EP1595321A2 - Circuit de commande d'un moteur electrique a courant continu et systeme d'essuyage utilisant un tel circuit - Google Patents

Circuit de commande d'un moteur electrique a courant continu et systeme d'essuyage utilisant un tel circuit

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Publication number
EP1595321A2
EP1595321A2 EP04710343A EP04710343A EP1595321A2 EP 1595321 A2 EP1595321 A2 EP 1595321A2 EP 04710343 A EP04710343 A EP 04710343A EP 04710343 A EP04710343 A EP 04710343A EP 1595321 A2 EP1595321 A2 EP 1595321A2
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
control circuit
electric motor
circuit
direct current
transistor
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP04710343A
Other languages
German (de)
English (en)
Inventor
Dominique Caillaud
Frank Vallet
Nicolas Granger
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Valeo Systemes dEssuyage SAS
Original Assignee
Valeo Systemes dEssuyage SAS
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Filing date
Publication date
Application filed by Valeo Systemes dEssuyage SAS filed Critical Valeo Systemes dEssuyage SAS
Publication of EP1595321A2 publication Critical patent/EP1595321A2/fr
Withdrawn legal-status Critical Current

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
    • H02H9/00—Emergency protective circuit arrangements for limiting excess current or voltage without disconnection
    • H02H9/04—Emergency protective circuit arrangements for limiting excess current or voltage without disconnection responsive to excess voltage
    • H02H9/045—Emergency protective circuit arrangements for limiting excess current or voltage without disconnection responsive to excess voltage adapted to a particular application and not provided for elsewhere
    • H02H9/047—Free-wheeling circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
    • H02H11/00—Emergency protective circuit arrangements for preventing the switching-on in case an undesired electric working condition might result
    • H02H11/002—Emergency protective circuit arrangements for preventing the switching-on in case an undesired electric working condition might result in case of inverted polarity or connection; with switching for obtaining correct connection
    • H02H11/003—Emergency protective circuit arrangements for preventing the switching-on in case an undesired electric working condition might result in case of inverted polarity or connection; with switching for obtaining correct connection using a field effect transistor as protecting element in one of the supply lines
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y10—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC
    • Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y10S388/00—Electricity: motor control systems
    • Y10S388/90—Specific system operational feature
    • Y10S388/903—Protective, e.g. voltage or current limit

Definitions

  • the present invention relates to a control circuit for a direct current electric motor. It also relates to its application to a wiping system for vehicle windows.
  • the other terminal of the DC motor is connected to the chassis or to the negative terminal of the DC power source.
  • such a control circuit is generally supplemented by a second MOS transistor which is connected between the ground connected to the chassis on the one hand and the terminal of the electric motor which is connected to the aforementioned MOS transistor.
  • This second MOS transistor is generally dimensioned to receive little current and it is activated, that is to say made conductive, only during the braking phase of the DC motor. In the rest of the operating time, the second MOS transistor is set to the high impedance state and sees no current, other than a leakage current, crossing its drain-source path.
  • Such a control circuit must have high reliability.
  • a reversal of the polarities applied to the electric motor control circuit can lead to the destruction of the circuit since, in order to lower the cost of such a circuit control, the second transistor activated during braking is a low power transistor.
  • a failure of the protection device prevents the operation of the protected device even if the applied polarities are suitable.
  • the present invention provides a remedy to these drawbacks of the state of the art in that it relates to a control circuit for a direct current electric motor, on a polarized direct voltage source, of the type comprising at least one controllable switch. connected to the hot spot of the electric motor and a braking circuit intended to exert a braking short circuit of the DC electric motor.
  • the invention is characterized in that the control circuit comprises a low power component connected in series in the braking circuit which has a high impedance in the event of reverse polarity and a low impedance in the event of correct polarity.
  • the invention then relates to a wiping system for vehicle windows which incorporates such a control circuit.
  • FIG. 9 illustrates the diagram of a second embodiment of the present invention.
  • FIG. 1 there is shown a conventional embodiment of a control circuit of a direct current electric motor particularly intended for application to a system for wiping vehicle windows.
  • the control circuit essentially comprises two first M1 and a second M2 MOS FET type transistors which are connected in series between a positive supply terminal 1 and the electrical ground generally constituted by the chassis of the vehicle.
  • the positive terminal of the battery or on-board network is connected to terminal 1 of the control circuit when the latter is in action.
