EP0729678A1 - Verfahren und einrichtung zur sprachverschleierung und -entschleierung bei der sprachübertragung - Google Patents

Verfahren und einrichtung zur sprachverschleierung und -entschleierung bei der sprachübertragung

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EP0729678A1
EP0729678A1 EP95900687A EP95900687A EP0729678A1 EP 0729678 A1 EP0729678 A1 EP 0729678A1 EP 95900687 A EP95900687 A EP 95900687A EP 95900687 A EP95900687 A EP 95900687A EP 0729678 A1 EP0729678 A1 EP 0729678A1
Authority
EP
European Patent Office
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signal
phase
complex
preamble
transmission
Prior art date
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Application number
EP95900687A
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English (en)
French (fr)
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EP0729678B1 (de
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Wolfram Busching
Erhard Schlenker
Günter SPAHLINGER
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Northrop Grumman Litef GmbH
Original Assignee
Litef GmbH
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Publication date
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Publication of EP0729678B1 publication Critical patent/EP0729678B1/de
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04K—SECRET COMMUNICATION; JAMMING OF COMMUNICATION
    • H04K1/00—Secret communication
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04K—SECRET COMMUNICATION; JAMMING OF COMMUNICATION
    • H04K1/00—Secret communication
    • H04K1/006—Secret communication by varying or inverting the phase, at periodic or random intervals

Definitions

  • the invention relates to a method and a device for speech concealment and unveiling during speech transmission or in devices for speech transmission which, on the one hand, and / or for digitizing a, with a front end unit for digitizing a speech signal and adapting a transmission signal to a predetermined transmission channel Reception signals and on the other hand are equipped to adapt the processed reception signal to a speech reproduction device.
  • Frequency band inversion i.e. Exchange of high and low frequencies of the low-frequency spectrum to be transmitted with a fixed or variable split point (image frequency method).
  • Ad 1. The same channels are generally used for the transmission of the digital data as for the unveiled language. Since these channels only provide a limited bandwidth, data reduction methods are necessary. After this (reduced) data has been reconstructed on the receiving side, it is not possible to reliably identify the speaker.
  • Ad 2 For physiological reasons, the number and temporal length of the partial intervals can only be changed within narrow limits. This leads to a simple decipherability of the transmitted signal.
  • transitions between interchanged subintervals cannot generally be reconstructed on the reception side in a phase-pure manner, so that a reduction in the signal quality can be achieved compared to the unveiled signal.
  • Ad 3 For physiological reasons, the number and bandwidth of the spectral subintervals are strictly limited. This leads to a simple decipherability of the transmitted signal. Unavoidable bandwidth overlaps of the filters required for generating and reconstructing the partial spectra lead to a deterioration in the Transmission quality.
  • Ad 4. Decryption of the transmitted signal is possible with relatively little technical effort.
  • the residual intelligibility of the skewed signal is high; trained listeners can also listen to broadcasts without technical aids.
  • Combinations of the different methods generally increase security against decryption; however, they also lead to a summation of the disadvantageous properties, such as a deterioration in the signal-to-noise ratio and limitation to a few simple constellations of transmission channels.
  • the invention is therefore based on the object of providing a method and a device for disguising and unveiling speech during speech transmission which can be produced in a compact design as a module (which can also be retrofitted) and which is one compared to the known methods and devices Ensure significantly better security against interception and evaluation by third parties.
  • the digitized speech signal is converted by a first complex input filter with a bandwidth that corresponds to the bandwidth of the transmission channel into a complex signal that is phase-modulated by means of a key signal controlled by pseudo random numbers,
  • phase-modulated speech signal with a pilot signal likewise phase-modulated in pseudo-random distribution to form a veiled useful signal to be transmitted
  • the useful signal in a sequential sequence together with a preamble serving for receiver-side synchronization and useful signal equalization, passes through a first complex output filter as a complex signal, which generates a real output signal, which after digital-to-analog conversion is output to a transmit signal processor, and that on the receiver side
  • the digitized received signal is converted into a complex signal by a second complex input filter with a bandwidth that corresponds to the bandwidth of the transition channel,
  • the veiled ' useful signal is separated from its phase-modulated pilot signal superimposed on the transmitter side by linking to the synchronized pilot signal generated on the receiver side, and
  • phase-modulated, veiled digital voice signal obtained in this way is unveiled by inverse phase modulation by means of the key signal generated by the receiver and clock-controlled by the preamble, and as a complex signal passes through a second complex output filter, which generates a real output signal, which is digital Is given to a received signal processing.
  • One aspect that is essential for the method according to the invention is that after the input-side digitization, both the transmission and the reception-side, complex filtering, preferably using a Hilbert filter, is carried out, which generates a complex signal from a real one, which is subject to a reduction in the sampling rate fen, the bandwidth of the respective complex filter corresponding to the reduced sampling rate. All operations essential for the further process then take place with the complex signals at a reduced clock frequency.
  • the complex signal is preferably subjected to a sampling rate increase by inserting zeros into the data stream on both the transmitting and receiving sides.
  • a subsequent complex filter preferably also a Hilbert filter, serves as an interpolation filter and generates a real signal with a sampling frequency corresponding to the channel bandwidth.
  • a device for speech concealment and unveiling in devices for speech transmission, which, on the one hand, has a front-end unit for digitizing a speech signal and adapting a transmit signal to a predetermined transmission channel and / or for digitizing a received signal and for adapting the processed received signal to a speech ⁇ on the other hand, is characterized in that a key generator controlled by a (pseudo) random number generator acts on the transmission side of a digital phase modulator which phase modulates the digitized speech signal, - the phase-modulated speech signal with a one supplied by a pilot signal generator, also in Random distribution phase-modulated pilot signal is combined to form a useful signal, a preamble generator generates a preamble which serves for receiver-side synchronization and useful signal equalization and which via an actuated in a defined clock sequence switch is sequentially output signal processing together with the 'useful signal to the front-end unit for transmitting, and that emfangs furnish a digital equalizing filter for equalization of
  • a device for detecting the preamble within the received useful signal, which, depending on a specified section of the preamble, triggers the calculation of the equalizer coefficients in a higher-level computing unit for the equalizer filter and then initializes the unveiling of the useful signal by activating a clock synchronization device which, on the one hand, from the received, demodulated pilot signal by complex multiplication with one generated on the receiving side
  • Pilot signal a control signal for sampling clock correction and, on the other hand, under the control of a (pseudo) random number generator likewise initialized with the clock synchronization, delivers a phase-modulated pilot signal from the pilot signal supplied by the reception-side pilot signal generator via a modulator, which is linked to the equalized useful signal and then as a phase-modulated one Speech signal in a phase demodulator under the control of the synchronized, receiving-side random number generator is converted into the unmodulated, digital speech signal which is emitted to the front end unit for conversion into an audible signal.
  • a modulator which is linked to the equalized useful signal and then as a phase-modulated one Speech signal in a phase demodulator under the control of the synchronized, receiving-side random number generator is converted into the unmodulated, digital speech signal which is emitted to the front end unit for conversion into an audible signal.
  • FIG. 1 shows the block diagram of a speech concealment / unveiling module according to the invention, hereinafter referred to as "SV module";
  • 2 shows the principle of obfuscation with an arbitrarily chosen course of time
  • 3 shows the functional block diagram of the transmitting part of the SV module
  • FIG. 5 shows the functional block diagram of the receiving section of the SV module
  • FIG. 6 shows the block diagram of the signal processing on the transmission side of the SV module
  • FIG. 7 shows the structure of an input-side (first) complex filter, preferably a Hilbert filter:
  • FIG. 8 shows the frequency response of the input-side (first) complex filter according to FIG. 7;
  • FIG. 9 shows the structure of a first complex output filter, preferably a Hilbert filter in the transmission part of the SV module;
  • FIG. 10 shows the frequency response of the first complex output filter according to FIG. 9;
  • FIG 11 shows the block diagram of the reception-side signal processing in the preamble detection phase (clear position);
  • FIG. 13 shows an operating and functional flow diagram for the transmitter-side signal processing according to the block diagram of FIG. 6;
  • FIG. 14 shows an operating and functional sequence program for the reception-side signal processing according to the block diagrams of FIGS. 12 and 12.
  • the SV module essentially consists of a powerful, digital signal processor system and the peripheral components required for operation, combined with modern signal processing algorithms.
  • the block diagram shown in FIG. 1 shows the components and assemblies important for digital signal processing. Functions such as power supply, clock generation, discrete inputs and analog input and output stages are not shown for the sake of clarity.
  • the structure of the SV module according to FIG. 1 corresponds to a realized and functional prototype, which is still used in part to test and further improve the algorithm development.
  • a targeted version of the series can itself be found in the block diagram representation.
  • the description of this embodiment is by no means to be understood as the only possible embodiment of the invention. Rather - as can be recognized by the person skilled in the art - many modifications and changes are possible in all subareas and assemblies, both on the transmitter and receiver side, without leaving the scope of the technical teaching conveyed here.
  • the essential signal processing unit is a signal processor 1, in which the processor type ADSP 21msp55 from Analog Devices is used, at least in the prototype version.
  • This signal processor 1 already contains an AD converter 2 and a DA converter 3 with a resolution of 16 bits, for example, at a sampling rate of 8 kHz.
  • separate RAM areas 2, 3 for data on the one hand (lk x 16) and program (2k x 24) on the other hand are integrated.
  • the internal memory organization corresponds to the Harvard architecture, so that data access is possible in every command cycle in addition to the op code fetch. Without exception, all processor operations require one cycle. This means that a processing capacity of 13 MIPS (integer) is available.
  • a mask-programmed variant of this processor (ADSP21msp56) is provided for series production and will additionally have a 2k x 24 bit ROM 6 on the program memory side. - ⁇ . -
  • a further pair of AD / DA converters 8.9 is required for duplex operation. This is implemented by a converter module 7 of the type AD28msp02, which contains the converters identical to the signal processor 1 in a separate housing. The data transmission between the converter module 7 and the signal processor 1 takes place via fast serial interfaces.
  • An EEPROM 10 is present as external memory, which stores loadable program parts as well as variables that are seldom to be changed, such as the key (further explanation below).
  • the memory size here is 8k x 8 (series) or 32k x 8 (prototype) as indicated in FIG. 1.
  • the state of a speech button, a squelch logic of a radio 11 and a crypt ON / OFF switch can be queried by the signal processor 1 on discrete input signals (not shown).
  • the external EEPROM 10 can also be addressed as a data memory in order to be able to read and change variable parameters, such as the key.
  • the program flow is structured in time by interrupts of the analog interfaces, which run freely with their specified conversion rate of 8 kHz and which trigger an interrupt each time the conversion has taken place.
  • All functions of the SV module are implemented by digital signal processing. - / o -
  • 3 shows the functional block diagram of the transmission part of the SV module:
  • a key signal is generated in a key signal generator 23, with the aid of which the input signal of the microphone, i.e. the speech signal is obscured.
  • a PTT button (not shown) is pressed, a so-called preamble generated in a preamble generator 24 is transmitted immediately before the veiled speech signal, which is illustrated by the three time-related partial diagrams in FIG. 2.
  • the preamble is required for the synchronization of a further key signal generator 43 (cf. FIG. 5) and the setting of an equalizer 40 on the receiving side.
  • the preamble is sent out periodically in a fixed time grid, with the prototype currently being tested every 5 seconds.
  • the shifted voice signal is hidden for the duration of the preamble (currently approx. 200 ms).
  • a pilot signal generator 20 supplies a special pilot signal which is additively linked to the disguised speech signal and which is used on the receiving side for synchronizing the sampling clock, as explained in more detail below.
  • the front-end unit 22a / 22b shown in two sub-blocks takes care of the pre-processing of the analog input signal and conversion into a digital signal or the final processing of the encrypted voice signal on the transmission side and adaptation to the respective transmission device or the transmission channel. Further details are explained below.
  • the beginning of a veiled transmission signal is - as can be seen in FIG. 4 - characterized by the preamble. For this reason, the reception signal is always analyzed on the reception side when the receiver is not in the unveiling mode. During this phase, the received signal is looped through the SV module unchanged. If the end of a preamble is recognized, the unveiling process is started with this recognition, ie the key generator 43 on the receiving side is started and the incoming useful signal is unveiled ("speech signal" in Fig. 4).
  • FIG. 5 shows the functional block diagram of the receiving part of the SV module.
  • the received signal is fed to a function block 44, the function of which is to recognize and analyze the received signal. If a preamble is received, the properties of the transmission channel and, therefrom, filter coefficients for an equalizer 51 at the receiving end are determined on the basis of this.
  • an equalizer adapted to the transmission channel is available.
  • the reception-side key generator 43 is started to uncover the useful signal.
  • the sampling synchronization 55 evaluates the Pilto signal superimposed on the useful signal and separates it from the useful signal. The unveiled useful signal is then output.
  • Fig. 6 shows a detailed block diagram of the signal processing on the transmission side in the case of obfuscation.
  • the individual function blocks are described in more detail in the following subsections. All signal processing functions, which are illustrated verbally in the flowchart in FIG. 13, are implemented with the aid of one signal processor 1 (cf. FIG. 1).
  • the double lines and arrows in FIG. 6 are intended to identify analytical signals. Real signals are represented by simple lines and arrows.
  • Plain text operation is realized by a simple feedback on the digital side of the analog front end 22.
  • the input-side analog front-end unit 22 has the task of level adjustment, sampling the analog input signal c (t), and converting it into a digital signal c (t>).
  • the A / D converter part of the analog front end 22 (not shown in detail) consists of two analog input amplifiers and an A / D converter.
  • the digitized input signal c (v) acts on a first complex input filter 30 to suppress the lower sideband.
  • This filter 30 also ensures that the bandwidth of the input signal (digitized voice signal) is limited to a bandwidth that corresponds to that of the transmission channel, ie 2,667 kHz in the present exemplary embodiment.
