführung der Regelung generiert werden, FIG 2a bis FIG 2c schematisch in Form von Impulsdiagrammen das Prinzip eines Geschwindigkeitsprofiles, eines entsprechenden Stromprofiles für den Antrieb der Positioniereinheit sowie ein Profil für die Klemmenspannung an einer Antriebsspule der Positioniereinheit,

FIG 3 ein Ersatzschaltbild für den Antrieb der Positioniereinheit,

FIG 4a und 4b, 4c und 4d bzw. 4e und 4f jeweils die Gegenüberstellung eines bestimmten Beschleunigungsprofiles und ein diesem entsprechendes Amplitudenspektrum bei Zugrundelegung einer typischen mechanischen Übertragungsfunktion zur Erläuterung der Anregung mechanischer Schwingungen und von Betriebsgeräuschen, FIG 5 das Ersatzschaltbild für ein FIR-Filter,

FIG 6 in Form von Impulsdiagrammen eine Sprungfunktion sowie eine dieser Sprungfunktion entsprechende Filterantwort eines FIR-Filters,

FIG 7 ein Blockschaltbild für einen Sollwertgeber gemäß FIG 1,

FIG 8 in Form eines Impulsdiagrammes ein Beispiel für ein

Strom- bzw. Beschleunigungsprofil, wie es beispielsweise für alle Positioniervorgänge zunächst ermittelt wird, FIG 9 eine Ausführungsform für einen Sollwertgeber in fest verdrahteter Schaltungstechnik,

FIG 10a bis 10c in verschiedenen Impulsdiagrammen jeweils Ausführungsformen für ein Beschleunigungsprofil, ein Geschwindigkeitsprofil bzw. ein Wegprofil, das mit dem Sollwertgeber von FIG 9 nach Vorgabe eines Beschleunigungsprofiles gemäß FIG 8 abgeleitet wird,

FIG 11 schematisch in einem Blockschaltbild eine weitere Ausführungsform einer Einrichtung zur Durchführung des Positionierverfahrens unter Verwendung eines Signalprozessors,

FIG 12 schematisch in einem Blockschaltbild die unter Steuerung des Signalprozessors ablaufenden Vorgänge zur Umformung des in FIG 8 dargestellten Beschleunigungs- bzw. Stromprofiles in ein Profil gemäß FIG 10a und

FIG 13 ein Ablaufdiagramm für die durch den Signalprozessor ausgeführten Steuer- bzw. Rechenvorgänge.

In FIG 1 ist zur Erläuterung eines Positionierverfahrens für einen Magnetplattenspeicher in einem Blockschaltbild schematisch eine Gerätesteuerung 1 dargestellt, über die der Magnetplattenspeicher mit seiner Umwelt in Verbindung tritt. So steuert die Gerätesteuerung den Datentransfer vom und zum Magnetplattenspeicher und - was im vorliegenden Fall von wesentlicherem Interesse ist - löst auch Spurwechsel aus, wenn ein Schreib- bzw. Lesevorgang in einer anderen Spur des Magnetplattenspeichers fortgesetzt werden soll. Derartige Gerätesteuerungen sind allgemein bekannt. Es bedarf daher hier keiner näheren Erläuterung, weil diese Gerätesteuerung bei einem vorzunehmenden Spurwechsel lediglich eine Distanzadresse ADR, die eine entsprechende Sprungweite in Form der Zahl der zu überlaufenden Aufzeichnungsspuren und die jeweilige Richtung sowie ein Startsignal START abgibt, das den Beginn der Spurwechseloperation definiert.

In FIG 1 ist weiterhin schematisch eine Positioniereinheit 2 für den Magnetplattenspeicher dargestellt, die als Drehpositionierer ausgebildet sein soll. Drehpositionierer für Magnetplattenspeicher sind insbesondere für 5 1/4"- oder 3 1/2"-Plattenspeicher allgemein gebräuchlich, so daß auch zu dieser Baueinheit keine detaillierte Schilderung erforderlich erscheint. Hier sei deshalb nur darauf verwiesen, daß konventionelle Drehpositionierer ein Schwenkstück aufweisen, das im Plattenspeichergehäuse drehbeweglich gelagert ist. Das Schwenkstück trägt einerseits über eine Mehrzahl von radial abstehenden Tragarmen eine entsprechende Mehrzahl von zueinander exakt ausgerichteten Magnetkopfsystemen, die bei einer Schwenkbewegung des Schwenkstückes über ihnen jeweils zugeordnete Oberflächen der Speicherplatten des Magnetplattenspeichers gemeinsam einschwenken. Angetrieben wird das Schwenkstück durch eine Magnetantriebsspule, der ein entsprechender Spulenstrom über einen gesteuerten Leistungsregler zugeführt wird. Die Magnetantriebsspule ist von einem System von Permanentmagneten umgeben, so daß sie sich in Abhängigkeit von dem Spulenstrom bewegt und damit das Schwenkstuck auslenkt. In FIG 1 ist eine derartige Antriebseinrichtung 201 der Positioniereinheit 2 lediglich schematisch angedeutet. üblicherweise ist eine Schreib/Leseelektronik 202, die insbesondere den Magnetkopfsystemen zugeordnete Schreib- bzw. LeseVerstärker enthält, unmittelbar auch in der Positioniereinheit 2 axigeordnet. Hier ist angenommen, daß diese Schreib/Leseelektronik 202 zusätzlich auch eine Auswerteelektronik zum Aufbe reiten, Gleichrichten und selektiven Vergleichen von Servolesesignalen umfaßt. Sie ist damit in der Lage, diese aufbereiteten Lesesignale RS einem Phasenregelkreis 3 zuzuführen, mit dem konventionell bei Magnetplattenspeichern aus diesen Lesesignalen RS eine davon abhängige interne Taktimpulsfolge CLK abgeleitet wird, die die Zeitbasis für alle geräteinternen Steuerungsabläufe bildet und aus Gründen der Einfachheit beispielsweise auch für die Steuerung der Regelvorgänge beim Positionieren herangezogen wird.

Daneben soll diese Schreib/Leseelektronik 202 in Form der Auswerteelektronik auch Schalteinrichtungen aufweisen, die aus den gelesenen Servosignalen Positionsfehlersignale PES erzeugen. Diese bilden üblicherweise die Steuersignale für die Spurverfolgung bei Magnetplattenspeichern. Wie schematisch angedeutet, haben die Positionsfehlersignale hier einen sägezahnförmigen Verlauf, deren Nullstellen auftreten, wenn die Positioniereinheit 2 im Verlauf eines Spurwechsels fortlaufend Aufzeichnungsspuren kreuzt.

All die vorstehend beschriebenen Einheiten werden bei konventionellen Magnetplattenspeichern in den verschiedensten Ausführungsformen eingesetzt und sind daher in der Fachwelt durchwegs allgemein bekannt. Über die vorstehende Einführung hinausgehend bedarf es daher keiner weiteren Detailschilderung, die lediglich die Übersichtlichkeit erschweren könnte.

Im folgenden soll aber zunächst der Positioniervorgang bei einem Magnetplattenspeicher im Hinblick auf das zu beschreibende Positionierverfahren grundsätzlich betrachtet werden. Der Magnetplattenspeicher ist ein Speicher mit wahlfreiem Zugriff, d. h. das Positioniersystem muß bei jedem Spurwechsel auf jede beliebige Spur der Magnetspeicherplatten einstellbar sein. Weiterhin soll grundsätzlich jeder Positioniervorgang zeitoptimal ablaufen, da die mittlere Positionierzeit bei Magnetplattenspeichern ein wesentliches Leistungskriterium ist. In der Antriebseinrichtung 201 der Positioniereinheit 2 steht eine vor gegebene Versorgungsspannung V zur Verfügung, die optimal genutzt werden soll, um im Prinzip in der Beschleunigungsphase der Magnetantriebsspule der Positioniereinrichtung 2 maximalen Beschleunigungsstrom solange zuzuführen, bis die vorgegebene Maximalgeschwindigkeit der Positioniereinheit 2 erreicht ist. Diese Geschwindigkeit wird gehalten, bis die Bremsphase einsetzt, in der die Positioniereinheit 2 mit maximalem Bremsstrom abgebremst wird, bis sie möglichst exakt in die Zielspur einläuft. Naturgemäß setzt die Bremsphase bei kurzen Wegstrecken, d. h. kleinen Spurdistanzen bereits ein, bevor die Maximalgeschwindigkeit erreicht wird.

Diese theoretische Betrachtung verdeutlicht, daß für jede Spurdistanz ein spezifisches Geschwindigkeitsprofil v.(t) zugrundegelegt werden kann, um den Positioniervorgang optimal durchzuführen.

Ein Geschwindigkeitsprofil v_i(t) ist in FIG 2a dargestellt, FIG 2b zeigt eine entsprechende Stromkurve i(t), d. h. eine Kurve, die dem zeitlichen Verlauf des der Magnetantriebsspule in der Antriebseinrichtung 201 als Steuergröße zugeführten Stromes entspricht und FIG 2c verdeutlicht den entsprechenden Verlauf der Klemmenspannung V(t) an der Antriebseinrichtung 201 der Positioniereinheit 2.

In Verbindung mit einem in FIG 3 dargestellten Ersatzschaltbild für die Antriebseinrichtung 201 sollen zunächst die Einflüsse erläutert werden, die sich aus dem Aufbau der Antriebseinrichtung in der Praxis ergeben. FIG 3 zeigt eine zwischen der Versorgungsspannung V_s und Masse angeordnete Serienschaltung einer Stromquelle 203 und einer Magnetantriebsspule 204 der Antriebseinrichtung 201. In der Praxis ist die Stromquelle 203 durch einen Leistungsverstärker realisiert, dem eine Steuerspannung zum Einstellen des Spulenstromes i(t) zugeführt wird. Dieser Leistungsverstärker hat einen vorgegebenen Eigenbedarf, der als Spannungsabfall wirksam wird. Außerdem braucht man, um während des Positioniervorganges regeln zu können, eine gewisse Span nungsreserve. Diese beiden Einflußgrößen sind in FIG 2c als Teilspannung V₁ angegeben. Das Ersatzschaltbild der Magnetantriebsspule 204 verdeutlicht den ohmschen Widerstand 205 und den induktiven Widerstand 206 der Magnetantriebsspule, die durch die Dimensionierung der Spule 204 vorgegeben sind.

Schließlich ist in Form einer Spannungsquelle 207 der Einfluß der Gegen-EMK angedeutet, die sich als linear von der Geschwindigkeit und der Mo torkonstante K der Magnetantriebsspule 204 abhängiger Spannungsbeitrag aufbaut.