  • the two MOS transistors are of the same type.
  • the source of the first upper transistor M1 is connected to the drain of the second lower transistor M2.
  • the drain of the first upper transistor M1 is connected directly to terminal 1 of the control circuit while the common point between the first M1 and second M2 transistors is connected to a first supply terminal of the DC motor M.
  • the other terminal of the DC motor M is connected to the ground or chassis of the vehicle.
  • Each gate 2 and 3 of the transistors M1 and M2 is in turn connected to a control circuit, not shown, which makes it possible to decode the commands originating from the driving position of the vehicle.
  • an output terminal of the control circuit is connected to the gate terminal 2 of the upper transistor M1 and is active when the motor M is to be started.
  • MOS FET type transistors like the M1 and M2 transistors have an intrinsic diode formed between the drain and source connections. This anti-parallel diode of a MOS FET transistor is created during of the manufacturing of the transistor. All common MOS FET transistors have a parasitic diode and those which do not have one are produced according to a specific production process and are too expensive in most applications. In Figure 2, there is shown the detail of this arrangement.
  • a MOS FET transistor 4 is shown with its gate electrode 5, its drain electrode 6 and its source electrode 7.
  • the transistor shown is of the N channel MOS type 7.
  • An anti-parallel diode 8 is formed during the manufacture of the transistor 4 so that its anode is connected to the source of the transistor 4 and so that its cathode is connected to the drain of transistor 4.
  • this diode 8 operates in a parasitic manner. In particular, it tends to pass electrical energy in the source-drain path backwards from the normal circulation of charge carriers in the absence of control on the grid.
  • the MOS FET transistor can easily be destroyed if the reverse current exceeds a certain threshold.
  • the anti-parallel diodes D1 and D2 of the transistors M1 and M2 are conductive and are crossed by a strong current which is not limited by any load, and which is therefore destructive.
  • the transistor M2 which is destroyed because it has a lower power sizing than the transistor M1, but one can also have a destruction of the transistor M1 if the transistor M2 has a short circuit during its destruction.
  • the transistor M2 sees on its drain-source path a current opposite to the nominal direction of circulation of the charge carriers and is irretrievably destroyed if it is dimensioned, as is usual, only to effect the braking of the of the motor M.
  • FIG. 4 a first means of protection against the inversion of the polarities is shown, taken from the aforementioned state of the art.
  • the positive terminal of a polarized power source is connected to the anode of a protective diode 12 whose cathode is connected to the input terminal or hot spot which is intended to be connected to the positive terminal of supply of an electronic assembly to be protected 13.
  • the other polarization terminal of the electronic assembly 13 is connected to ground 14.
  • the protection diode 12 against reverse polarity introduces a voltage drop which can be detrimental to the proper functioning and, if it is destroyed, interrupts the supply of the electronic assembly.
  • the positive power supply terminal 1 1 is transmitted to the positive input terminal of the electronic assembly 13 via the drain-source path of an N-channel MOS FET transistor which has a parasitic anti-parallel diode 16.
  • the gate of the MOS FET transistor 17 is connected to a control signal 15, produced by the electronic assembly to be protected 13.
  • Such a device makes it possible to reduce the voltage drop in normal operation by controlling the gate of transistor 17.
  • the electronic assembly 13 loses its power supply, which can be damaging. Furthermore, the electronic assembly 13 to be protected must also be modified to generate a correct signal 15 for turning on the MOS FET transistor 17.
  • FIG 6 there is shown another mode of protection against reverse polarity in the prior art.
  • a protective diode 18 is connected between the cold spot of the electronic assembly 13 to be protected and the electrical ground of the device.
  • This type of assembly suffers from two drawbacks caused first by the voltage drop introduced by the diode 18 in normal operation which places the cold point of the power supply of the electronic assembly 13 at a few volts above the electrical ground of the mounting.
  • a MOS FET transistor 21 is placed by its drain-source path in reverse between the cold point of the electronic power supply 13 and the ground 14.
  • the anti-parallel diode 20 of the MOS FET transistor 19 plays the same role as the diode 18 of the embodiment of FIG. 6. However, the voltage drop can be reduced by applying conduction in normal operation by the gate electrode 22 of the MOS FET transistor 21.
  • FIG. 8 To remedy the aforementioned drawbacks of the state of the art and bring new advantages, the invention has been shown in a first embodiment in FIG. 8 and in a second embodiment in FIG. 9.