  • the complex first input filter 30 generates a complex output signal consisting of real and imaginary parts from a real input signal, with any real or imaginary part between any -ft-
  • the first complex input filter (as well as the complex input filter on the receiving side; see below) is a higher-order Hilbert filter.
  • This first Hilbert filter 30 on the input side is a recursive filter, the transfer function of which
  • the input signal of this Hilbert filter 30 is the sampled, real received signal c (v).
  • the recursive part of this filter has only real ones
  • the transverse part has complex coefficients aj.
  • This first Hilbert filter 30 is based on the design of an elliptical low-pass filter.
  • the low pass is converted into a Hilbert band pass by a transformation in the frequency domain.
  • the frequency response of the Hilbert filter 30 implemented in the prototype of the invention is shown in FIG. 8.
  • the band-limited output signal d (v) of the first complex input filter acts on a function block designated as sampling rate reduction 31, in which the sampling clock by a certain, preferably integer factor, in the present exemplary embodiment by a factor of 3 to 2,667 kH ⁇ is reduced.
  • sampling rate reduction 31 in which the sampling clock by a certain, preferably integer factor, in the present exemplary embodiment by a factor of 3 to 2,667 kH ⁇ is reduced.
  • a suitable dimensioning of the first Hilbert filter 30 on the input side ensures that no aliasing effects occur.
  • Hilbert filter 30 and sampling reduction 31 means that any frequency band with a bandwidth of 2,667 kHz can contain the complete useful information.
  • the pilot signal generator 20 is used to generate a pilot signal q (n) which is used on the receiving side for clock tracking.
  • the pilot signal arises from the phase modulation of the pilot signal described below.
  • the (pseudo) random number generator 34 (cf. FIG. 6) as part of the key signal generator 23 has the task of generating equally distributed numbers in the range from 1 to 64, for example. These numbers are used to select random values from a field of 64 complex values (cf. block "data record” in FIG. 6).
  • Two key signals z s (n), z p (n) are generated from the selected values, one of which (z s (n)) for
  • Phase modulation of the useful signal and the second (Zp (n)) is used to generate the pilot signal q (n).
  • the random number generator 34 implemented in the current embodiment of the invention is based on the linear congruence method.
  • the random values r (n) are according to the regulation
  • the starting value r (0) is generally unimportant, since with a suitable choice of the constant values a and c, all m possible values are generated before the random sequence is repeated.
  • the random numbers generated are equally distributed in the range from 0 to (m-1).
  • 6 bits of the respective random value r (n) are used further as a random number.
  • 6 bits are used to generate random numbers for "scrambling" (the phase modulation) of the useful signal x (n) and 6 bits are used to generate random numbers for "scrambling” (the phase modulation) of the pilot tone p (n). used.
  • the random number generator 34 thus delivers two random numbers r s (n) and r p (n) in each cycle.
  • the random number generator 34 After each transmission of a preamble, the random number generator 34 is reinitialized with a fixed starting value x ⁇ 0).
  • control values for the phase modulators 32 and 33 are represented by a data set of 64 complex values. Values are selected from this set by the random number generator 34, and a random signal for phase modulation is thus generated.
  • the 64 complex values are used as the data record
  • control or input values z s (n) and z p (n) ' all have them
  • Amplitude "1" but have different phases.
  • the random number-controlled phase modulators 32, 33 are explained in more detail below.
  • phase modulator units 32 and 33 are required in the transmission part of the SV module (FIG. 6).
  • a phase modulator 33 is required for concealing the useful signal x (n) by a key signal z s (n) supplied by the random number generator 34.
  • the other phase modulator 32 is used to generate the pilot signal q (n) from the pilot tone p (n) supplied by the pilot tone generator using the other key signal z p (n). Since the
  • each phase modulator 32, 33 performs a complex multiplication of the respective input signal -fe-
  • the phase-modulated useful signal y (n) has a noise signal-like character.
  • the information contained in the useful signal is completely distributed over a frequency band of 2,667 kHz width.
  • phase modulation according to the invention bears a certain similarity to a 64-stage PSK modulation as used in digital transmission technology.
  • the purpose is completely different:
  • the phase of a carrier signal is switched in the sampling cycle (phase shift keying).
  • the phase of the carrier signal thus contains the digital information to be transmitted.
  • the phase of the carrier is determined on the receiving side at defined sampling times.
  • a decision maker assigns the corresponding digital information to each determined phase and thus wins the transmitted message.
  • phase modulation it is not the modulation signal but the signal to be modulated that carries the information to be transmitted.
  • This information is predetermined by its quasi-continuous signal course.
  • the phase modulation is only used to change the signal to be transmitted in such a way that the original signal curve can no longer be inferred. This makes a speech signal completely incomprehensible.
  • the useful information is obscured by the phase modulation. On the receiving side, the useful information can be obtained by the operation inverse to equation (4)
  • the received signal y (n) must match the (phase-modulated) transmit signal y (n).
  • the modulation signal ie the key signal z s (n) must be known on the receiving side.
  • the first requirement requires equalization of the transmission channel on the receiving side.
  • the second requirement requires knowledge of the key signal and exact synchronization on the receiving side.
  • the number of values of the key signal z s (n) is determined by the number of stages of the modulation (here 64), the number of possible values for x (n) and y (n) is determined by the word length in the signal processing. 15 agrees.
  • the signal values of the generated pilot tone are designated p (n) and the signal values of the associated key signal are designated Z p (n), the signal values of the pilot signal result from the relationship
  • the transmission signal In order to be able to transmit the analytical signal generated with the clock frequency of 2,667 kHz, the transmission signal must be adapted to the transmission channel. Since in the example shown the analog
  • 30 front end 22 predetermined sampling frequency is 8 kHz, the sampling rate must first be increased to 8 kHz.
  • the increase in the sampling rate by a factor of 3. i.e. from 2,667 kHZ to 8 "_ kHz, is achieved by inserting two signal values with the value 0 between two existing signal values, i.e.
  • d s (v) ..., w (n - l), 0, 0, w (n), 0, 0, w ⁇ n + l), ... (7)
  • the sampling rate is increased in connection with a first complex output filter 35 for adapting the analytical transmission signal to the transmission channel.
  • the real part of the analytical output signal of this complex output filter 35 is fed to the analog front end 22.
  • the first complex output filter 35 first generates an analytical signal from a complex input signal d s (v), the real and imaginary part of which is phase-shifted by 90 ° for any frequency, and from this a real output signal c s (v). At the same time spectral components outside the usable bandwidth of the transmission channel are suppressed.
  • the output-side first complex filter 35 is preferably a (second) Hilbert filter, i.e. a recursive filter, the structure of which is shown in FIG. 9.
  • the input signal d s (v) of this second Hilbert filter 35 is an analytical signal; the output signal c s (v), however, is a real signal.
  • the design of the filter is based on the design of an elliptical low-pass filter.
  • the low pass is then converted into a Hilbert band pass by a transformation in the frequency range.
  • the preamble generator 24 is used to generate a preamble at the start of a transmission via radio or telephone channels. In order to enable switching to an ongoing transmission on the reception side, the generation of a preamble is triggered at fixed time intervals.
  • the preamble used consists of two successive signal sections.
  • the first signal section is a so-called CPFSK signal (Continuous Phase Frequency Shift Keying).
  • the second section is a noise-like signal.
  • the first part is used in the receiver to detect the preamble and to synchronize the receiver.
  • the second signal part serves to equalize the transmission channel.
  • the CPFSK signal is generated by the CPFSK modulation of a special data frequency.
  • the length of this sequence is, for example, 240 bits.
  • the transmission rate is 1,778 kbit / s.
  • the structure of the data sequence is chosen so that a very reliable detection of the preamble is possible with a special method on the receiving side. For further details, reference is again made to the publication DE-Cl 41 08 806 (ref. [4]) and to ref. (5).
  • the total length of the preamble in this example is approximately 230 ms.
  • two different operating modes of the SV module can be distinguished. On the one hand, this is the phase of preamble detection, during which the SV module is in the clear position, and on the other hand, this is the unveiling phase.
  • three types of signal processing can be distinguished, namely analog signal processing, digital signal processing in the 8 kHz cycle and digital signal processing in the cycle of 2,667 kHz.
  • the calculation of the equalizer coefficients runs in the background without being connected to a specific sampling clock.
  • Figure 11 illustrates the functional block diagram of signal processing.
  • the received signal only passes through the analog front end 52 with its filter.
  • the received signal remains essentially unaffected by the SV module.
  • the sampled received signal (8 kHz sampling frequency, 16 bit word width) is fed to the preamble detection block 55 after filtering with a second complex input filter 40 on the reception side, in particular a third Hilbert filter (bandpass) and a sampling rate reduction 43 to 2,667 kHz. At the same time, the samples of the received signal are buffered in the buffer 41.
  • the preamble detection block 55 automatically and very reliably detects the reception of the preamble. Notes are Ref. [4] (DE-Cl-41 08 806) and Ref. [5] refer to.
  • the function and structure of the second complex input filter 40 essentially corresponds to that of the first complex input filter 30 described on the transmission side.
  • the preamble detection has two functions: On the one hand, this is the detection of the reception of the preamble and the switchover to unveiling. On the other hand, the preamble provides an exact time reference. This is necessary for the initialization and synchronization of the unveiling process.
  • the second section of the preamble ie the noise signal
  • the impulse response or the coefficient set for the equalizer filter 51 is then calculated with the aid of an FFT (Fast Fourier Transformation) and a target spectrum present in the receiver and stored in the program RAM 5 (FIG. 1).
  • FFT Fast Fourier Transformation
  • FIG. 12 shows the signal processing in this phase.
  • the flowchart for the functional subsequent steps of signal processing on the receiving side is illustrated in FIG. 14.
  • the received signal is converted by the analog front end 52 into a digital signal with, for example, 8 kHz sampling frequency and 16 bit word width.
  • This signal passes through the equalizer 51, whose task is to equalize the transmission channel, which will be explained in more detail below.
  • an analytical signal with the sampling frequency 2,667 kHz is present.
  • This signal s (n) consists of the veiled useful signal and the superimposed pilot signal.
  • the pilot signal is a phase modulated signal as described above.
  • the pilot signal is evaluated in the clock synchronization block 45 and separated from the useful signal.
  • the useful signal is then decoupled by a phase demodulator (descrambler) 59.
  • the function and structure of the second complex output filter 62 essentially corresponds to that of the first complex output filter 35.
  • the evaluation of the pilot signal in the clock synchronization block 55 also provides a manipulated variable for the regulation of fluctuations in the sampling clock (clock correction).
  • the regulation of the sampling clock is necessary due to the high demands on the synchronicity during the unveiling. lent. Fluctuations in the sampling clock are caused by sample scatter and drifts in the crystal oscillators used.
  • the received-rate signal s (n) reduced in sampling rate passes through a phase demodulator (descrambler) 58.
  • the output signal q (n) of this phase modulator 58 consists of a carrier signal component and a superimposed noise signal-like signal component which is generated by the useful signal.
  • the carrier signal is converted into the DC signal position.
  • an analytical DC signal is available, the real part of which is a measure of the level of the pilot signal and the imaginary part of which is used as a manipulated variable for controlling the sampling clock.
  • a pilot signal q (n) is generated at the receiving end and subtracted from the receiving terminal (s).
  • the generated pilot signal q (n) corresponds exactly to the received pilot signal, so that the useful signal is completely separated from the pilot signal by the subtraction.
  • the signal y (n) obtained from the subtraction process is correct. except for a possibly superimposed interference signal, with the signal y (n) at the output of the phase modulator 33 on the transmission side (cf. FIG. 6).
  • the phase modulator 57 and the two phase demodulators 58, 59 are controlled by two (pseudo) random number generators 54.
  • a random number generator controls the phase modulator 57 and the phase demodulator 58 of the clock synchronization block 55, the other controls the phase modulator 59 for the unveiling of the useful signal y (n).
  • the random number generators correspond to those on the transmission side; like the pilot signal generator 50, they are synchronized with the detection of a preamble to the received signal.
  • the input section of the analog front end 52 is responsible for the level adjustment, the sampling of the analog received signal and the conversion into a digital signal.
  • the AD28msp02 module from Analog Devices is again used as the analog front end 52 in the prototype implementation (cf. Ref. [3]). This module corresponds exactly to the analog front end used in the signal processor ADSP-21msp55.
  • the analog front end 52 in turn consists of two analog input amplifiers, a switchable 20 dB preamplifier and an A / D converter.
  • the equalizer 51 is used to equalize the frequency response of the transmission channel in the range of the transmission bandwidth of z. B. 300 Hz to 3 kHz.
  • the transmission channel includes all modules from the first complex output filter 35 of the transmitting part to the second complex input filter 40 of the receiving part (both inclusive).
  • the equalizer 51 is by eir. transversal digital filter realized with 128 steps.
  • the transfer function is:
  • the coefficients & are determined during the reception of a preamble.
  • the second complex input filter 40 serves to suppress the lower sideband of the input signal and to limit the bandwidth of the input signal (received speech signal) to a bandwidth of approximately 2.66 kHz.
  • the second complex input filter 40 (Hilbert filter) is a recursive filter, the structure of which corresponds to that of the first complex filter 30 on the input side, so that reference can be made to FIG. 7 in this respect.
  • the input signal of the second complex input filter 40 is the real output signal c (v) of the equalizer 51.
  • the design of this filter is based on the design of an elliptical low-pass filter.
  • the low pass was converted into a Hilbert band pass by a transformation in the frequency domain.
  • a sampling rate reduction 43 is carried out in the receiving part to reduce the sampling clock in the example shown by a factor of "3" to 2,667 kHz.
  • a suitable dimensioning of the second complex input filter 40 ensures that no aliasing effects occur.
