ES2199379T3 - Circuito de control de fallos para fuente de alimentacion conmutada. - Google Patents
Circuito de control de fallos para fuente de alimentacion conmutada.Info
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- 230000004044 response Effects 0.000 claims abstract description 10
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 38
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 19
- 230000010287 polarization Effects 0.000 claims description 13
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 claims description 9
- 230000002441 reversible effect Effects 0.000 claims description 7
- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 abstract description 5
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 50
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000004913 activation Effects 0.000 description 4
- 230000000670 limiting effect Effects 0.000 description 4
- 230000008859 change Effects 0.000 description 3
- 230000001276 controlling effect Effects 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 239000012190 activator Substances 0.000 description 1
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 230000033228 biological regulation Effects 0.000 description 1
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 1
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 1
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 1
- 238000005553 drilling Methods 0.000 description 1
- 230000005021 gait Effects 0.000 description 1
- 230000007246 mechanism Effects 0.000 description 1
- 238000003032 molecular docking Methods 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
- 230000008569 process Effects 0.000 description 1
- 230000001681 protective effect Effects 0.000 description 1
- 230000002829 reductive effect Effects 0.000 description 1
- 230000000284 resting effect Effects 0.000 description 1
- 239000007858 starting material Substances 0.000 description 1
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
- H02H7/00—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions
- H02H7/10—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for converters; for rectifiers
- H02H7/12—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for converters; for rectifiers for static converters or rectifiers
- H02H7/125—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for converters; for rectifiers for static converters or rectifiers for rectifiers
- H02H7/1257—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for converters; for rectifiers for static converters or rectifiers for rectifiers responsive to short circuit or wrong polarity in output circuit
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33507—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
- H02M3/33523—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop
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Abstract
UNA FUENTE DE ALIMENTACION (RAW B + ), UN TRANSFORMADOR (T1) Y UNA UNIDAD DE MANDO DE CONMUTACION (U1) SE ACOPLAN PARA GENERAR EN MODO CONMUTADO UN VOLTAJE DE ALIMENTACION DE SALIDA REGULADO. UN CIRCUITO DE CONMUTACION (R5, R6, R7, Q3, Q4, Z3, U3) COMO RESPUESTA A UNA SEÑAL DE MARCHA/PARADA (+23 V RUN) POSICIONA LA ALIMENTACION EN POTENCIA SOBRE MARCHA O PARADA MEDIANTE EL ESTABLECIMIENTO DE UNA CONDICION CONDUCTORA EN UNA VIA CONDUCTORA. UN DETECTOR (42) DE FALLOS ESTABLECE UNA CONDICION NO CONDUCTORA EN UNA PARTE DE LA VIA CONDUCTORA COMO RESPUESTA A UNA CONDICION DE SOBRECARGA. UN CIRCUITO DE ESPERA (40) ESTABLECE UNA CONDICION CONDUCTORA EN UNA VIA DE CONDUCCION AUXILIAR POR UN PERIODO DE TIEMPO DESPUES DE LA PUESTA EN MARCHA DE LA ALIMENTACION EN POTENCIA. LA VIA DE CONDUCCION AUXILIAR SE VUELVE NO CONDUCTORA CUANDO EL DETECTOR DE FALLOS ESTABLECE UNA CONDICION CONDUCTORA EN LA PARTE DE LA VIA DE CONDUCCION. LA PARTE DE LA VIA DE CONDUCCION SE QUEDA CONDUCTORA EN AUSENCIA DE UNA CONDICION DE SOBRECARGA. UN DISPOSITIVO DE CIERRE QUE COMPRENDE EL CIRCUITO DE ESPERA MANTIENE LA CONDICION NO CONDUCTORA EN LA VIA DE CONDUCCION AUXILIAR HASTA QUE SE PARE LA ALIMENTACION EN POTENCIA.
Description
Circuito de control de fallos para fuente de
alimentación conmutada.
El invento se refiere al campo de las fuentes de
alimentación en modo conmutado para aparatos que funcionan en un
modo de marcha y un modo de espera, tales como un receptor de
televisión. En particular, el invento se refiere al campo del
control de las fuentes de alimentación conmutadas en tales aparatos
durante condiciones de sobrecarga de corriente mediante el uso de
un circuito de control presente por otra parte para conectar y
desconectar la fuente de alimentación, por ejemplo una fuente de
alimentación auxiliar cuando se cambia entre los modos de
funcionamiento en marcha y en espera.
En una fuente de alimentación típica con
condiciones de marcha/espera, por ejemplo como las utilizadas en
receptores de televisión, un rectificador de puente y un
condensador de filtro proporcionan un voltaje bruto de corriente
continua (cc) (denominado voltaje B+ o B+ bruto), siempre que la
fuente de alimentación esté acoplada a la red doméstica de
alimentación. Las cargas en el modo de espera pueden ser
alimentadas directamente a partir del voltaje B+ o de cualquier
otro voltaje que esté siempre presente. Sin embargo, muchas cargas
en el modo de marcha, son alimentadas a través de una fuente
reguladora de voltaje, tal como una fuente de alimentación en modo
conmutado, que solamente funciona en el modo de marcha. Las fuentes
de alimentación en el modo de marcha, para ciertas cargas tales
como los circuitos de deflexión y las cargas de pantalla de alto
voltaje, emplean típicamente el transformador de retorno que
alimenta la deflexión del haz. Una fuente de alimentación separada
o auxiliar puede ser hecha funcionar, también, como una fuente en
modo conmutado y puede proporcionar un voltaje B+ regulado para el
transformador de retorno, así como otros voltajes de alimentación
auxiliares.
Los receptores de televisión por proyección, por
ejemplo, tienen necesidades de potencia particularmente exigentes
por cuanto poseen tres tubos de rayos catódicos (CRT) de gran
potencia. Una fuente de alimentación auxiliar es útil para
alimentar los amplificadores de convergencia para los tubos, siendo
necesarios, generalmente, dos de tales amplificadores para cada CRT.
Estos amplificadores necesitan voltajes de polaridad positiva y
negativa y pueden disipar una potencia sustancial.