Will man trotz zunehmender Geschwindigkeit der Positioniereinheit 2 die Klemmenspannung an der Magnetantriebsspule 204 konstant halten, muß man einen Spulenstrom i(t) vorgeben, wie er in FIG 2b dargestellt ist. Der Spulenstrom i(t) folgt dabei über der Zeit einem exponentiellen Abfall gemäß Beziehung 1:

(1) i(t) = I_oexp (-K²t/R),

dabei ist I_o = (V_s - V₁)/R Dabei bedeutet K die Motorkonstante, R den ohmschen Widerstand der Magnetantriebsspule 204, V_s die Versorgungsspannung und V₁ die Teilspannung, die dem Eigenverbrauch des steuernden Leistungsverstärkers 203 und der Regelreserve entspricht. Bei dem hier beschriebenen Positionierverfahren wird dieser Einfluß der Gegen-EMK nutzbringend verwendet. Die Gegen-EMK wirkt beim Beschleunigen bremsend, kann dann aber in der Bremsphase unterstützend eingesetzt werden. Dies allerdings hat zur Folge, daß die Sollwertkurve für den Spulenstrom i(t) unsymmetrisch wird, d. h. daß die Bremsphase kürzer wird als die Beschleunigungsphase.

Die FIG 2a bis 2c verdeutlichen auch als ein Beispiel, daß man zur Steuerung des Positioniervorganges für jede mögliche Spurdistanz ein bestimmtes Profil vorgeben muß, um den Positioniervorgang zeitoptimal auszuführen. Bei einer Mehrzahl von konventionellen Magnetplattenspeichern wird dafür ein trapezförmiges Geschwindigkeitsprofil v_i(t) herangezogen. Wenn man aber beispielsweise bei 5 1/4" Magnetplattenspeichern heute mittlere Positionierzeiten von weniger als 15 ms anstrebt, so bedeutet das Geschwindigkeiten, die wegen der weiteren Randbedingung, daß möglichst genau auf die Zielspur einzufahren ist, nur mit erheblichem Aufwand steuerungstechnisch zu beherrschen sind. Im vorliegenden Fall wird daher für die Steuerung des Positioniervorganges ein Wegprofil x_n(t) in Verbindung mit einer Stromvorgabe in(t) benutzt, wobei letztere die Beschleunigung der Positioniereinheit 2 in der Anfangsphase bzw. deren Verzögerung in der Endphase eines Positioniervorganges bestimmt.

Bisher wurde ein weiteres wesentliches Problem nicht detailliert betrachtet, nämlich das Problem der Anregung mechanischer Schwingungen, die sich aus dem oszillierenden Verhalten der Positioniereinheit 2 ergeben. Theoretisch ist erwünscht, an die Antriebseinrichtung 201 der Positioniereinheit 2 möglichst schnell maximalen Strom anzulegen, um bei hohen Beschleunigungen den Positioniervorgang zeitoptimal ablaufen zu lassen . Dies wäre mit einem Stromprofil i(t) bzw. einem entsprechenden Beschleunigungsprofil a(t) mit stufenförmigen Verlauf, wie beispielhaft in FIG 4a dargestellt, möglich. Bei einer typischen mechanischen Übertragungsfunktion nach dem hier betrachteten Positioniermodell verursacht eine derartige Stromkurve mechanisehe Schwingungen, deren Amplitudenspektrum, d. h. die Schwingungsamplituden A über der Frequenz f aufgetragen, qualitativ das in FIG 4b dargestellte Bild ergibt. Das Amplitudenspektrum fällt von einem bei tiefen Frequenzen auftretenden Maximalwert exponentiell ab, hat aber dennoch selbst im Bereich von 10 kHz noch relativ hohe Maximalwerte.

In FIG 4c ist schematisch eine Stromkurve i(t) bzw. die entsprechende Beschleunigungskurve a(t) dargestellt, die einen stückweise zusammengesetzten linearen Verlauf hat. Das zugehörige, in FIG 4d dargestellte Amplitudenspektrum A bei der gleichen Übertragungsfunktion zeigt im Vergleich zur Darstellung von FIG 4b einen wesentlich günstigeren Verlauf, jedoch immer hin auch bei Frequenzen oberhalb von 5 kHz noch nennenswerte Amplitudenwerte.

In FIG 4e ist nun eine Strom- und Beschleunigungskurve i(t) bzw. a(t) dargestellt, deren Flanken relativ steil ansteigen bzw. abfallen, die aber in den Übergangsbereichen beispielsweise nach einer Kosinus-Funktion gerundet ist. Das zugehörige, in FIG 4f dargestellte Amplitudenspektrum A zeigt im Vergleich aller FIG 4b, 4d und 4f die besten Werte. Damit ist überzeugend dargelegt, daß es ganz wesentlich darauf ankommt, die Stromkurve i(t) so auszugestalten, daß alle Übergänge möglichst weich verlaufen, um die Anregung mechanischer Schwingungen, damit Störungen im Positioniervorgang, wie lange Einschwingzeiten und hohe Betriebsgeräusche zu vermeiden. Anders ausgedrückt, wenn nur zeitliche Änderungen des Stromes bzw. der Beschleunigung die Mechanik zu Schwingungen anregen und es dann gelingt, den Spulenstrom i(t) möglichst oberwellenarm vorzugeben, lassen sich höhere Resonanzen im Amplitudenspektrum vermeiden. Für diesen Fall gilt angenähert die in Beziehung (2) mathematisch ausgedrückte Übertragungsfunktion für das angenommene Positionierermodell:

(2) F(s) = x(s)/i(s) = K(Θs² + ßs + d) ^-1

Dabei ist x die auf den Servokopf bezogene Auslenkung, Θ das Trägheitsmoment der Positioniereinheit 2, 0 die geschwindigkeitsproportionale Reibung und d eine Rückstellkraft der Positioniereinheit, die beispielsweise auf die flexiblen Leitungszuführungen zurückzuführen ist. Nun kann man annehmen, daß Positionierzeiten in einem Bereich von 1 ms bis maximal 50 ms auftreten. Im Frequenzbereich ausgedrückt, bedeutet dies Grundfrequenzen von 200 Hz bis etwa 1 kHz im Anregungsspektrum. Für diese Frequenzen läßt sich die Beziehung (2) näherungsweise durch eine Beziehung (2a) ausdrücken: (2a ) F( s) = K/Θ s²

Diese Näherungsbeziehung entspricht der Tatsache, daß die Auslenkung der Positioniereinheit 2 proportional zur zweifachen Integration des Stromes in der Magnetantriebsspule 204 ist, solange die Spule nicht übersättigt ist.

Nun muß man sich verdeutlichen, daß eine derartige, von linearen Teilstücken abweichende Stromkurve i(t) während des Positioniervorganges zur Verfügung gestellt werden muß. Dies ist eine Aufgabe, die analytisch unter Echtzeitbedingungen bei einejn derart komplexen Profil kaum durchführbar ist. Wie oben ausgeführt, kann man aber auf die Verrundung der Stromkurve i(t) nicht verzichten. Nun bietet die Analogtechnik im allgemeinen an, eine Impulsfolge duch Impulsformung, d. h. Filtern zu verrunden. Wenn dies auch hier möglich wäre, könnte man eine ungerundete Impulsfolge als "hartes" Stromprofil i(t) vorgeben und durch Filtern verrunden. Es mögen die obengenannten Voraussetzungen gelten, daß sich nämlich der Weg x als zweifaches Integral der Beschleunigung a darstellen läßt und daß die Beschleunigung a direkt proportional dem Spulenstrom i ist, d. h. daß lineares, sättigungsfreies Verhalten vorliegt. Weiterhin wird angenommen, daß eine der Antriebseinrichtung 201 der Positioniereinheit 2 zugeführte analoge Steuergröße i_s(t) der Stromkurve i(t) linear proportional ist. Unter diesen Voraussetzungen wäre es gleichgültig, ob dieser Steuergröße ein bereits gerundetes Stromprofil mit dem dazu passenden Weg x zugrundeliegt oder ob man zunächst ein hartes Stromprofil i(t), wie beispielsweise in FIG 2b angegeben, mit dem dazugehörigen Weg vorgibt und dann beide in elektrischen Signalen ausgedrückte Funktionen durch gleiche Filter schickt und so verrundet.

Dem steht aber entgegen, daß für eine exakte Positionierung definierte Anfangs- bzw. Endbedingungen gelten, nämlich zu Beginn bzw. am Ende jedes Positioniervorganges von der Positioniereinheit 2 exakt festgelegte Positionen eingenommen werden und dort gleichzeitig jeweils mindestens die ersten und zweiten Ablei tungen des Weges nach der Zeit null sein müssen. Denkt man sich die in Betracht gezogene Filterung durch einen Tiefpaß realisiert, so ist sofort einzusehen, daß damit auf jeden Fall die Endbedingung nicht eingehalten werden kann, da nach der Übertragungsfunktion eines solchen Filters ein exponentielles Einlaufen in die Endlage systematisch vorgegeben ist. Dies bedeutet, - theoretisch betrachtet - die Endposition würde exakt erst nach unendlich langer Zeit eingenommen. Übliche analoge Filter bilden daher keine akzeptable Lösung für dieses Problem.

Aus der digitalen Filtertechnik sind allerdings Finite-Impulse- Response-Filter bekannt, die man üblicherweise abgekürzt als FIR-Filter bezeichnet. Eine schaltungstechnische Ausgestaltung eines solchen Filters ist z. B. in IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. 23, No. 2, April 1988, Seiten 536 bis 542 beschrieben und im einzelnen diskutiert. Die Kenntnis dieses Filtertyps kann deshalb hier vorausgesetzt werden. In FIG 5 ist daher nur des besseren Verständnisses wegen ein Ersatzschaltbild für ein derartiges FIR-Filter schematisch dargestellt. Da bei digitalen Filtern die Regeln der z-Transformation anzuwenden sind, bedeutet jeder Block z in diesem Ersatzschaltbild die Verschiebung des Eingangssignales SI um eine Abtastperiode

Δt. Mit c_o bis c_n sind die Filterkoeffizienten bezeichnet, so daß gemäß Beziehung (3):

(3) Ftz^-1) = c_o + c₁z^-1 + c₂z^-2 + ... + c_nz^-n die Übertragungsfunktion F(z^-1) des FIR-Filters für ein Filter n-ter Ordnung angegeben werden kann.