  • the combination of complex input filter 40 and sampling rate reduction 43 means that any frequency band with a bandwidth of 2,667 kHz can contain the complete useful information.
  • every third output value of the second complex input filter 40 is realized in that the transverse part of this filter is operated at 8/3 kHz. This means that the filter output values are only calculated and processed in every third cycle of the 8 kHz sampling cycle.
  • the pilot tone generator 50 delivers an identical signal to the pilot signal generator 37 on the transmission side. This signal is required in the clock synchronization block 55 for converting the received and demodulated pilot signal q (n) into the DC signal position and for generating a phase-modulated pilot signal p (n) at the receiving end.
  • the averaging 56 serves to average the analytical signal q (n) transformed into the DC signal position, so that the real part is the level of the received pilot tone and the imaginary part is a manipulated variable for the sampling clock tracking (clock correction).
  • the averaging is implemented in such a way that the average over the last 128 input signal values q (n) transformed into the DC signal position is formed every 128 sampling cycles.
  • the random number generator 54 has the task of generating evenly distributed numbers in the range from 1 to 64, quite analogously to the random number generator 34 on the transmission side. These numbers are used to select random values from a field of 64 complex values.
  • two key signals z p (n) and z s (n) are generated from the selected values, one of which (z s (n)) for phase demodulation, ie for uncovering the useful signal y (n) and the second (z p ( n)) is used in the clock synchronization block 55 on the one hand for uncovering the received pilot signal and on the other hand for generating the pilot signal on the receiver side. Due to the clock synchronization, the key signals are of course identical to the key signals z p (n) and z s (n) on the transmission side.
  • the implementation of the random number generator 54 is otherwise identical to the implementation in the transmission part, so that reference can be made to the above statements.
  • the random numbers supplied to the phase modulator 57 and the phase demodulators 58 and 59 consist of a set of 64 complex values from which discrete values are selected by the random number generator 54.
  • the same 64 complex values are used as data records, analogous to the transmission side
  • phase modulators 58, 59 already mentioned are required in the receiving station of the SV module.
  • One phase demodulator 59 is used to unveil the useful signal y (n) by means of the one key signal z s (n).
  • the other phase demodulator 58 is used to recover the Pilots used from the received pilot signal. As already mentioned, these key signals must be identical to the key signals on the transmission side.
  • the phase demodulator 57 is used to generate the pilot signal from the pilot tone supplied by the pilot tone generator 50.
  • the sampling rate is increased by a factor of 3 - in the example shown from 2,667 kHz to 8 kHz - by inserting two signal values with the value "0" between two signal values according to the following relationship:
  • Another (second) complex output filter 62 preferably a (fourth) Hilbert filter, is used to convert the analytical output signal into a real output signal. This serves to limit the bandwidth of the output signal (speech signal) to approx. 2,667 kHz.
  • the second complex output filter 62 is again a recursive filter, the structure of which corresponds to that of the first complex output filter 35 on the transmission side and is illustrated in FIG. 9.
  • the input signal of the second complex output filter 62 (fourth Hilbert filter) is again an analytical signal.
  • the output signal is a real signal.
  • the design of the filter in the tested embodiment of the invention is based on the design of an elliptical low-pass filter.
  • the low pass is converted into a Hilbert band pass by a transformation in the frequency domain.
  • the task of the analog front end 52 on the output side is to convert the digital output signal into an analog output signal (audio signal). This also includes level adjustment.
  • the D / A converter part of the analog front end 52 (output) (not shown in detail) consists of a D / A converter, an analog smoothing filter, a programmable amplifier and a differential amplifier.
  • the following specifications apply to the output of the analog front end 52:
  • Word width 16 bit gain: adjustable in the range of
  • the random number generator 54 used begins with each resynchronization at the same starting point.
  • the security of obfuscation can be increased if the starting point is changed with every resynchronization. This can be achieved by transmitting the starting point of the random number generator 54 in the preamble.
  • Analog Devices ADSP-21msp50 / 55/56 Datasheet, Mixed Signal Processor.

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Abstract

Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren wird ein digitalisiertes reelles Sprachsignal über eine komplexe, vorzugsweise über eine Hilbertfilterung in ein komplexes Signal umgesetzt, das einer Abtastratenreduktion unterworfen wird, wobei die Bandbreite des jeweiligen komplexen Filters der Abtastrate entspricht. Das daraus gewonnene komplexe Signal wird mittels eines durch einen Zufallszahlengenerator generierten Schlüsselsignals phasenmoduliert und mit einem ebenfalls in Zufallsverteilung phasenmodulierten Pilotsignal zu einem zu übertragenden, verschleierten Nutzsignal additiv kombiniert. Das Nutzsignal wird in sequentieller Folge zusammen mit einer zur empfängerseitigen Synchronisation und Nutzsignalentzerrung dienenden Präambel übertragen. Auf der Empfängerseite wird aus dem digitalisierten Empfangssignal, wiederum nach komplexer Filterung und entsprechender Abtastratenreduktion während einer Präambelerkennungsphase einerseits eine Taktsynchronisation für ein empfängerseitig erzeugtes, phasenmoduliertes Pilotsignal erzwungen und andererseits werden Entzerrerkoeffizienten für einen empfängerseitigen Entzerrer (51) berechnet, woraufhin die Phase der Nutzsignalentschleierung initialisiert wird. Das verschleierte, übertragene Nutzsignal wird von seinem senderseitig überlagerten, phasenmodulierten Pilotsignal durch Verknüpfung mit dem synchronisierten, empfängerseitig erzeugten Pilotsignal getrennt und anschließend wird das so gewonnene phasenmodulierte, verschleierte digitale Sprachsignal durch Entmischen mittels des empfängerseitig erzeugten, durch die Präambel taktgesteuerten Schlüsselsignals entschleiert.

Description

Verfahren und Einrichtung zur Sprachverschleierung und -entschleierung bei der Sprachübertragung
Beschreibung
Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Einrichtung zur Sprachver¬ schleierung und -entschleierung bei der Sprachübertragung bzw. in Geräten zur Sprachübertragung, die mit einer Frontendeinheit zur Digitalisierung ei¬ nes Sprachsignals und Anpassung eines Sendesignals an einen vorgegebenen Übertragungskanal einerseits und/ oder zur Digitalisierung eines Empfangs¬ signals und zur Anpassung des aufbereiteten Empfangssignals an eine Sprachwiedergabeeinrichtung andererseits ausgerüstet sind.
Zum Stand der Technik bei der Sprachverschleierung bzw. -entschleierung wird auf folgende bekannte, stichwortartig zusammengestellte Verfahren ver¬ wiesen:
1. Digitalisierung der Sprachsignale, Verschlüsselung der digitalen Werte und Übertragung als digitale Daten mit einem MODEM.
2. Speicherung einer Sequenz des Sprachsignals, Unterteilung der Sequenz in mehrere kleinere Zeitintervalle, Übertragung dieser Teil- - -
Sequenzen in anderer als der Original-Reihenfolge.
3. Unterteilung des zu übertragenden Spektralbereichs in kleine¬ re Teilbereiche, Übertragung eines Signals, das durch Vertauschen von spektralen Teilbereichen entsteht.
4. Frequenzband-Inversion, d.h. Vertauschung von hohen und tiefen Frequenzen des zu übertragenden niederfrequenten Spek¬ trums mit festem oder variablem Splitpunkt (Spiegelfrequenzver- fahren).
5. Kombination der Verfahren 2. bis 4.
Die bekannten Verfahren weisen folgende grundsätzliche Nachteile auf:
Ad 1.) Für die Übertragung der digitalen Daten sind in der Regel die gleichen Kanäle wie für die unverschleierte Sprache zu verwenden. Da die¬ se Kanäle nur eine beschränkte Bandbreite zur Verfügung stellen, sind Da- tenreduktionsverfahren nötig. Nach Rekonstruktion dieser (reduzierten) Daten auf der Empfangsseite ist keine sichere Identifizierung des Spre¬ chers möglich.
Ad 2.) Aus physiologischen Gründen sind Anzahl und zeitliche Länge der Teilintervalle nur in engen Grenzen änderbar. Dies führt zu einer einfa¬ chen Entschlüsselbarkeit des übertragenen Signals.
Die Übergänge zwischen vertauschten Teilintervallen sind auf der Emp¬ fangsseite im allgemeien nicht phasenrein zu rekonstruieren, so daß ge¬ genüber dem unverschleierten Signal eine Verminderung der Signalquali- tat herbar wird.
Grundsätzlich existiert bei diesem Verfahren eine wahrnehmbare Verzöge¬ rung zwischen Sprechen und Signalübertragung, was bei bestimmten Ar¬ ten von Übertragungskanälen zu störenden Echoeffekten für den Sprecher führt.
Ad 3.) Aus physiologischen Gründen sind der Anzahl und der Band¬ breite der spektralen Teilintervalle enge Grenzen gesetzt. Dies führt zu ei¬ ner einfachen Entschlüsselbarkeit des übertragenen Signals. Unvermeid¬ bare Bandbreiten-Überlappungen der zur Erzeugung und Rekonstruktion der Teilspektren erforderlichen Filter führen zu einer Verschlechterung der Übertragungsqualität.
Ad 4.) Mit relativ geringem technischen Aufwand ist eine Entschlüsse¬ lung des übertragenen Signals möglich. Die Restverständlichkeit des ver- schieierten Signals ist hoch; trainierte Hörer können Übertragungen auch ohne technische Hilfsmittel abhören.
Ad 5.) Kombinationen der verschiedenen Verfahren erhöhen im allge¬ meinen die Sicherheit gegen Entschlüsselung; sie führenjedoch auch zu ei- ner Summation der nachteiligen Eigenschaften wie Verschlechterung des Störabstands und Beschränkung auf wenige einfache Konstellationen von Übertragungskanälen.
Der Erfindung liegt damit die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren und eine Einrichtung zur Sprachverschleierung und -entschleierung bei der Sprachübertragung zu schaffen, das/die sich in kompakter Bauweise als (auch nachrüstbares) Modul herstellen läßt und das die eine gegenüber den bekannten Verfahren bzw. Einrichtungen wesentlich bessere Sicherheit gegen Abhören und Auswerten durch Dritte gewährleisten.
Verbunden mit dieser Aufgabe werden folgende zusätzliche Anforderungen an die Sprachverschleierung gestellt:
Hohe Sprachverständlichkeit; - Gute Sprechererkennung;
Geringer Qualitätsunterschied gegenüber Klarbetrieb;
Funktion und Bedienbarkeit weitgehend transparent für den Anwender;
Automatische Erkennung verschleierter Signale auf der Empfangsseite;
Verwendbarkeit in analogen Funknetzen sowie im Telefon¬ bereich,
Einhaltung der zur Verfügung stehenden vorgegebenen
Übertragungsbandbreiten. -f™
Das erfindungsgemäJ3e Verfahren zur Sprachverschleierung und -ent¬ schleierung bei der Sprachübertragung ist dadurch gekennzeichnet, daß sendeseitig
- das digitalisierte Sprachsignal durch ein erstes komplexes Ein- gangsfilter mit einer Bandbreite, die der Bandbreite des Übertra¬ gungskanals entspricht, in ein komplexes Signal umgeformt wird, welches mittels eines durch Pseudozufallszahlen gesteuerten Schlüs¬ selsignals phasenmoduliert wird,
- das phasenmodulierte Sprachsignal mit einem ebenfalls in Pseudo- Zufallsverteilung phasenmodulierten Pilotsignal zu einem zu übertra¬ genden, verschleierten Nutzsignal additiv kombiniert und
- das Nutzsignal in sequentieller Folge zusammen mit einer zur emp¬ fängerseitigen Synchronisation und Nutzsignalentzerrung dienenden Präambel als ein komplexes Signal ein erstes komplexes Ausgangsfil- ter durchläuft, das ein reelles Ausgangssignal erzeugt, das nach Digi- tal-Analogwandlung an eine Sendesignalaufbereitung abgegeben wird, und daß empfängerseitig
-das digitalisierte Empfangssignal durch ein zweites komplexes Ein- gangsfilter mit einer Bandbreite, die der Bandbreite des Übergangska¬ nals entspricht, in ein komplexes Signal umgesetzt wird,
- aus diesem komplexen Signal während einer Präambelerkennungs¬ phase einerseits eine Taktsynchronisation für ein empfängerseitig er¬ zeugtes, in durch die Präambel initialisierter Pseudozufallsverteilung phasenmoduliertes Pilotsignal erzwungen wird und andererseits Ent¬ zerrerkoeffizienten für einen empfängerseitigen Entzerrer berechnet und sodann die Phase der Nutzsignalentschleierung initialisiert wird,
- das verschleierte 'Nutzsignal von seinem senderseitig überlagerten phasenmodulierten Pilotsignal durch Verknüpfung mit dem synchro- nisierten empfängerseitig erzeugten Pilotsignal getrennt wird, und
- das so gewonnene phasenmodulierte, verschleierte digitale Sprach¬ signal durch inverse Phasenmodulation mittels des empfängerseitig erzeugten, durch die Präambel taktgesteuerten Schlüsselsignals ent¬ schleiert und als komplexes Signal ein zweites komplexes Ausgangs- filter durchläuft, das ein reelles Ausgangssignal erzeugt, das nach Di- gital-Analogwandlurig an eine Empfangssignalaufbereitung abgege¬ ben wird. Ein für das erfindungsgemäße Verfahren unter anderem wesentlicher Gesichtspunkt ist, das nach der eingangsseitigen Digitalisierung so¬ wohl sende- wie empfangsseitig jeweils eine komplexe Filterung, vor¬ zugsweise mittels eines Hilbertfilters erfolgt, die aus einem reellen ein komplexes Signal erzeugt, das einer Abtastratenreduktion unterwor¬ fen wird, wobei die Bandbreite desjeweiligen komplexen Filters derre- duzierten Abtastrate entspricht. Alle für das weitere Verfahren we¬ sentlichen Operationen erfolgen dann mit den komplexen Signalen bei erniedrigter Taktfrequenz.