En una fuente de alimentación en modo conmutado
un voltaje de cc de entrada (tal como el voltaje B+ en un receptor
de televisión), es acoplado a un terminal de un arrollamiento
primario de un transformador y el otro terminal del arrollamiento
primario está acoplado a un dispositivo de interrupción, de tal
manera que se acople corriente al transformador cuando el
dispositivo de interrupción conduce. El dispositivo de interrupción
es puesto en conducción y fuera de conducción, alternativamente,
durante el modo de funcionamiento en marcha, proporcionando
corrientes alternas en arrollamientos secundarios del
transformador, que son rectificadas y filtradas para proporcionar
voltajes de alimentación en el modo de marcha.
La regulación de los voltajes de salida se
consigue mediante un control de realimentación proporcionado, por
ejemplo, por un arrollamiento de realimentación del transformador.
Los respectivos arrollamientos secundarios están estrechamente
acoplados, de manera que las variaciones de carga en cualquiera de
los arrollamientos secundarios, se reflejan en el arrollamiento de
realimentación. El control de realimentación compara un voltaje del
arrollamiento de realimentación con un valor de voltaje estándar o
de umbral, que puede ser proporcionado por el dispositivo de
interrupción, y modula la frecuencia y/o la anchura del impulso a
las que el circuito de interrupción es puesto en conducción y fuera
de conducción. El dispositivo de interrupción está compensado para
hacerle insensible a variaciones del voltaje de entrada B+ bruto,
al tiempo que mantiene valores exactos del voltaje de salida cuando
varía la carga de corriente en un margen nominal de consumo de
potencia. Una fuente de alimentación de esta clase, que incluye
además un detector de fallos, es conocida por el documento
EP-A-0 203 444.
El dispositivo de interrupción para una fuente de
alimentación como se ha descrito puede ser un controlador de fuente
de alimentación de circuito integrado (IC) de la serie STK730 de
Sanyo. Este controlador incluye un FET (transistor de efecto de
campo) de interrupción de potencia, un activador y amplificador de
errores y un circuito de protección contra sobrecorrientes, en un
único paquete. Cuando está acoplado en una alimentación en modo
conmutado y es puesto en conducción por vez primera, la corriente
circula a masa desde el voltaje B+, a través del arrollamiento
primario del transformador, el FET y una resistencia perceptora de
corriente. La corriente aumenta hasta que se dispara el circuito de
protección contra sobrecorriente del controlador de IC, en cuyo
momento el controlador de IC pone fuera de conducción su transistor
de potencia FET. Se transmite energía a los arrollamientos
secundarios del transformador, donde la corriente AC inducida es
rectificada y carga condensadores de filtro. Después de un
intervalo de arranque de varios ciclos, el voltaje de salida
alcanza su valor regulado. Un circuito de comparación de umbral
proporcionado por el controlador de IC está acoplado a un
arrollamiento de realimentación del transformador y controla la
temporización de conmutación por el IC de control para mantener el
valor regulado del voltaje de salida. La oscilación se estabiliza a
una frecuencia y un ciclo de trabajo que acomodan las cargas
acopladas a los arrollamientos secundarios. Muchos otros
controladores de fuentes de alimentación trabajan de una manera
similar y pueden ser utilizados en lugar de la serie STK730 de
Sanyo.
Un controlador de IC de esta clase intentará
arrancar siempre que esté presente el voltaje B+ bruto. Otros
circuitos conmutados controlan la conmutación entre el modo de
espera y el modo de marcha. Si durante el funcionamiento en el modo
de marcha aumenta la carga en las salidas de la fuente de
alimentación, ésta intentará proporcionar más corriente para
mantener el voltaje de salida de referencia al mismo valor que el
umbral de control. Si se produce una condición de fallo, tal como
una sobrecarga de corriente, el circuito de protección contra
fallos del controlador de IC, que normalmente limita la corriente
durante el arranque, entra en funcionamiento para limitar la
potencia acoplada a través de la fuente. El circuito limitador de
corriente pone fuera de conducción al transistor de conmutación
antes de que el control de realimentación perciba que el voltaje
del arrollamiento de realimentación se encuentra en el umbral de
control. la consecuencia es que los voltajes de salida caen por
debajo del valor nominal, a valores cada vez más bajos a medida que
aumenta la carga corriente.
Suponiendo una condición de fallo de
cortocircuito total en la salida, el circuito de sobrecarga del
controlador de IC es puesto rápidamente fuera de conducción y,
realmente, se acopla poca potencia a través de la fuente. Sin
embargo, si se presenta una sobrecarga de corriente pero no un
cortocircuito total, todavía se acopla una potencia sustancial a
través de la fuente, aún cuando caigan los voltajes de salida. Esta
es una condición de funcionamiento indeseable e, incluso, una
condición de funcionamiento potencialmente peligrosa.
Sería ventajoso desconectar totalmente la fuente
de alimentación auxiliar en el modo de funcionamiento en espera,
por ejemplo, en lugar de permitir que el IC controlador haga
funcionar a la fuente de alimentación auxiliar en una condición de
sobrecarga y/o en otra condición de fallo. No obstante, deben
tomarse ciertas medidas para permitir el funcionamiento de los
circuitos limitadores de corriente del controlador de IC para
permitir el arranque de la fuente de alimentación. De otro modo, la
condición de salida de bajo voltaje que tiene lugar durante el
arranque de la fuente de alimentación puede ser identificada,
incorrectamente, por un circuito de detección de fallos como una
condición de bajo voltaje resultante de una condición de fallo por
sobrecarga de corriente. La fuente de alimentación auxiliar nunca
arrancaría.
Este problema puede resolverse en forma elegante
cuando una fuente de alimentación auxiliar está provista, por otros
motivos, de un control de interrupción para conectar y desconectar
la fuente de alimentación auxiliar cuando el aparato cambia entre
los modos de funcionamiento en espera y en marcha.
De acuerdo con una disposición del invento, un
control de interrupción de esta clase, que se acopla ventajosamente
a un camino de señal de control de realimentación, es modificado
con el fin de responder, también, a un detector de condiciones de
fallo, tal como un detector de voltaje bajo y/o de sobrecorriente,
cada una de cuyas condiciones puede ser indicativa de una condición
de fallo, tal como un cortocircuito.
De acuerdo con otra disposición del invento, un
circuito de retardo está interpuesto entre el detector de
condiciones de fallo y el control de interrupción, cuyo circuito de
retardo resulta efectivo una vez que ha sido conectada la fuente de
alimentación auxiliar. Se impide así que el detector de condiciones
de fallo inhabilite a la fuente de alimentación auxiliar durante un
período de tiempo después de haber sido conectada ésta, para dar una
oportunidad a la fuente de alimentación auxiliar para que
establezca un voltaje de salida operativo sin indicación falsa de
condición de fallo.