FIG 6 verdeutlicht schematisch diese Filterfunktion für ein FIR-Filter 5. Ordnung. Mit unterbrochenen Linien ist als Eingangssignal SI ein Rechteckimpuls dargestellt. Die Filterantwort, d. h. das Ausgangssignal SO des FIR-Filters ist der treppenförmige Signalverlauf, der nach einer der Ordnung n des Filters entsprechenden Anzahl n von Abtastperioden Δt exakt mit dem Endwert des Eingangssignales SI übereinstimmt. Damit ist die hier entscheidende Eigenschaft des FIR-Filters illustriert, nach der das FIR-Filter nach endlicher, vorgegebener Zeit exakt auf das Eingangssignal "eingeschwungen" ist. Weiterhin ist unmittelbar einzusehen, daß man es durch eine entsprechende Wahl der Filterkoeffizienten c_o bis c_n in der Hand hat, die Filterantwort, d. h. das Ausgangssignal SO in jeder gewünschten Weise im Verlauf zwischen dem Anfangs- und dem Endwert zu verrunden. Unter Verwendung eines FIR-Filters ist es daher möglich, das Stromprofil "hart" vorzugeben und dennoch zu einer "weichen" Sollwertvorgabe mit einstellbarem Rundungsverlauf unter Einhaltung der geschilderten Randbedingungen zu gelangen.

Damit sind die Grundlagen für das hier vorliegende Positionierverfahren erläutert. Nunmehr kann, zurückkehrend zur Darstellung von FIG 1, die Realisierung der vorstehend geschilderten Prinzipien erläutert werden. Das Blockschaltbild zeigt einen Istwertgeber 4, dem das sägezahnförmige Positionsfehlersignal PES zugeführt ist. Dieses Signal weist eine Periode auf, die identisch mit der Spurrasterung ist und besitzt einen Hub, der die zur Verfügung stehende Versorgungsspannung bereits für einen einzigen Spurabstand voll ausschöpft. Diesem Istwertgeber 4 wird von der Gerätesteuerung 1 die Distanzadresse ADR zugeführt, die die Sprungweite für den bevorstehenden Spurwechsel definiert. Ausgelöst durch das ebenfalls von der Gerätesteuerung 1 zugeführte Startsignal START, wertet der Istwertgeber 4 das zugeführte Positionsfehlersignal PES in der Weise aus, daß er bei jeder festgestellten Spurkreuzung die Distanzadresse ADR um den Wert "1" verringert. Der jeweils verbleibende aktuelle Rest wird als Wegistwert x_a für die noch zurückzulegende Auslenkung der Positioniereinheit 2 ausgegeben.

Eine mögliche Realisierung für diesen Istwertgeber 4 ist in FIG 7 dargestellt. Danach weist er einen als Rückwärtszähler ausgebildeten, ladbaren Zähler 41 auf, an dessen Dateneingängen DI die Distanzadresse ADR anliegt und mit Auftreten des Startsignales START geladen wird. Für die Bewertung des Positionsfeh lersignales PES ist ein Nulldurchgangsdetektor 42 vorgesehen. Dieser leitet aus dem Positionsfehlersignal eine Rechteckimpulsfolge ab, die als Taktsignal dem Zähler 41 zugeführt wird. Nach jeder Vorderflanke dieses Taktsignals gibt damit der Zähler 41 über Datenausgänge DO eine um "1" erniedrigte Distanzadresse ab. Diese wird einem Addierer 43 zugeführt, an dessen zweiten Eingängen das über einen Analog-Digital-Wandler 44 in einen Binärwert umgesetzte Positionsfehlersignal PES ansteht. Der von dem Addierer 43 ausgegebene Wegistwert xa setzt sich daher aus der noch zurückzulegenden Wegstrecke, ausgedrückt in der Anzahl der noch zu überkreuzenden Spuren, sowie einem Feinabgleichswert zusammen, der der momentanen Ablage von der Spurmitte der zuletzt gekreuzten Spur entspricht. Hiermit ist bereits angedeutet, daß bei dem hier vorliegenden Positionierverfahren, im Gegensatz zu vielen konventionellen Ausführungen bei Magnetplattenspeichern, nicht zwischen Regelungen für eine Spurverfolgung und der Regelung für einen Spurwechsel umgeschaltet wird. in FIG 1 ist außerdem ein Sollwertgeber 5 schematisch angedeutet, der Nominalwerte. x_n und i n für die noch zurückzuleggende

Wegstrecke bzw. für den vorgegebenen Spulenstrom erzeugt. Dieser Sollwertgeber 5 ist - als eine mögliche Ausführungsform - in fest verdrahteter Schaltkreistechnik aufgebaut und weist einen Funktionsgenerator 51 auf, der in Abhängigkeit von dem Wert der ihm zugeführten Distanzadresse ADR nach Zuführen des Startsignales START fortlaufend die dem jeweiligen Positioniervorgang entsprechend ausgebildete, ungerundete Stromvorgabekurve i(t) generiert. Diese ungerundete Stromvorgabekurve wird in Form von Binärwerten einem FIR-Filter 52 zugeführt. Dieses Filter soll von ausreichend hoher Ordnung, beispielsweise 20. Ordnung sein, um eine in der gewünschten Weise, vorzugsweise kosinusförmig gerundete Filterantwort zu erzeugen, die als nominale Stromvorgabe i_n in Binärform ausgegeben wird.

Unter den vorstehend geschilderten Voraussetzungen entspricht die nominale Stromvorgabe i_n linear einer nominalen Beschleuni gung, d. h. der zweiten Ableitung des verbleibenden nominalen

Weges x_n nach der Zeit. Daher wird die nominale Stromvorgabe i_n einer Integrationsstufe 53 zugeführt, die das zweifache Integral des Stromwertes bildet und als die nominale Wegvorgabe x_n ausgibt. Gesteuert werden die Vorgänge im Sollwertgeber 5 durch eine z. B. vom Phasenregelkreis 3 erzeugte interne Taktimpulsfolge CLK.

Die Berechnungsbasis, die dem Funktionsgenerator 51 zugrundeliegt, wird im folgenden anhand von FIG 8 erläutert. Diese Basis soll, um den Schaltungsaufwand zu minimieren und die Stromvorgabe in Echtzeit während der Spurwechsel durchführen zu können, möglichst einfach und für die volle Variationsbreite aller möglichen Spurwechsel über kurze und lange Distanzen gültig sein. Das in FIG 7 dargestellte Schema für eine ungerundete, "harte" Stromvorgabekurve i(t) gilt für alle Spurwechsel über längere Distanzen mit Geschwindigkeitsbegrenzung der Positioniereinheit 2. Diese Stromvorgabekurve berücksichtigt den beschriebenen Einfluß der Gegen-EMK. Zur Vereinfachung der Berechnung sind jedoch die exponentiell abfallenden Äste der

Stromkurve i(t), wie in FIG 2b deutlich gezeigt, linearisiert, so daß sich die harte Stromvorgabekurve aus geraden Teilstücken zusammensetzt. Wie FIG 8 zeigt, werden drei Zeitintervalle δ t1 bis δt3 unterschieden. Um die linear zusammengesetzte Stromvorgabekurve i(t) eindeutig zu definieren, bedarf es lediglich einer Festlegung der Eckwerte für den Strom jeweils zu Be ginn und am Ende dieser Zeitintervalle dt1 bis δt3. Dabei ist i_o der Momentanwert für den Strom zum Startzeitpunkt to. Die Beschleunigungsphase endet zum Zeitpunkt t1 mit einem Stromwert i₁, der auf den Wert Null springt. Zum Zeitpunkt t2 setzt die Bremsphase mit einem Stromwert -i₂ ein und zum Zeitpunkt t3 ist die Bremsphase mit einem Stromwert -i₃ abgeschlossen, der wiederum auf Null springt . Die linearen Teilstücke der Stromvorgabekurve i(t) während der Zeitintervalle δt1 bzw. δt3 sind durch den der Gegen-EMK angenäherten Stromabfall di/dt als Steigungen m₁ bzw. m₃ beschrieben. Die Parameter i₀, i₃, m₁ und m₃ sind jeweils unabhängig von der jeweiligen Spurdistanz, d. h. sie sind Gerätekonstanten. Damit ist verdeutlicht, daß sich die einzelnen Positioniervorgänge lediglich durch die Länge der Zeitintervalle δt1 bis δt3 unterscheiden.

Ein Sonderfall dieser in FIG 8 dargestellten harten Stromvorgabekurve i(t) gilt für Spurwechsel über kurze Spurdistanzen bis hin zu einem Einzelspurwechsel. In diesen Fällen erreicht die Positioniereinheit 2 ihre vorbestimmte Grenzgeschwindigkeit nicht, d. h. dafür gilt, daß - prinzipiell betrachtet - das Zeitintervall δt2 = 0 ist.

Unter diesen Voraussetzungen lassen sich alle variablen Parameter für alle Spurdistanzen vorausberechnen, d. h. in einer geeigneten Weise vorgeben. In FIG 9 ist eine in fest verdrahteter Schaltung ausgeführte Ausführungsform für den Funktionsgenerator 51 als Blockschaltbild dargestellt, der diese Berechnungsbasis zugrundelegt. In einem programmierbaren Festwertspeicher 510 sind für alle Spurdistanzen die variablen Parameter, zweckmäßigerweise aber auch die Konstanten niedergelegt und durch die Distanzadressen ADR selektierbar. Zum Startzeitpunkt für einen Positioniervorgang wird, ausgelöst durch das Startsignal START, der Stromanfangswert i₀ in einen ersten Zähler 511 geladen. Dieser Zähler ist als Rückwärtszähler ausgebildet, der durch die interne Taktimpulsfolge CLK gesteuert wird. Im Takt dieses Steuersignales erniedrigt sich sein Zählerstand, der fortlaufend an einen Multiplexer 512 ausgelesen wird. Dieser Multiplexer schaltet, eingestellt durch das Startsignal START, diesen veränderlichen Stromwert während des Zeitintervalles

£tl an den Ausgang des Funktionsgenerators 51 und damit an das daran angeschlossene FIR-Filter 52 durch. Dieses gibt den daraus abgeleiteten gerundeten nominalen Stromsteuerspannungswert i_n über ein Verzögerungsglied 54 aus, dessen Funktion noch erläutert wird.