Ausgangsseitig wird das komplexe Signal vorzugsweise sowohl sende- als empfangsseitig einer Abtastratenerhöhung durch Einfügen von Nullen in den Datenstrom unterworfen. Ein jeweils nachgeschaltetes komplexes Filter, vorzugsweise ebenfalls ein Hilbertfilter dient als In- terpolationsfilter und erzeugt ein reelles Signal mit einer der Kanal¬ bandbreite entsprechenden Abtastfrequenz.
Eine erfindungsgemäße Einrichtung zur Sprachverschleierung und - entschleierung in Geräten zur Sprachübertragung, die mit einer Fron- tendeinheit zur Digitalisierung eines Sprachsignals und Anpassung eines Sendesignals an einen vorgegebenen Übertragungskanal einer¬ seits und/oder zur Digitalisierung eines Empfangssignals und zur Anpassung des aufbereiteten Empfangssignals an eine Sprachwieder¬ gabeeinrichtung andererseits ausgerüstet sind, ist dadurch gekenn- zeichnet, daß sendeseitig ein durch einen (Pseudo-)Zufallszahlengenerator gesteuerter Schlüsselgenerator einen digitalen Phasenmodulator beaufschlagt, der das digitalisierte Sprachsignal phasenmoduliert, - das phasenmodulierte Sprachsignal mit einem von einem Pilot¬ signalgenerator gelieferten, ebenfalls in Zufallsverteilung phasenmo¬ dulierten Pilotsignal zu einem Nutzsignal kombiniert wird, ein Präambelgenerator eine zur empfängerseitigen Synchroni¬ sation und Nutzsignalentzerrung dienende Präambel erzeugt, die über einen in festgelegter Taktfolge betätigten Umschalter sequentiell zusammen mit dem' Nutzsignal an die Frontendeinheit zur Sende- signalaufbereitung abgegeben wird, und daß emfangsseitig ein digitales Entzerrerfilter zur Entzerrung der durch den Über¬ tragungskanal bedingten Verzerrungen des digitalisierten Empfangs- -b-
Signals vorhanden ist, dessen Entzerrerkoeffizienten während des
Empfangs der Präambel berechnet und eingestellt werden, eine Einrichtung zum Detekieren der Präambel innerhalb des empfangenen Nutzsignals vorgesehen ist, die in Abhängigkeit von ei- nem festgelegten Abschnitt der Präambel die Berechnung der Entzer¬ rerkoeffizienten in einer übergeordneten Recheneinheit für das Ent¬ zerrerfilter auslöst und sodann die Entschleierung des Nutzsignals durch Aktivierung einer Taktsynchronisationseinrichtung initiali¬ siert, die einerseits aus dem empfangenen, demodulierten Pilotsignal durch komplexe Multiplikation mit einem empfangsseitig generierten
Pilotsignal ein Regelsignal zur Abtasttaktkorrektur und andererseits unter Steuerung durch einen ebenfalls mit der Taktsynchronisation initialisierten (Pseudo-)Zufallszahlengenerator aus dem vom emp- fangseitigen Pilotsignalgenerator gelieferten Pilotsignal über einen Modulator ein phasenmoduliertes Pilotsignal liefert, das mit dem ent¬ zerrten Nutzsignal verknüpft und sodann als phasenmoduliertes Sprachsignal in einem Phasendemodulator unter Steuerung durch den synchronisierten, empfangsseitigen Zufallszahlengenerator in das unmodulierte, digitale Sprachsignal umgesetzt wird, das zur Um- setzung in ein Hörsignal an die Frontendeinheit abgegeben wird.
Vorteilhafte Ergänzungen und Weiterbildung des erfindungsgemäßen Ver¬ fahrens beziehungsweise der Einrichtung zur Sprachverschleierung und - entschleierung sind in abhängigen Patentansprüchen enthalten und er- schließen sich dem fachkundigen Leser im weiteren Verlauf der Erfin¬ dungsbeschreibung, insbesondere auch anhand von Ausführungsbeispie¬ len mit Bezug .auf die Zeichnungen, deren Hinweise, Blockbezeichnungen und dergleichen genauso als erfindungswesentliche Offenbarung wie die vorliegende Beschreibung zu bewerten sind.
Es zeigen:
Fig. 1 das Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Sprachver- schleierungs/-entschleierungs-Moduls, im folgenden als "SV-Modul" bezeichnet;
Fig. 2 das Prinzip der Verschleierung mit willkürlich gewähltem Zeitverlauf; Fig. 3 das funktionale Blockdiagramm des Sendeteils des SV-Moduls;
Fig. 4 das Prinzip der Entschleierung, wiederum ohne Anspruch auf richtigen Zeitmaßstab;
Fig. 5 das funktionale Blockschaltbild des Empfangsteils des SV- Moduls;
Fig. 6 das Blockdiagramm der Signalverarbeitung auf der Sendeseite des SV-Moduls;
Fig. 7 die Struktur eines eingangsseitigen (ersten) komplexen Filters, vorzugsweise eines Hilbertfilters:
Fig. 8 den Frequenzgang des eingangsseitigen (ersten) komplexen Fil¬ ters gemäß Fig. 7;
Fig. 9 die Struktur eines ersten komplexen Ausgangsfilters, vorzugs¬ weise eines Hilbertfilters im Sendeteil des SV-Moduls;
Fig. 10 den Frequenzgang des ersten komplexen Ausgangsfilters gemäß Fig. 9;
Fig. 11 das Blockdiagramm der empfangsseitigen Signalverarbeitung in der Präambelerkennungsphase (Klarlage);
Fig. 12 das Blockdiagramm der empfangsseitigen Signalverarbeitung in der Entschleierungsphase;
Fig. 13 ein Betriebs- und Funktionsablaufdiagramm für die sender- seitige Signalverarbeitung gemäß dem Blockdiagramm der Fig. 6; und
Fig. 14 ein Betriebs- und Funktionsablaufprogramm für die emp- fangsseitige Signalverarbeitung gemäß den Blockdiagrammen der Figuren \ und 12.
Um das Verständnis zu erleichtern, wird einAusführungsbeispiel für einen erfindungsgemäßen SV-Modul hinsichtlich seines Schaltungsaufbaus und/ oder seiner Funktionsweise nachfolgend in mehreren einzelnen Ab- schnitten beschrieben:
1. Schaltungsbeschreibung des SV-Moduls
Das SV-Modul besteht im wesentlichen aus einem leistungsfähigen, digita¬ len Signalprozessorsystem und den zum Betrieb nötigen Peripherie-Baue¬ lementen, verbunden mit modernen Signalverarbeitungsalgorithmen. Das in Fig. 1 gezeigte Blockschaltbild gibt die für die digitale Signalverarbei¬ tung wichtigen Komponenten und Baugruppen wieder. Funktionen wie Stromversorgung, Takterzeugung, diskrete Eingänge und analoge Ein- und Ausgangsstufen sind der besseren Übersicht wegen nicht dargestellt.
Der Aufbau des SV-Moduls gemäß Fig. 1 entspricht einem realisierten und funktionstüchtigen Prototyp, der zum Teil noch zur Erprobung und weite- ren Verbesserung der Algorithmen-Entwicklung dient. Eine anvisierte Se¬ rienausführung ist der Blockschaltbilddarstellung selbst entnehmbar. Die Beschreibung dieses Ausführungsbeispiels ist keinesfalls als einzig mögliche Ausführungsform der Erfindung zu verstehen. Vielmehr sind - für den Fachmann erkennbar - in allen Teilbereichen und Baugruppen sowohl sende- als auch empfängerseitig vielerlei Modifikationen und Änderungen möglich, ohne den Umfang der hier vermittelten technischen Lehre zu ver¬ lassen.
Die wesentliche Signalverarbeitungseinheit ist ein Signalprozessor 1 , bei dem zumindest in der Prototypausführung der Prozessor-Typ ADSP 21msp55 der Firma Analog Devices zum Einsatz kommt. Dieser Signalpro¬ zessor 1 enthält bereits einen AD-Wandler 2 sowie einen DA-Wandler 3 mit einer Auflösung von beispielsweise 16 Bit bei 8 kHz Abtastrate. Weiterhin sind getrennte RAM-Bereiche 2,3 für Daten einerseits (lk x 16) und Pro- gramm (2k x 24) andererseits integriert. Die interne Speicherorganisation entspricht der Harvard-Architektur, so daß in jedem Befehlszyklus außer dem Op-Code-Fetch auch ein Datenzugriff möglich ist. Alle Prozessorope¬ rationen benötigen ausnahmslos einen Zyklus. Damit steht eine Verarbei¬ tungsleistung von 13 MIPS (Integer) zur Verfügung.
Für die Serienproduktion' ist eine maskenprogrammierte Variante dieses Prozessors (ADSP21msp56) vorgesehen, die zusätzlich auf der Programm¬ speicherseite ein 2k x 24 Bit großes ROM 6 aufweisen wird. -<. -
Für einen Duplex-Betrieb ist ein weiteres AD-/DA-Wandlerpaar 8,9 erforderlich. Dieses wird durch einen Wandler-Baustein 7 des Typs AD28msp02 realisiert, der die zum Signalprozessor 1 identischen Wandler in einem separaten Gehäuse enthält. Die Datenübertragung zwischen dem Wandler-Baustein 7 und dem Signalprozessor 1 erfolgt über schnelle se¬ rielle Schnittstellen.
Als externer Speicher ist ein EEPROM 10 vorhanden, das ladbare Pro¬ grammteile sowie selten zu ändernde Variable wie zum Beispiel den Schlüs- sei (nähere Erläuterung weiter unten) aufnimmt. Die Speichergröße be¬ trägt hier 8k x 8 (Serie) bzw. 32 k x 8 (Prototyp) wie in Fig. 1 angedeutet.
An diskreten Eingangssignalen (nicht dargestellt) können der Zustand ei¬ ner Sprechtaste, einer Squelch-Logik eines Funkgeräts 11 sowie eines Crypt-ON/OFF-Schalters durch den Signalprozessor 1 abgefragt werden.
Der Betriebsablauf, auf den in weiteren Einzelheiten im Zusammenhang mit der Signalverarbeitung noch näher eingegangen wird, läßt sich kurz wie folgt beschreiben: Nach Anlegen der Betriebsspannung wird zunächst ein RESET-Signal von einigen Millisekunden Dauer erzeugt. Danach lädt der Signalprozessor 1 sein internes Programm-RAM 5 mit dem Inhalt des externen EEPROM 10 und startet das Programm. Bei dem zur Zeit erprobten Prototyp des SV-Mo¬ duls muß zunächst noch das gesamte, zu einer bestimmten Zeit benötigte Programm in diesem RAM (2x-Instruktionen) untergebracht werden. In der in Fig. 1 bereits angedeuteten Serienkonfiguration des SV-Moduls stehen zusätzlich 2k Instruktionen im ROM 6 zur Verfügung.
Das externe EEPROM 10 ist auch als Datenspeicher adressierbar, um vari- able Parameter, wie zum Beispiel den Schlüssel lesen und ändern zu kön¬ nen.
Der Programmablauf wird zeitlich durch Interrupts der analogen Schnitt¬ stellen strukturiert, die mit ihrer spezifizierten Wandelrate von 8 kHz frei laufen und jeweils nach erfolgter Wandlung einen Interrupt auslösen.
2. Die Signalverarbeitung
Sämtliche Funktionen des SV-Moduls werden durch digitale Signalverar¬ beitung realisiert. -/o -
Zunächst wird das Prinzip der Signalverarbeitung erläutert.
Fig. 3 zeigt das funktionale Blockdiagramm des Sendeteils des SV-Moduls:
Auf der Sendeseite wird in einem Schlüsselsignalgenerator 23 ein Schlüs¬ selsignal generiert, mit dessen Hilfe das Eingangssignal des Mikrofons, d.h. das Sprachsignal, verschleiert wird. Mit dem Betätigen einer PTT-Ta- ste (nicht dargestellt) wird unmittelbar vor dem verschleierten Sprach¬ signal eine in einem Präambelgenerator 24 erzeugte sogenannte Präambel übertragen, was durch die drei zeitbezogenen Teil-Schaubilder der Fig. 2 veranschaulicht ist.
Die Präambel wird zur Synchronisation eines weiteren Schlüsselsignalge¬ nerators 43 (vgl. Fig. 5) und die Einstellung eines Entzerrers 40 auf der Empfangsseite benötigt.
Falls ein Aufschalten in ein laufendes Gespräch ermöglicht werden soll, wird die Präambel periodisch in einem festen zeitlichen Raster ausgesendet, beim derzeit in Erprobung befindlichen Prototyp alle 5 Sekunden. Das ver- schieierte Sprachsignal wird dabei für die Dauer der Präambel (derzeit ca. 200 ms) ausgeblendet.
Ein Pilotsignalgenerator 20 liefert ein spezielles Pilotsignal, welches mit dem verschleierten Sprachsignal additiv verknüpft wird und welches auf der Empfangsseite zur Synchronisation des Abtasttaktes dient, wie weiter unten näher erläutert. Die in zwei Teilblöcken dargestellte Frontendeinheit 22a/22b besorgt die Voraufbereitung des analogen Eingangssignals und Umsetzung in ein Digitalsignal bzw. die Endaufbereitung des sendeseitigen verschlüsselten Sprachsignals und Anpassung an die jeweilige Sendeein- richtung bzw. den Übertragungskanal. Nähere Einzelheiten werden weiter unten noch erläutert.