De acuerdo con una realización del invento, una
fuente de alimentación conmutada comprende: una fuente de voltaje,
un transformador y un controlador de interrupción acoplados para la
generación en modo conmutado de un voltaje de alimentación de
salida; un circuito de realimentación para regular el
funcionamiento en modo conmutado en respuesta a la aplicación de una
carga en el voltaje de alimentación de salida; un circuito de
interrupción que responde a una señal de conexión/desconexión para
conectar y desconectar la fuente de alimentación controlando la
conducción de un camino de conducción, siendo conectada la fuente
de alimentación por una condición de conducción en el camino de
conducción; un detector de fallos para controlar la conducción en
parte del camino de conducción y establecer una condición de no
conducción en la parte del camino de conducción en respuesta a una
condición de sobrecarga del voltaje de alimentación de salida; y un
circuito de retardo para controlar un camino de conducción auxiliar
derivando la parte del camino de conducción controlada por el
detector de fallos y estableciendo una condición de conducción en el
camino de conducción auxiliar durante un período de tiempo después
de haber sido conectada la fuente de alimentación.
De acuerdo con esta realización, el camino de
conducción auxiliar se hace no conductor cuando el detector de
fallos establece una condición de conducción en la parte del camino
de conducción, permaneciendo la parte del camino de conducción en
la condición de conducción hasta la detección de la condición de
sobrecarga.
Además, de acuerdo con esta realización, el
circuito de retardo forma, también, parte de una disposición de
enganche que establece una condición de no conducción en el camino
de conducción auxiliar tras el período de tiempo. La disposición de
enganche mantiene la condición de no conducción del camino de
conducción auxiliar hasta que se desconecta la fuente de
alimentación.
De acuerdo con otra realización del invento, una
fuente de alimentación conmutada comprende: una fuente de voltaje,
un transformador y un controlador de interrupción acoplados para la
generación en modo conmutado de un voltaje de alimentación de
salida; un circuito de realimentación para regular el
funcionamiento en modo conmutado en respuesta a la aplicación de una
carga en el voltaje de alimentación de salida; un circuito de
interrupción que responde a una señal de conexión/desconexión para
conectar y desconectar la fuente de alimentación controlando la
conducción de un camino de conducción, siendo conectada la fuente
de alimentación por una condición de conducción del camino de
conducción; un detector de fallos para controlar la conducción en
parte del camino de conducción y establecer una condición de no
conducción en la parte del camino de conducción en respuesta a una
condición de sobrecarga del voltaje de alimentación de salida; y
una disposición de enganche que tiene un camino de conducción
auxiliar en paralelo con el camino de conducción controlado por el
detector de fallos y que establece una condición de conducción en el
camino de conducción auxiliar durante un período de tiempo después
de conectada la fuente de alimentación, haciéndose no conductor el
camino de conducción auxiliar cuando se establece una condición de
conducción en la parte del camino de conducción, manteniendo la
disposición de enganche la condición de no conducción del camino de
conducción auxiliar hasta que se desconecta la fuente de
alimentación.
De acuerdo con esta realización, la parte del
camino de conducción se mantiene en la condición de conducción
hasta la detección de la condición de sobrecarga.
En cada una de las realizaciones, la disposición
de enganche comprende: un condensador, un interruptor semiconductor
que tiene una primera unión que forma el camino de señal auxiliar y
una segunda unión que proporciona un camino de carga para el
condensador; y un diodo que proporciona un camino de descarga para
el condensador. Las uniones primera y segunda del interruptor
semiconductor se hacen no conductoras cuando el detector de fallos
establece una condición de conducción en la parte del camino de
conducción, manteniéndose la parte del camino de conducción en la
condición de conducción hasta la detección de la condición de
sobrecarga.
El condensador se mantiene cargado mientras el
diodo tiene una polarización inversa. El condensador cargado
mantiene la condición de polarización inversa en la segunda unión
del semiconductor. El diodo es polarizado inversamente después de
desconectada la fuente de alimentación.
La Figura 1 es un diagrama de bloques de una
fuente de alimentación auxiliar con circuitería de control de
acuerdo con disposiciones del invento.
La Figura 2 es un diagrama esquemático de la
fuente de alimentación auxiliar con circuitería de control de
acuerdo con disposiciones del invento y que ilustra el control de
conexión/desconexión con mayor detalle.
La Figura 3 es un diagrama esquemático de una
fuente de alimentación auxiliar con circuitería de control de
acuerdo con disposiciones del invento y que ilustra con mayor
detalle la circuitería de arranque y de detección de fallos.
La Figura 4 es un diagrama esquemático de una
fuente de alimentación auxiliar que tiene un circuito de detección
de sobrecargas de corriente de acuerdo con disposiciones del
invento.
La Figura 5 es un diagrama esquemático de una
fuente de alimentación auxiliar que tiene un circuito de
restauración rápida de acuerdo con disposiciones del invento.
La Figura 1 muestra, generalmente, una fuente de
alimentación 10 en modo conmutado del invento, que tiene un
controlador de interrupción U1 que puede ser hecho funcionar
periódicamente para aplicar corriente desde una entrada de voltaje,
por ejemplo un voltaje bruto B+, a un arrollamiento primario W1 de
un transformador T1 para acoplamiento, en forma variable, a uno o
más arrollamientos secundarios W2, W3, W4 y W5 del transformador
T1. El controlador de interrupción U1 puede comprender, por ejemplo
un controlador de la serie STK730 de Sanyo. El controlador de
interrupción U1 conduce cuando hay disponible un voltaje de
excitación, por ejemplo el voltaje bruto B+, en la espiga 4 de su
entrada de control CNTL.
El voltaje bruto de alimentación de entrada B+ es
un voltaje de corriente continua obtenido a partir de la salida de
un rectificador de puente CR1 filtrado por un condensador C1. El
voltaje bruto B+ está presente siempre que la fuente de
alimentación 10 esté acoplada a la red doméstica 22 (es decir, esté
enchufada). Sin embargo, la fuente de alimentación 10 solamente
funciona en un modo de marcha y está inhabilitada en un modo de
reposo o de espera.