  • transistors M1 and M2 are substantially identical to the transistors M1 and M2 of the assembly of FIGS. 1 and 3.
  • the control circuit of the invention comprises a low power component M3 connected in series in the braking circuit.
  • This component has a high impedance in the event of reverse polarity of the power supply to the control circuit and therefore of the motor and a low impedance in the event of correct polarity.
  • the component M3 is a dipole, the low impedance state of which can be controlled by at least one electrode 26 connected to an armature braking control signal.
  • the gate electrode 23 of the transistor M1 of the high power MOS FET type is directly controlled and placed in the active state when the motor M is to be started.
  • the second M2 MOS FET transistor of reduced power is connected between the common connection point between the electric motor and the source of the transistor M1, and is, by its source, connected to an electrical dipole for protection against reverse polarity which has a low impedance.
  • the control circuit is responsible for not activating the transistors M1 and M2 at the same time.
  • the braking circuit when the braking circuit is activated by a pulse on the gate electrode 24 of the second transistor M2, the low power component 25 passes or remains in the state of low impedance and the braking current flows to ground through dipole 25.
  • the control circuit of a DC electric motor is such that the low power component M3 is constituted by the antiparallel diode of a MOS FET transistor the source of which is connected on the one hand to the source of the transistor M2 and to the anode of its anti-parallel diode and the drain of which is connected to the cathode of the above-mentioned diode and to ground.
  • the gate electrode of the MOS FET transistor 25 is directly connected to the control terminal of the braking circuit 24 so that when the polarity is suitable and the circuit is activated, the transistor 25 is crossed by the current from the transistor M2 .
  • the dipole 25 passes or remains in the low impedance state.
  • the transistor M3 has a high impedance because, in this case, its anti-parallel diode cannot be conductive, its cathode being connected to the positive terminal of the power source and the transistor M3 cannot be activated because the control circuit is reverse biased and is not functional.
  • control circuit of an electric current motor continuous is such that the low power component M3 consists of a diode connected by its cathode to the normal ground of the power supply and the anode of which is connected to the source of the braking transistor M2.
  • the gate of transistor M3 is not necessarily connected to the gate of transistor M2.
  • the transistor M3 can be activated (on its gate) by a permanent direct voltage from the control circuit such as the regulated voltage of the control circuit for example, and therefore the transistor M3 is permanently on as long as the supply polarity is properly applied. It is the transistor M2 which authorizes the passage of the current in the branch M2-M3.
  • This type of configuration has the advantage over the type of embodiment of the first embodiment shown in FIG. 8 of not preventing the use of the anti-parallel diode of the transistor M2 as a freewheeling diode when the load is inductive, which is the case with an electric motor as a charge.
  • the electrode of gate of transistor 25 is not necessarily connected to terminal 24.
  • Transistor 25 can be activated by an activation signal connected to its gate by a permanent DC voltage from the control circuit.
  • the transistor 25 is crossed by the current from the transistor M2.
  • the anti-parallel diode of transistor M3 blocks the flow of current, which prevents the circuit from operating.
  • transistors M2 and M3 are connected to the same external control terminal intended to be connected to a control circuit (not shown) of the control circuit of the invention, it is very easy to mount the two transistors M2 and M3 on the same support, for example, braking circuit.
  • a wiping system according to the invention can incorporate a half-bridge of the type of that of FIG. 8 which is connected directly to an electric wiping motor.
  • a control circuit is added to connect the gate electrodes of transistors M2 and M3 of the braking circuit to a braking control terminal and the gate electrode of transistor M1 is connected to a motor start control terminal electric which can be a pulse control, or a periodic control voltage to control the electric motor in voltage regulation with pulses of width controlled by the control circuit according to setpoints (PWM mode).
  • PWM mode setpoints
  • the gates of the transistors M2 and M3 are not necessarily connected, but are connected to suitable control terminals of their control circuit.
  • the control circuit produces a pulse command or a PWM command with width modulation using the diagram in FIG. 8
  • a thyristor can be used in the case of a pulse command and replaces the transistors M2 and M3 .
  • the absence of a freewheeling diode has a drawback.

Landscapes

  • Control Of Direct Current Motors (AREA)
  • Stopping Of Electric Motors (AREA)

Abstract

La présente invention concerne un circuit de commande d'un moteur électrique à courant continu. Elle concerne aussi son application à un système d'essuyage pour vitres de véhicule. Un transistor MOS FET avec sa diode anti-parallèle (M3) est monté en série sur le circuit de freinage (M2) du circuit de commande.