Der Beginn eines verschleierten Sendesignals ist - wie die Fig. 4 erkennen läßt - durch die Präambel gekennzeichnet. Aus diesem Grund findet auf der Empfangsseite immer dann eine Analyse des Empfangssignals statt, wenn sich der Empfänger nicht im Entschleierungsmodus befindet. Während dieser Phase wird das Empfangssignal unverändert durch das SV-Modul geschleift. Wird das Ende einer Präambel erkannt, so wird mit diesem Er¬ kennen der Entschleierungsvorgang gestartet, d.h. der empfangsseitige Schlüsselgenerator 43 wird gestartet und das einlaufende Nutzsignal wird entschleiert ("Sprachsignal" in Fig. 4).
Fig. 5 zeigt das funktionale Blockdiagramm des Empfangsteils des SV-Mo¬ duls. Das Empfangssignal wird einem Funktionsblock 44 zugeführt, des- sen Aufgabe in der Erkennung und Analyse des Empfangssignals besteht. Wird eine Präambel empfangen, so werden anhand dieser zunächst die Ei¬ genschaften des Übertragungskanals und daraus Filterkoeffizienten für ei¬ nen empfangsseitigen Entzerrer 51 ermittelt.
Wird das Ende der Präambel detektiert, so steht zu diesem Zeitpunkt ein auf den Übertragungskanal angepaßter Entzerrer zur Verfügung. Hinsicht¬ lich der Einzelheiten einer solchen Anfangssynchronisation und Anpas¬ sung eines Empfangsfilters eines digitalen Empfängers wird auf die Druck¬ schrift DE-Cl- 1 08 806 (Lit. (4)) verwiesen. Gleichzeitig wird der emp- fangsseitige Schlüsselgenerator 43 zur Entschleierung des Nutzsignals ge¬ startet. Die Abtastsynchronisation 55 wertet das dem Nutzsignal überla¬ gerte Piltosignal aus und trennt dieses vom Nutzsignal. Anschließend wird das entschleierte Nutzsignal ausgegeben.
Weitere Einzelheiten werden in der nachfolgenden Detailbeschreibung der Sendeseite bzw. der Empfangsseite dargestellt.
Fig. 6 zeigt ein detailliertes Blockdiagramm der Signalverarbeitung auf der Sendeseite für den Fall der Verschleierung. Die einzelnen Funktions- blocke werden in den folgenden Unterabschnitten näher beschrieben. Sämtliche Signalverarbeitungsfunktionen, die im Ablaufdiagramm der Fig. 13 verbalisiert veranschaulicht sind, werden mit Hilfe des einen Signalprozessors 1 (vgl. Fig. 1) realisiert. Die Doppellinien und -pfeile in Fig. 6 sollen analytische Signale kennzeichnen. Reelle Signale sind durch einfache Linien und Pfeile dargestellt.
Es sind prinzipiell drei Arten der Signalverarbeitung zu unterscheiden: Zum einen eine analoge Signalverarbeitung im Analog-Frontend 22, eine digitale Signalverarbeitung im Takt von 8 kHz sowie eine digitale Signal- Verarbeitung im Takt von 2.667 kHz (8/3 kHz). Für die Darstellung in Fig. 6 werden die entsprechende-.! Signale durch die Parameterbezeichnungen t = analog, v = digital, 8 kHz-Takt und n = digital, 2.667 kHz-Takt unterschie¬ den. -/2-
Ein Klartextbetrieb wird durch eine einfache Rückführung auf der digitalen Seite des Analog-Frontends 22 realisiert.
Es sei an dieser Stelle betont, daß der Einsatzbereich des derzeitigen Proto- typs eines erfindungsgemäßen SV-Modul in den heutigen analogen Über¬ tragungskanälen zu sehen ist.
Die eingangsseitige Analog-Frontendeinheit 22 hat die Aufgabe der Pegel¬ anpassung, der Abtastung des analogen Eingangssignals c(t), und der Wandlung in ein digitales Signal c(t>).
Der A/D-Wandler- Teil des analogen Frontend 22 (nicht in Einzelheiten dar¬ gestellt) besteht aus zwei analogen Eingangsverstärkern, und einem A/D- Wandler.
Für den A/D-Wandlerteil des Analog-Frontends 22 gelten bei dem erprob¬ ten Prototyp des SV-Moduls folgende Spezifikationen:
Abtastfrequenz: 8 kHz
Wortbreite: 16 Bit
Dezimierungsfilter
Durchlassbereich: 0 bis 3,7 kHz
Welligkeit: ± 0.2 dB
Sperrdämpfung: 65 dB
Hinsichtlich weiterer Einzelheiten zum Aufbau und der Funktion des Ana¬ log-Frontends 22 sei auf die im Anhang angegebenen Literaturstellen Lit. [1] und Lit. [2] verwiesen, deren Inhalt gegebenenfalls zur weiteren Erläute¬ rung heranzuziehen ist.
Das digitalisierte Eingangssignal c(v) beaufschlagt ein erstes komplexes Eingangsfilter 30 zur Unterdrückung des unteren Seitenbands. Dieses Fil- ter 30 besorgt außerdem eine Begrenzung der Bandbreite des Eingangs¬ signals (digitalisiertes Sprachsignal) auf eine Bandbreite, die derjenigen des Übertragungskanals entspricht, d.h. im vorliegenden Ausführungsbei¬ spiel 2.667 kHz. Das komplexe erste Eingangsfilter 30 erzeugt aus einem reellen Eingangssignal ein komplexes Ausgangssignal bestehend aus Real- und Imaginärteil, wobei zwischen Real- und Imaginärteil für jede beliebige -ft-
Frequenz eine Phasenverschiebung von 90° existiert (analytisches Signal). Gleichzeitig werden Spektralanteile außerhalb der nutzbaren Bandbreite des Übertragungskanals unterdrückt. Vorzugsweise und bei der erprobten Ausführungsform der Erfindung ist das erste komplexe Eingangsfilter (ebenso wie das komplexe Eingangsfilter auf der Empfangsseite; vgl. weiter unten) ein Hilbertfilter höherer Ordnung.
Dieses eingangsseitige erste Hilbertfilter 30 ist ein rekursives Filter, des¬ sen Übertragungsfunktion durch
16
H(.z) - -η (1)
Σ* , - z-
/-o gegeben ist. Die Struktur dieses Filters ist durch Fig. 7 veranschaulicht.
Das Eingangssignal dieses Hilbertfilters 30 ist wie erwähnt das abgetaste- te, reelle Empfangssignal c(v). Der Rekursivteil dieses Filters hat nur reelle
Koeffizienten bj, so daß hier auch nur reelle Operationen erforderlich sind.
Der Transversalteil hat komplexe Koeffizienten aj.
Der Entwurf dieses ersten Hilbertfilters 30 basiert auf dem Design eines el¬ liptischen Tiefpassfilters. Der Tiefpass wird durch eine Transformation im Frequenzbereich in einen Hilbert-Bandpass umgesetzt.
Der Frequenzgang des beim Prototyp der Erfindung realisierten Hilbertfil- ters 30 ist in Fig. 8 gezeigt.
Das bandbegrenzte Ausgangssignal d(v) des ersten komplexen Eingangsfil¬ ters (Hilbertfilter) beaufschlagt einen als Abtastratenreduktion 31 bezeich¬ neten Funktionsblock, in dem der Abtasttakt um einen bestimmten, vor- zugsweise ganzzahligen Faktor, im vorliegenden Ausführungsbeispiel um den Faktor 3 auf 2.667 kHέ reduziert wird. Durch eine geeignete Dimensio¬ nierung des ersten eingangsseitigen Hilbertfilters 30 ist sichergestellt, daß keine Aliasing-Effekte auftreten. -l+-
Die Kombination von Hilbertfilter 30 und Abtastreduktion 31 führt dazu, daß ein beliebig gewähltes Frequenzband mit 2.667 kHz Bandbreite die vollständige Nutzinformation enthält.
Im Prinzip wird zur Abtastratenreduktion nur jeder dritte Ausgangswert des eingangsseitigen Signals c(v) des Hilbertfilters 30 verarbeitet. In der Praxis wird dies dadurch realisiert, daß der Transversalteil des Hilbertfil¬ ters 30 mit 8/3 kHz betrieben wird. Das heißt, die Filterausgangswerte wer¬ den nur mit jedem dritten Takt des 8 kHz Abtasttakts berechnet und weiter- verarbeitet.
Der Pilotsignalgenerator 20 dient zur Erzeugung eines Pilotsignals q(n), welches auf der Empfangsseite zur Taktnachziehung dient. Das Pilotsignal entsteht durch die weiter unten beschriebene Phasenmodulation des Pilot- Signals.
Der (Pseudo-)Zufallszahlengenerator 34 (vgl. Fig. 6) als Teil des Schlüs¬ selsignalgenerators 23 hat die Aufgabe, gleich verteilte Zahlen im Bereich von beispielsweise 1 bis 64 zu erzeugen. Diese Zahlen werden dazu verwen- det, um aus einem Feld von 64 komplexen Werten zufällige Werte auszu¬ wählen (vgl. Block "Datensatz" in Fig. 6). Aus den ausgewählten Werten werden zwei Schlüsselsignale zs(n), zp(n) erzeugt, wovon eines (zs(n)) zur
Phasenmodulation des Nutzsignals und das zweite (Zp(n)) zur Erzeugung des Pilotsignals q(n) verwendet wird.
Der bei der derzeitigen Ausführungsform der Erfindung implementierte Zu¬ fallszahlengenerator 34 basiert auf der linearen Kongruenzmethode. Die Zufallswerte r(n) werden nach der Vorschrift
r(n) = (a • r(n - 1) + c) mod m n = 1,2,... (2)
berechnet. Der Startwert r(0) ist im allgemeinen unwichtig, da bei einer ge¬ eigneten Wahl der konstanten Werte a und c alle m möglichen Werte erzeugt werden, bevor sich die Zufallssequenz wiederholt. Die generierten Zufalls¬ zahlen sind im Bereich von' 0 bis (m- 1) gleich verteilt.
Bei der erprobten Ausführungsform wurde m = 232 gewählt. Damit läßt sich eine lange Sequenz erzeugen. Außerdem läßt sich dann die Modulofunktion der Gleichung (2) sehr aufwandsarm mit dem Signalprozessor 1 realisieren. -tr-
Die Konstanten wurden zu a = 1664525 und c = 32767 entsprechend den Regeln von Knuth gewählt (vgl. Lit.[6]).
Um gleich verteilte Zufallszahlen zwischen 1 und 64 zu erhalten, genügt es, 6 Bit des jeweiligen Zufallswerts r(n) zu betrachten und als Zufallszahl wei¬ ter zu verwenden. Bei der derzeitigen Ausführungsform werden 6 Bit zur Generierung von Zufallszahlen für das "Scrambeln" (die Phasenmodula¬ tion) des Nutzsignals x(n) und 6 Bit zur Generierung von Zufallszahlen für das "Scrambeln" (die Phasenmodulation) des Pilottons p(n) verwendet. Der Zufallszahlengenerator 34 liefert in jedem Takt somit jeweils zwei Zufalls¬ zahlen rs(n) und rp(n).
Nach jedem Aussenden einer Präambel wird der Zufallszahlengenerator 34 mit festgelegtem Startwert x{0) reinitialisiert.
Die Steuerwerte für die Phasenmodulatoren 32 und 33 werden durch einen Datensatz von 64 komplexen Werten dargestellt. Aus diesem Satz werden durch den Zufallszahlengenerator 34 Werte ausgewählt, und so ein Zufalls¬ signal zur Phasenmodulation erzeugt.
Als Datensatz werden die 64 komplexen Werte
α. = eJ2πi/64 i = l f2 64 (3)
verwendet. Die Steuer- oder Eingangswerte zs(n) und zp(n)'besitzen alle die
Amplitude "1", haben jedoch unterschiedliche Phasen. Nachfolgend wer¬ den die zufallszahlengesteuerten Phasenmodulatoren 32, 33 näher erläu¬ tert.
Im Sendeteil des SV-Moduls (Fig. 6) werden zwei Phasenmodulatoreinhei- ten 32 und 33 benötigt. Ein Phasenmodulator 33 wird für das Verschleiern des Nutzsignals x(n) durch ein vom Zufallszahlengenerator 34 geliefertes Schlüsselsignal zs(n) benötigt. Der andere Phasenmodulator 32 dient zur Generierung des Pilotsignals q(n) aus dem vom Pilottongenerator geliefer¬ ten Pilotton p(n) mit Hilfe des anderen Schlüsselsignals zp(n). Da die
Schlüsselsignale zs(n), zp(n) zufällige Folgen komplexer Werte mit gleicher
Amplitude, aber unterschiedlichen Phasen sind, führt jeder Phasenmodu¬ lator 32, 33 eine komplexe Multiplikation des jeweiligen Eingangssignal- -fe-
werts mit dem jeweiligen SchlQsselsignalwert durch.
Werden, wie in Fig. 6 veranschaulicht, die Signalwerte des analytischen Fil¬ terausgangssignals mit x(n) und die Signalwerte des dazugehörigen Schlüsselsignals mit zs(n) bezeichnet, so gilt für die Signalwerte des pha¬ senmodulierten Nutzsignals:
y(n) = x(n) • zs(n) (4)
Das phasenmodulierte Nutzsignal y(n) besitzt rauschsignalartigen Cha¬ rakter. Die im Nutzsignal enthaltene Information wird vollständig auf ein Frequenzband von 2.667 kHz Breite verteilt.
Es sei an dieser Stelle erwähnt, daß die erfindungsgemäße Phasenmodula¬ tion eine gewisse Ähnlichkeit mit einer 64-stufigen PSK-Modulation auf¬ weist, wie sie in der digitalen Übertragungstechnik zum Einsatz kommt. Vorliegend Jedoch ist der Zweck ein ganz anderer: Bei der digitalen Datenübertragung mit PSK-Modulation wird die Phase ei- nes Trägersignals im Abtasttakt umgeschaltet (Phase Shift Keying). Die Phase des Trägersignals enthält somit die zu übertragende digitale Infor¬ mation. Auf der Empfangsseite wird die Phase des Trägers zu festgelegten Abtastzeitpunkten bestimmt. Ein Entscheider ordnet jeder ermittelten Phase die entsprechende digitale Information zu und gewinnt somit die übermittelte Nachricht.