Außerdem ist ein erster Digitalkomparator 513 vorgesehen, des sen ersten Eingängen aus dem programmierbaren Festwertspeicher 510 der Stromwert i₁ zugeführt wird und dessen zweite Eingänge ebenfalls mit den Ausgängen des ersten Zählers 511 verbunden sind. Dieser Komparator vergleicht damit fortlaufend den Zählerstand des ersten Zählers 511 mit dem Endwert des Stromes am Ende des ersten Zeitintervalls δt1 der ungerundeten Stromvorgabekurve i(t). Damit stellt der erste Komparator bei Identität der ihm zugeführten Signale den Ablauf des ersten Zeitintervalles δt1 fest. Zu diesem Zeitpunkt wird der Multiplexer 512 durch das Ausgangssignal dieses ersten Komparators 513 umgeschaltet und gleichzeitig ein zweiter Zähler 514 mit einem Wert geladen, der der Länge des zweiten Zeitintervalles δt2 entspricht. Nach dem oben geschilderten Schaltungsprinzip sind die Ausgänge dieses zweiten Zählers 514 mit Eingängen eines zweiten Digitalkomparators 515 verbunden. Diesem Digitalkomparator wird außerdem, vorzugsweise aus dem programmierbaren Festwertspeicher 510 ein Wert "0" zugeführt, so daß er feststellt, wann das zweite Zeitintervall δt2 abgelaufen ist. Mit Ablauf des zweiten Zeitintervalles δt2 gibt der zweite Komparator 515 ein Ausgangssignal ab, das den Multiplexer 512 umschaltet und gleichzeitig das Laden eines dritten Zählers 516 mit dem Bremsstromwert -i₂ zum Beginn des dritten Zeitintervalles δt3 steuert. Wiederum wird in derselben Weise im Ablauf des dritten Zeitintervalles δt3 der kontinuierlich durch die interne Taktimpulsfolge CLK erniedrigte Zählerstand dieses dritten Zählers 516 dem Multiplexer 512 und gleichzeitig Eingängen eines dritten Komparators 517 zugeführt. Diesem Komparator wird außerdem aus dem Festwertspeicher 510 der Endwert -i₃ für den Bremsstrom angeboten. Mit dem Ende des dritten Zeitintervalles δt3 stellt dieser Komparator 517 Identität der Eingangssignale f est und gibt ein entsprechendes Ausgangssignal ab. Dieses Steuersignal STOP zeigt das Ende der ungerundeten Stromvorgabe für den Positioniervorgang an und wird der in FIG 1 dargestellten Gerätesteuerung 1 und dem Integrator 53 zugeführt. Eine Ausführungsform für diesen Integrator 53 ist in FIG 9 ebenfalls dargestellt. Unter den oben beschriebenen Voraussetzungen für einen linearen, d. h. sättigungsfreien Betrieb gilt, wie ausgeführt, daß das vom FIR-Filter 52 abgegebene Ausgangs- signal die zweite Ableitung der nominalen Wegvorgabe x_n darstellt. Da die nominale Stromvorgabe i_n als Digitalwert vorliegt, läßt sich die Integration dieses Wertes auf eine fortgesetzte Addition zurückzuführen. Deshalb ist der Integrator 53 aus zwei Addierern 530 und 531 aufgebaut. Der erste Addierer ist an das FIR-Filter 52 mit ersten Signaleingängen angeschlossen. Seine Ausgänge sind sowohl mit ersten Eingängen des zweiten Addierers 531 verbunden als auch auf seine zweiten Eingänge rückgekoppelt. In entsprechender Weise ist der zweite Addierer 531 geschaltet, so daß beide Addierer fortgesetzte Additionen der jeweils zugeführten Eingangssignale ausführen und gemeinsam eine zweifache Integration der Ausgangssignale des FIR-Filters

52 durchführen. Der Integrator 53 erzeugt damit die nominale

Wegvorgabe x_n. in FIG 10a bis 10c sind Impulsdiagramme dargestellt, die beispielhaft die Wirkung der FIR-Filteranordnung 52 illustrieren. In FIG 10a ist mit unterbrochenen Linien ein Strom- bzw. Beschleunigungsprofil a(t), i(t) gezeigt, das der ungerundeten Vorgabe von FIG 8 entspricht. Mit ausgezogenen Linien ist die zugehörige gefilterte Vorgabekurve a (t); i_n(t) gezeigt. Neben einer gewissen, im ms-Bereich liegenden Verzögerung gegenüber der ungerundeten Vorgabekurve erkennt man insbesondere den Verrundungseffekt des FIR-Filters 52. Besonders wichtig ist dabei, daß der definierte Endzustand nach einer endlichen, durch die Ordnung des FIR-Filters 52 vorgegebenen Verzögerung exakt erreicht ist. In FIG 10b und 10c sind analog dem Beschleunigungsprofil von FIG 10a Geschwindigkeitsprofile v(t), v_n(t) bzw. Wegprofile x(t); x_n(t) ungerundet und gefiltert dargestellt. Die drei Zeitabschnitte der Sollwertkurve sind dort analog durch die Zeitpunkte t₀, t₁, t₂ und t₃ verdeutlicht.

Damit ist im einzelnen beschrieben, wie die Ist- und Sollwerte für die Regelung des Positioniervorganges gewonnen werden. Zurückkehrend zu dem Blockschaltbild von FIG 1 ist dort gezeigt, daß der Wegistwert x_a und die nominale Wegvorgabe x_n einem digitalen Komparator 6 zugeführt werden, der als Führungsgröße ein der Abweichung zwischen dem Wegistwert x und der nominalen Wegvorgabe x_n entsprechendes Digitalsignal abgibt. Aufgrund des Regelprinzips soll diese Regelabweichung während des Positioniervorganges im Idealfall Null sein, im praktischen Fall aber einen endlich kleinen Wert darstellen, der lediglich Störungen bzw. durch die Berechnung der Sollwerte nicht erfaßte Einflußgrößen der Mechanik berücksichtigt.

Die wesentliche Führungsgröße für den Positioniervorgang stellt dagegen die nominale Stromvorgabe i_n dar, auf die verzögert durch das Verzögerungsglied 54 in einer Addierstufe 7 das Ausgangssignal des Digitalkomparators 6 aufaddiert wird. Das Verzögerungsglied 54 gleicht dabei Laufzeiten im Integrator 53 und im Digitalkomparator 6 aus, so daß die der Addierstufe 7 angebotenen Eingangsgrößen phasensynchron sind. Das Ausgangssignal dieses Addierers 7 stellt damit die eigentliche Führungsgröße für den Positioniervorgang dar, die in einem Digital/Analogwandler 8 in die analoge Steuergröße i_s(t) umgesetzt wird. Diese Steuergröße wird der Antriebseinrichtung 201 der Positioniereinheit 2 als Steuersignal für den die geschaltete Stromquelle bildenden Leistungsverstärker 203 zugeführt.

Vorstehend wurde ein erstes Ausführungsbeispiel beschrieben, das in fest verdrahteter Schaltungstechnik die Durchführung des hier zugrundeliegenden Positionierverfahrens gestattet. Trotz aller Optimierung der beschriebenen Verfahrensschritte ist eine derartige fest verdrahtete Lösung immer relativ aufwendig und auch im Hinblick auf Anpassungen, beispielsweise die Änderung von Gerätekonstanten, wenig flexibel. Einen Ausweg bietet hier eine programmierbare Steuerung. Dafür stehen heute digitale Signalprozessoren zur Verfügung, die sich für diesen Anwendungsfall anbieten, da sie für Filterberechnungen optimiert sind, bei denen Multiplikationen und Additionen vorherrschen. Dem Fachmann ist beispielsweise aus den Veröffentlichungen "Digital Signal Processing Applications With The TMS 320 Family", 1986 und "First Generation TMS 320 User's Guide", 1987, beide herausgegeben von Texas Instruments, ein umfangreiches Instrumentarium bekannt, wie man beispielsweise den Signalprozessor TMS 320 CIO^® in den unterschiedlichsten Anwendungsfällen zweckmäßig einsetzen kann. Der genannte Prozessor hat, hier nur zusammenfassend erläutert, eine Zykluszeit von 200 ns bei einer Wortbreite von 16 Bit, wobei der Akkumulator 32 Bit breit ist und von dem Multiplizierer mit einer Mächtigkeit von 16 x 16 Bit ein 32 Bitergebnis geliefert wird. Bezugnehmend auf die zweite der obengenannten Veröffentlichungen wird hier zur Erläuterung der Leistungsfähigkeit dieses Signalprozessors beispielhaft auf eine Befehlsfolge MPY und LTD verwiesen, die dort auf den Seiten 4/49 bzw. 4/41 beschrieben ist. Diese Befehlsfolge bewirkt in insgesamt nur zwei Taktzyklen, d. h. also in 400 ns eine 16 x 16-Bit-Multiplikation, eine 32-Bit-Addition zum Akkumulator, das Laden einer RAM-Zelle in den Multiplizierer und die Verschiebung des Inhaltes dieser RAM-Zelle in die nächst höhere Adresse.

In FIG 10 ist als weitere Ausführungsform schematisch in einem Blockschaltbild eine intelligente Positionierregeleinheit 9 dargestellt, die an die Gerätesteuerung 1 angeschlossen ist. In dieser Positionierregeleinheit ist neben einem digitalen Signalprozessor 91 des oben beschriebenen Typs ein 8-Bit breiter Analog/Digital-Wandler 92 sowie ein 10-Bit breiter Digital/Ana- log-Wandler 93 vorgesehen. Die genannten Baueinheiten sind untereinander über ein Interface 94 verbunden, das, wie bei vielen konventionellen Mikroprozessoranwendungen einfache Logikschaltungen aufweist, die es dem Signalprozessor 91 ermöglichen, mit den angeschlossenen Einheiten Daten auszutauschen.

Der Analog/DigitalWandler 92 und der Digital/Analog-Wandler 93 können durch einen Baustein AD7569 von Analog Devices® realisiert werden, der einen 8-Bit-Analog/Digital-Wandler und zwei 8-Bit-Digital/Aanalog-Wandler sowie entsprechende Ein/Ausgabe und Auswahllogik enthält. Dieser Baustein läßt sich so ausnutzen, daß seine beiden Digital/Analog-Wandler gemeinsam den Digital/Analog-Wandler 93 bilden. Sie sind dazu so geschaltet, daß der eine während eines Positioniervorganges lediglich das der Stromvorgabekurve i_n entsprechende Signal und der andere das eigentliche Regelsignal für die Spurverfolgung ausgibt. Dabei liegt die Verstärkung des ersten Digital/Analog-Wandlers um den Faktor 4 höher als die des zweiten. Daraus ergibt sich, daß die Auflösung für die nominale Stromvorgabe i_n einem 10-Bit- Wert entspricht. Diese Aufteilung ist wegen der Verfügbarkeit eines entsprechenden schnellen Bausteines kostengünstiger und gegebenenfalls auch im Hinblick auf die Echtzeitbedingungen zweckmäßiger als ein entsprechend breiter einzelner Digital/ Analog-Wandler, wie er schematisch in FIG 10 angegeben ist.