Cuando la fuente de alimentación 10 está
enchufada y está, también, en el modo de marcha, el voltaje bruto
B+ está presente en la entrada de control CNTL del controlador de
interrupción U1, permitiendo así que éste conduzca una corriente a
través del arrollamiento primario W1 del transformador T1. La
circulación de corriente por el arrollamiento W1 induce un voltaje
en el arrollamiento W2 del transformador T1, cuyo voltaje es
aplicado a la entrada de control CNTL a través de la resistencia
R13 y el condensador C5. La polaridad del arrollamiento W2 es tal
que el voltaje en él inducido mantiene en conducción al controlador
de interrupción U1.
El controlador de interrupción U1 deja de
conducir corriente por el arrollamiento primario W1, o desconecta,
cuando la corriente conducida por el controlador de interrupción U1
alcanza un umbral límite de corriente que es establecido por la
combinación de la resistencia R14 y el condensador C6. Cuando el
controlador de interrupción U1 deja de conducir, el campo magnético
del arrollamiento primario W1 se colapsa, su polaridad se invierte
y la energía contenida en el arrollamiento primario W1 es
transmitida a los arrollamientos W4 y W5, que alimentan corriente a
las salidas de +15 V y -15 V, respectivamente.
Cuando se agota la energía de los arrollamientos
W4 y W5, sus campos magnéticos se colapsan y sus polaridades se
invierten. De acuerdo con las polaridades de los arrollamientos W2,
W4 y W5, el arrollamiento W2 proporciona un voltaje positivo a la
espiga 4 del controlador de interrupción U1, haciendo posible así
que, una vez más, el controlador de interrupción U1 conduzca
corriente por el arrollamiento primario W1 hasta que se alcance el
umbral límite de corriente del controlador de interrupción U1 y
éste deje de conducir corriente. La energía es transmitida, de
nuevo, desde el arrollamiento primario W1 a los arrollamientos W4 y
W5. Este proceso se repite durante varios ciclos, hasta que se ha
estabilizado el funcionamiento de la fuente de alimentación 10.
El arrollamiento de realimentación W3 manda el
ciclo de trabajo del controlador de interrupción U1 una vez que se
ha estabilizado el funcionamiento de la fuente de alimentación 10.
El voltaje generado en el arrollamiento de realimentación 3 se
compara con una referencia interna, igual a aproximadamente -40,5 V,
generada por el controlador de interrupción U1. El ciclo de trabajo
del controlador de interrupción U1 es modulado de tal manera que el
voltaje generado en el arrollamiento de realimentación W3 se
mantenga aproximadamente igual a -40,5 V. El arrollamiento de
realimentación W3 está acoplado a los arrollamientos secundarios W4
y W5 de forma que los cambios de carga se reflejen en el voltaje
generado en el arrollamiento de realimentación W3. Así, el
arrollamiento de realimentación W3 se utiliza, también, para regular
los voltajes de salida generados por los arrollamientos W4 y
W5.
Normalmente, la conmutación del modo de espera al
modo de marcha o viceversa, se consigue bajo control del usuario
mediante entradas de control (no representadas) tales como un
receptor de infrarrojos, interruptores de panel o similares. De
acuerdo con un aspecto del invento, se proporcionan circuitos 36 de
marcha/espera adicionales para hacer que la fuente de alimentación
10 cambie entre el modo de funcionamiento en marcha, operativo, y
el modo en espera, no operativo. El controlador de interrupción U1
exige una corriente de arranque elevada. Para conseguir un arranque
fiable y facilitar la generación de esta corriente de activación,
los circuitos 36 de conmutación marcha/espera incluyen un primer
circuito 38 acoplado entre la entrada de voltaje bruto B+ y la
entrada de control CNTL, para proporcionar una polarización de
voltaje a fin de permitir la conducción por el controlador de
interrupción siempre que esté presente la entrada de voltaje bruto
B+.
De acuerdo con una disposición del invento, la
polarización de corriente de activación proporcionada a partir del
primer circuito 38 puede ser derivada para reducir la corriente de
activación disponible con el fin de inhabilitar el controlador de
interrupción U1. La corriente de activación puede ser derivada a
una fuente de potencial de referencia, por ejemplo, a masa.
Los circuitos 36 de conmutación marcha/espera
comprenden, además, un circuito 42 de detección de condiciones de
fallo, acoplado o, por lo menos, uno de los arrollamientos
secundarios W4 y W5 del transformador. El circuito 42 percibe una
condición de fallo, tal como una sobrecarga de corriente en la
fuente de alimentación auxiliar, por ejemplo percibiendo un umbral
de voltaje bajo en la salida acoplada al mismo o a otro
arrollamiento secundario W4 o w5. El circuito 42 genera una salida
41 indicativa de una condición de fallo para inhabilitar la
conducción del controlador de interrupción U1 llevando la entrada de
control CNTL del controlador de interrupción U1 a un potencial de
masa, como medio para desconectar la fuente de alimentación
auxiliar, mientras el aparato ha sido conmutado al modo de
funcionamiento en espera. Con el fin de garantizar que la fase de
arranque de la fuente de alimentación auxiliar no se ve impedida por
una falsa detección de una condición de fallo debida a valores
iniciales bajos de la salida de voltaje, un circuito de retardo 40
inhibe el efecto de la salida del circuito 42 de detección de
condiciones de fallo durante un período de tiempo suficiente para
que se establezcan los valores nominales de voltaje de salida de la
fuente de alimentación auxiliar.
Las Figuras 2-5 ilustran con
detalle un aspecto diferente de las disposiciones del invento
ilustradas de manera general en la Figura 1. Se utilizan los mismos
números de referencia en todos los dibujos al referirse a los mismos
elementos o a elementos comparables. Refiriéndonos a la Figura 2,
el controlador de interrupción U1 está acoplado en serie con el
arrollamiento primario W1 del transformador T1. El controlador de
interrupción U1 conduce y no conduce, alternativamente, para
transmitir potencia a los arrollamientos secundarios W4 y W5, donde
la señal AC resultante es rectificada por los diodos D2 y D3 y es
filtrada por los condensadores C2 y C3, respectivamente, Los
voltajes filtrados proporcionados en los arrollamientos W4 y W5 son
filtrados, además, por las autoinductancias L2 y L3,
respectivamente, para proporcionar voltajes de alimentación
operativos de +15 V y -15 V, respectivamente, para alimentar a las
cargas en el modo de marcha.