Description

"Circuit de commande d'un moteur électrique à courant continu et système d'essuyage utilisant un tel circuit"
La présente invention concerne un circuit de commande d'un moteur électrique à courant continu. Elle concerne aussi son application à un système d'essuyage pour vitres de véhicule.
Dans l'état de la technique, il est connu d'alimenter un moteur à courant continu à l'aide d'un circuit de commande dénommé demi-pont dont un transistor de type MOS permet de relier une borne d'alimentation du moteur à la borne positive d'une source de tension continue, comme la borne positive d'une batterie de véhicule.
L'autre borne du moteur à courant continu est connectée au châssis ou à la borne négative de la source d'alimentation de tension continue.
Dans l'état de la technique un tel circuit de commande est généralement complété par un second transistor MOS qui est connecté entre la masse connectée au châssis d'une part et la borne du moteur électrique qui est connectée au transistor MOS précité.
Ce second transistor MOS est généralement dimensionné pour recevoir peu de courant et il est activé, c'est-à-dire rendu conducteur, seulement lors de la phase de freinage du moteur à courant continu. Dans le reste du temps de fonctionnement, le second transistor MOS est mis à l'état de haute impédance et ne voit aucun courant, autre qu'un courant de fuite, traverser son chemin drain-source.
Un tel circuit de commande doit avoir une fiabilité élevée. Particulièrement, lors des opérations de maintenance du véhicule, une inversion des polarités appliquée au circuit de commande du moteur électrique peut conduire à la destruction du circuit puisque, afin de baisser le coût d'un tel circuit de commande, le second transistor activé lors du freinage est un transistor de faible puissance.
C'est un objet de la présente invention de proposer un moyen permettant de protéger un tel circuit de l'inversion de polarités.
Dans l'état de la technique, le problème de la destruction d'un composant provoqué par l'inversion accidentelle des polarités a déjà été résolu.
On citera particulièrement le document US-A-5.519.557 dans lequel la protection est réalisée sur la base d'un transistor MOS de puissance qui est disposé en série avec le dispositif à protéger.
On peut citer aussi le document WO-A-00/24107 qui reprend un schéma de protection par transistor MOS de puissance en série.
On cite enfin le document EP-A-1.045.501 dans lequel la protection du dispositif est assurée par un transistor MOS de puissance qui est monté en parallèle sur la charge.
Essentiellement, de tels dispositifs présentent deux inconvénients auxquels l'invention apporte remède.
Dans le premier inconvénient, une panne du dispositif de protection empêche le fonctionnement du dispositif protégé même si les polarités appliquées sont convenables.
Dans le second inconvénient, se trouvant à l'extérieur du dispositif protégé, de tels dispositifs de protection constituent toujours des composants supplémentaires qui augmentent le coût de fabrication et de montage d'un dispositif protégé de l'inversion de polarité.
La présente invention apporte remède à ces inconvénients de l'état de la technique en ce qu'elle concerne un circuit de commande d'un moteur électrique à courant continu, sur une source de tension continue polarisée, du type comportant au moins un interrupteur commandable connecté au point chaud du moteur électrique et un circuit de freinage destiné à exercer un court-circuit de freinage du moteur électrique à courant continu. L'invention se caractérise en ce que le circuit de commande comporte un composant de faible puissance connecté en série dans le circuit de freinage qui présente une forte impédance en cas d'inversion de polarité et une impédance faible en cas de polarité correcte.
L'invention concerne ensuite un système d'essuyage pour vitres de véhicule qui intègre un tel circuit de commande.
D'autres avantages et caractéristiques de la présente invention seront mieux compris à l'aide des figures annexées parmi lesquelles :
- les figures 1 à 7 sont des schémas expliquant l'état de la technique et les problèmes auxquels il est remédié par la présente invention ; - la figure 8 illustre le schéma d'un premier mode de réalisation de la présente invention ;.
- la figure 9 illustre le schéma d'un second mode de réalisation de la présente invention.
A la figure 1 , on a représenté un mode de réalisation classique d'un circuit de commande d'un moteur électrique à courant continu particulièrement destiné à une application à un système d'essuyage de vitres de véhicule.