Die Ausgestaltung der Positionierregeleinheit 9 beruht auf den Grundlagen, die bereits in Verbindung mit dem ersten Ausführungsbeispiel im einzelnen erläutert wurden. Ein wesentlicher Unterschied in der Implementierung besteht hier allerdings darin, daß die Vorgabewerte, ermöglicht durch die Leistungsfähigkeit des digitalen Signalprozessors 91, während eines Positioniervorganges in Echtzeit ermittelt werden, was im Hinblick auf eine mögliche Anpassungsfähigkeit bei dieser Ausführungsform zum Durchführen des Positionierverfahrens von besonderem Vorteil ist. Da die Berechnungsverfahren zur Ermittlung der Zeitintervalle δt1 bis δt3 im Hinblick auf die Eigenschaften des verwendeten digitalen Signalprozessors 91 optimiert sind, werden diese im folgenden erläutert. Auch hier wird vorausgesetzt, daß für jeden Positioniervorgang folgende Grundbedingungen gelten. Die Endgeschwindigkeit v(t₃) am Ende des Positioniervorganges muß Null sein, die Positionierdistanz, d. h. der zum Zeitpunkt t3 zurückgelegte Weg x(t₃) entspricht der nominalen Wegvorgabe x_n und für die Grenzgeschwindigkeit während des Positioniervorganges gilt folgende Beziehung (4): ^{(4 )} v_lim = dt

Auch für Positioniervorgänge ohne Geschwindigkeitsbegrenzung, bei denen das zweite Zeitintervall t₂ an sich Null ist, läßt sich aus FIG 8 ohne weiteres die Gültigkeit der folgenden Beziehung (5) ableiten:

(5) 2a₀ δt₁ + m₁δt₁ ² = -2a₃ δ t₃ + m₃ dt₃ ² Diese Beziehung (5) besagt nichts weiter, als daß wegen des Energiesatzes die Flächen der beiden Teile der Strom- bzw.

Beschleunigungsvorgabekurve nach FIG 8 gleich sein müssen.

Schließlich gilt für die Wegstrecke über die volle Spurdistanz die folgende Beziehung (6):

(6) (1/2)a_n δt₁ ² + (1/6)m₁ δt₁ ³ (1/2)a₃ δt²+

+ (1/6)m₃ δt₃ ³ = x_n Die Beziehungen (5) und (6) bilden ein Gleichungssystem mit zwei Unbekannten, nämlich δt₁ und δt₃ in Abhängigkeit von der Wegstrecke x_n für die volle Spurdistanz. Diese Beziehungen sind jedoch explizit nicht lösbar, da sich keine analytischen Funktionen δt₁ = f₁ (x_n) bzw. δt₃ = f₃ (x_n) aufstellen lassen.

Dieses Problem wird durch eine Schätzung für die Länge des ersten Zeitintervalles δt₁ in Abhängigkeit von der jeweiligen Spurdistanz gelöst. Für diesen Schätzwert δt₁' wird lediglich vorausgesetzt, daß die Bedingung δt₁ '< δt₁ erfüllt ist. Dann läßt sich ein Schätzwert δt₃' aufgrund der folgenden Beziehung (7) ermitteln, die aus Beziehung (5) abgeleitet ist:

(7)

Mit diesen Schätzwerten ergibt sich aus der Beziehung (6) eine geschätzte Positionierweite xs', die aufgrund der Voraussetzungen δt₁ ' < δt₁ und δt₃'< δt₃ selbst kleiner sein muß als die volle Positionierweite xs. Die Differenz zwischen der tatsächlichen Positionierweite xs und der geschätzten Positionierweite xs' wird durch Einführen des Zeitintervalles δt₂ kompensiert. Während dieses Zeitintervalles wird die Positioniereinheit 2 mit der Geschwindigkeit v, am Ende des Zeitabschnittes δt₁ ' konstant weiter bewegt. Unter Bezugnahme auf Beziehung (5) berechnet sich diese Geschwindigkeit v₁ nach folgender Beziehung (8): (8) v₁ = a₀ δt₁ ' + (1/2)m₁ δt₁'²

Nach folgender Beziehung (9) läßt sich daraus die Länge des Zeitintervalles (δt₂ ermitteln: (9) δt₂ = (xs - xs')/v₁

Die vorstehend geschilderte Ableitung hat zunächst den Vorteil, daß der Abschätzung für das Zeitintervall δt₁ ' eine einfache Beziehung zugrundeliegt, die im Gegensatz zu einer genauen Berechnung wesentlich weniger Programmierungsaufwand, Rechenzeit und Speicherplatzbedarf erfordert. Da das Zeitintervall δt₁ ' ohnehin abgeschätzt wird, kann es immer als ein ganzzahliger Wert von Abtastperioden Δt gewählt werden, wodurch Korrekturberechnungen der Vorgabekurve im Übergangsbereich zwischen den Zeitintervallen δt₁ und δt₂ vermieden werden. Ein ganz wesentlicher Vorteil liegt zusätzlich darin, daß unabhängig von der Spurdistanz bei jedem Positioniervorgang ein Zeitintervall δt₂ eingeführt wird oder mit anderen Worten nicht zwischen Positioniervorgängen über kurze bzw. lange Spurdistanzen unterschieden werden muß.

Unter der Voraussetzung des sättigungsfreien Betriebes muß natürlich bei längeren Spurdistanzen eine Geschwindigkeitsbegrenzung der Positioniereinheit 2 vorgegeben werden, diese ergibt sich aber von selbst über eine Begrenzung des ersten Zeitintervalles δt₁ . Die maximale Länge dieses Zeitintervalles ergibt sich aus der folgenden Beziehung (10):

wobei das Ergebnis pöositiv ist, da m. eine negative Größe darstellt. Dieser Maximalwert für das erste Zeitintervall δt1 ist eine Betriebskonstante, die einmal bei einer Wiederinbetriebnahme des Magnetplattenspeichers in einer Anlaufroutine berechnet wird. Bei der Erläuterung des ersten Ausführungsbeispiels wurde bereits geschildert, daß man für die Ermittlung der Vorgabewerte für Strom und Weg wegen der vorausgesetzten Linearität der Übertragungsfunktionen lediglich eine der beiden Vorgabekurven ungerundet errechnet und anschließend zur Rundung filtert, wobei es gleichgültig ist, ob man von den Strom- oder Beschleunigungswerten oder den Werten für den Weg ausgeht. Beispielhaft wurde beim ersten Ausführungsbeispiel von der Stromvorgabe ausgegangen und durch Integration daraus die Wegvorgabe gewonnen . Hier beim zweiten Ausführungsbei spiel wird eine We gvorgabe zugrundegelegt, aus der nach der Filterung auch die gerundete nominale Stromvorgabe durch zweifache Differentiation ermittelt wird.

Wie erläutert, soll die ungerundete Vorgabekurve durch Filterung derart umgeformt werden, daß sie den Strom zur Erregung der Magnetantriebsspule der Positioniereinheit 2 möglichst oberwellenfrei vorgibt. Dieses Ziel läßt sich nur mit einem FIR-Filter höherer Ordnung angemessen erreichen. Zugrundegelegt wird hier ein FIR-Filter, beispielsweise von 20. Ordnung, das durch ein Filterprogramm des Signalprozessors 91 realisiert ist. Wegen dieser hohen Ordnung des FIR-Filters entsteht ein entsprechender Aufwand an Rechenzeit, der möglichst zu minimieren ist, da die Ermittlung der Vorgabewerte für Strom und Weg in einem zeitkritischen Bereich stattfindet.

Um den digitalen Signalprozessor 91 zu entlasten, wird deshalb zunächst für die Berechnung der ungefilterten Wegvorgabe eine Extrapolationsroutine für den Weg zugrundegelegt, die einen aktuellen Wegsollwert x_k für die ungerundete Wegvorgabe aus den drei Wegsollwerten der vorhergehenden Abtastperioden Δt nach der folgenden Beziehung (11) ermittelt:

(11) x_k = 3x_k-1 - 3x_{k-2 +} x_{k-3 +} m_iΔt³ i ist dabei einer der Werte 1, 2 oder 3, die sich auf eines der Zeitintervalle δt₁, δt₂ bzw. δt₃ beziehen. Der letzte Term aus Beziehung (11), nämlich m_iΔt³ ist innerhalb dieser Zeitintervalle jeweils konstant. Damit entspricht die Beziehung (11) formal einer Filteroperation, die von dem Signalprozessor 91 zeitoptimal verarbeitet werden kann. Bei dieser Extrapolationsroutine ist zu beachten, daß beim Übergang von einem Zeitabschnitt, z. B. δt₁ auf den nächsten Zeitabschnitt, z. B. δt₂ an sich keine entsprechenden vorangegangenen Wegsollwerte vorliegen. Für diese Übergänge in der ungerundeten Wegvorgabekurve müssen diese drei vorangegangenen Wegsollwerte daher simuliert, d. h. vor der eigentlichen Ausführung des Positioniervorganges errechnet und in einem Speicher bereitgestellt werden. Klarzustellen ist noch, daß die Weginformation, beispielsweise ein aktueller Wegsollwert x_k eine Absolutinformation ist, die sich auf die Breite des gesamten Datenbandes auf den Magnetspeicherplatten bezieht. Aus Genauigkeitsgründen ist daher bei einem 5 1/4" Magnetplattenspeicher ein Datenformat von 32 Bitstellen für die x-Variablen zweckmäßig, dieses Format entspricht bei einem 16-Bit-Signalprozessor zwei Datenworten. Diese Extrapolation aus drei vorangegangenen Wegsollwerten ließe sich auch umgehen. Man könnte nämlich statt dessen den Wegsollwert x_k der laufenden Abtastperiode auch - wie sich leicht nach den vorausgegangenen Betrachtungen ergibt - aus dem letzten Wegsollwert und seinen beiden Ableitungen ermitteln, wie noch gezeigt wird.

Nach der kontinuierlichen Berechnung der aktuellen Wegsollwerte x_k ist die entsprechende gerundete Größe durch Filterung mit Hilfe des FIR-Filters zu ermitteln. Vorstehend wurde bereits angedeutet, daß dieses Filter von 20. Ordnung sein soll. Anhand von FIG 5 und 6 wurde bereits erläutert, daß sich die Filterordnung aus dem Verhältnis von Glättungszeit zur Abtastperiode ergibt. Beträgt die Abtastperiode 60 ms und wird ein Filter 20. Ordnung zugrundegelegt, so ergibt sich eine Glättungszeit von 1,2 ms, die im vorliegenden Anwendungsfall noch tragbar ist.