Las polaridades de los arrollamientos secundarios
W4 y W5 son contrarias a las del arrollamiento primario W1, como se
muestra en la Figura 2, de tal forma que los condensadores C2 y C3
son cargados cuando el controlador de interrupción desconecta y la
energía almacenada en el arrollamiento primario W1 del
transformador T1 es transmitida a los arrollamientos W4 y W5.
De acuerdo con un aspecto del invento, la fuente
de alimentación 10 mostrada está dispuesta para controlar, además,
el voltaje para la entrada de control CNTL del controlador de
interrupción U1 para controlar los cambios entre los modos de
marcha y espera. Cuando el dispositivo está en el modo de espera y
el controlador de interrupción U1 no está conduciendo
periódicamente, la única potencia que entra en la fuente de
alimentación 10 es el voltaje bruto B+ que está presente porque el
dispositivo está acoplado a la red doméstica 22. Sería posible,
controlando el funcionamiento en marcha/espera, acoplar y desacoplar
el voltaje bruto B+ a los elementos de interrupción de la fuente de
alimentación 10 utilizando un relé u otro dispositivo de
interrupción activado a partir de una fuente de alimentación
suplementaria, de bajo valor (no mostrada). Sin embargo, de acuerdo
con el invento. se obtiene una solución más eficaz, desde el punto
de vista económico, empleando una señal derivada en parte del
voltaje bruto B+ y en parte de los voltajes del modo marcha, para
reducir la polarización sobre la entrada de control CNTL, para
conmutar el controlador de interrupción U1, a saber, para llevar el
voltaje de la entrada de control casi al valor de masa con el fin
de mantener al controlador de interrupción U1 en desconexión hasta
que se restablezca la polarización normal.
Así, un divisor de tensión que comprende
resistencias R1, R2, R3 y R4 está acoplado entre el voltaje bruto
B+ y masa, y la unión J1 del divisor de voltaje está acoplada a la
base de un transistor de conmutación Q2, que tiene su colector
acoplado a la entrada de control y su emisor puesto a masa. Cuando
está presente el voltaje bruto B+, la entrada de control CNTL es
llevada casi al valor de masa al conducir el transistor Q2. Cuando
la fuente de alimentación 10 se acopla por primera vez a la red, se
mantiene en el modo de espera.
El invento se aplica, ventajosamente, a una
fuente de alimentación auxiliar tal como la fuente auxiliar de un
receptor de televisión para alimentar en el modo de marcha cargas
tales como amplificadores de convergencia. Para cambiar al modo de
marcha, la fuente de alimentación del invento percibe la presencia
de un voltaje de alimentación en el modo de marcha, generado a
partir de una fuente que no es ninguno de los arrollamientos
secundarios del transformador T1. Este voltaje de alimentación en
el modo de marcha es comparado con un valor de umbral y, cuando se
sobrepasa éste, el transistor Q2 es puesto fuera de conducción,
permitiendo que la polarización en la entrada de control CNTL del
controlador de interrupción U1, retorne al valor normal y permita
el funcionamiento de la fuente de alimentación auxiliar en el modo
de marcha, a saber, bajo el control de realimentación por el
arrollamiento de realimentación W3 del transformador T1. Por
ejemplo, la alimentación de +22 V que es generada por el
funcionamiento en el modo de marcha del circuito de deflexión y de
otros circuitos en un receptor de televisión, puede ser utilizada
con este propósito.
Con referencia a la Figura 2, un par diferencial
de transistores PNP, Q3 y Q4, tienen sus emisores acoplados al
voltaje de alimentación en el modo de marcha mediante la
resistencia R5, y comparan diferencialmente el valor del voltaje de
alimentación en el modo de marcha, a través del divisor de voltaje
de las resistencias R6 y R7 en la base del transistor Q3, con un
voltaje de referencia de +8,2 V proporcionado por un diodo Zener Z3
en la base del transistor Q4. Cuando la alimentación en el modo de
marcha excede un nivel predeterminado por la relación de
resistencias del divisor de voltaje, el transistor Q4 conduce y
conecta el optoacoplador U3. El fototransistor del optoacoplador U3
pone a masa la base del transistor Q2, que deja de conducir,
permitiendo así la polarización normal en la entrada de control
CNTL del controlador de interrupción U1. El funcionamiento de la
fuente de alimentación 10 comienza entonces en el modo de marcha,
en respuesta a los voltajes de los arrollamientos secundarios W2 y
W3 del transformador T1.
Otra realización del invento se representa en la
Figura 3, e incluye un circuito de enganche que tiene la función
adicional de detectar condiciones de sobrecarga de corriente,
cuando se trabaja en el modo de marcha, para conmutar la fuente de
alimentación 10 al modo de espera. La sobrecarga de corriente hace
que el valor del voltaje de entrada caiga por debajo del nominal
porque, en condiciones de sobrecorriente, los circuitos de
protección contra sobrecorrientes del controlador de interrupción
U1 lo ponen en desconexión antes de que a través de la fuente de
alimentación 10 haya sido acoplada potencia suficiente para
mantener el valor nominal del voltaje de salida. Este método de
limitación de corriente no es óptimo para alimentar cargas tales
como los amplificadores de convergencia digitales de un receptor de
televisión por proyección. Para tales cargas, es ventajoso que la
fuente de alimentación 10 pueda ser desconectada cuando se presenta
una condición de sobrecorriente, en lugar de intentar alimentar
corriente a las cargas con un voltaje reducido. De acuerdo con el
invento, esta función se consigue de una forma que enlaza con los
circuitos que controlan la conmutación entre los modos de marcha y
de espera como en la Figura 2.
En la Figura 3, el control para el cambio del
modo de espera al modo de marcha es proporcionado, en parte, por el
voltaje de alimentación del modo de marcha, tal como la
alimentación de marcha de +23 V, que hace pasar un voltaje
predeterminado, determinado por el par diferencial de transistores,
Q3 y Q4, que proporcionan corriente al LED (diodo fotoemisor) del
optoacoplador U3. El fototransistor del optoacoplador U3 pone
entonces fuera de conducción al transistor Q2 y permite el
funcionamiento del controlador de interrupción U1. Las resistencias
R1, R2, R3 y R4 proporcionan polarización al transistor Q2 en la
unión J1 a partir del voltaje bruto B+ de alimentación. En
comparación con la realización de la Figura 2, en la que el cátodo
del LED del optoacoplador U3 está puesto a masa, de acuerdo con la
Figura 3 la corriente que pasa por el LED carga un condensador C4 a
través de la base de un transistor PNP Q5.