Le circuit de commande comporte essentiellement deux premier M1 et un second M2 transistors de type MOS FET qui sont connectés en série entre une borne positive 1 d'alimentation et la masse électrique généralement constituée au châssis du véhicule.
La borne positive de la batterie ou du réseau de bord est connectée à la borne 1 du circuit de commande lorsque celui-ci est en action.
Les deux transistors MOS sont de même type.
La source du premier transistor supérieur M1 est connectée au drain du second transistor inférieur M2. Le drain du premier transistor supérieur M1 est relié directement à la borne 1 du circuit de commande tandis que le point commun entre les premier M1 et second M2 transistors est connecté à une première borne d'alimentation du moteur à courant continu M.
L'autre borne du moteur à courant continu M est connectée à la masse ou châssis du véhicule.
Chaque grille 2 et 3 des transistors M1 et M2 est connectée à son tour à un circuit de pilotage non représenté qui permet de décoder les commandes issues du poste de conduite du véhicule.
Dans un mode de fonctionnement normal, une borne de sortie du circuit de pilotage est connectée à la borne de grille 2 du transistor supérieur M1 et est active lorsque l'on veut mettre en marche le moteur M.
Dans ce cas de fonctionnement normal du moteur, un courant M traverse le chemin drain-source du premier transistor M1 , puis le moteur M jusqu'à la masse.
Aucun courant ne traverse le second transistor M2. Inversement, une autre borne du circuit de pilotage est connectée à la grille 3 du second transistor M2 et activée lorsque l'on veut freiner le moteur M, par exemple, pour accompagner le sens de balayage du système d'essuyage.
Dans ce cas de fonctionnement de freinage, le courant M est annulé et un courant i2 traverse le chemin drain-source du second transistor M2 produit par le moteur M. Le temps pendant lequel circule ce courant i2 est faible, donc l'énergie dans le transistor M2 est plus faible que dans le transistor M1 , ce qui explique que le transistor M2 peut avoir un dimensionnement en puissance moindre.
En réalité, ainsi qu'il est connu, les transistors de type MOS FET, comme les transistors M1 et M2 présentent une diode intrinsèque constituée entre les connexions de drain et de source. Cette diode anti-parallèle d'un transistor MOS FET est créée lors de la fabrication du transistor. Tous les transistors MOS FET courants ont une diode parasite et ceux qui n'en ont pas sont produit selon un procédé de réalisation spécifique et sont trop coûteux dans la plupart des applications. A la figure 2, on a représenté le détail de cette disposition.
A la figure 2, un transistor MOS FET 4 est représenté avec son électrode de grille 5, son électrode de drain 6 et son électrode de source 7.
Particulièrement, le transistor représenté est de type MOS à canal N 7. Une diode anti-parallèle 8 est constituée lors de la fabrication du transistor 4 de telle sorte que son anode est connectée à la source du transistor 4 et de telle sorte que sa cathode est connectée au drain du transistor 4. En fait, par rapport à une commande de grille 5, cette diode 8 fonctionne de manière parasite. En particulier, elle tend à faire passer de l'énergie électrique dans le chemin source-drain à l'envers de la circulation normale des porteurs de charge en l'absence de commande sur la grille.
Dans une telle situation, le transistor MOS FET peut facilement être détruit si le courant inverse dépasse un certain seuil.
A la figure 3, on a représenté avec leurs diodes D1 et D2 anti-parallèles les transistors M1 et M2 du circuit de la figure 1 lors du montage erroné en inversion de polarité. Les transistors M1 et M2 ainsi que le moteur M sont montés comme à la figure 1.
Cependant, les bornes positive et de masse sont inversées, l'électrode de drain du transistor M1 étant connectée à la masse et l'électrode de source du transistor M2 étant connectée à la borne positive.
Il en résulte que, dès la connexion erronée, le circuit de pilotage est aussi polarisé en inverse et n'est donc pas fonctionnel. Les diodes D1 et D2 anti-parallèles des transistors M1 et M2 sont conductrices et sont traversées par un fort courant qui n'est limité par aucune charge, et qui est donc par conséquent destructeur.
En général, c'est le transistor M2 qui est détruit car il a un dimensionnement en puissance plus faible que le transistor M1 , mais on peut avoir aussi une destruction du transistor M1 si le transistor M2 présente un court-circuit lors de sa destruction.