Wenn aber die Weginformation in einem 32-Bit-Format vorliegt, ergäbe sich auch bei dem gewählten leistungsfähigen digitalen Signalprozessor 91 trotz der geschilderten Algorithmen immer noch eine zu lange Rechenzeit. Eine Lösung für dieses Problem besteht darin, nicht die Absolutgröße für den aktuellen Wegsollwert x_k zu filtern, sondern lediglich deren Weginkrement δx_k zum vorangegangenen Wegsollwert x_k-1 heranzuziehen. Dieses Weginkrement kann mit ausreichender Genauigkeit in einem 16- Bit-Format dargestellt werden. Mit anderen Worten, man bildet vor der Filterung das Weginkrement δx_k und filtert dann dieses. Das dabei gewonnene gefilterte Weginkrement wird dem bisherigen Absolutwert der nominalen Wegvorgabe x_{nk -1} hinzuaddiert und damit die Absolutgröße für die gefilterte Wegvorgabe, d. h. die nominale Wegvorgabe x_nk für die aktuelle Abtastperiode gewonnen. Bei diesem hier vorliegenden Ausführungsbeispiel wird aus der nominalen Wegvorgabe x_n durch zweifache Differentiation die gerundete Stromvorgabe i_n abgeleitet. Im vorliegenden Fall läßt sich dies auf die Bildung der zweiten Differenz nach folgender Beziehung (12) reduzieren:

(12) i_nk = (x_nk - 2x_nk-1 + x_nk-2)/Δt²

Da aber, wie oben ausgeführt, bei der Filterung der Wegvorgabe bereits die Weginkremente δx_k zugrundegelegt werden, vereinfacht sich diese Differentiation weiterhin, wie in der folgenden Beziehung (12a) zum Ausdruck kommt: ( 12a ) i_{n k} = ( δx_{n k} - δx_{nk- 1})/ Δt²

Diese Beziehung illustriert offensichtlich, wie einfach die nominale Stromvorgabe i_n gewonnen werden kann. Dies gilt insbesondere, wenn man die Abtastperiode Δt nominell gleich "1" setzt. Damit entfällt auch die Division nach Beziehung (12) bzw. (12a) und die nominale Stromvorgabe i_n ergibt sich aus einer einfachen Subtraktion der entsprechenden Weginkremente. Die vorstehende Berechnungsgrundlage basiert auf der Annahme einer idealen Mechanik. Aber die bei einer Positioniereinheit 2 in der Praxis auftretenden Verlustgrößen lassen sich gegebenenfalls berücksichtigen, wenn man die Beziehung (12a) zu folgender Beziehung (12b) erweitert:

(12b) i_nk = ( δx_nk - δ x_nk-1) ₊ α ₀ + α₁ . x_nk + α ₂ . δx_nk

Dabei entspricht der Erweiterungsterm α ₀einer konstanten Beschleunigung, die beispielsweise eine Unwucht der Positioniereinheit 2 kompensiert. Der zweite Erweiterungsterm α ₁ . x_nk entspricht einer wegproportionalen Beschleunigung, die eine wegproportional auf die Positioniereinheit 2 einwirkende Kraft berücksichtigt und beispielsweise eine Rückstellkraft, hervorgerufen durch Anschlußleitungen, ausgleicht. Der dritte Erwei- terungsterm α ₂ . δx_nk entspricht einer geschwindigkeitsproportionalen Beschleunigung und berücksichtigt damit beispielsweise eine Reibung in der Positioniereinheit 2. Dies zeigt, daß mit Hilfe der Beziehung (12b) auch noch eine Positioniereinheit 2 beherrschbar ist, die in erheblichem Umfang von den einer idealen Mechanik zugrundegelegten Größen abweicht.

Die vorstehend beschriebenen, vom digitalen Signalprozessor 91 durchzuführenden Berechnungen sind in FIG 11 zur Illustration und zusammenfassend bildlich dargestellt. Block 110 zeigt ein Ersatzschaltbild für die beschriebene Wegextrapolation. Dabei sind in Zeile 111 Eckwerte x_k-2, x_k-2 und x_k-3 bzw. m_i Δ t³ dargestellt, die zu Beginn jeweils eines neuen Zeitintervalles δt₁, δt₂ bzw. δt₃ in Register des Signalprozessors 91 geladen werden, um die Wegextrapolation geeignet zu initialisieren. Als Variante dazu kann man aber auch bereits den aktuellen Wegsollwert x_k in einem Register 112 und in entsprechenden Registern die simulierten vorausgegangenen Wegsollwerte x_k , und x_k-2 laden. Man spart sich dadurch die Berechnung des ersten Extrapolationswertes, d. h. des aktuellen Wegsollwertes x_k und kompensiert so den Zeitaufwand für das Laden der Eckwerte. Die drei Weg-Eckwerte für eines der Zeitintervalle δt_i ergeben sich aus den Eckgrößen a₀, v₀ und x₀ dieses Zeitintervalls gemäß der folgenden Beziehungen (13), (14) bzw. (15):

(13) x_k = x₀ (14) x_k-1 = x₀ - v₀Δt + (1/2)a₀Δt² - (1/6)m_iΔt³

(15) x_k-2 = x₀ - 2v₀Δt, + 2a₀Δt² - (8/6)m_iΔt³ wobei die Beziehungen (14) und (15) aus Beziehung (6) hergeleitet sind. Diese Beziehungen verdeutlichen zudem, daß man an sich auch - wie oben als Variante angedeutet - den laufenden Wegsollwert x_k aus dem vorausgegangenen Wegsollwert x_k-1 und seinen beiden Ableitungen ermitteln könnte. Wie in FIG 11 mit strichpunktierten Linien illustriert ist, wird der Inhalt des Registers 112 für den Wegsollwert x_k mit fortschreitender Berechnung kontinuierlich in ein Register 113 geladen, das damit den alten Wegsollwert x_k-1 der vorangegangenen Abtastperiode Δt enthält, geladen. Außerdem werden mit dem Inhalt des Registers 112 mit fortschreitender Weg-Extrapolation sukzessive die Inhalte der Register für die Eckwerte aktualisiert.

Wie oben ausgeführt, ist das erste Zeitintervall δt₁ immer ein ganzzahliges Vielfaches der Abtastperiode. Damit liegt der

Übergang vom Abtastintervall δt₁ zum Abtastintervall δt₂ immer synchron zum Abtastraster. Anders ist dies beim Übergang vom Zeitintervall δt₂ zum Zeitintervall δt₃, denn - wie oben dargelegt - ist das zweite Zeitintervall δt₂ voraussetzungsgemäß kein ganzzahliges Vielfaches einer Abtastperiode Δt . Dies muß bei der Berechnung der Eckwerte für den Beginn des Zeitintervalles δt₃ berücksichtigt werden. Bezeichnet man als Δt_f den Zeitabschnitt zwischen dem Beginn des dritten Zeitintervalles δt ₃ bzw. der nächsten Abtastperiode Δt , dann ergeben sich als Eckgrößen für diese nach Beginn des dritten Zeitintervalles auftretende erste Abtastperiode Δt folgende korrigierte Werte aufgrund der Beziehungen (16), (17) bzw. (18):

(16) a_e3 = a₃ + m₃Δt_f

(17) v_e3 = v₁ + a₃ Δt_f + (1/2 )m₃4t_f ²

(18 ) x_e3 = x₁ + v₁ ( δt₂ + Δt_f ) + (1/2 ) a₃ Δt_f ² + (1/6 )m₃ Δ t_f ³

Damit sind alle Randbedingungen für die Weg-Extrapolation definiert, die in FIG 11 durch das Ersatzschaltbild 110 illustriert ist.

Das Ersatzschaltbild 114 gibt die geschilderte Weg-Inkrementbildung wieder, in der die Wegsollwerte x_k und x_k-1 der aktuellen bzw. der vorausgegangenen Abtastperiode voneinander subtrahiert werden und das in einem Register 115 geladene Weginkrement δx_k ergeben.

Block 116 stellt ein Ersatzschaltbild für das FIR-Filter dar, in dem Weginkremente x_k-i, mit entsprechenden Filterkoeffizienten c_i bewertet, aufsummiert werden. Dabei bedeutet i hier einen ganzzahligen Wert von 0 bis n, wobei n die Ordnung des FIR-Filters angibt.

Das Ergebnis dieser Filterung ist ein in einem Register 117 geladener Wert für das gerundete Weginkrement δx_nk, der fortschreitend nach jeder Abtastperiode in ein weiteres Register 118 als Weginkrement der vorausgegangenen Abtastperiode ge speichert wird. Der Block 119 bezeichnet damit das Ersatzschaltbild für die beschriebene zweifache Differentiation der Weginkremente, so daß sich daraus der aktuelle Wert i_nk für die nominale Stromvorgabe i_n ergibt. Der in dem Register 117 zwi- schengespeicherte Wert für das gerundete Weginkrement δx_nk wird - wie durch ein Verzögerungsglied 121 angedeutet - dem Inhalt eines Registers 120 verzögert aufaddiert, das den Absolutwert für die Wegvorgabe x_nk-1 der vorausgegangenen Abtastperiode enthält. Damit wird fortlaufend der aktuelle Absolutwert x_nk für die nominale Wegvorgabe x_n synchron zu dem aktuellen Wert für die Stromvorgabe i_n ausgegeben.

In FIG 12 ist nun noch ein Ablaufdiagramm für die gesamte Positionierroutine dargestellt. Nach dem Start des Positioniervorganges werden zunächst in dem Verfahrensschritt 1201 die Werte für die Zeitintervalle δt₁, δ t₂ und δt₃ berechnet. Mit diesen so gewonnenen Werten werden die Weg-Eckwerte für jedes Zeitintervall, wie im Verfahrensschritt 1202 angegeben, noch vor Ausführung des eigentlichen Positioniervorganges ermittelt. Mit Nullsetzen der Werte für das Zeitintervall δt und den

Zeitablauf t im Verfahrensschritt 1203 wird die Positionierregeleinheit 9 und damit ihr Signalprozessor 91 zu Beginn des eigentlichen Positioniervorganges in einen definierten Anfangszustand gesetzt. Danach wird zum Einleiten des ersten Zeitintervalles δt₁ gemäß Verfahrensschritt 1204 der Wert für das aktuelle Zeitintervall um "1" inkrementiert. Nach der Einleitung dieses neuen Zeitintervalles werden zunächst die ihm zugeordneten Eckwerte entsprechend Verfahrensschritt 1205 geladen. Im Ablauf des ersten Zeitintervalles δt₁ werden nacheinander nun die Weginkremente δx_k gemäß Verfahrensschritt 1206 berechnet und gemäß Verfahrensschritt 1207 gefiltert. Das am Ausgang des FIR-Filters ausgegebene aktuelle Weginkrement wird, allgemein betrachtet, der Absolutgröße des bisherigen Wegsollwertes hinzuaddiert und damit im Verfahrensschritt 1208 die aktuelle Absolutgröße x_nkder nominalen Wegvorgabe x_n angegeben. Im Verfahrensschritt 1209 schließt sich daran die Berechnung der entsprechenden aktuellen Größe i_nk für die nominale Stromvorgabe i_n an. Diese so errechneten Absolutwerte x_nk für die

Wegvorgabe und i_nk für die Stromvorgabe werden ausgegeben, d. h. dem Komparator 6 gemäß FIG 1 bzw. dem Digital/Analog- Wandler zugeführt, wie im Verfahrensschritt 1210 angegeben ist.