El condensador C4 proporciona un retardo al
producirse el primer cambio del modo de espera al modo de marcha,
en el que puede arrancar la fuente de alimentación 10. Cuando la
fuente 10 está funcionando y el voltaje regulado, en este caso de
+15 V nominalmente, supera aproximadamente +10V, el diodo Zener Z4
conduce a través de las resistencias R8 y R9, y pone en conducción
el transistor Q6. La corriente procedente del optoacoplador U3 es
derivada entonces a masa a través del transistor Q6 y el
condensador C4 deja de cargar. Entonces, el transistor Q5 es puesto
fuera de conducción y el condensador C4 no puede descargarse ni por
el transistor Q5 ni por el diodo D6, que está acoplado a la fuente
de alimentación en el modo de marcha a +23 V, y es polarizado en
sentido inverso.
En el caso de que el voltaje de salida de +15 V
caiga por debajo del valor necesario para hacer que el diodo Zener
Z4 conduzca, especialmente en el caso de una sobrecarga de
corriente en el arrollamiento secundario W4, el transistor Q6 es
puesto fuera de conducción debido a una excitación de base
insuficiente. Con el transistor Q6 fuera de conducción, el
condensador C4 puede cargarse a partir de la corriente que pasa por
el optoacoplador U3. Cuando la carga del condensador C4 llega a,
aproximadamente, +10 V, el transistor Q5 es puesto fuera de
conducción y no hay camino para la corriente a través del
optoacoplador U3. En ese caso, aunque los transistores diferenciales
Q3 y Q4 todavía detectarán la presencia de la alimentación de
marcha de +23 V, el fototransistor del optoacoplador U3 no conduce
corriente. La alimentación bruta de B+ pone en conducción el
transistor Q2 debido al divisor de voltaje formado en la unión J1
por las resistencias R1, R2, R3 y R4. La entrada de control CNTL del
controlador de interrupción U1 es llevada un valor bajo. La fuente
de alimentación 10 se desconecta, protegiendo las cargas acopladas
a las salidas. Así, a diferencia de una solución limitadora de
potencia, en la que los circuitos limitadores de corriente del
controlador de interrupción reducen el voltaje de salida por debajo
del valor nominal, pero continúan suministrando potencia, el
circuito del invento, como se ha descrito, desconecta la fuente de
alimentación 10 en condiciones de sobrecorriente. Esto se consigue
utilizando los circuitos de marcha/espera activados a partir de la
fuente de alimentación de B+ bruto, que proporcionan una función
protectora contra sobrecargas de corriente con un número mínimo de
partes y con una complejidad mínima.
Como se ilustra en las Figuras 1 y 3, el circuito
42 de detección de condiciones de fallo es utilizado para detectar
condiciones de sobrecarga de corriente en la salida de +15 V de la
fuente de alimentación 10. La detección de las condiciones de
sobrecarga en la salida de -15 V se complica porque en la fuente de
alimentación 10 se utilizan exclusivamente voltajes de polarización
de polaridad positiva, por ejemplo B+ bruto.
Una disposición adicional de acuerdo con el
invento, ilustrada en la Figura 4, permite conseguir de manera
ventajosa y distinguida la detección de condiciones de sobrecarga
de corriente en la salida de -15 V en ausencia de voltajes de
polarización de polaridad negativa. La detección de una condición de
sobrecarga de corriente en la salida de -15 V, cuando se trabaja en
el modo de marcha, hace que la fuente de alimentación 10 sea
conmutada al modo de espera. En la Figura 4, el circuito 43 de
detección de sobrecargas de voltaje de alimentación negativo, está
acoplado entre las salidas de +15 V y -15 V de la fuente de
alimentación 10. El diodo Zener Z6 está polarizado entre las salidas
de +15 V y -15 V de la fuente de alimentación 10, de tal manera que
la base del transistor Q8 tenga un voltaje de polarización que sea
igual a, aproximadamente, -2 V cuando la salida de -15 V está
cargada nominalmente. El diodo Zener Z6 proporciona así un
mecanismo de cambio de valor, o un desplazamiento de corriente
continua, que permite comparar la salida de -15 V con un voltaje de
referencia positivo que, en esta realización, es el voltaje de
conexión de la unión base-emisor del transistor Q8,
para detectar una condición de sobrecarga de corriente.
Si, en respuesta a una condición de sobrecarga de
corriente, la salida de -15 V comienza a caer hacia un potencial de
masa, el voltaje en la base del transistor Q8 también tenderá a
desplazarse hacia masa. Eventualmente, si persiste la condición de
sobrecarga de corriente y, consiguientemente, la salida de -15 V
alcanza un valor de voltaje de umbral predeterminado, el voltaje en
la base del transistor Q8 se hará positivo y, eventualmente,
crecerá lo bastante, por ejemplo aproximadamente 0,7 V, para poner
en conducción el transistor Q8 con el fin de indicar una condición
de sobrecarga de corriente. A diferencia del circuito 42 de
detección de condiciones de fallo, cuando una condición de
sobrecarga de corriente es indicada por un cambio del estado de
conducción del diodo Zener Z4, el diodo Zener Z6 permanece en
estado de conducción cuando el transistor Q8 señala una condición
de sobrecarga de corriente. El valor de umbral deseado puede
seleccionarse eligiendo apropiadamente el voltaje de perforación
del diodo Zener Z6.
Cuando entra en conducción el transistor Q8, se
toma corriente de la base del transistor Q6, poniéndolo así fuera
de conducción. De este modo, en forma parecida a la detección de
una condición de sobrecorriente en la salida de +15 V, con el
transistor Q6 fuera de conducción, el condensador C4 puede cargarse
a partir de la corriente que circula por el optoacoplador U3.
Cuando la carga en el condensador C4 alcanza, aproximadamente, +10
V, el transistor Q5 se pone fuera de conducción y no existe camino
para la corriente a través del optoacoplador U3. En ese caso,
aunque los transistores diferenciales Q3 y Q4 todavía detectan la
presencia de la alimentación de marcha de +23 V, el fototransistor
del optoacoplador U3 no conduce corriente. La alimentación B+ bruto
pone en conducción el transistor Q2 debido al divisor de voltaje
formado en la unión J1 por las resistencias R1, R2, R3 y R4. La
entrada de control CNTL del controlador de interrupción U1 es
llevada a un valor bajo. La fuente de alimentación 10 se
desconecta, protegiendo las cargas acopladas a las salidas.