Bei der hier erfindungsgemäß vorgeschlagenen Phasenmodulation dage¬ gen trägt nicht das Modulationssignal, sondern das zu modulierende Signal die zu übermittelnde Information. Diese Information ist durch des- sen quasi-kontinuterlichen Signalverlauf vorgegeben. Die Phasenmodula¬ tion wird lediglich dazu verwendet, das zu übermittelnde Signal so zu ver¬ ändern, daß nicht mehr auf den ursprünglichen Signalverlauf geschlossen werden kann. Ein Sprachsignal wird damit völlig unverständlich. Die Nutz¬ information wird durch die Phasenmodulation verschleiert. Auf der Empfangsseite läßt sich die Nutzinforτnation durch die zu Glei¬ chung (4) inverse Operation
zs(n) -n-
zurückgewinnen. Eine vollständige Rückgewinnung ist nur dann möglich, wenn zwei Bedingungen erfüllt sind. Erstens muß das empfangene Signal y(n) mit dem (phasenmodulierten) Sendesignal y (n) übereinstimmen. Zwei¬ tens muß das Modulationssignal, d.h. das Schlüsselsignal zs(n) auf der Empfangsseite bekannt sein.
Die erste Forderung bedingt die Entzerrung des Übertragungskanals auf der Empfangsseite. Die zweite Forderung bedingt die Kenntnis des Schlüs¬ selsignals und eine exakte Synchronisation auf der Empfangsseite.
10
Während die Zahl der Werte des Schlüsselsignals zs(n) durch die Stufen¬ zahl der Modulation (hier 64) festgelegt ist, wird die Zahl der möglichen Werte für x(n) und y(n) durch die Wortbreite in der Signalverarbeitung be- 15 stimmt.
Werden die Signalwerte des generierten Pilottons mit p(n) und die Signal¬ werte des dazugehörigen Schlüsselsignals mit Zp(n) bezeichnet, so ergeben sich die Signalwerte des Pilotsignals durch die Beziehung
20 q(n) = p(n) • zp(n) (6)
Aufgrund der Eigenschaften des gewählten Zufallszahlengenerators 34 2t- handelt es sich also bei dem so generierten Pilotsignal q(n) um weißes Rau¬ schen.
Um das mit der Taktfrequenz von 2.667 kHz generierte analytische Signal übertragen zu können, muß eine Anpassung des Sendesignals an den Über¬ tragungskanal erfolgen. Da im dargestellten Beispiel die vom Analog-
30 Frontend 22 vorgegebene Abtastfrequenz 8 kHz beträgt, ist zunächst eine Abtastratenerhöhung auf 8 kHz durchzuführen.
Die Erhöhung der Abtastrate um den Faktor 3. d.h. von 2.667 kHZ auf 8 „_ kHz, wird durch Einfügen von jeweils zwei Signalwerten mit dem Wert 0 zwi¬ schen zwei vorhandenen Signalwerten erreicht, d.h.
ds(v) = ... , w(n - l ), 0, 0, w(n), 0, 0, w{n+ l ), ... (7) Die Abtastratenerhöhung erfolgt in Verbindung mit einem ersten komple¬ xen Ausgangsfilter 35 zur Anpassung des analytischen Sendesignals an den Übertragungskanal. Der Realteil des analytischen Ausgangssignals dieses komplexen Ausgangsfilters 35 wird dem Analog-Frontend 22 zuge- führt.
Das erste komplexe Ausgangsfilter 35 erzeugt aus einem komplexen Ein¬ gangssignal ds(v) zunächst ein analytisches Signal, dessen Real- und Ima¬ ginärteil für jede beliebige Frequenz um 90° phasenverschoben ist, und daraus ein reelles Ausgangssignal cs(v). Gleichzeitig werden Spektralan¬ teile außerhalb der nutzbaren Bandbreite des Übertragungskanals unter¬ drückt.
Das ausgangsseitige erste komplexe Filter 35 ist vorzugsweise ein (zweites) Hilbertfilter, d.h. ein rekursives Filter, dessen Struktur in Fig. 9 gezeigt ist.
Das Eingangssignal ds(v) dieses zweiten Hilbertfilters 35 ist wie erwähnt ein analytisches Signal; das Ausgangssignal cs(v) dagegen ist ein reelles Signal.
Der Entwurf des Filters basiert auf dem Design eines elliptischen Tiefpas¬ ses. Der Tiefpass wird anschließend durch eine Transformation im Fre- quenzbereich in einen Hilbert-Bandpass umgesetzt.
Den Frequenzgang des ausgangsseitigen (zweiten) Hilbertfilters 35 auf der Sendeseite veranschaulicht die Fig. 10.
Die Wandlung des digitalen Ausgangssignals cs(v) des zweiten Hilbertfil¬ ters 35 in ein analoges Ausgangssignal erfolgt im Ausgangsteil des Analog- Frontend 22 (Bezugshinweis 22b in Fig. 3). Diese Wandlung beinhaltet auch eine Pegelanpassung.
In der Realisierung bestecht der D/A-Wandlerteil 3 (Fig. 1) des analogen Frontend 22 (ohne Einzeldarstellung) aus einem D/A-Wandler, einem ana¬ logen Glättungsfilter, einem programmierbaren Verstärker und einem Dif¬ ferenzverstärker. Für den Ausgang des Analog-Frontend 22 gelten im dargestellten Ausfüh¬ rungsbeispiel der Erfindung folgende Spezifikationen:
Taktfrequenz: 8 kHz Wortbreite: 16 Bit
Verstärkung: Einstellbar im Bereich von
- 15 dB bis + 6 dB Interpolationsfilter
Frequenzgang: 0 bis 3.7 kHz Welligkeit: ± 0.2 dB
Sperrdämpfung: 65 dB
Hinsichtlich weiterer Detailinformation zum sendeseitigen Ausgang am Analog-Frontend 22 sei wiederum auf Lit.[l] und Lit.[2] verwiesen.
Der Präambelgenerator 24 dient zur Generierung einer Präambel zu Be¬ ginn einer Übertragung über Funk- oder Telefonkanäle. Um auf der Emp¬ fangsseite ein Aufschalten in eine laufende Übertragung zu ermöglichen, wird die Generierung einer Präambel in festgelegten Zeitabständen ange- stoßen.
Die verwendete Präambel besteht aus zwei aufeinanderfolgenden Signalab¬ schnitten. Der erste Signalabschnitt ist ein sogenanntes CPFSK-Signal (Continuous Phase Frequency Shift Keying). Der zweite Abschnitt ist ein rauschartiges Signal. Der erste Teil wird im Empfänger zur Detektion der Präambel und zur Synchronisation des Empfängers verwendet. Der zweite Signalteil dient der Entzerrung des Übertragungskanals.
Das CPFSK-Signal wird durch die CPFSK-Modulation einer speziellen Da- tenfrequenz generiert. Die Länge dieser Sequenz beträgt beispielsweise 240 Bit. Die Übertragungsrate liegt bei 1.778 kbit/s. Der Aufbau der Datense¬ quenz ist so gewählt, daß mit einem speziellen Verfahren auf der Empfangs¬ seite eine sehr zuverlässige Detektion der Präambel möglich ist. Für weitere Einzelheiten wird wiederum auf die Druckschrift DE-Cl 41 08 806 (Lit.[4]) sowie auf Lit.(5] verwiesen.
Insgesamt beträgt die Dauer der Präambel in diesem Beispiel ca. 230 ms. Auf der Empfangsseite sind zwei verschiedene Betriebsarten des SV-Mo¬ duls zu unterscheiden. Dies ist zum einen die Phase der Präambelerken¬ nung, während der sich das SV-Modul in Klarlage befindet, und das ist zum anderen die Entschleierungsphase. Wie auf der Sendeseite sind drei Arten von Signalverarbeitung zu unterscheiden, nämlich die analoge Signalver¬ arbeitung, eine digitale Signalverarbeitung im 8 kHz Takt sowie eine digi¬ tale Signalverarbeitung im Takt von 2.667 kHz. Im Hintergrund läuft die Berechnung der Entzerrerkoeffizienten ohne Anbindung an einen be¬ stimmten Abtasttakt.
Nach dem Einschalten des Geräts befindet sich das SV-Modul immer in der Präambelerkennungsphase. Fig. 11 veranschaulicht das Funktions- Blockdiagramm der Signalverarbeitung. In dieser Phase durchläuft das Empfangssignal lediglich das Analog-Frontend 52 mit dessen Filter. Das Empfangssignal bleibt durch das SV-Modul im wesentlichen unbeeinflußt.
Das abgetastete Empfangssignal (8 kHz Abtastfrequenz, 16 Bit Wortbreite) wird nach einer Filterung mit einem empfangsseitigen zweiten komplexen Eingangsfilter 40, insbesondere einem dritten Hilbertfilter (Bandpass) und einer Abtastratenreduktion 43 auf 2.667 kHz dem Präambelerkennungs¬ block 55 zugeführt. Gleichzeitig werden die Abtastwerte des Empfangs¬ signals im Puffer 41 zwischengespeichert. Der Präambelerkennungsblock 55 detektiert automatisch und sehr sicher den Empfang der Präambel. Hin¬ weise sind Lit.[4] (DE-Cl-41 08 806) und Lit.[5] zu entnehmen.
Das zweite komplexe Eingangsfilter 40 entspricht in seiner Funktion und Struktur im wesentlichen dem oben beschriebenen sendeseitigen ersten komplexen Eingangsfilter 30.
Die Präambelerkennung hat zwei Funktionen: Dies ist zum einen die Detek¬ tion des Empfangs der Präambel sowie das Umschalten auf Entschleierung. Zum anderen liefert die Präambel eine exakte zeitliche Referenz. Diese ist für die Initialisierung und Synchronisierung des Entschleierungsprozes¬ ses erforderlich.
So erfolgt mit dem Erkennen der Präambel insbesondere die Initialisierung eines empfängerseitigen Zufallszahlengenerators 34 und eines Pilotsignal¬ generators 50. Außerdem wird ein Prozeß zur Bestimmung von Entzerrer¬ koeffizienten angestoßen. Mit dem berechneten Koeffizientensatz wird ein Entzerrer 51 eingestellt, der für den Entschleierungsbetrieb benötigt wird. -ZJ -
Für die Bestimmung der Entzerrerkoeffizienten wird der zweite Abschnitt der Präambel, also das Rauschsignal ausgewertet. Das heißt, es wird ge¬ wartet, bis sich ein bestimmter Teil dieses Abschnitts im Puffer 41 befindet. Mit Hilfe einer FFT (Fast Fourier Transformation) und einem Im Empfänger vorliegenden Sollspektrum, das im Programm-RAM 5 (Fig. 1) gespeichert ist, wird dann die Impulsantwort bzw. der Koeffizientensatz für das Entzer¬ rerfilter 51 berechnet.
Nach dem Erkennen der Präambel befindet sich das SV-Modul im Ent- schleierungsbetrieb. Die Signalverarbeitung in dieser Phase zeigt Fig. 12. Das Ablaufdiagramm für die funktionalen Folgeschritte der Signalverar¬ beitung auf der Empfangsseite verdeutlicht die Fig. 14.
Das Empfangssignal wird durch das Analog-Frontend 52 in ein digitales Signal mit beispielsweise 8 kHz Abtastfrequenz und 16 Bit Wortbreite ge¬ wandelt. Dieses Signal durchläuft den Entzerrer 51, dessen Aufgabe die Entzerrung des Übertragungskanals ist, was weiter unten näher erläutert wird. Nach einer Filterung über das zweite komplexe Eingangsfilter 40 (ins¬ besondere drittes Hilbertfilter; Bandpass; ebenfalls weiter unten näher be- schrieben) und einer Abtastratenreduktion 43 um den Faktor 3 liegt ein analytisches Signal mit der Abtastfrequenz 2.667 kHz vor. Dieses Signal s(n) besteht aus dem verschleierten Nutzsignal und dem überlagerten Pilot¬ signal. Das Pilotsignal ist wie oben beschrieben ein phasenmoduliertes Signal. Im Taktsynchronisationsblock 45 wird das Pilotsignal ausgewertet und vom Nutzsignal getrennt. Daran anschließend erfolgt die Entschleie¬ rung des Nutzsignals durch einen Phasendemodulator (Descrambler) 59.
Nach einer nachfolgenden Abtastratenerhöhung 61 auf 8 kHz und einer an¬ schließenden Filterung mit einem zweiten komplexen Ausgangsfilter 62, insbesondere einem vierten Hilbertfilter (Bandpass) erfolgt die Umsetzung in ein analoges Signal im empfängerseitigen Analog-Frontend 52. Dieses Signal ist das entschleierte Hörsignal.
Die Funktion und der Aufbau des zweiten komplexen Ausgangsfilters 62 entspricht im wesentlichen dem des ersten komplexen Ausgangsfilters 35.
Die Auswertung des Pilotsignals im Taktsynchronisationsblock 55 liefert außerdem eine Stellgröße für die Ausregelung von Schwankungen des Ab¬ tasttakts (Taktkorrektur). Die Regelung des Abtasttakts ist aufgrund der hohen Anforderungen an die Synchronität bei der Entschleierung erforder- lieh. Schwankungen des Abtasttakts werden durch Exemplarstreuungen und Drifts der verwendeten Quarzoszillatoren verursacht.