Danach wird der Zeitablauf im Verfahrensschritt 1211 um den Wert "1" inkrementiert und gemäß der Verzweigung 1212 die Bedingung abgefragt, ob t bereits größer ist als die errechnete Gesamtzeit für den Positioniervorgang. Ist dies der Fall, dann ist der Positioniervorgang beendet. Andernfalls wird im Verfahrensschritt 1213 als weitere Bedingung abgefragt, ob das aktuelle Zeitintervall δt₁, δt₂ bzw. δt₃ abgelaufen ist. Ist dies nicht der Fall, wird der für den geltenden Zeitabschnitt aktuelle Wegsollwert x_k gemäß Verfahrensschritt 1214 berechnet und der Programmablauf mit der Berechnung des nächsten Weginkrements δx_k gemäß Verfahrensschritt 1206 fortgesetzt. Ist aber die Verzweigungsbedingung im Verfahrensschritt 1213 erfüllt, d. h. das bisher aktuelle Zeitintervall abgeschlossen, dann setzt sich der Programmablauf gemäß Verfahrensschritt 1204 mit dem Inkrementieren des Zeitintervalles fort.

Schließlich sei noch darauf verwiesen, daß für die Positionierregeleinheit 9 kein Unterschied zwischen einem Positioniervorgang mit einer Einstellung auf eine neue Spur und einem Regelvorgang zur Verfolgung einer ausgewählten Spur besteht. Es finden daher keine Umschaltevorgänge zwischen einer Regelung zur Spurverfolgung und einer Regelung zum Positionieren auf eine neue Spur statt.

Bei den Regelvorgängen zum Verfolgen einer ausgewählten Spur werden im Speicher des Signalprozessors 91 ständig zwei Variable, nämlich der Wegistwert x_a und die nominale Wegvorgabe x_n als absolute Größen verwaltet . Beim Regelvorgang wird lediglich die Differenz dieser beiden Größen ausgewertet, die jeweils ein 32-Bit-Format besitzen. Bei diesen beiden Datenworten enthält das höherwertige Datenwort die Information über die Spurnummer in ganzen Zahlen, das niederwertige Datenwort dagegen die Abweichung von der Spurmitte in Form von Bruchteilen einer Spur. Mit diesem Format läßt sich linear die gesamte Breite des Datenbandes auf den Magnetspeicherplatten mit hoher Genauigkeit darstellen.

Über die nominale Wegvorgabe x_n kann damit eine beliebige Spur und zusätzlich eine wählbare Abweichung von dieser Spur vorgegeben werden. Wie anhand der Beschreibung zu FIG 1 erläutert wurde, wird der Wegistwert x_a laufend über die eingelesenen Positionsfehlersignale PES aktualisiert, wobei Spurkreuzungen automatisch berücksichtigt werden. Aus dem Verlauf dieses Wegistwertes in der Vergangenheit wird der nächste zu erwartende Wert extrapoliert und die entsprechende Flanke des Positionsfehlersignales PES ausgewählt. Bekanntlich werden bei Magnetplattenspeichern benachbarte Informationsspuren durch den Spurtyp unterschieden, der in die Spurinformation beinhaltenden Servozellen auf der Servooberfläche des Magnetplattenspeichers festgelegt ist. In Verbindung mit dieser Differenzierung kann das beschriebene Verfahren die korrekte Spurauswahl selbst dann gewährleisten, wenn bei der Grenzgeschwindigkeit der Positioniereinheit 2 von beispielsweise mehr als 1,5 m/s bis zu sechs Spuren in einer Abtastperiode Δt "blind" überflogen werden. Durch die getrennte Verwaltung des Wegistwertes x_a und der nominalen Wegvorgabe x_n sind im Prinzip beliebige Wegfehler erlaubt, das gilt sowohl beim Positioniervorgang als auch beim Einschwingen auf eine ausgewählte Spur. Dieses Prinzip erlaubt auch, falls zweckmäßig, Positioniervorgänge über kurze Spurdistanzen allein durch die sprunghafte Änderung der nominalen Wegvorgabe x_n herbeizuführen, wobei allerdings mit einer entsprechenden Einschwingzeit gerechnet werden muß. Bezugszeichenliste

1 Gerätesteuerung

ADR Distanzadresse

START Startsignal

2 Positioniereinheit

201 Antriebseinrichtung für 2

202 Schreib/Leseelektronik

RS Servolesesignale

3 Phasenregelkreis

CLK interne Taktimpulsfolge

PES Positionsfehlersignale

V_s Versorgungsspannung von 201

v_i(t) Geschwindigkeitsprofil

i(t) Stromvorgabekurve

V(t) Klemmenspannung an 201

203 Leistungsverstärker (Stromquelle) von 201

204 Magnetantriebsspule von 201

V₁ Teilspannung aus Regelreserve und Eigenverbrauch von 203

205 ohmscher Widerstand von 204

206 induktiver Widerstand von 204

207 Gegen-EMK (Spannungsquelle) von 204

K Motorkonstante von 204

x(t) Weg über Spurdistanz

a(t) Beschleunigung von 2

A Amplitudenspektrum

z^-1 Filterblock des FIR-Filters

Δt Abtastperiode

c₀ ... c_n Filterkoeffizienten

SI Eingangssignal

SO Ausgangssignal

4 Istwertgeber

x^a Wegistwert

41 Zähler von 4

DI Dateneingänge von 41

42 Nulldurchgangsdetektor D0 Datenausgänge von 41

43 Addierer von 4

44 Analog/Digital-Wandler

5 Sollwertgeber

51 Funktionsgenerator

52 FIR-Filter

i_n nominale Stromvorgabe

x_n nominale Wegvorgabe

53 Integratorstufe

δ t1 ... δt3 Zeitintervalle der Stromvorgabekurve t0 Startzeitpunkt

t1 Ende Beschleunigungsphase

t2 Beginn Bremsphase

t3 Ende Bremsphase

i₀ ... i₃ Stromwerte zu den Zeitpunkten t0 ... t3 m1, m3 Stromabfall in δt1 bzw. δt3

510 programmierbarer Festwertspeicher

511, 514, 516 Zähler von 51

512 Multiplexer von 51

513, 515, 517 Kompratoren von 51

530, 531 Addierer von 53

6 Digitalkomparator

7 Addierer

8 Analog/Digital-Wandler

9 Positionierregeleinheit

91 digitaler Signalprozessor

92 Analog/Digital-Wandler

93 Digital/Analog-Wandler

94 Verbindungslogik

v_lim Grenzgeschwindigkeit

δt₁ ' Schätzwert für Zeitintervall δt₁ xs Positionierwerte

xs' geschätzte Positionierwerte

δxs Differenz xs - xs'

x_k aktueller Wegsollwert

δx_k Weginkrement

110 Ersatzschaltbild für Wegextrapolation 111 Ersatzschaltbild für Eckwerte

112 Register für Wegsollwert x_k

113 Register für Wegsollwert x_k-1

Δt_f Zeitabschnitt zwischen Beginn δt ₃ und nachfolgender Abtastperiode Δ t

114 Ersatzschaltbild für Wegnkrementbildung

115 Register für Weginkrement

116 Ersatzschaltbild für FIR-Filter

117 Register für gerundetes Weginkrement

118 Register für Weginkrement der vorangegangenen

Abtastperiode

119 Ersatzschaltbild für zweifache Differentiation der Weginkremente

120 Register für Wegsollwert der vorausgegangenen

Abtastperiode

121 Verzögerungsglied

1201 ... 1214 Verfahrensschritte im Ablaufdiagramm

Claims

Patentansprüche

1. Verfahren zum Positionieren einer Positioniereinheit (2) eines Magnetplattenspeichers von einer Startspur auf einer Magnetspeicherplatte zu einer Zielspur durch fortlaufendes Vergleichen der momentanen Lage (xa) der Positioniereinheit als Istwert mit der Zielposition (xn) als Sollwert unter Verwendung einer von der Distanz zwischen Start- und Zielspur abhängigen Sollwertkurve für den einem Antrieb (201) der Positioniereinheit zugeführten Strom, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß von einer als Schrittfunktion ausgebildeten Sollwertkurve ausgegangen wird, nach der die Positioniereinheit mit einer maximalen nominalen Stromvorgabe (i_n) zu Beginn des Positioniervorganges gegebenenfalls bis zum Erreichen einer vorgegebenen Grenzgeschwindigkeit (v_lim) beschleunigt bzw. am Ende des Positioniervorganges verzögert wird, daß dieser Sollwertkurve entsprechende Abtastwerte mit einer vorgegebenen Abtastperiode (Δt) fortlaufend einer FIR-Filteranordnung (z. B. 52) zugeführt werden, deren Filterkoeffizienten (co ... cn) derart gewählt sind, daß die Knickstellen in der Sollwertkurve verrundet werden und daß aus diesen so gefilterten Abtastwerten (i_nk bzw. x_nk) eine Steuerspannung (i_s (t)) abgeleitet wird, die dem

Antrieb (201) der Positioniereinheit (2) als Steuergröße zugeführt wird.

2. Positionierverfahren nach Anspruch 1, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß ein Positioniervorgang unabhängig von der jeweiligen Spurdistanz in drei Zeitintervalle ( δt1 bis δt3 ) unterteilt wird, daß der dem Antrieb (201) der Positioniereinheit (2) zugeführte Strom im ersten Zeitintervall

(δt1) derart gesteuert wird, daß er unter Berücksichtigung der Gegen-EMK mit gerundeten Übergängen von einem anfänglichen Maximum bis etwa zum Ende dieses Zeitintervalles linear verläuft und danach steil abfällt, daß dieser Strom im zweiten Zeitintervall ( δt2) im wesentlichen Null ist und daß dieser Strom zu Beginn des dritten Zeitintervalles ( δt3) unter Ausnutzung der Gegen-EMK des Antriebs (201) der Positioniereinheit (2) mit steilem Anstieg schnell einen überhöhten negativen Extremwert erreicht, von dem er bis gegen Ende des dritten Zeitintervalles zunächst linear und danach steil abfällt.

3. Positionierverfahren nach Anspruch 2, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß die Länge des ersten Zeitintervalles (δt1) für einen Positioniervorgang immer derart gewählt wird, daß diese Länge einem ganzzahligen Vielfachen der Abtastperiode (Δt) entspricht, dabei kürzer ist als die entsprechende Länge bei einer absolut zeitoptimal ausgelegten Sollwertkurve und auch bei großen Spurdistanzen einen vorgegebenen Maximalwert (δ tlmax) nicht überschreitet, der einer Grenzgeschwindigkeit (V_lim) der Positioniereinheit (2) entspricht, bei der gewährleistet ist, daß der Antrieb (201) der Positioniereinheit noch in sättigungsfreiem Bereich arbeitet.