De ce fait, le transistor M2 voit sur son chemin drain- source un courant opposé au sens nominal de circulation des porteurs de charge et est irrémédiablement détruit s'il est dimensionné, ainsi qu'il est habituel, uniquement pour réaliser le freinage de l'induit du moteur M.
A la figure 4, on a représenté un premier moyen de protection contre l'inversion des polarités tiré de l'état de la technique précité. La borne positive d'une source d'alimentation polarisée est connectée à l'anode d'une diode 12 de protection dont la cathode est connectée à la borne d'entrée ou point chaud qui est destiné à être relié à la borne positive d'alimentation d'un ensemble électronique à protéger 13. L'autre borne de polarisation de l'ensemble électronique 13 est connectée à la masse 14.
Dans ce schéma, la diode de protection 12 contre l'inversion de polarité introduit une chute de tension qui peut être préjudiciable au bon fonctionnement et, dans le cas où elle est détruite, interrompt l'alimentation de l'ensemble électronique.
A la figure 5, on a représenté un autre mode de réalisation d'un système de protection selon l'état de la technique.
Dans cet état de la technique, la borne d'alimentation positive 1 1 est transmise à la borne d'entrée positive de l'ensemble électronique 13 par l'intermédiaire du chemin drain- source d'un transistor MOS FET à canal N qui présente une diode 16 anti-parallèle parasite. La grille du transistor MOS FET 17 est connectée à un signal de commande 15, élaboré par l'ensemble électronique à protéger 13.
Un tel dispositif permet de réduire la chute de tension en fonctionnement normal par une commande sur la grille du transistor 17.
Cependant, en cas de destruction du transistor MOS FET 17, l'ensemble électronique 13 perd son alimentation, ce qui peut être dommageable. Par ailleurs, l'ensemble électronique 13 à protéger doit aussi être modifié pour générer un signal correct 15 de mise en conduction du transistor MOS FET 17.
A la figure 6, on a représenté un autre mode de protection contre l'inversion de polarité dans l'état de la technique. Une diode de protection 18 est connectée entre le point froid de l'ensemble électronique 13 à protéger et la masse électrique du dispositif.
Ce genre de montage subit deux inconvénients provoqués d'abord par la chute de tension introduite par la diode 18 en fonctionnement normal qui place le point froid de l'alimentation de l'ensemble électronique 13 à quelques volts au-dessus de la masse électrique du montage.
L'autre inconvénient vient toujours de ce que, en cas de surintensité, la diode 18 peut être accidentellement détruite et, de ce fait, l'ensemble électrique 13 n'est plus alimenté.
A la figure 7, on a représenté un autre mode de réalisation d'un système de protection contre l'inversion de polarité dans l'état de la technique.
Dans cet état de la technique, un transistor MOS FET 21 est placé par son chemin drain-source en inverse entre le point froid de l'alimentation électronique 13 et la masse 14.
La diode 20 anti-parallèle du transistor MOS FET 19 joue le même rôle que la diode 18 du mode de réalisation de la figure 6. Cependant, la chute de tension peut être réduite par l'application d'une mise en conduction en fonctionnement normal par l'électrode de grille 22 du transistor MOS FET 21.
Pour porter remède aux inconvénients précités de l'état de la technique et apporter de nouveaux avantages, l'invention a été représentée dans un premier mode de réalisation à la figure 8 et dans un second mode de réalisation à la figure 9.
Aux figures 8 et 9, les transistors M1 et M2 sont sensiblement identiques aux transistors M1 et M2 du montage des figures 1 et 3.
Le circuit de commande de l'invention comporte un composant M3 de faible puissance connecté en série dans le circuit de freinage. Ce composant présente une forte impédance en cas d'inversion de polarité de l'alimentation du circuit de commande et donc du moteur et une impédance faible en cas de polarité correcte.
Dans un mode de réalisation de l'invention, le composant M3 est un dipôle dont l'état de faible impédance est commandable par au moins une électrode 26 connectée à un signal de commande de freinage d'induit.
L'électrode de grille 23 du transistor M1 du type MOS FET de forte puissance est directement commandée et placée à l'état actif quand le moteur M doit être mis en marche.
Le second transistor M2 MOS FET de puissance réduite est connecté entre le point commun de connexion entre le moteur électrique et la source du transistor M1 , et est, par sa source, connecté à un dipôle électrique de protection contre les inversions de polarité qui présente une faible impédance.
Le circuit de commande a la charge de ne pas activer les transistors M1 et M2 en même temps.