Zur Auswertung des Pilotsignals durchläuft das abtastratenreduzierte Empfangssignal s(n) einen Phasendemodulator (Descrambler) 58. Das Ausgangssignal q(n) dieses Phasenmodulators 58 besteht aus einem Trä¬ gersignalanteil und einem überlagerten rauschsignalartigen Signalanteil, welcher vom Nutzsignal erzeugt wird. Mit dem vom Pilottongenerator 50 ge¬ nerierten Signal wird das Trägersignal in die Gleichsignallage umgesetzt. Nach einer Mittelwertbildung 56 steht ein analytisches Gleichsignal zur Verfügung, dessen Realteil ein Maß für den Pegel des Pilotsignals ist und dessen Imaginärteil als Stellgröße für die Regelung des Abtasttakts ver¬ wendet wird.
Mit dem ermittelten Pegel des Pilotsignals, dem Pilotsignalgenerator 50 und einem Phasendemodulator (Scrambler) 57 wird empfangsseitig ein Pi¬ lotsignal q(n) generiert und vom Empfangssginal's(n) subtrahiert. Im Ideal¬ fall entspricht das generierte Pilotsignal q(n) exakt dem empfangenen Pilot¬ signal, so daß das Nutzsignal durch die Subtraktion völlig vom Pilotsignal getrennt wird. Ist die Entzerrung optimal, so stimmt das aus dem Subtrak¬ tionsprozeß erhaltene Signal y(n). bis auf ein eventuell überlagertes Stör¬ signal, mit dem Signal y(n) am Ausgang des Phasenmodulators 33 auf der Sendeseite überein (vgl. Fig. 6).
Der Phasenmodulator 57 und die beiden Phasendemodulatoren 58, 59 wer¬ den von zwei (Pseudo-)Zufallszahlengeneratoren 54 gesteuert. Ein Zufalls¬ zahlengenerator steuert den Phasenmodulator 57 und den Phasendemodu¬ lator 58 des Taktsynchronisationsblocks 55, der andere steuert den Pha¬ sendemodulator 59 zur Entschleierung des Nutzsignals y(n). Die Zufalls- zahlengeneratoren entsprechen denen auf der Sendeseite; sie werden ebenso wie der Pilotsignalgenerator 50 mit dem Erkennen einer Präambel auf das Empfangssignal synchronisiert.
Im folgenden werden die Aufgaben und die Realisierung der einzelnen Funktionsblöcke der Fig. 12 detailliert beschrieben.
Dem Eingangsabschnitt des Analog-Frontend 52 obliegt die Aufgabe der Pegelanpassung, der Abtastung des analogen Empfangssignals sowie der Wandlung in ein digitales Signal. Als Analog-Frontend 52 wird bei der Prototyprealisierung wiederum der Baustein AD28msp02 der Firma Analog Devices verwendet (vgl. Lit.[3]) . Dieser Baustein entspricht exakt dem im Signalprozessor ADSP-21msp55 verwendeten Analog-Frontend.
Das Analog-Frontend 52 besteht wiederum aus zwei analogen Eingangsver¬ stärkern, einem zuschaltbaren 20 dB Vorverstärker und einem A/D-Wand- ler.
Für den A/D-Wandlerteil des Analog-Frontends 52 gelten folgende Spezifi¬ kationen:
Abtastfrequenz: 8 kHz
Wortbreite: 16 Bit
Dezimierungsfilter
Durchlaßbereich: 0 bis 3.7 kHz
Welligkeit: ± 0.2 dB
Sperrdämpfung: 65 dB
Der Entzerrer 51 dient zur Entzerrung des Frequenzgangs des Übertra¬ gungskanals im Bereich der Übertragungsbandbreite von z. B. 300 Hz bis 3 kHz. Der Übertragungskanal beinhaltet alle Baugruppen vom ersten komplexen Ausgangsfilter 35 des Sendeteils bis zum zweiten komplexen Eingangsfilter 40 des Empfangsteils (beide inclusive).
Der Entzerrer 51 wird durch eir. transversales digitales Filter mit 128 Stufen realisiert. Die Übertragungsfunktion lautet:
127
E(z) - / ■ z (8)
7-0
Die Koeffizienten & werden während des Empfangs einer Präambel ermit¬ telt.
Das zweite komplexe Eingangsfilter 40 (Hilbertfilter) dient der Unter¬ drückung des unteren Seitenbands des Eingangssignals sowie der Begren¬ zung der Bandbreite des Eingangssignals (empfangenes Sprachsignal) auf eine Bandbreite von ca. 2.66 kHz.
Das zweite komplexe Eingangsfilter 40 (Hilbertfilter) ist ein rekursives Fil¬ ter, dessen Struktur derjenigen des eingangsseitigen ersten komplexen Fil¬ ters 30 entspricht, so daß insoweit auf Fig. 7 verwiesen werden kann.
Das Eingangssignal des zweiten komplexen Eingangsfilters 40 ist das reelle Ausgangssignal c(v) des Entzerrers 51.
Der Entwurf dieses Filters basiert auf dem Design eines elliptischen Tief¬ passfilters. Der Tiefpass wurde durch eine Transformation im Frequenzbe- reich in einen Hilbert-Bandpass umgesetzt.
Analog zum Sendeteil erfolgt auch im Empfangsteil eine Abtastratenreduk¬ tion 43 zur Reduzierung des Abtasttakts im dargestellten Beispiel um den Faktor "3" auf 2.667 kHz. Durch eine geeignete Dimensionierung des zwei- ten komplexen Eingangsfilters 40 ist sichergestellt, daß keine Aliasing-Ef- fekte auftreten.
Die Kombination von komplexem Eingangsfilter 40 und Abtastratenreduk¬ tion 43 führt dazu, daß ein beliebig gewähltes Frequenzband mit 2.667 kHz Bandbreite die vollständige Nutzinformation enthält.
In der Praxis wird die Bearbeitung jedes dritten Ausgangswerts des zweiten komplexen Eingangsfilters 40 dadurch realisiert, daß der Transversalteil dieses Filters mit 8/3 kHz betrieben wird. Das heißt, die Filterausgangs- werte werden nur in jedem dritten Takt des 8kHz Abtasttakts berechnet und weiterverarbeitet.
Der Pilottongenerator 50 liefert ein identisches Signal wie der Pilotsignal¬ generator 37 auf der Sendeseite. Dieses Signal wird im Taktsynchronisa¬ tionsblock 55 für die Umsetzung des empfangenen und demodulierten Pilotsignals q(n) in die Gleichsignallage sowie für die empfangsseitige Ge¬ nerierung eines phasenmodulierten Pilotsignals p(n) benötigt.
Wie bereits oben erwähnt, dient die Mittelwertbildung 56 zur Mittelung des in die Gleichsignallage transformierten analytischen Signals q(n), so daß sich als Realteil der Pegel des empfangenen Pilottons und als Imaginär¬ teil eine Stellgröße für die Abtasttaktnachführung (Taktkorrektur) ergibt. *r-
Die Mittelwertbildung wird so realisiert, daß alle 128 Abtasttakte das Mittel über die letzten 128 in die Gleichsignallage transformierten Eingangs¬ signalwert q(n) gebildet wird.
Der Zufallszahlengenerator 54 hat die Aufgabe, gleichverteilte Zahlen im Bereich von 1 bis 64 zu erzeugen, ganz analog zum Zufallszahlengenerator 34 auf der Sendeseite. Diese Zahlen werden wiederum dazu verwendet, um aus einem Feld von 64 komplexen Werten zufällige Werte auszuwählen. Aus den ausgewählten Werten werden wiederum zwei Schlüsselsignale zp(n) bzw. zs(n) erzeugt, wovon eines (zs(n)) zum Phasendemodulieren, d.h. zum Entschleiern des Nutzsignals y(n) und das zweite (zp(n)) im Taktsynchroni¬ sationsblock 55 einerseits zum Entschleiern des empfangenen Pilotsignals und andererseits zum Generieren des empfängerseitigen Pilotsignals ver- wendet wird. Die Schlüsselsignale sind aufgrund der Taktsynchronisation natürlich identisch zu den Schlüsselsignalen zp(n) und zs(n) auf der Sende¬ seite.
Die Realisierung des Zufallszahlengenerators 54 ist im übrigen identisch zur Realisierung im Sendeteil, so daß auf die obigen Ausführungen verwie¬ sen werden kann.
Die dem Phasenmodulator 57 und den Phasendemodulatoren 58 und 59 zu¬ geführten Zufallszahlen bestehen aus einem Satz von 64 komplexen Wer¬ ten, aus denen durch den Zufallszahlengenerator 54 diskrete Werte ausge¬ wählt werden. Als Datensatz werden analog zur Sendeseite die selben 64 komplexen Werte
ai = e ,>2ππ;,7ι6w4 ι = l , 2, ... , 64 (9)
verwendet.
Im Empfangstell des SV-Moduls werden die beiden bereits erwähnten Pha¬ sendemodulatoren 58, 59 benötigt. Der eine Phasendemodulator 59 dient zum Entschleiern des Nutzsignals y(n) durch das eine Schlüsselsignal zs(n). Der andere Phasendemodulator 58 wird zur Rückgewinnung des Pilottons aus dem empfangenen Pilotsignal verwendet. Diese Schlüssel¬ signale müssen, wie bereits erwähnt, identisch zu den Schlüsselsignalen auf der Sendeseite sein.
Werden die Signalwerte des analytischen Eingangssignals nach der Abtast¬ reduktion 60 mit s(n) und die Signalwerte des Schlüsselsignals des Pilot¬ tons mit zp(n) bezeichnet, so gilt für die Signalwerte am Ausgang des Pha¬ sendemodulators 58 im Taktsynchronisationsblock 55:
Wird das verschleierte Nutzsignal mit y(n) und das Schlüsselsignal für die Verschleierung mit zs(n) bezeichnet, so gilt für das entschleierte Signal am Ausgang des Phasendemodulators 59:
x{ ) = —— (1 1 )
Zs(n)
Der Phasendemodulator 57 dient zur Generierung des Pilotsignals aus dem vom Pilottongenerator 50 gelieferten Pilotton.
Werden die Signalwerte des generierten Pilottons mit p(n) bezeichnet, so er¬ geben sich die Signalwerte des phasenmodulierten Pilottons durch die Be¬ ziehung:
q{n) = p(n): Zp{n) (12) Um das mit einer Taktfrequenz von 2.667 kHz generierte digitale analyti¬ sche Signal x(n) in ein analoges Signal umformen zu können, ist zunächst eine Abtastratenerhöhung auf 8 kHz durchzuführen.
Die Erhöhung der Abtastrate um den Faktor 3 - im dargestellten Beispiel also von 2.667 kHz auf 8 kHz - erfolgt durch Einfügung von jeweils zwei Signalwerten mit dem Wert "0" zwischen zwei Signalwerten entsprechend folgender Beziehung:
i(v) = ... ,x(n - \), 0, 0,x(n), 0, 0,x(n + l), (13)
Zur Umsetzung des analytischen Ausgangssignals in ein reelles Ausgangs- signal wird ein weiteres, (zweites) komplexes Ausgangsfilter 62, vorzugs¬ weise ein (viertes) Hilbertfilter verwendet. Dieses dient zur Begrenzung der Bandbreite des Ausgangssignals (Sprachsignals) auf ca. 2.667 kHz.
Das zweite komplexe Ausgangsfilter 62 ist wiederum ein rekursives Filter, dessen Struktur der des sendeseitigen, ersten komplexen Ausgangsfilter 35 entspricht und in Fig. 9 veranschaulicht ist.
Das Eingangssignal des zweiten komplexen Ausgangsfilters 62 (viertes Hil¬ bertfilter) ist wiederum ein analytisches Signal. Das Ausgangssignal ist ein reelles Signal.
Der Entwurf des Filters basiert bei dem erprobten Ausführungsbeispiel der Erfindung auf dem Design eines elliptischen Tiefpasses. Der Tiefpass wird durch eine Transformation im Frequenzbereich in einen Hilbert-Bandpass umgesetzt.
Dem ausgangsseitigen Analog-Frontend 52 kommt die Aufgabe zu, das di¬ gitale Ausgangssignal in ein analoges Ausgangssignal (Hörsignal) umzu¬ setzen. Dies beinhaltet auch die Pegelanpassung.
Der nicht in Einzelheiten dargestellte D/A-Wandlerteil des analogen Frontends 52 (Ausgang) besteht aus einem D/A- Wandler, einem analogen Glättungsfilter, einem programmierbaren Verstärker und einem Differenz¬ verstärker. Für denAusgang des Analog-Frontends 52 gelten folgende Spezifikationen:
Taktfrequenz: 8 kHz
Wortbreite: 16 Bit Verstärkung: Einstellbar im Bereich von
- 15 dB bis +6 dB Interpolationsfilter
Frequenzgang: 0 bis 3.7 kHz
Welligkeit: ± 0.2 dB Sperrdämpfung: 65 dB
Der Erfindungsgedanke ist keineswegs auf die beschriebene Ausführungs¬ form eines SV-Moduls beschränkt. Ausbaumöglichkeiten, vor allem hin- sichtlich der Sicherheit der Verschleierung, sind auf der Grundlage der Er¬ findung für den Fachmann erkennbar. Beim beschriebenen Ausführungs¬ beispiel wird für die Generierung der Schlüsselsignale lediglich ein einfa¬ cher (Pseudo-)Zufallszahlengenerator eingesetzt. Die Verwendung ge¬ trennter, verschiedener Generatoren bietet sich zur weiteren Verbesserung der Verschleierungssicherheit an.
Auch wird beim beschriebenen Ausführungsbeispiel außerdem davon aus¬ gegangen, daß der verwendete Zufallszahlengenerator 54 mit jeder Resyn¬ chronisation am selben Startpunkt beginnt. Die Sicherheit der Verschleie- rung läßt sich erhöhen, wenn der Startpunkt mit jeder Resynchronisation gewechselt wird. Dies läßt sich dadurch erreichen, daß der Startpunkt des Zufallszahlengenerators 54 in der Präambel übertragen wird.