Cuando cae el voltaje de alimentación de marcha
de +23 V, el condensador C4 se descarga a través del diodo D6 que,
de otra manera, estaría polarizado inversamente por la presencia de
la alimentación de marcha de +23 V. Una vez que se ha descargado el
condensador C4, la fuente de alimentación 10 puede ser vuelta a
arrancar a no ser que, todavía, persista una condición de sobrecarga
en la salida que impida la generación de un voltaje de salida
suficiente para poner en conducción el transistor Q6 durante el
tiempo de retardo en que la carga del condensador C4 puede crecer
hasta un voltaje suficiente para poner fuera de conducción el
transistor Q5.
Si al condensador C4 no se le deja tiempo
suficiente para descargarse por completo, por ejemplo si la fuente
de alimentación 10 de modo conmutado es cambiada del modo de marcha
al modo de espera y, luego, de nuevo al modo de marcha en rápida
sucesión, el transistor Q5 se mantendrá fuera de conducción. Así,
se evitará que los voltajes de salida en el modo de marcha crezcan y
alcancen sus valores nominales de voltaje de salida.
Otra realización del invento mostrada en la
Figura 5 proporciona un circuito 50 de restauración rápida para
descargar rápidamente el condensador C4 cuando cae el voltaje de
alimentación de marcha de +23 V. De acuerdo con el invento, esta
función se consigue en una forma que enlaza con los circuitos que
controlan la conmutación entre los modos de marcha y de espera como
en la Figura 2.
En la Figura 5, el circuito de retardo 40 tiene
un diodo Zener Z5 en paralelo con el condensador C4. Cuando aumenta
el voltaje de alimentación de marcha de +23 V, el condensador C4 se
carga a través de la resistencia R10 para proporcionar el tiempo de
retardo para que los voltajes de salida del modo de marcha se
estabilicen a, aproximadamente, sus valores de voltaje de salida
nominales. El diodo Zener Z5 fija el voltaje a través del
condensador C4 a, aproximadamente, +10 V, para evitar daños en las
uniones base-emisor de los transistores Q8 y Q9,
que están dispuestos en una configuración Darlington.
Una vez que la fuente de alimentación 10 se
encuentra en el modo de marcha, el transistor Q4 y el diodo del
optoacoplador U3 conducen corriente, en forma similar a la
realización ilustrada en la Figura 3. Sin embargo, a diferencia de
la realización de la Figura 3, esta corriente no es utilizada para
cargar el condensador C4. La disposición de los transistores Q8 y
Q9 en configuración Darlington tiene como consecuencia que sólo
circule una corriente mínima por la base del transistor Q8. Así, el
régimen de carga del condensador C4 y el retardo de tiempo así
provocado, viene determinado exclusivamente por la constante de
tiempo proporcionada por la resistencia R10 y el condensador C4.
Esto elimina, ventajosamente, cualquier variación del régimen de
carga del condensador C4 debido al factor de amplificación de
corriente, o beta, del transistor Q5 en la Figura 3 o la
disposición Darlington de los transistores Q8 y Q9 de la Figura
5.
Con referencia a la Figura 5, cuando la fuente de
alimentación 10 es conmutada al modo de espera, el voltaje de
alimentación de marcha de +23 V comienza a caer. Cuando el voltaje
de alimentación de marcha cae por debajo de un valor determinado
por la relación de las resistencias del divisor de voltaje
constituido por las resistencias R6 y R7, la circulación de
corriente es redirigida desde el transistor Q4 al transistor Q3. La
corriente que circula por el transistor Q3 establece un voltaje a
través de la resistencia R11, cuyo voltaje polariza a conducción el
transistor Q7 de restauración. El condensador C4 es descargado, por
tanto, rápidamente a masa por la resistencia R12 y el transistor de
restauración Q7 antes de que haya desaparecido por completo el
voltaje de marcha de
+23 V.
+23 V.
Claims (16)
1. Una fuente de alimentación en modo conmutado,
que comprende:
una fuente de voltaje (B+ BRUTO), un
transformador (T1) y un controlador de interrupción (U1) acoplado
para la generación, en modo conmutado, de un voltaje de
alimentación de salida (+15 V);
teniendo dicho controlador de interrupción una
entrada de control (CNTL, 4),
un circuito de realimentación (W3) para regular
dicha generación en modo conmutado en respuesta a una carga sobre
dicho voltaje de alimentación de
salida;
salida;
un detector de fallos (42),
un circuito de interrupción (R5, R6, R7, Q3, Q4,
Z3, U3) que controla el voltaje en dicha entrada de control (CNTL,
4) para conectar y desconectar dicha fuente de alimentación,
caracterizada porque
el circuito de interrupción (R5, R6, R7, Q3, Q4,
Z3, U3) controla el voltaje en dicha entrada de control (CNTL, 4)
en respuesta a una señal de mando de conexión/desconexión (+23
V-MARCHA) habilitando o inhabilitando la conducción
en un camino (Q6, U3, Q4) de conducción controlable, siendo
conectada dicha fuente de alimentación al habilitarse la conducción
en dicho camino (Q6, U3, Q4) de conducción controlable,
habilitando o inhabilitando el detector de fallos
(42) la conducción en parte (Q6) de dicho camino (Q6, U3, Q4) de
conducción controlable e inhabilitando la conducción en dicha parte
en respuesta a una condición de sobrecarga de dicho voltaje de
alimentación de salida,
y porque
un circuito de retardo (40) habilita o inhabilita
la conducción en un camino (Q5) de conducción controlable,
auxiliar, derivando dicha parte (Q6) y habilita la conducción en
dicho camino de conducción controlable, auxiliar, durante un
período de tiempo después de haberse conectado dicha fuente de
alimentación.
2. La fuente de alimentación conmutada de la
reivindicación 1, en la que dicho circuito de retardo (40) también
forma parte de una disposición de enganche que establece una
condición de no conducción en dicho camino de conducción auxiliar
después de dicho período de tiempo.
3. La fuente de alimentación conmutada de la
reivindicación 2, en la que dicha disposición de enganche mantiene
dicha condición de no conducción de dicho camino de conducción
auxiliar hasta que se desconecta dicha fuente de alimentación.
4. La fuente de alimentación conmutada de la
reivindicación 2, en el que dicha disposición de enganche
comprende:
un condensador (C4);
un interruptor semiconductor (Q5) que tiene una
primera unión que forma dicho camino de señal auxiliar y una
segunda unión que proporciona un camino de carga para dicho
condensador; y
un diodo (D6) que proporciona un camino de
descarga para dicho condensador.