Par contre, lorsque le circuit de freinage est activé par une impulsion sur l'électrode de grille 24 du second transistor M2, le composant de faible puissance 25 passe ou reste à l'état de basse impédance et le courant de freinage passe à la masse à travers le dipôle 25.
Dans le premier mode de réalisation de l'invention illustré à la Figure 8, le circuit de commande d'un moteur électrique à courant continu, est tel que le composant M3 de faible puissance est constitué par la diode antiparallèle d'un transistor MOS FET dont la source est connectée d'une part à la source du transistor M2 et à l'anode de sa diode anti-parallèle et dont le drain est connecté à la cathode de la diode précitée et à la masse. L'électrode de grille du transistor MOS FET 25 est directement reliée à la borne de commande du circuit de freinage 24 de sorte que lorsque la polarité est convenable et que le circuit est activé, le transistor 25 est traversé par le courant issu du transistor M2. Dans le principe de l'invention, le dipôle 25 passe ou reste à l'état de basse impédance. Dans le premier mode de réalisation du schéma représenté à la Figure 8 et dans le cas d'une inversion de polarité, le transistor M3 présente une impédance élevée car, dans ce cas, sa diode anti-parallèle ne peut pas être conductrice, sa cathode étant connectée à la borne positive de la source d'alimentation et le transistor M3 ne peut pas être activé car le circuit de pilotage est polarisé en inverse et n'est pas fonctionnel.
Dans le second mode de réalisation de l'invention illustré à la Figure 9 dans laquelle les éléments identiques à ceux de la Figure 8 portent les mêmes numéros de référence et ne seront pas plus décrits, le circuit de commande d'un moteur électrique à courant continu, est tel que le composant M3 de faible puissance est constitué par une diode connectée par sa cathode à la masse normale de l'alimentation et dont l'anode est connectée à la source du transistor M2 de freinage.
Dans un second type de réalisation non représenté au dessin, la grille du transistor M3 n'est pas nécessairement connectée à la grille du transistor M2. Dans un tel autre mode de réalisation, le transistor M3 peut être activé (sur sa grille) par une tension continue permanente issue du circuit de pilotage comme la tension régulée du circuit de pilotage par exemple, et donc le transistor M3 est en permanence passant tant que la polarité d'alimentation est convenablement appliquée. C'est le transistor M2 qui autorise le passage du courant dans la branche M2-M3. Ce type de configuration présente l'avantage sur le type de réalisation du premier mode de réalisation représenté à la Figure 8 de ne pas empêcher l'utilisation de la diode anti-parallèle du transistor M2 comme diode de roue libre lorsque la charge est inductive, ce qui est le cas avec un moteur électrique comme charge. Dans ce type de configuration de ce second mode de réalisation, il faut donc séparer les commandes des grilles des transistors M2 et M3 du premier mode de réalisation de la Figure 8. Dans le second type de réalisation défini ci-dessus, l'électrode de grille du transistor 25 n'est pas nécessairement reliée à la borne 24. Le transistor 25 peut être activé par un signal d'activation connecté sur sa grille par une tension continue permanente issue du circuit de pilotage. Par contre, effectivement, « lorsque la polarité est convenable et que le circuit est activé, le transistor 25 est traversé par le courant issu du transistor M2. »
Par contre, lorsque le système de commande subit une inversion de polarité, la diode anti-parallèle du transistor M1 devient conductrice.
De ce fait, la diode anti-parallèle du transistor M3 bloque le passage du courant, ce qui empêche la mise en fonction du circuit.
Dans le cas où, accidentellement, le transistor M3 serait détruit, seule la fonction de freinage est interrompue.
Particulièrement, du fait que les électrodes de grille des transistors M2 et M3 sont reliées à la même borne de commande externe destinée à être reliée à un circuit de pilotage (non représenté) du circuit de commande de l'invention, il est très facile de monter les deux transistors M2 et M3 sur un même support, par exemple, de circuit de freinage.
Cette disposition sur un même support est utilisable même si les grilles des transistors M2 et M3 ne sont pas reliées comme selon le second type de réalisation décrit. Il n'en reste pas moins vrai que l'on peut utiliser des boîtiers qui intègrent deux transistors de même dimension pour gagner de la place sur le support comme un circuit imprimé. Les grilles de chaque transistor restent accessibles séparément, ce qui permet d'appliquer des tensions différentes sur chacune.