4. Positionierverfahren nach Anspruch 3, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß für die nominale Weg- und

Stromvorgabe (x_n bzw. i_n) immer nur eine dieser Größen explizit aus einer gemeinsamen Sollwertkurve abgeleitet und anschließend gefiltert wird und daß im Falle einer so abgeleiteten nominalen Wegvorgabe (x_n) daraus die nominale Stromvorgabe (i_n) durch zweifache Differentiation bzw. im Falle einer so abgeleiteten nominalen Stromvorgabe (i_n) daraus die nominale Wegvorgabe (x_n) durch zweifache Integration gewonnen wird.

5. Positionierverfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß die Abtastwerte (x_k) in der Filteranordnung (z. B. 52) nach einer cos-Funktion gerundet werden.

6. Positionierverfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß der Istwert für die momentane Lage der Positioniereinheit (2) als eine überdie jeweilige Spurdistanz bereits zurückgelegte Wegstrecke (x_a) aus Positionsfehlersignalen (PES) in Form der Anzahl der während des Positioniervorganges bereits gekreuzten Spuren sowie einer momentanen Ablage von der Mitte der zuletzt gekreuzten Spur fortlaufend ermittelt und mit der nominalen Wegvorgabe (x_n) als Sollwert verglichen wird, daß die Abweichung der nominalen Wegvorgabe (x_n) von dem Istwert (x_n) der nominalen Stromvorgabe (i_n) überlagert und daraus das der Positioniereinheit zugeführte Steuersignal (i_s(t)) zum Einstellen der Stromamplitude für den Antrieb (201) der Positioniereinheit abgeleitet wird und daß dabei die nominale Stromvorgabe (i_n) im wesentlichen den Regelvorgang über die Spurdistanz und die Abweichung der nominalen Stromvorgabe (x_n) vom Istwert (x_a) die Lageregelung zur Spurhaltung bestimmt.

7. Positionierverfahren nach einem der Ansprüche 4 bis 6 unter Verwendung einer mit einem digitalen Signalprozessor (91) ausgestatteten Positionierregeleinheit (9), d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß zunächst die Berechnung der Abtastwerte (x_k) der Sollwertkurve, dann die Filterung dieser Abtastwerte und schließlich die Ermittlung der nominalen Weg- und Stromvorgabe (x_n bzw. i_n) während des Positioniervorganges unter Echtzeitbedingungen mit Hilfe des Signalprozessors (91) durchgeführt wird.

8. Positionierverfahren nach Anspruch 7, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß vor dem Start jedes Positioniervorganges aus der jeweils vorliegenden Spurdistanz (x_s) die Länge des ersten Zeitintervalles ( δt1) abgeleitet, daraus unter Berücksichtigung des im ersten Zeitintervall gegenläufig und im dritten Zeitintervall ( δt3) unterstützend wirksamen Einflusses der Gegen-EMK des Antriebs (201) der Positioniereinheit (2) die Länge dieses dritten Zeitintervalles ermittelt und schließlich die Länge des zweiten Zeitintervalles (δt2) derart festgelegt wird, daß es die verbleibende Differenz zwischen der vollen Spurdistanz und den im ersten und dritten Zeitintervall zurückzulegenden Wegstrecken der Positioniereinheit kompensiert.

9. Positionierverfahren nach einem der Ansprüche 7 oder 8, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß innerhalb jeweils eines der Zeitintervalle ( δt1, δt2 bzw. δt3) für jede Abtastperiode (Δt) ein neuer Abtastwert (x_k) der Sollwertkurve durch Extrapolation aus Abtastwerten (z. B. x_k-1, X_{k -2}, x_k-3) vorangegangener Abtastperioden ermittelt wird und daß dafür jeweils zu Beginn eines der Zeitintervalle entsprechende, geometrisch aus der Sollwertkurve abgeleitete Anfangswerte als Eckgrößen vorgegeben werden.

10. Positionierverfahren nach einem der Ansprüche 6 bis 9, bei dem zum Filtern der Abtastwerte der Sollwertkurve entsprechend der Ordnung (n) der gewählten FIR-Filteranordnung (n + 1) aufeinanderfolgende Signalwerte (z. B. x_k-n ... x_k) jeweils mit einem entsprechend der Übertragungsfunktion des FIR-Filters vorgegebenen Filterkoeffizienten (c_o ... c_n) bewertet und aufsummiert werden, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß für die Filterung der Abtastwerte (x_k) statt ihrer Absolutwerte lediglich deren Inkremente (z. B. x_k - x_k-1) zum vorhergehenden Abtastwert (x_k-1) verwendet werden und daß die gefilterte Absolutgröße (x_nk) aus dem entsprechenden gefilterten Inkrement (δx_nk) unter Addition zur Absolutgröße (x_nk-1) der vorausgegangenen Abtastperiode (Δt) gewonnen wird.

11. Positionierverfahren nach Anspruch 10 bei dem die aus der Sollwertkurve abgeleiteten gefilterten Abtastwerte (x_nk) die nominale Wegvorgabe (x_n) repräsentieren, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß zum Ableiten der entsprechenden nominalen Stromvorgabe (i_n) die Differenz aus den gefilterten Inkrementen (δx_nk, δx_nk-1) der Abtastwerte der aktuellen bzw. der vorangegangenen Abtastperiode (Δt) gebildet wird.

12. Anordnung zum Durchführen des Positionierverfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 11, g e k e n n z e i c h n e t d u r c h einen Istwertgeber (4) zum Ableiten von digitalen Istwerten (x_a) aus der von der Positioniereinheit (2) abgegebenen Folge von analogen Positionsfehlersignalen (PES), durch einen Sollwertgeber (z. B. 5), dem für einen Positioniervorgang eine Adresse (ADR) einer Zielspur bzw. eine der Distanz zwischen Ausgangsspur und Zielspur entsprechende Größe zugeführt wird und der so aufgebaut ist, daß er daraus fortlaufend je einen digitalisierten Wert für die nominal Weg- und Stromvorgabe (x_n bzw. i_n) ableitet, durch einen Digitalkomparator (z. B. 6), dem der vom Istwertgeber abgegebene Istwert (x_a) und der vom

Sollwertgeber erzeugte Wert der nominalen Wegvorgabe (x_n) als Eingangsgrößen zugeführt werden und der als Regelabweichung einen der Differenz dieser Eingangsgrößen entsprechenden Wert abgibt, durch einen an den Digitalkomparator angeschlossenen Addierer (z. B. 7), dem außerdem der digitalisierte Wert für die nominale Stromvorgabe (i_n) zugeführt wird und durch einen Digital/Analog-Wandler (z. B. 8), der an den Ausgang des Addierers angeschlossen ist und das Steuersignal (i_s(t)) für den Antrieb (201) der Positioniereinheit (2) abgibt.

13. Anordnung nach Anspruch 12, g e k e n n z e i c h n e t d u r c h einen Istwertgeber (4) mit einem Nulldurchgangsdetektor (42) und einem Analog/Digital-Wandler (44), denen die Positionsfehlersignale (PES) in Form einer Sägezahnimpulsfolge zugeführt werden, weiterhin mit einem Rückwärtszähler (41), der zu Beginn eines Positioniervorganges mit einem der jeweiligen Spurdistanz entsprechenden digitalisierten Wert (ADR) ladbar ist und durch Ausgangssignale des Nulldurchgangsdetektors getriggert wird sowie mit einem Addierer (43), der sowohl an die Ausgänge des Rückwärtszählers als auch die des Analog/Digital- Wandlers angeschlossen ist und den digitalisierten Istwert (x_a) als Summe seiner Eingangsgrößen abgibt.

14. Anordnung nach Anspruch 12 oder 13, g e k e n n z e i c h n e t d u r c h einen Sollwertgeber (5) mit einem Speicher (51), in dem für jede Spurdistanz jeweils ein Satz von den Verlauf der zugehörigen, aus linear verlaufenden Teilstücken zusammengesetzten Sollwertkurve definierenden Eckwerten (z. B. i₀, δ t2 ) gespeichert und durch eine dem Speicher zugeführte, der jeweiligen Spurdistanz entsprechende Adresse (ADR) selektierbar ist und mit Schaltnetzwerken (z. B. 511, 512, 513) zum Generieren von in einem vorgegebenen Zeitraster aufeinanderfolgenden, gegebenenfalls linear dekrementierten Abtastwerten in Abhängigkeit von den gespeicherten und in die Schaltnetzwerke ausgelesenen Eckwerten der Sollwertkurve, wobei der Sollwertgeber außerdem die FIR-Filteranordnung (52) enthält, der diese generierten Abtastwerte (x_k) zugeführt werden.

15. Anordnuag nach einem der Ansprüche 12 bis 14, bei der die von der FIR-Filteranordnung (52) ausgegebenen gefilterten Ab- tastwerte eine nominale Stromvorgabe (i_n) repräsentieren, g e k e n n z e i c h n e t d u r c h einen Integrator (52), bestehend aus zwei in Serie geschalteten, in sich zur fortgesetzten Addition jeweils rückgekoppelten Addierstufen (530 bzw. 531), der an die Ausgangsseite der FIR-Filteranodnung (52) angeschlossen ist und die digitalisierte nominale Wegvorgabe (x_n) abgibt.

16. Anordnung nach einem der Ansprüche 12 bis 14, bei der die von der FIR-Filteranordnung (52) ausgegebenen gefilterten Abtastwerte eine nominale Wegvorgabe (x_n) repräsentieren, g e k e n n z e i c h n e t d u r c h eine Differenziereinheit, bestehend aus zwei in Serie geschalteten, in sich zur fortgesetzten Subtraktion rückgekoppelten Subtrahierstufen, die an die Ausgangsseite der FIR-Filteranordnung (52) angeschlossen ist und die digitalisierte nominale Stromvorgabe (i_n) abgibt.

17. Anordnung zur Durchführung des Positionierverfahrens nach einem der Ansprüche 7 bis 11, g e k e n n z e i c h n e t d u r c h einen Analog/Digital-Wandler (92), dem die von der Positioniereinheit (2) abgegebenen Positionsfehlersignale (PES) als eine sägeförmige Impulsfolge zur Digitalisierung zugeführt werden und durch eine aus zwei Digital/Analog-Wandlern mit parallel geschalteten Ausgängen aufgebaute Digital/Analog-Wandlereinheit (93), über die die analoge Steuerspannung (i (t)) für den Antrieb (201) der Positioniereinheit (2) ausgebbar ist, wobei einer der beiden Digital/Analog-Wandler mit einer um einen vorgegebenen Faktor höheren Verstärkung als der andere den der nominalen Stromvorgabe (i_n) entsprechenden Anteil und der andere den der Regelabweichung des Wegistwertes (x_a) von der nominalen Wegvorgabe (x_n) entsprechenden Anteil dieses Steuersignales (i_s(t)) generiert.