5. La fuente de alimentación conmutada de la
reivindicación 4, en la que dichas uniones primera y segunda de
dicho interruptor semiconductor (Q5) se hacen no conductoras cuando
dicho detector de fallos establece una condición de conducción en
dicha parte de dicho camino de conducción, manteniéndose dicha
parte de dicho camino de conducción en dicha condición de conducción
hasta la detección de dicha condición de sobrecarga.
6. La fuente de alimentación conmutada de la
reivindicación 5, en la que dicho condensador (C4) permanece
cargado mientras dicho diodo está polarizado en sentido
inverso.
7. La fuente de alimentación conmutada de la
reivindicación 6, en la que dicho condensador (C4) cargado mantiene
una condición de polarización inversa en dicha segunda unión de
dicho interruptor semiconductor (Q5).
8. La fuente de alimentación conmutada de la
reivindicación 6, en la que dicho diodo (D6) es polarizado en
sentido directo después de desconectada dicha fuente de
alimentación.
9. La fuente de alimentación conmutada de la
reivindicación 1, en la que dicho camino de conducción auxiliar se
hace no conductor cuando dicho detector (42) de fallos establece
una condición de conducción en dicha parte de dicho camino de
conducción, manteniéndose en condición de conducción dicha parte del
citado camino de conducción hasta la detección de dicha condición
de sobrecarga.
10. La fuente de alimentación conmutada de la
reivindicación 1, en la que dicho circuito de retardo
comprende:
una disposición de enganche (C4, Q5, D6) que
tiene un camino (Q5) de conducción auxiliar en paralelo con dicho
camino (Q6) de conducción controlado por dicho detector (42) de
fallos y que establece una condición de conducción en dicho camino
de conducción auxiliar durante un período de tiempo después de
conectada dicha fuente de alimentación, haciéndose no conductor
dicho camino de conducción auxiliar cuando se establece una
condición de conducción en dicha parte (Q6) de dicho camino de
conducción, manteniendo dicha disposición de enganche dicha
condición de no conducción del citado camino de conducción auxiliar
hasta que se desconecta dicha fuente de alimentación.
11. La fuente de alimentación conmutada de la
reivindicación 10, en la que dicha parte del mencionado camino de
conducción se mantiene en dicha condición de conducción hasta la
detección de dicha condición de sobrecarga.
12. La fuente de alimentación conmutada de la
reivindicación 11, en la que dicha disposición de enganche
comprende:
un condensador (C4);
un interruptor semiconductor (Q5) que tiene una
primera unión que forma dicho camino de señal auxiliar y una
segunda unión que proporciona un camino de carga para el citado
condensador; y
un diodo (D6) que proporciona un camino de
descarga para dicho condensador.
13. La fuente de alimentación conmutada de la
reivindicación 12, en la que dichas uniones primera y segunda de
dicho interruptor semiconductor (Q5) se hacen no conductoras cuando
dicho detector de fallos establece una condición de conducción en
dicha parte de dicho camino de conducción, manteniéndose dicha
parte de dicho camino de conducción en dicha condición de conducción
hasta la detección de dicha condición de sobrecarga.
14. La fuente de alimentación conmutada de la
reivindicación 13, en la que dicho condensador (C4) cargado
mantiene una condición de polarización inversa en dicha segunda
unión de dicho interruptor semiconductor (Q5).
15. La fuente de alimentación conmutada de la
reivindicación 14, en la que dicho condensador (C4) permanece
cargado mientras dicho diodo (D6) está
polarizado en sentido inverso.
polarizado en sentido inverso.
16. La fuente de alimentación conmutada de la
reivindicación 15, en la que dicho diodo (D6) es polarizado en
sentido inverso después de desconectada dicha fuente de
alimentación.
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/749,749 US5796596A (en) | 1996-11-15 | 1996-11-15 | Fault control circuit for switched power supply |
| US749749 | 1996-11-15 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| ES2199379T3 true ES2199379T3 (es) | 2004-02-16 |
Family
ID=25015024
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| ES97948338T Expired - Lifetime ES2199379T3 (es) | 1996-11-15 | 1997-11-12 | Circuito de control de fallos para fuente de alimentacion conmutada. |
Country Status (10)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5796596A (es) |
| EP (1) | EP0938772B1 (es) |
| JP (1) | JP3784838B2 (es) |
| KR (1) | KR100562242B1 (es) |
| CN (1) | CN1079609C (es) |
| AU (1) | AU5442498A (es) |
| DE (1) | DE69723287T2 (es) |
| ES (1) | ES2199379T3 (es) |
| MY (1) | MY116172A (es) |
| WO (1) | WO1998021814A1 (es) |
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-
1997
- 1997-11-12 ES ES97948338T patent/ES2199379T3/es not_active Expired - Lifetime
- 1997-11-12 JP JP52290398A patent/JP3784838B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1997-11-12 KR KR1019997004241A patent/KR100562242B1/ko not_active Expired - Fee Related
- 1997-11-12 CN CN97199706A patent/CN1079609C/zh not_active Expired - Fee Related
- 1997-11-12 EP EP97948338A patent/EP0938772B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1997-11-12 WO PCT/US1997/021010 patent/WO1998021814A1/en not_active Ceased
- 1997-11-12 DE DE69723287T patent/DE69723287T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1997-11-12 AU AU54424/98A patent/AU5442498A/en not_active Abandoned
- 1997-11-14 MY MYPI97005466A patent/MY116172A/en unknown
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR100562242B1 (ko) | 2006-03-22 |
| EP0938772A1 (en) | 1999-09-01 |
| JP3784838B2 (ja) | 2006-06-14 |
| MY116172A (en) | 2003-11-28 |
| EP0938772B1 (en) | 2003-07-02 |
| US5796596A (en) | 1998-08-18 |
| DE69723287D1 (de) | 2003-08-07 |
| JP2001503959A (ja) | 2001-03-21 |
| DE69723287T2 (de) | 2004-06-09 |
| KR20000053262A (ko) | 2000-08-25 |
| WO1998021814A1 (en) | 1998-05-22 |
| CN1079609C (zh) | 2002-02-20 |
| CN1238073A (zh) | 1999-12-08 |
| AU5442498A (en) | 1998-06-03 |
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