Ainsi qu'il est connu, on sait déjà monter un transistor M2 d'un demi-pont avec le transistor M1 de forte puissance sur un seul support comme un circuit imprimé avec radiateurs ou un circuit intégré. Dans le cadre de l'invention, il est alors possible de monter ensemble les transistors M1 , M2, ainsi que le transistor MOS FET de protection d'inversion de polarité M3 sur un seul et même support comme un circuit imprimé et/ou un circuit intégré.
Un système d'essuyage selon l'invention peut incorporer un demi-pont du type de celui de la figure 8 qui est connecté directement à un moteur électrique d'essuyage.
Un circuit de pilotage est ajouté pour connecter les électrodes de grille des transistors M2 et M3 du circuit de freinage à une borne de commande de freinage et l'électrode de grille du transistor M1 est connectée à une borne de commande de mise en marche du moteur électrique qui peut être une commande impulsionnelle, ou encore une tension de commande périodique pour piloter le moteur électrique en régulation de tension avec des impulsions de largeur contrôlée par le circuit de pilotage en fonction de consignes (mode PWM).
On note que dans le second type de réalisation non représentée au dessin, les grilles des transistors M2 et M3 ne sont pas nécessairement reliées, mais sont connectées à des bornes de commande convenables de leur circuit de commande. Dans un mode de réalisation, le circuit de commande produit une commande impulsionnelle ou une commande PWM à modulation de largeur en utilisant le schéma de la figure 8 Un thyristor peut être utilisé dans le cas d'une commande impulsionnelle et remplace les transistors M2 et M3. Mais dans ce cas, l'absence de diode de roue libre présente un inconvénient.

Claims

REVENDICATIONS
1 . Circuit de commande d'un moteur électrique à courant continu, sur une source de tension continue polarisée, du type comportant au moins un interrupteur (M 1 ) commandable connecté au point chaud du moteur électrique et un circuit de freinage (M2) destiné à exercer un court-circuit de freinage du moteur électrique à courant continu, caractérisé en ce qu'il comporte un composant (M3) de faible puissance connecté en série dans le circuit de freinage qui présente une forte impédance en cas d'inversion de polarité et une impédance faible en cas de polarité correcte.
2. Circuit de commande d'un moteur électrique à courant continu, selon la revendication 1 , caractérisé en ce que le composant (M3) est un dipôle dont l'état de faible impédance est commandable par au moins une électrode (26) connectée à un signal de commande de freinage d'induit.
3. Circuit de commande d'un moteur électrique à courant continu, selon la revendication 1 , caractérisé en que le composant (M3) de faible puissance comporte une diode connectée par sa cathode à la masse normale de l'alimentation.
4. Circuit de commande d'un moteur électrique à courant continu, selon la revendication 3, caractérisé en ce que la diode est constituée par la diode antiparallèle d'un transistor MOS FET (M3).
5. Circuit de commande d'un moteur électrique à courant continu, selon la revendication 2, caractérisé en ce que le composant de faible puissance comporte un thyristor complété le cas échéant par une diode de roue libre.
6. Circuit de commande d'un moteur électrique à courant continu, selon la revendication 1 , caractérisé en ce que le composant de faible puissance (M3) est intégré sur le même support que le circuit de freinage (M2).
7. Circuit de commande d'un moteur électrique à courant continu, selon la revendication 1 , caractérisé en que le composant de faible puissance (M3) est intégré sur le même support que le circuit de commande (M1 , M2).
8. Système d'essuyage pour vitres de véhicules, caractérisé en ce qu'il comporte au moins un moteur électrique et/oui au moins un circuit de commande (M1 -M3) selon l'une des revendications précédentes, et un circuit de pilotage pour placer le circuit de commande dans un état de marche ou un état de freinage.
9. Système d'essuyage selon la revendication 8, caractérisé en ce que le circuit de pilotage comporte un moyen pour activer le composant de faible puissance (M3) du circuit de commande par une commande impulsionnelle ou par une commande en modulation de largeur d'impulsion (PWM).
10. Système d'essuyage selon la revendication 8, caractérisé en ce que le circuit de pilotage comporte un moyen pour activer le circuit de freinage du circuit de commande par une commande en modulation de largeur d'impulsions, et en ce que le composant de faible puissance (M3) est maintenu actif par une commande en tension séparée, comme la tension régulée d'alimentation du circuit de pilotage quand la polarité d'alimentation du système est correcte.
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