-
LITERATUR
[ 1] Analog Devices: ADSP-2100 Family User's manual. Prentice Hall, 1993.
[2] Analog Devices: ADSP-21msp50/55/56 Datasheet, Mixed-Signal-Processor.
[3] Analog Devices: AD28msp02 Datasheet, Voiceband Signal Port.
[4] DE-Cl 41 08 806 ^ US-5,267,264
[5] E. Schlenker: Ein Verfahren zur Bestimmung des signalangepaßten Empfangsfilters und der Anfangssynchronisation eines digitalen Empfän¬ gers. Dissertation, Universität Stuttgart, Institut für Netzwerk- und Sy¬ stemtheorie, 1993.
[6] D.E. Knuth: TheArt of Computer Programming: Volume 2/Seminumeri- cal Algorithms. Second Edition. Reading, MA: Addison-Wesley Publishing Company, 1969.

Claims

-J -P A T E N T A N S P R Ü C H E
1. Verfahren zur Sprachverschleierung und -entschleierung bei der Sprachübertragung, dadurch gekennzeichnet, daß sendeseitig
- das digitalisierte Sprachsignal c(υ) durch ein erstes komplexes Ein¬ gangsfilter (30) mit einer Bandbreite, die der Bandbreite des Übertra¬ gungskanals entspricht, in ein komplexes Signal x(n) umgeformt wird, welches mittels eines durch Pseudozufallszahlen gesteuerten Schlüs¬ selsignals (zs(n)) phasenmoduliert wird,
- das phasenmodulierte Sprachsignal (y(n)) mit einem ebenfalls in Pseudozufallsverteilung phasenmodulierten Pilotsignal (q(n)) zu ei¬ nem zu übertragenden, verschleierten Nutzsignal (s(n)) additiv ko - biniert und
- das Nutzsignal (s(n)) in sequentieller Folge zusammen mit einer zur empfängerseitigen Synchronisation und Nutzsignalentzerrung die¬ nenden Präambel als ein komplexes Signal (w(n)) ein erstes komplexes Ausgangsfilter (35) durchläuft, das ein reelles Ausgangssignal (cs(υ)) erzeugt, das nach Digital-Analogwandlung an eine Sendesignalaufbe- reitung abgegeben wird, und daß empfängerseitig
-das digitalisierte Empfangssignal (c(υ)) durch ein zweites komplexes Eingangsfilter (40) mit einer Bandbreite, die der Bandbreite des Über¬ gangskanals entspricht, in ein komplexes Signal (s(n)) umgesetzt wird,
- aus diesem komplexen Signal (s(n)) während einer Präambelerken¬ nungsphase einerseits eine Taktsynchronisation für ein empfänger- seitig erzeugtes, in durch die Präambel initialisierter Pseudozufalls¬ verteilung phasenmoduliertes Pilotsignal (q(n)) erzwungen wird und andererseits Entzerrerkoeffizienten für einen empfängerseitigen Ent¬ zerrer (51) berechnet und sodann die Phase der Nutzsignalentschleie¬ rung initialisiert wird. . das verschleierte Nutzsignal (s(n)) von seinem senderseitig überla¬ gerten phasenmoduiierten Pilotsignal durch Verknüpfung mit dem synchronisierten empfängerseitig erzeugten Pilotsignal (q(n)) ge¬ trennt wird, und
- das so gewonnene phasenmodulierte, verschleierte digitale Sprach¬ signal (y(n)) durch inverse Phasenmodulation mittels des empfänger- -5ι-
seitig erzeugten, durch die Präambel taktgesteuerten Schlüssel¬ signals (zs(n)) entschleiert und als komplexes Signal (x(n)) ein zweites komplexes Ausgangsfilter (62) durchläuft, das ein reelles Ausgangs- signal (cs(υ)) erzeugt, das nach Dlgital-Analogwandlung an eine Emp¬ fangssignalaufbereitung abgegeben wird.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß als kom¬ plexe Eingangs- bzw. Ausgangsfilter (30, 40 bzw. 35, 62) Hilbertfilter hδ- herer Ordnung verwendet werden.
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß sowohl sende- wie empfangsseitig) im Anschluß an eine bandbegrenzende komplexe Eingangsfilterung eine Abtastratenreduktion und eine entspre- chende Abtastratenerhδhung vor der komplexen, auf die Abtastratenerhö¬ hung angepaßten Ausgangsfilterung durchgeführt wird.
4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Abta¬ stratenreduktion in einem ganzzahligen Verhältnis, insbesondere im Ver- hältnis 1 : 3 und die Abtastratenerhöhung dementsprechend ebenfalls in einem ganzzahligen Verhältnis, insbesondere im Verhältnis 3: 1 erfolgt und daß als komplexe Filter (30. 35, 40, 62) rekursive Filter höherer Ord¬ nung verwendet werden.
5. Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch ge¬ kennzeichnet, daß die Präambel periodisch in einem festen zeitlichen Ra¬ ster ausgesendet und das verschleierte Sprachsignal für die Dauer der Prä¬ ambel ausgeblendet wird.
6. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß das feste zeitliche Raster mehrere Sekunden, insbesondere 3 bis 10 s und die Dauer der Präambel einige 10 ms, insbesondere etwa 200 ms beträgt.
7. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß e pfän- gerseltig während des Empfangs der Präambel die Eigenschaften des Über¬ tragungskanals geprüft ιund daraus die Filterkoeffizienten für den emp¬ fangsseitigen Entzerrer (51) ermittelt werden. -J2L-
8. Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß zur Re¬ synchronisation das Ende jeder übertragenen Präambel empfängerseitig detektiert und mit dem gewonnenen Signal ein Pseudozufallszahlengene- rator (54) für einen Schlüsselgenerator zur Entschleierung des Nutzsignals gestartet wird.
9. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeich¬ net, daß die zufallszahlengesteuerte Phasenmodulation des digitalisierten Sprachsignals bzw. des Pilotsignals durch unterschiedliche Zufallszahlen- generatoren erfolgt.
10. Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch ge¬ kennzeichnet, daß zur Erhöhung der Verschleierungssicherheit der Start¬ punkt für den oder die empfängerseitigen Zufallszahlengenerator(en) (54) innerhalb der Präambel variabel einstellbar ist.
1 1. Einrichtung zur Sprachverschleierung und -entschleierung in Gerä¬ ten zur Sprachübertragung, die mit einer Frontendeinheit (22, 52) zur Digi¬ talisierung eines Sprachsignals und Anpassung eines Sendesignals an ei- nen vorgegebenen Übertragungskanal einerseits und/oder zur Digitalisie¬ rung eines Empfangssignals und zur Anpassung des aufbereiteten Emp¬ fangssignals an eine Sprachwiedergabeeinrichtung andererseits ausgerü¬ stet sind, dadurch gekennzeichnet, daß sendeseitig - ein durch einen (Pseudo-)Zufallszahlengenerator (34) gesteuerter
Schlüsselgenerator (23) einen digitalen Phasenmodulator (33) beauf¬ schlagt, der das digitalisierte Sprachsignal phasenmoduliert,
- das phasenmodulierte Sprachsignal (y(n)) mit einem von einem Pilotsignalgenerator (20) gelieferten, ebenfalls in Zufallsverteilung phasenmodulierten Pilotsignal (q(n)) zu einem Nutzsignal (s(n)) kom¬ biniert wird,
- ein Präambelgenerator (24) eine zur empfängerseitigen Synchroni¬ sation und Nutzsignalentzerrung dienende Präambel (v(n)) erzeugt, die über einen in festgelegter Taktfolge betätigbaren Umschalter (25) sequentiell zusammen mit dem Nutzsignal an die Frontendeinheit
(22) zur Sendesignalaufbereitung abgegeben wird, und daß empfangsseitig
- ein digitales Entzerrerfilter (51) zur Entzerrung des Übertragungs¬ kanals des digitalisierten Empfangssignals vorhanden ist, dessen Entzerrerkoeffizienten während des Empfangs der Präambel berech- net und eingestellt werden,
- eine Einrichtung (44) zum Detektieren der Präambel innerhalb des empfangenen Nutzsignals vorgesehen ist, die in Abhängigkeit von ei¬ nem festgelegten Abschnitt der Präambel die Berechnung der Filter- koeffizienten für das Entzerrerfilter (51) in einer übergeordneten Re¬ cheneinheit auslöst und sodann die Entschleierung des Nutzsignals durch Aktivierung einer Taktsynchronisationseinrichtung (55) initia¬ lisiert, die einerseits aus dem empfangenen, demodulierten Pilot¬ signal durch komplexe Multiplikation (63) mit einem empfangsseitig generierten Pilotton (50) ein Regelsignal zur Abtasttaktkorrektur und andererseits unter Steuerung durch einen ebenfalls mit der Taktsyn¬ chronisation initialisierten Zufallszahlengenerator (54) aus dem vom empfangsseitigen Pilottongenerator (50) gelieferten Pilotton über ei¬ nen Modulator (57) ein phasenmoduliertes Pilotsignal (q(n)) liefert, das mit dem entzerrten Nutzsignal (s(n)) zur Trennung des übertrage¬ nen Pilotsignals subtraktiv verknüpft und sodann als phasenmodu¬ liertes Sprachsignal in einem Phasendemodulator (59) unter Steue¬ rung durch den synchronisierten empfangsseitigen Zufallszahlenge¬ nerator (54) in das unmodulierte, digitale Sprachsignal umgesetzt wird, das zur Umsetzung in ein Hörsignal an die Frontendeinheit (52) abgegeben wird.
12. Einrichtung nach Anspruch 1 1 , gekennzeichnet durch eine sende- seitige (erste) Einrichtung (31) zur Abtastratenreduktion, die das von der sendeseitigen Frontendeinheit (52) gelieferte digitalisierte Sprachsignal nach Bandbegrenzung über ein eingangsseitiges erstes komplexes Ein¬ gangsfilter (30) mit um einen festgelegten Faktor reduzierter Abtastrate an die Phasenmodulationseinrichtung abgibt.
13. Einrichtung nach Anspruch 1 1 oder 12, gekennzeichnet durch eine sendeseitige (erste) Einrichtung (36) zur Abtastratenerhöhung, die das aus Nutzsignal (s(n)) und Präambel (v(n)) zusammengesetzte, sprachver¬ schleierte Sendesignal (w(n)) um durch einen festgelegten Faktor bestimm¬ te Signalwerte erhöht und über ein erstes komplexes Ausgangsfilter (35) an die Frontendeinheit (22) zur Sendesignalaufbereitung abgibt. - -V-
14. Einrichtun nach Anspruch 12 bzw. 13, gekennzeichnet durch eine empfangsseitige (zweite) Einrichtung (60) zur Abtastratenreduktion, die das von der empfangsseitigen Frontendeinheit (52) gelieferte digitalisierte Empfangssignal nach der Entzerrung und Bandbegrenzung über ein zwei- tes komplexes Eingangsfilter (40) mit um einen festgelegten Faktor redu¬ zierter Abtastrate an die Phasenmodulationseinrichtung (55, 59) abgibt.
15. Einrichtung nach Anspruch 14, gekennzeichnet durch eine emp¬ fangsseitige (zweite) Einrichtung (61) zur Abtastratenerhöhung, die das de- modulierte Empfangssignal (x(n)) um durch einen festgelegten Faktor be¬ stimmte Signalwerte erhöht und über ein zweites komplexes Ausgangsfil¬ ter (62) an die empfangsseitige Frontendeinheit (52) zur Hörsignalaufberei- tung abgibt.
16. Einrichtungnach Ansprüchen 12 und 13 bzw. Ansprüchen 14 und 15, dadurch gekennzeichnet, daß der Faktor für die Abtastratenreduktion und der Faktor für die Abtastratenerhöhung gleich und ganzzahlig gewählt sind.
17. Einrichtung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß beide Faktoren zur "3" gewählt sind.
18. Einrichtung nach einem der vorstehenden Ansprüche 1 1 bis 17, da¬ durch gekennzeichnet, daß der sendeseitige bzw. empfangsseitige Zu- fallszahlengenerator (34 bzw. 54) nach der linearen Kongruenzmethode Zufallswerte (r(n) entsprechend der Vorschrift
r(n) = (a • r(n- l) + c) mod m
liefert mit n = 1,2 ganzzahlig, wobei a und c ganzzahlige Konstanten und m eine wählbare Zahl bezeichnen.
19. Einrichtung nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß die ganzzahligen Konstanten zu a = 1664525 und c = 32767 bestimmt sind und m = 232 gewählt ist.
20. Einrichtung nach Anspruch 1 1 , dadurch gekennzeichnet, daß das Regelsignal für die Taktkorrektur sowie eine Stellgröße für den Pegel des empfangsseitig erzeugten Pilotsignals aus einer Mittelwertbildung (56) des demodulierten empfangenen Pilotsignals über eine festgelegte Anzahl von Abtastwerten gewonnen wird.
21. Einrichtung nach einem der vorstehenden Ansprüche 11 bis 20, da¬ durch gekennzeichnet, daß die für die sendeseitige statistische Phasen¬ modulation des Sprachsignals bzw. für die Demodulation (59) des Emp- fangssignals nach Abtrennung des Pilotsignals und für die sendeseitige Phasenmodulation des Pilottons bzw. die empfangsseitige Demodulation des Pilotsignals jeweils unterschiedliche Schlüsselsignale verwendet wer¬ den.
22. Einrichtung nach einem der vorstehenden Ansprüche 11 bis 21, da¬ durch gekennzeichnet, daß als komplexe Filter Hilbert-Filter (30, 35, 40, 62) in der Funktion als rekursive Filter höherer Ordnung verwendet sind.
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